JP4444076B2 - Induction heating cooker - Google Patents

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Description

本発明は、鍋等の負荷を高周波加熱する誘導加熱調理器に係り、特に、負荷の種類に応じた加熱を行なうようにして誘導加熱調理器に関する。   The present invention relates to an induction heating cooker that heats a load such as a pan at high frequency, and more particularly to an induction heating cooker that performs heating according to the type of load.

誘導加熱調理器は、火を使わずに安全で温度制御機能もある等の利点からシステムキッチンに組み込まれるＩＨクッキングヒータとして急速に普及しつつあり、この場合、使い勝手の向上から、鉄製鍋のような高透磁率或いは高抵抗率の鍋の加熱の他、アルミニウム製鍋のような抵透磁率或いは低抵抗率の鍋も加熱できるようにした誘導加熱調理器が要望されており、このような要望に応えるようにしたものも開示されている（例えば特許文献１参照）。
特開昭６１−１６４９１号公報 Induction cookers are rapidly spreading as IH cooking heaters built into system kitchens because of their safety and temperature control function without using fire. In addition to the heating of high permeability or high resistivity pans, there is a demand for induction heating cookers that can also heat non-permeability or low resistivity pans such as aluminum pans. A response is also disclosed (see, for example, Patent Document 1).
JP-A 61-16491

図１１は、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋の双方を加熱し得るようにした従来の誘導加熱調理器の電気回路の構成を示す。   FIG. 11 shows a configuration of an electric circuit of a conventional induction heating cooker that can heat both an iron pan and an aluminum pan.

図１１において、全波整流回路１００の交流入力端子は、ノイズフィルタ１０１を介して２００Ｖの単相交流電源１０２に接続され、全波整流回路１００の直流出力端子間には、リアクタ１２１及び平滑コンデンサ１０３の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ１０３には、スイッチング素子たるＩＧＢＴ１０４及び１０５を直列に接続してなるインバータ１０６が並列に接続されている。即ち、インバータ６は、ＩＧＢＴ１０４及び１０５の直列回路の１アーム分からなるハーフブリッジ回路である。   In FIG. 11, the AC input terminal of the full-wave rectifier circuit 100 is connected to a 200 V single-phase AC power supply 102 via a noise filter 101, and a reactor 121 and a smoothing capacitor are connected between the DC output terminals of the full-wave rectifier circuit 100. 103 series circuits are connected. The smoothing capacitor 103 is connected in parallel with an inverter 106 formed by connecting IGBTs 104 and 105 serving as switching elements in series. That is, the inverter 6 is a half bridge circuit composed of one arm of a series circuit of the IGBTs 104 and 105.

負荷たる鍋１０７を加熱するための誘導加熱コイル１０８は、巻数２０ターンの内側コイル１０８ａと巻数６０ターンの外側コイル１０８ｂとから構成されている。共振コンデンサ１０９は、容量Ｃ１の第１のコンデンサ１０９ａと容量Ｃ２の第２のコンデンサ１０９ｂとから構成され、容量Ｃ２は湯量Ｃ１よりも充分に大になるように設定されている。しかして、インバータ１０６のＩＧＢＴ１０５には、内側コイル１０８ａ、切換用リレースイッチ１１０の可動接点ｃ−固定接点ｂ間、外側コイル１０８ｂ、第１のコンデンサ１０９ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂの直列回路が並列に接続され、切換用リレースイッチ１１０の固定接点ａは、コンデンサ１０９ａ及び１０９ｂの共通接続点に接続されている。   The induction heating coil 108 for heating the loading pan 107 is composed of an inner coil 108a having 20 turns and an outer coil 108b having 60 turns. The resonant capacitor 109 includes a first capacitor 109a having a capacity C1 and a second capacitor 109b having a capacity C2, and the capacity C2 is set to be sufficiently larger than the amount C1 of hot water. Thus, in the IGBT 105 of the inverter 106, a series circuit of the inner coil 108a, the movable contact c of the switching relay switch 110 and the fixed contact b, the outer coil 108b, the first capacitor 109a, and the second capacitor 109b is connected in parallel. The fixed contact a of the switching relay switch 110 is connected to the common connection point of the capacitors 109a and 109b.

制御回路１１１は、８ビットの通常のマイクロコンピュータで構成され、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部１１２、負荷判定部１１３及び周波数指令信号生成部１１４を備えている。入力電圧検出回路１１５は、交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部１１２に与える。入力電流検出回路１１６は、交流入力電流を変流器１２２を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部１１２及び負荷判定部１１３に与える。インバータ電流検出回路１１７は、インバータ１０６に流れる電流を変流器１２３を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部１１３に与える。 The control circuit 1 11 has an 8-bit normal microcomputer, when indicated by function-specific block diagram, an input power control unit 112, the load determining unit 113 and the frequency command signal generation section 114. The input voltage detection circuit 115 detects an AC input voltage and supplies the detected AC input voltage to the input power control unit 112. The input current detection circuit 116 detects an AC input current via the current transformer 122 and provides the detected AC input current to the input power control unit 112 and the load determination unit 113. The inverter current detection circuit 117 detects the current flowing through the inverter 106 via the current transformer 123 and supplies the detected inverter current to the load determination unit 113.

入力電力制御部１１２は、交流入力電圧と交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ１０６の駆動周波数を制御する信号を周波数指令信号生成部１１４に与える。周波数指令信号生成部１１４は、この駆動周波数に相当する周波数指令信号を生成してアナログＩＣからなるインバータ駆動パルス生成回路（ＶＣＯ）１１８に与える。インバータ駆動パルス生成回路１１８は、その周波数指令信号に基づいて駆動パルスを生成して、ドライバ１１９を介してＩＧＢＴ１０４及び１０５にゲート信号ＶＧ１及びＶＧ２を与えるようになっている。そして、負荷判定部１１３は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋１０７の種類を判定するようになっており、鍋１０７がアルミニウム製鍋の場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ｂ間をオンさせ、鍋１０７が鉄製鍋の場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ａ間をオンさせるようになっている。   The input power control unit 112 calculates the input power from the AC input voltage and the AC input current, and outputs a signal for controlling the drive frequency of the inverter 106 so as to be the set input power set by the user. To give. The frequency command signal generation unit 114 generates a frequency command signal corresponding to the drive frequency and supplies it to an inverter drive pulse generation circuit (VCO) 118 made of an analog IC. The inverter drive pulse generation circuit 118 generates a drive pulse based on the frequency command signal and supplies gate signals VG1 and VG2 to the IGBTs 104 and 105 via the driver 119. The load determination unit 113 determines the type of the pan 107 from the AC input current and the inverter current. When the pan 107 is an aluminum pan, the switching relay is connected via the relay switching circuit 120. The contact c-b of the switch 110 is turned on, and when the pan 107 is an iron pan, the contact c-a of the switching relay switch 110 is turned on via the relay switching circuit 120.

以上の回路構成により、アルミニウム製鍋と鉄製鍋との加熱を次のように実行する。
アルミニウム製鍋は、抵抗率が低いので、鉄製鍋と同じ誘導加熱コイル巻数で加熱しようとすると、過大なインバータ電流が流れるので、高火力加熱を行なうことができない。そこで、アルミニウム製鍋を加熱する場合には、誘導加熱コイル巻数を鉄製鍋の場合よりも増加し、且つ、６０ｋＨｚ程度の高周波動作をさせるにより、コイルインピーダンスを増加させてインバータを駆動させる必要がある。 With the above circuit configuration, heating of the aluminum pan and the iron pan is performed as follows.
Since an aluminum pan has a low resistivity, when an attempt is made to heat it with the same number of turns of an induction heating coil as an iron pan, an excessive inverter current flows, so that high heating power cannot be performed. Therefore, when heating an aluminum pan, it is necessary to increase the coil impedance to drive the inverter by increasing the number of turns of the induction heating coil than in the case of an iron pan and performing a high-frequency operation of about 60 kHz. .

負荷判定部１１３は、鍋１０７がアルミニウム製鍋と判定した場合には、リレー切換回路を１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ｂ間をオンさせる。これにより内側コイル１０８ａ、外側コイル１０８ｂ、第１のコンデンサ１０９ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル１０８としては巻数が８０ターン（内側コイル１０８ａの２０ターン＋外側コイル１０８ｂの６０ターン）になり、且つ、共振コンデンサ１０９のとしては容量は略Ｃ１（第１のコンデンサ１０９ａの容量）になる。この容量Ｃ１は、誘導加熱コイル１０８の巻数が８０ターンのときに共振周波数が５９ｋＨｚ付近になるような値に設定されている。   When determining that the pan 107 is an aluminum pan, the load determining unit 113 turns on the relay switching circuit 110 between the contacts c-b of the switching relay switch 110 via the relay switching circuit 120. As a result, the inner coil 108a, the outer coil 108b, the first capacitor 109a, and the second capacitor 109b are connected in series to form a resonance circuit. Therefore, the number of turns of the induction heating coil 108 is 80 turns (20 turns of the inner coil 108a + 60 turns of the outer coil 108b), and the capacity of the resonance capacitor 109 is approximately C1 (capacity of the first capacitor 109a). )become. The capacitance C1 is set to a value such that the resonance frequency is around 59 kHz when the number of turns of the induction heating coil 108 is 80 turns.

入力電力制御部１１２は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ１０６に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋１０７がアルミニウム製鍋の場合，定格入力は２ｋＷで、その時のインバータ１０６のスイッチング周波数は６０ｋＨｚである。そして、この時の各部のタイミング波形は図１２に示すようになる。図１２において、ＩＱはインバータ電流（共振回路に流れる電流）、ＶＱはインバータ１０６から出力される高周波電圧（共振回路に印加される高周波電圧）、ＶＧ１はＩＧＢＴ１０４に与えられるゲート信号、ＶＧ２はＩＧＢＴ１０５に与えられるゲート信号である。   The input power control unit 112 performs constant input control by performing frequency control on the inverter 106 so that the setting input is set by the user. When the pan 107 is an aluminum pan, the rated input is 2 kW, and the switching frequency of the inverter 106 at that time is 60 kHz. And the timing waveform of each part at this time is as shown in FIG. In FIG. 12, IQ is an inverter current (current flowing through the resonance circuit), VQ is a high-frequency voltage output from the inverter 106 (high-frequency voltage applied to the resonance circuit), VG1 is a gate signal applied to the IGBT 104, and VG2 is applied to the IGBT 105. This is a gate signal to be given.

又、負荷判定部１１３は、鍋１０７が鉄製鍋と判定した場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ａ間をオンさせる。これにより内側コイル１０８ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル１０８としては巻数が２０ターン（内側コイル１０８ａの巻数）になり、且つ、共振コンデンサ１０９のとしては容量がＣ２（第２のコンデンサ１０９ｂの容量）になる。この容量Ｃ２は、誘導加熱コイル１０８の巻数が２０ターンのときに共振周波数が２２ｋＨｚ付近になるような値に設定されている。   Moreover, the load determination part 113 turns ON between the contacts ca of the switching relay switch 110 via the relay switching circuit 120, when it determines with the pan 107 being an iron pan. As a result, the inner coil 108a and the second capacitor 109b are connected in series to form a resonance circuit. Therefore, the number of turns of the induction heating coil 108 is 20 turns (the number of turns of the inner coil 108a), and the capacity of the resonance capacitor 109 is C2 (the capacity of the second capacitor 109b). This capacity C2 is set to a value such that the resonance frequency is around 22 kHz when the number of turns of the induction heating coil 108 is 20 turns.

入力電力制御部１１２は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ１０６に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋１０７が鉄製鍋の場合，定格入力は３ｋＷで、その時のインバータ１０６のスイッチング周波数は２５ｋＨｚである。そして、この時の各部のタイミング波形は図１３に示すようになる。   The input power control unit 112 performs constant input control by performing frequency control on the inverter 106 so that the setting input is set by the user. When the pan 107 is an iron pan, the rated input is 3 kW, and the switching frequency of the inverter 106 at that time is 25 kHz. And the timing waveform of each part at this time is as shown in FIG.

上記従来の構成では、アルミニウム製鍋の場合には、インバータ１０６を６０ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動することで６０ｋＨｚのインバータ電流を流すことができる（アルミニウム製鍋の加熱ができる）が、インバータ１０６は、６０ｋＨｚもの高周波駆動となるためインバータ１０６のスイッチング損失（スイッチング素子たるＩＧＢＴのスイッチング損失）が大きくなる不具合がある。又、鉄製鍋の場合には、インバータ１０６のスイッチング周波数は２５ｋＨｚと低いが、誘導加熱コイル１０８の巻数が２０ターンと少ないので、インバータ電流が７０Ａピークとなり、インバータ１０６の定常損失（ＩＧＢＴの定常損失）が大きくなる不具合がある。   In the above-described conventional configuration, in the case of an aluminum pan, an inverter current of 60 kHz can be passed by driving the inverter 106 at a switching frequency of 60 kHz (the aluminum pan can be heated). Since the high-frequency drive is as high as 60 kHz, there is a problem that the switching loss of the inverter 106 (switching loss of the IGBT as the switching element) becomes large. In the case of an iron pan, the switching frequency of the inverter 106 is as low as 25 kHz. However, since the number of turns of the induction heating coil 108 is as small as 20 turns, the inverter current reaches a peak of 70 A, and the inverter 106 steady loss (IGBT steady loss). ) Becomes larger.

更に、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とで誘導加熱コイル１０８の巻数切換えを行なわなければならないので、誘導加熱コイル１０８の製造が複雑になって、価格が高くなる。又、誘導加熱コイル１０８の巻数を切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変り、特に、鉄製鍋の場合には、内側コイル１０８ａのみの加熱をなるので、鍋底中心部の局所加熱になる。   Furthermore, since the number of turns of the induction heating coil 108 must be switched between the aluminum pan and the iron pan, the manufacture of the induction heating coil 108 becomes complicated and the price increases. Also, by switching the number of turns of the induction heating coil 108, the heating location changes between an aluminum pan and an iron pan. In particular, in the case of an iron pan, only the inner coil 108a is heated. It becomes heating.

尚、誘導加熱コイルの巻数の切換えを行なうことなくアルミニウム製鍋と鉄製鍋とを加熱できるようにした誘導加熱調理器が特開２００１−１６０４８４号公報に開示されている。しかしながら、この誘導加熱調理器は、鉄製鍋の加熱時に誘導加熱コイルの巻数を切換えることは明示されていないので、鉄製鍋の加熱時に充分なインバータ電流が流れず、高火力が得られない。 Japanese Patent Laid-Open No. 2001-160484 discloses an induction heating cooker that can heat an aluminum pan and an iron pan without switching the number of turns of the induction heating coil. However, the induction heating cooker, since it is not explicitly switch the number of turns of the induction heating coil when heated iron pot, not sufficient inverter current at the time of heating the iron pan flow, no high heating power is obtained.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる誘導加熱調理器を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to enable heating regardless of the type of load without switching the number of turns of the induction heating coil, and to reduce switching loss and steady loss of the inverter. An object of the present invention is to provide an induction heating cooker that can be used.

本発明の誘導加熱調理器は、直流電源回路と、誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、前記インバータは、前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するように構成されていることを特徴とする。   An induction heating cooker according to the present invention includes a DC power supply circuit, a resonance circuit including an induction heating coil and a resonance capacitor, an inverter that converts a DC power supply voltage from the DC power supply circuit into a high frequency voltage and supplies the high frequency voltage to the resonance circuit. And a control means for controlling the switching frequency of the inverter, wherein the inverter is configured to switch and output a high-frequency voltage having the same frequency as the switching frequency and a high-frequency voltage having a double frequency. Features.

この場合、インバータは、第１及び第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のアームと、第３及び第４のスイッチング素子が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータの第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせる第１の制御状態と、前記第１及び第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子のオン期間が第２のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のスイッチング素子のオン期間中に第３のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のスイッチング素子をオフオンさせる第２の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする。   In this case, the inverter is a full bridge circuit having a first arm in which the first and second switching elements are connected in series, and a second arm in which the third and fourth switching elements are connected in series. The resonance circuit is connected between the neutral point of the first arm and the neutral point of the second arm of the inverter, and the resonance capacitor of the resonance circuit is configured so that the capacitance can be switched. The control means includes a first control state in which the first and second switching elements are alternately turned on and off alternately, and the fourth and third switching elements are alternately turned on and off in synchronization with the first and second switching elements. The two switching elements are alternately turned on and off so that the on period of the first switching element is longer than that of the second switching element, and the first switching element is turned on and off. The third switching element can be turned on and off during the period, and the second control state in which the fourth switching element is turned on and off can be switched in synchronization with the on and off, and the capacitance of the resonant capacitor is switched in accordance with the switching. It is comprised as follows.

このような構成によれば、負荷の種類に応じてインバータがスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）とスイッチング周波数の２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合（第２の制御状態）とを切換えることができるので、負荷の種類に関係なく高火力の加熱が可能になる。インバータは、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータがスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）は、高周波電圧の振幅を従来の２倍にすることができて、２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のまま、インバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータの定常損失の低減を図ることができる。 According to this structure, when the inverter is outputting a high-frequency voltage of a frequency twice the switching frequency when the (first control state) to output a high frequency voltage having the same frequency as the switching frequency according to the type of load Since (second control state) can be switched, heating with high thermal power becomes possible regardless of the type of load. Since the inverter only switches and outputs a high-frequency voltage having the same frequency as the switching frequency and a high-frequency voltage having twice the switching frequency, switching loss can be reduced, and the inverter can switch the switching frequency to the same frequency. When outputting a voltage (first control state), the amplitude of the high frequency voltage can be doubled compared to the conventional case, and the number of turns of the induction heating coil is the same as when outputting a high frequency voltage of twice the frequency. The peak value of the inverter current can be reduced. Thereby, reduction of the steady loss of an inverter can be aimed at.

本発明の誘導加熱調理器は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる、という効果を奏する。   The induction heating cooker of the present invention can be heated regardless of the type of load without switching the number of turns of the induction heating coil, and has an effect that switching loss and steady loss of the inverter can be reduced.

（第１の実施例）
以下、本発明の第１の実施例につき、図１乃至図５を参照して説明する。
図１は、本実施例の電気回路の構成を示す。この図１において、全波整流回路１は、平滑コンデンサ２とともに直流電源回路３を構成するもので、その交流入力端子は、交流電源線４、５及びノイズフィルタ６を介して２００Ｖの単相交流電源７に接続されている。全波整流回路１において、正側出力端子は、リアクトル８及び高速ダイオード９を介して平滑コンデンサ２の一方の端子に接続され、負側出力端子は、平滑コンデンサ２の他方の端子に接続されている。ＮＰＮ形のトランジスタ１０は、リアクトル８及び高速ダイオード９とともに直流電圧可変手段たるチョッパ１１を構成するもので、そのコレクタは、リアクトル８及び高速ダイオード９の共通接続点に接続され、エミッタは、全波整流回路１の負側出力端子に接続されている。そして、平滑コンデンサ２の両端子には、直流電源線１２、１３が接続されている。 (First embodiment)
The first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
FIG. 1 shows the configuration of the electric circuit of this embodiment. In FIG. 1, a full-wave rectifier circuit 1 constitutes a DC power supply circuit 3 together with a smoothing capacitor 2, and its AC input terminal is a 200 V single-phase AC via AC power supply lines 4 and 5 and a noise filter 6. Connected to a power supply 7. In the full-wave rectifier circuit 1, the positive output terminal is connected to one terminal of the smoothing capacitor 2 via the reactor 8 and the high speed diode 9, and the negative output terminal is connected to the other terminal of the smoothing capacitor 2. Yes. The NPN transistor 10 constitutes a chopper 11 as DC voltage variable means together with the reactor 8 and the high-speed diode 9, the collector is connected to the common connection point of the reactor 8 and the high-speed diode 9, and the emitter is the full wave The rectifier circuit 1 is connected to the negative output terminal. The DC power supply lines 12 and 13 are connected to both terminals of the smoothing capacitor 2.

インバータ１４は、単相のフルブリッジ回路からなるもので、直流電源線１２、１３間に接続されたスイッチング素子たる第１のＩＧＢＴ１５及び第２のＩＧＢＴ１６の直列回路（第１のアーム）と、同じく、直流電源線１２、１３間に接続されたスイッチング素子たる第３のＩＧＢＴ１７及び第４のＩＧＢＴ１８の直列回路（第２のアーム）とから構成されている。尚、ＩＧＢＴ１５，１６、１７及び１８のコレクタ、エミッタ間にはフリーホイールダイオード１５ａ，１６ａ、１７ａ及び１８ａが夫々接続されている。又、第２のＩＧＢＴ１６及び第４のＩＧＢＴ１８のコレクタ、エミッタ間にはスナバコンデンサ１９及び２０が接続されている。   The inverter 14 is composed of a single-phase full bridge circuit, and is the same as the series circuit (first arm) of the first IGBT 15 and the second IGBT 16 which are switching elements connected between the DC power supply lines 12 and 13. , And a series circuit (second arm) of a third IGBT 17 and a fourth IGBT 18 which are switching elements connected between the DC power supply lines 12 and 13. Free wheel diodes 15a, 16a, 17a and 18a are connected between the collectors and emitters of the IGBTs 15, 16, 17 and 18, respectively. Snubber capacitors 19 and 20 are connected between the collectors and emitters of the second IGBT 16 and the fourth IGBT 18.

第１のＩＧＢＴ１５及び第２のＩＧＢＴの直列回路の中性点と第３のＩＧＢＴ１７及び第４のＩＧＢＴ１８の直列回路の中性点との間には、鍋２１を加熱するための誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３との直列回路が接続され、この第１の共振コンデンサ２３に並列に第２の共振コンデンサ２４と切換用リレースイッチ２５との直列回路が接続され、以て、共振回路２６が構成されている。この場合、誘導加熱コイル２２の巻数は６０ターンに設定され、第１の共振コンデンサ２３の容量Ｃ２３はアルミニウム製鍋の加熱時に使用する容量に設定され、容量Ｃ２４は鉄製鍋の加熱時に使用する容量に設定されており、容量Ｃ２４は湯量Ｃ２３よりも充分に大になるように設定されている。   An induction heating coil 22 for heating the pot 21 between the neutral point of the series circuit of the first IGBT 15 and the second IGBT and the neutral point of the series circuit of the third IGBT 17 and the fourth IGBT 18. And a first resonance capacitor 23 are connected in series, and a series circuit of a second resonance capacitor 24 and a switching relay switch 25 is connected in parallel with the first resonance capacitor 23, and thus the resonance circuit. 26 is configured. In this case, the number of turns of the induction heating coil 22 is set to 60 turns, the capacity C23 of the first resonance capacitor 23 is set to a capacity used when heating the aluminum pan, and the capacity C24 is a capacity used when heating the iron pan. The capacity C24 is set to be sufficiently larger than the hot water amount C23.

制御手段たる制御回路２７は、高速マイクロコンピュータ例えば３２ビットのＲＩＳＣマイクロコンピュータ或いはＤＳＰマイクロコンピュータで構成されたもので、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部２８、負荷判定手段たる負荷判定部２９、インバータ電圧可変部３０及びインバータ駆動パルス生成部３１を備えている。入力電圧検出回路３２は、交流電源線４、５間の交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部２８に与えようになっている。入力電流検出回路３３は、交流入力電流を変流器３４を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部２８及び負荷判定部２９に与えるようになっている。インバータ電流検出回路は３５は、インバータ１４に流れる電流を変流器３６を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部２９に与えるようになっている。   The control circuit 27 as a control means is composed of a high-speed microcomputer, for example, a 32-bit RISC microcomputer or a DSP microcomputer. As shown in a functional block diagram, the input power control unit 28 and the load as load determination means. A determination unit 29, an inverter voltage variable unit 30, and an inverter drive pulse generation unit 31 are provided. The input voltage detection circuit 32 detects an AC input voltage between the AC power supply lines 4 and 5 and supplies the detected AC input voltage to the input power control unit 28. The input current detection circuit 33 detects an AC input current via a current transformer 34 and supplies the detected AC input current to the input power control unit 28 and the load determination unit 29. The inverter current detection circuit 35 detects the current flowing through the inverter 14 via the current transformer 36 and supplies the detected inverter current to the load determination unit 29.

入力電力制御部２８は、入力電圧検出回路３２が検出する交流入力電圧を参照してインバータ電圧可変部３０に設定されたインバータ電圧に応じた信号を与えるようになっており、インバータ電圧可変部３０は、チョッパ１１を昇圧チョッパとして作用させるべくインバータ電圧設定信号を出力してチョッパ制御回路３７に与えるようになっている。そして、チョッパ制御回路３７は、そのインバータ電圧設定信号に基づいてベース信号を生成してドライバ３８を介してトランジスタ１０のベースに与えるようになり、これにより、チョッパ１１は設定された直流電圧ＶＤＣを直流電源線１２、１３間に印加する。又、チョッパ１１は、上記昇圧動作と同時に、入力電流検出回路３３により検出される交流入力電流の波形が入力電圧検出回路３２により検出される交流入力電圧の波形に追従するように制御する力率改善チョッパとしても作用するようになっている。   The input power control unit 28 refers to the AC input voltage detected by the input voltage detection circuit 32 and provides a signal corresponding to the inverter voltage set in the inverter voltage variable unit 30. The inverter voltage variable unit 30 Is configured to output an inverter voltage setting signal to be applied to the chopper control circuit 37 so that the chopper 11 acts as a step-up chopper. Then, the chopper control circuit 37 generates a base signal based on the inverter voltage setting signal and supplies the base signal to the base of the transistor 10 via the driver 38, whereby the chopper 11 supplies the set DC voltage VDC. Applied between the DC power supply lines 12 and 13. In addition, the chopper 11 controls the power factor for controlling the waveform of the AC input current detected by the input current detection circuit 33 to follow the waveform of the AC input voltage detected by the input voltage detection circuit 32 simultaneously with the boosting operation. It also works as an improvement chopper.

負荷判定部２９は、入力電流検出回路３３が検出する交流入力電流とインバータ電流検出回路３５が検出するインバータ電流とから鍋２１の種類を判定するようになっており、その判定信号をインバータ駆動パルス生成部３１に与えるようになっている。更に、負荷判定部２９は、鍋２１がアルミニウム製鍋と判定した場合は、リレー切換回路３９を介して切換用リレースイッチをオフさせ、鍋２１が鉄製鍋と判定した場合は、リレー切換回路３９を介して切換用リレースイッチ２５をオンさせるようになっている。   The load determination unit 29 determines the type of the pan 21 from the AC input current detected by the input current detection circuit 33 and the inverter current detected by the inverter current detection circuit 35, and the determination signal is used as an inverter drive pulse. The generation unit 31 is provided. Further, the load determination unit 29 turns off the switching relay switch via the relay switching circuit 39 when the pan 21 is determined to be an aluminum pan, and the relay switching circuit 39 when the pan 21 is determined to be an iron pan. The switching relay switch 25 is turned on via the switch.

入力電力制御部２８は、入力電圧検出回路３２が検出する交流入力電圧と入力電流検出回路３３が検出する交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ１４の駆動周波数（スイッチング周波数）を制御する周波数指令信号信号をインバータ駆動パルス生成部３１に与えるようになっている。周波数指令信号生成部３１（実際には制御回路２７たる高速マイクロコンピュータ）は、三相モータを駆動する三相インバータ用のＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭポートを有するもので、前記入力電力制御部２８からの周波数指令信号に基づき且つ負荷判定部２９の判定を加味してＰＷＭ信号たる駆動パルスを生成してドライバ４０に与えるようになっている。そして、ドライバ４０は、後述するようにしてゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４を出力してＩＧＢＴ１５乃至１８のゲートに与えるようになっている。   The input power control unit 28 calculates the input power from the AC input voltage detected by the input voltage detection circuit 32 and the AC input current detected by the input current detection circuit 33 so that the set input power set by the user is obtained. A frequency command signal signal for controlling the drive frequency (switching frequency) of the inverter 14 is supplied to the inverter drive pulse generator 31. The frequency command signal generator 31 (actually a high-speed microcomputer as the control circuit 27) has U-phase, V-phase and W-phase PWM ports for a three-phase inverter that drives a three-phase motor. Based on the frequency command signal from the unit 28 and taking the determination of the load determination unit 29 into account, a drive pulse as a PWM signal is generated and given to the driver 40. The driver 40 outputs the gate signals VG1 to VG4 and supplies them to the gates of the IGBTs 15 to 18, as will be described later.

次に、本実施例の作用につき、図２乃至図５をも参照して説明する。
加熱停止状態では、切換用リレースイッチ２５はオフされている。従って、共振回路２６においては、誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３とが直列に接続された状態にある。この場合、第１の共振コンデンサ２３の容量Ｃ２３は、誘導加熱コイル２２の巻数６０ターンのときに共振周波数が５９ｋＨｚ付近となるような値に設定されている。 Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
In the heating stop state, the switching relay switch 25 is turned off. Therefore, in the resonance circuit 26, the induction heating coil 22 and the first resonance capacitor 23 are connected in series. In this case, the capacitance C23 of the first resonance capacitor 23 is set to a value such that the resonance frequency is around 59 kHz when the induction heating coil 22 has 60 turns.

使用者が入力電力を設定した上で、スタートボタンを操作すると、制御回路２７は、まず、鍋２１の種類（材質）の判定を行なう。入力電力制御部２８は、インバータ駆動パルス生成部３１及びドライバ４０を介してＩＧＢＴ１５乃至１８にゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４を与えて、インバータ１４を６５ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動させ、その後スイッチング周波数を徐々に下げていく。尚、ゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４の生成の仕方については後述する。そして、インバータ１４のスイッチング周波数が６３ｋＨｚになったときに負荷判定部２９は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋２１の種類を判定する。即ち、インバータ１４が６３ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動されているときは、これはアルミニウム製鍋の仕様であり、鍋２１がアルミニウム製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも大になり、又、鍋２１が鉄製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも著しく小になるかが或いはほとんど流れない。これにより、負荷判定部２９は、判定結果をインバータ駆動パルス生成部３１に与える。   When the user operates the start button after setting the input power, the control circuit 27 first determines the type (material) of the pot 21. The input power control unit 28 gives the gate signals VG1 to VG4 to the IGBTs 15 to 18 via the inverter drive pulse generation unit 31 and the driver 40, drives the inverter 14 at a switching frequency of 65 kHz, and then gradually decreases the switching frequency. To go. A method of generating the gate signals VG1 to VG4 will be described later. Then, when the switching frequency of the inverter 14 reaches 63 kHz, the load determination unit 29 determines the type of the pan 21 from the AC input current and the inverter current. That is, when the inverter 14 is driven at a switching frequency of 63 kHz, this is the specification of an aluminum pan. When the pan 21 is an aluminum pan, the AC input current and the inverter current are both specified currents. When the pan 21 is an iron pan, both the AC input current and the inverter current are significantly smaller than the respective specified currents or hardly flow. Thereby, the load determination unit 29 gives the determination result to the inverter drive pulse generation unit 31.

鍋２１がアルミニウム製鍋であった場合には、負荷判定部２９は切換用リレースイッチ２５をオフのままとし、インバータ駆動パルス生成部３１は、負荷判定部２９の判定結果を参照して次のような動作を行なう。即ち、インバータ駆動パルス生成部３１は、図２に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用のポートを有し、夫々のポートに図２（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図２（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の７５％及び２５％に閾値ＴＨ１及びＴＨ２を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１及びＴＨ２との比較により得られる。そして、図２の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｄ）に示す駆動パルス（Ｔｒ３用）及び（ｅ）に示す駆動パルス（Ｔｒ４用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。   When the pan 21 is an aluminum pan, the load determination unit 29 keeps the switching relay switch 25 off, and the inverter drive pulse generation unit 31 refers to the determination result of the load determination unit 29 to The operation is performed. That is, as shown in FIG. 2, the inverter drive pulse generation unit 31 includes a U-phase (Tr1), a U-phase (Tr2), and a V-phase which are six transistors constituting a three-phase inverter that drives a three-phase motor. Ports for upper (Tr3), lower V phase (Tr4), upper W phase (Tr5) and lower W phase (Tr6) are provided, and the drive pulses shown in FIGS. 2B to 2G are applied to the respective ports. Output. As shown in FIG. 2A, these drive pulses are provided with thresholds TH1 and TH2 at 75% and 25% of the peak value of the isosceles triangular wave generated by the waveform generating counter, and the counter isosceles triangular wave and the threshold TH1 are provided. And by comparison with TH2. The drive pulse (for Tr1) shown in (b) of FIG. 2, the drive pulse (for Tr2) shown in (c), the drive pulse (for Tr3) shown in (d), and the drive pulse (Tr4) shown in (e) of FIG. Are supplied to the driver 40 as gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4, and are supplied to the gates of the IGBTs 15, 16, 17 and 18, respectively.

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において２７０度の間ハイレベルで、残りの９０度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ１のハイレベルの９０度と１８０度の期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。   Specifically, the gate signal VG1 is high level for 270 degrees in one cycle and low level for the remaining 90 degrees, and the gate signal VG2 becomes low level and high level obtained by inverting the gate signal VG1, and the gate signal VG3 The gate signal VG1 is at a high level of 90 degrees and 180 degrees for the remaining period, and is at a low level for the remaining period, and the gate signal VG4 is at a low level and a high level obtained by inverting the gate signal VG3. The IGBTs 15, 16, 17 and 18 are turned on during the high level period of the applied gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4.

図４には、鍋２１がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。   FIG. 4 shows a timing waveform diagram when the pan 21 is an aluminum pan. (A) is the inverter current IQ, (b) is the high-frequency voltage VQ output from the inverter 14, and (c) to (c). f) are the gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4 described above.

ここで、インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ２３が充電される。次に、第４のＩＧＢＴ１８がオフし第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、第４のＩＧＢＴ１８及び第３のＩＧＢＴ１７がともにオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。第４のＩＧＢＴ１８がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ２０が充電された後は、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及びフリーホイールダイオード１７ａの経路で遅れ電流が流れる。   Here, the operation of the inverter 14 will be described. When the first IGBT 15 and the fourth IGBT 18 are turned on, the current IQ (+) flows through the induction heating coil 22 through the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the first resonance capacitor 23, and the fourth IGBT 18. The first capacitor 23 is charged. Next, the fourth IGBT 18 is turned off and the third IGBT 17 is turned on. During this period, a dead time during which both the fourth IGBT 18 and the third IGBT 17 are turned off is provided to prevent an arm short circuit. The After the fourth IGBT 18 is turned off and the snubber capacitor 20 is charged during this dead time, a delay current is generated in the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the first resonance capacitor 23, and the free wheel diode 17a. Flowing.

第３のＩＧＢＴ１７がオンすると、今度は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第３のＩＧＢＴ１７がオフし第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第３のＩＧＢＴ１７がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ２０が充電された後は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。   When the third IGBT 17 is turned on, a current IQ (−) flows through the induction heating coil 22 through the path of the resonance capacitor 23, the induction heating coil 22, the free wheel diode 15a, and the third IGBT 17 this time. Next, the third IGBT 17 is turned off and the fourth IGBT 18 is turned on, and there is also a dead time between them. After the third IGBT 17 is turned off and the snubber capacitor 20 is charged during this dead time, a lag current is generated in the path of the resonance capacitor 23, the induction heating coil 22, the free wheel diode 15a, the smoothing capacitor 2, and the free wheel diode 18a. Flows.

第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及びＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ２３が充電される。次に、第１のＩＧＢＴ１５がオフし第２のＩＧＢＴ１６がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第１のＩＧＢＴ１５がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ１９が充電された後は、第４のＩＧＢＴ１８、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３、第４のＩＧＢＴ１８及びフリーホイールダイオード１６ａの経路で遅れ電流が流れる。   When the fourth IGBT 18 is turned on, a current IQ (+) flows to the induction heating coil 22 through the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the first resonance capacitor 23 and the IGBT 18, and the first capacitor 23 is charged. Is done. Next, the first IGBT 15 is turned off and the second IGBT 16 is turned on, and there is also a dead time during this period. After the first IGBT 15 is turned off and the snubber capacitor 19 is charged during this dead time, the fourth IGBT 18, the induction heating coil 22, the first resonant capacitor 23, the fourth IGBT 18 and the free wheel diode 16a Delay current flows through the path.

第２のＩＧＢＴ１６がオンすると、今度は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第２のＩＧＢＴ１６がオフし第１のＩＧＢＴ１５がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第２のＩＧＢＴ１６がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ１９が充電された後は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。   When the second IGBT 16 is turned on, a current IQ (−) flows through the induction heating coil 22 through the path of the resonance capacitor 23, the induction heating coil 22, the second IGBT 16 and the free wheel diode 18a. Next, the second IGBT 16 is turned off and the first IGBT 15 is turned on, and there is also a dead time between them. After the second IGBT 16 is turned off and the snubber capacitor 19 is charged during this dead time, a lag current is generated in the path of the resonant capacitor 23, the induction heating coil 22, the free wheel diode 15a, the smoothing capacitor 2, and the free wheel diode 18a. Flows.

以上の第２の制御状態の動作を繰り返すことにより、図４に示すように、インバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数の２倍の周波数となり、インバータ電流ＩＱも２倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の２ｋＷ加熱時のインバータ電流ＩＱの周波数は、従来と同様に６０ｋＨｚに設定されるが、この場合、インバータ１４のスイッチング周波数は半分の３０ｋＨｚとなる。   By repeating the operation in the second control state as described above, as shown in FIG. 4, the high frequency voltage VQ output from the inverter 14 becomes twice the switching frequency of the inverter 14, and the inverter current IQ is also twice the frequency. It becomes. In the present embodiment, the frequency of the inverter current IQ when the aluminum pan is heated at 2 kW is set to 60 kHz as in the conventional case. In this case, the switching frequency of the inverter 14 is half, 30 kHz.

尚、チョッパ１１により力率改善を行なう場合には、チョッパ１１により直流電圧ＶＤＣは３００Ｖに昇圧されるようになっている。力率改善を行なわない場合は、直流電圧ＶＤＣは２８２Ｖ（ＡＣ２００Ｖのピーク値）である。又、設定入力に制御する入力一定制御は、従来と同様にインバータ１４のスイッチング周波数（駆動周波数）を可変して行なう。例えば、制御回路２７に内蔵の波形生成用カウンタの二等辺三角形波のピーク値を可変する。この場合も、閾値ＴＨ１，ＴＨ２はピーク値の７５％、２５％に設定される。   When the power factor is improved by the chopper 11, the DC voltage VDC is boosted to 300V by the chopper 11. When the power factor is not improved, the DC voltage VDC is 282 V (AC 200 V peak value). Further, the constant input control for controlling the setting input is performed by changing the switching frequency (drive frequency) of the inverter 14 as in the conventional case. For example, the peak value of the isosceles triangular wave of the waveform generation counter built in the control circuit 27 is varied. Also in this case, the thresholds TH1 and TH2 are set to 75% and 25% of the peak value.

さて、鍋２１が鉄製鍋であった場合には、負荷判定部２９は切換用リレースイッチ２５をオンとし、インバータ駆動パルス生成部３１は、負荷判定部２９の判定結果を参照して次のような動作を行なう。尚、切換リレースイッチ２５がオンされると、共振回路２６は誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３及び第２の共振コンデンサ２４の並列回路との直列回路になり、共振コンデンサ容量は、Ｃ２３＋Ｃ２４となって、容量Ｃ２４は容量Ｃ２３に比し充分大であるので、ほとんどＣ２４となる。この容量Ｃ２４は、誘導加熱コイル２２も巻数が６０ターン時の共振周波数が２２ｋＨｚとなるような値に設定されている。   When the pan 21 is an iron pan, the load determination unit 29 turns on the switching relay switch 25, and the inverter drive pulse generation unit 31 refers to the determination result of the load determination unit 29 as follows. Perform the correct operation. When the switching relay switch 25 is turned on, the resonance circuit 26 becomes a series circuit of the induction heating coil 22 and the parallel circuit of the first resonance capacitor 23 and the second resonance capacitor 24, and the resonance capacitor capacity is C23 + C24. Thus, the capacity C24 is sufficiently larger than the capacity C23, and is almost C24. The capacity C24 is set to a value such that the resonance frequency when the number of turns of the induction heating coil 22 is 60 turns is 22 kHz.

インバータ駆動パルス生成部３１は、図３に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用の夫々のポートに図３（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図３（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の５０％に閾値ＴＨ１を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１との比較により得られる。そして、図３の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｇ）に示す駆動パルス（Ｔｒ６用）及び（ｆ）に示す駆動パルス（Ｔｒ５用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。   As shown in FIG. 3, the inverter drive pulse generator 31 includes a U-phase (Tr1), a U-phase (Tr2), and a V-phase (6 phase transistors) that constitute a three-phase inverter that drives a three-phase motor. The drive pulses shown in FIGS. 3B to 3G are output to the ports for Tr3), V-phase (Tr4), W-phase (Tr5), and W-phase (Tr6). As shown in FIG. 3A, these drive pulses are obtained by providing a threshold value TH1 at 50% of the peak value of the isosceles triangular wave generated by the waveform generation counter, and comparing the counter isosceles triangular wave with the threshold value TH1. It is done. The drive pulse (for Tr1) shown in (b) of FIG. 3, the drive pulse (for Tr2) shown in (c), the drive pulse (for Tr6) shown in (g), and the drive pulse (Tr5) shown in (f) of FIG. Are supplied to the driver 40 as gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4, and are supplied to the gates of the IGBTs 15, 16, 17 and 18, respectively.

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において１８０度の間ハイレベルで、残りの９０度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ２と同期したロウレベル、ハイレベルとなり。ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３同期した反転したハイレベル、ロウレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。   Specifically, the gate signal VG1 is high level for 180 degrees and low level for the remaining 90 degrees in one cycle, and the gate signal VG2 is low level and high level obtained by inverting the gate signal VG1, and the gate signal VG3 Becomes low level and high level synchronized with the gate signal VG2. The gate signal VG4 becomes inverted high level and low level synchronized with the gate signal VG3. The IGBTs 15, 16, 17 and 18 are turned on during the high level period of the applied gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4.

図５には、鍋２１が鉄製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ２１が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。   FIG. 5 shows a timing waveform diagram when the pan 21 is an iron pan. (A) is an inverter current IQ, (b) is a high-frequency voltage VQ output from the inverter 21, and (c) to (f). ) Are the gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4 described above.

次に、インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると（高周波電圧ＶＱは＋ＶＤＣ）、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第２の共振コンデンサ２４、切換用リレースイッチ２５及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れる。尚、第１の共振コンデンサ２３については説明を省略する。次に、第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオフし第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、ＩＧＢＴ１５乃至１８が全てオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。従って、このデッドタイムにおいては誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３、フリーホイールダイオード１７ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１６ａの経路で遅れ電流が流れる。   Next, the operation of the inverter 14 will be described. When the first IGBT 15 and the fourth IGBT 18 are turned on (the high-frequency voltage VQ is + VDC), the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the second resonance capacitor 24, the switching relay switch 25 and the fourth IGBT 18 is used. A current IQ (+) flows through the induction heating coil 22. The description of the first resonant capacitor 23 is omitted. Next, the first IGBT 15 and the fourth IGBT 18 are turned off, and the second IGBT 16 and the third IGBT 17 are turned on. In this period, a dead time in which the IGBTs 15 to 18 are all turned off is provided. Short circuit is prevented. Therefore, in this dead time, a delay current flows through the path of the induction heating coil 22, the first resonant capacitor 23, the free wheel diode 17a, the smoothing capacitor 2, and the free wheel diode 16a.

第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオンすると（高周波電圧ＶＱは−ＶＤＣ）、今度は、第３のＩＧＢＴ１７、切換用リレースイッチ２５、第２の共振コンデンサ２４、誘導加熱コイル２２及び第２のＩＧＢＴ１６の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオフし第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にもデッドタイムが存在するので、このデッドタイムにおいて、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。   When the second IGBT 16 and the third IGBT 17 are turned on (the high-frequency voltage VQ is −VDC), this time, the third IGBT 17, the switching relay switch 25, the second resonance capacitor 24, the induction heating coil 22, and the second IGBT A current IQ (−) flows through the induction heating coil 22 through the path of the IGBT 16. Next, the second IGBT 16 and the third IGBT 17 are turned off, and the first IGBT 15 and the fourth IGBT 18 are turned on. However, since there is a dead time during this period, the resonance capacitor 23, the induction heating are performed in this dead time. A delay current flows through the path of the coil 22, the free wheel diode 15a, the smoothing capacitor 2, and the free wheel diode 18a.

以上の第１の制御状態の動作を繰り返すことにより、図５に示すように、インバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数と同じ周波数となり、インバータ電流ＩＱも同じ周波数となる。本実施例では、インバータ１４のスイッチング周波数は２５ｋＨｚに設定され、従って、高周波電圧ＶＱ及びインバータ電流ＩＱの周波数も２５ｋＨｚになる。この鉄製鍋の場合も、誘導加熱コイル２２の巻数は６０ターンであるが、共振回路２６（誘導加熱コイル２２と第２のコンデンサ２４との直列回路）には、アルミニウム製鍋加熱時の２倍の振幅（ＶＤＣ×２）を有する高周波電圧ＶＱを印加することができるので、誘導加熱コイル２２に充分なインバータ電流ＩＱを流すことができて、高火力加熱を行なうことができる。   By repeating the operation in the first control state, the high frequency voltage VQ output from the inverter 14 becomes the same frequency as the switching frequency of the inverter 14 and the inverter current IQ also becomes the same frequency as shown in FIG. In this embodiment, the switching frequency of the inverter 14 is set to 25 kHz, and therefore the frequencies of the high-frequency voltage VQ and the inverter current IQ are also 25 kHz. Also in the case of this iron pan, the number of turns of the induction heating coil 22 is 60 turns, but the resonance circuit 26 (series circuit of the induction heating coil 22 and the second capacitor 24) has twice as many as the aluminum pan heating. Since the high frequency voltage VQ having the amplitude (VDC × 2) can be applied, a sufficient inverter current IQ can be supplied to the induction heating coil 22 and high heating power heating can be performed.

又、この鉄製鍋加熱時において、３ｋＷの高火力を得る場合には、チョッパ１１により、直流電圧ＶＤＣを３００Ｖ乃至３５０Ｖに昇圧する。この時のインバータ電流ＩＱは、図５に示すように、従来の７０Ａピークから１５Ａピークになる。 Further, when a high heating power of 3 kW is obtained during the heating of the iron pan, the DC voltage VDC is boosted to 300 V to 350 V by the chopper 11. The inverter current IQ at this time is changed from the conventional 70A peak to 15A peak as shown in FIG.

このように本実施例によれば、インバータ１４は、第１及び第２のＩＧＢＴ１５及び１６が直列に接続された第１のアームと第３及び第４のＩＧＢＴ１７および１８が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータ１４の第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に共振回路１４が接続されているとともに、その共振回路１４の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御回路２７は、前記第１及び第２のＩＧＢＴ１５及び１６を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のＩＧＢＴ１８および１７を交互にオンオフさせる第１の制御状態（鉄製鍋加熱）と、前記第１及び第２のＧＩＢＴ１５及び１６を第１のＩＧＢＴ１５のオン期間が第２のＩＧＢＴ１６のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のＩＧＢＴ１５のオン期間中に第３のＩＧＢＴ１７スイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のＩＧＢＴ１８をオフオンさせる第２の制御状態とを切換え可能とした。   As described above, according to this embodiment, the inverter 14 includes the first arm in which the first and second IGBTs 15 and 16 are connected in series, and the third arm and the fourth IGBTs 17 and 18 in series. The resonance circuit 14 is connected between the neutral point of the first arm and the neutral point of the second arm of the inverter 14, and the resonance The resonant capacitor of the circuit 14 is configured so that the capacitance can be switched, and the control circuit 27 alternately turns on and off the first and second IGBTs 15 and 16 and synchronizes the fourth and third IGBTs 18 and 17 alternately. The first control state (iron pan heating) to turn on and off, and the ON period of the first and second GIBTs 15 and 16 is longer than that of the second IGBT 16. The third IGBT 17 switching element is turned on / off during the on period of the first IGBT 15 and the second control state is switched to turn on / off the fourth IGBT 18 in synchronization with this on / off. It was possible.

このような構成によれば、鍋２１が鉄製鍋の場合には、インバータ１４がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧ＶＱを出力（第１の制御状態）し、鍋２１がアルミニウム製鍋の場合には、インバータ１４がスイッチング周波数の２倍の周波数の高周波電圧ＶＱを出力（第２の制御状態）するので、高火力の加熱が可能になる。又、インバータ１４は、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータ１４がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）は、高周波電圧の振幅を従来の２倍にすることができるので、２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のままインバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータ１４の定常損失（ＩＧＢＴの定常損失）の低減を図ることができる。   According to such a configuration, when the pan 21 is an iron pan, the inverter 14 outputs the high frequency voltage VQ having the same switching frequency (first control state), and the pan 21 is an aluminum pan. Since the inverter 14 outputs the high-frequency voltage VQ having a frequency twice the switching frequency (second control state), heating with high thermal power becomes possible. Further, since the inverter 14 only switches and outputs a high-frequency voltage having the same frequency as the switching frequency and a high-frequency voltage having twice the switching frequency, the switching loss can be reduced. When outputting a high-frequency voltage of the same frequency (first control state), the amplitude of the high-frequency voltage can be doubled compared to the conventional case. The peak value of the inverter current can be reduced with the same number of turns. Thereby, the steady loss of the inverter 14 (steady loss of IGBT) can be reduced.

又、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋のいずれの場合も誘導加熱コイルの巻数は６０ターンで巻数切換えは行なわないので、誘導加熱コイル２１製造が簡単にになって、価格を低くすることができ、又、巻数切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変った人或いは局所加熱になることもない。
そして、ＤＣ４００Ｖ以下の直流電圧ＶＤＣで、アルミニウム製鍋の２ｋＷ加熱及び鉄製鍋の３ｋＷ加熱ルを行なうことができるので、インバータ１４として、安価な６００Ｖスイッチング素子（ＩＧＢＴ）でフルブリッジ回路を構成することができる。 Further, in both the iron pan and the aluminum pan, the number of turns of the induction heating coil is 60 turns, and the number of turns is not switched. Therefore, the induction heating coil 21 can be manufactured easily and the price can be reduced. By switching the number of turns, the aluminum pot and the iron pot do not become a person whose heating location has changed or local heating.
And, since a 2 kW heating of an aluminum pan and a 3 kW heating rod of an iron pan can be performed with a DC voltage VDC of 400 V DC or less, a full bridge circuit is configured as an inverter 14 with an inexpensive 600 V switching element (IGBT). Can do.

（第２の実施例）
図６乃至図８は、本発明の第２の実施例であり、上記第１の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下異なる部分について説明する。
図６において、図１と異なるところは、第１の共振コンデンサ２３の代わりにアルミニウム製鍋加熱用の共振コンデンサ４１を接続するようにした構成にある。この共振コンデンサ４１の容量Ｃ４１は、誘導加熱コイル２２の巻数が６０ターンのときに共振周波数が８７ｋＨｚになるような値に設定されている。
アルミニウム製鍋は、非磁性金属なので、インバータ電流を増大すると浮き上がる或いは横ずれするという問題がある。この鍋浮き時の浮力は、周波数の平方根に反比例することが知られており、アルミニウム製鍋の加熱時のインバータ電流を更に高周波にすることにより浮力抑制に効果がある。 (Second embodiment)
6 to 8 show a second embodiment of the present invention. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described below.
6 differs from FIG. 1 in that a resonant capacitor 41 for heating an aluminum pan is connected in place of the first resonant capacitor 23. The capacitance C41 of the resonance capacitor 41 is set to a value such that the resonance frequency becomes 87 kHz when the number of turns of the induction heating coil 22 is 60 turns.
Since aluminum pans are non-magnetic metals, there is a problem that when the inverter current is increased, the aluminum pan rises or slips. It is known that the buoyancy at the time of the pot floating is inversely proportional to the square root of the frequency, and the buoyancy can be suppressed by further increasing the inverter current when the aluminum pan is heated.

そこで、鍋２１がアルミニウム製鍋であった場合には、インバータ駆動パルス生成部３１は、図７に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用の夫々のポートに図７（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図７（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の６２．５％及び３７．５％に閾値ＴＨ１及びＴＨ２を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１及びＴＨ２との比較により得られる。そして、図７の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｄ）に示す駆動パルス（Ｔｒ３用）及び（ｅ）に示す駆動パルス（Ｔｒ４用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。   Therefore, when the pan 21 is an aluminum pan, the inverter drive pulse generation unit 31 is, as shown in FIG. 7, the U-phase on the six transistors constituting the three-phase inverter that drives the three-phase motor. 7 (b) to 7 (B) through (Tr1), U phase (Tr2), V phase (Tr3), V phase (Tr4), W phase (Tr5) and W phase (Tr6). The drive pulse shown in (g) is output. As shown in FIG. 7A, these drive pulses are provided with thresholds TH1 and TH2 at 62.5% and 37.5% of the peak values of the isosceles triangular wave generated by the waveform generation counter, and the counter isosceles It is obtained by comparing the triangular wave with the thresholds TH1 and TH2. The drive pulse (for Tr1) shown in (b) of FIG. 7, the drive pulse (for Tr2) shown in (c), the drive pulse (for Tr3) shown in (d), and the drive pulse (Tr4) shown in (e) of FIG. Are supplied to the driver 40 as gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4, and are supplied to the gates of the IGBTs 15, 16, 17 and 18, respectively.

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において２２５度の間ハイレベルで、残りの１３５度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ１のハイレベルの４５度と１８０度との期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。   Specifically, the gate signal VG1 is high level for 225 degrees in one cycle and low level for the remaining 135 degrees, and the gate signal VG2 becomes low level and high level obtained by inverting the gate signal VG1, and the gate signal VG3 Is a high level between 45 and 180 degrees of the high level of the gate signal VG1, and becomes a low level for the remaining period, and the gate signal VG4 becomes a low level and a high level obtained by inverting the gate signal VG3. The IGBTs 15, 16, 17 and 18 are turned on during the high level period of the applied gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4.

図８には、鍋２１がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。
インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ４１及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ４１が充電される。次に、第４のＩＧＢＴ１８がオフし第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、第４のＩＧＢＴ１８及び第２のＩＧＢＴ１７がともにオフとなるデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。 FIG. 8 shows a timing waveform diagram when the pan 21 is an aluminum pan, where (a) shows the inverter current IQ, (b) shows the high-frequency voltage VQ output by the inverter 14, and (c) through (c). f) are the gate signals VG1, VG2, VG3 and VG4 described above.
The operation of the inverter 14 will be described. When the first IGBT 15 and the fourth IGBT 18 are turned on, a current IQ (+) flows through the induction heating coil 22 through the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the first resonance capacitor 41, and the fourth IGBT 18. The first capacitor 41 is charged. Next, the fourth IGBT 18 is turned off and the third IGBT 17 is turned on. During this period, there is a dead time during which both the fourth IGBT 18 and the second IGBT 17 are turned off. After this dead time, a lag current flows as in the first embodiment.

第３のＩＧＢＴ１７がオンすると、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れ、次に、共振コンデンサ４１、フリーホイールダイオード１７ａ、第１のＩＧＢＴ１５及び誘導加熱コイル２２の経路誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れ、その後、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる、という共振が生じる。そして、第３のＩＧＢＴ１７がオフし第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。   When the third IGBT 17 is turned on, a current IQ (−) flows to the induction heating coil 22 through the path of the resonance capacitor 41, the induction heating coil 22, the free wheel diode 15a, and the third IGBT 17, and then the resonance capacitor 41, the free Path of wheel diode 17a, first IGBT 15 and induction heating coil 22 Current IQ (+) flows through induction heating coil 22, and then path of resonant capacitor 41, induction heating coil 22, free wheel diode 15a and third IGBT 17 Thus, resonance occurs in which the current IQ (−) flows through the induction heating coil 22. Then, the third IGBT 17 is turned off and the fourth IGBT 18 is turned on, and a dead time exists during this time. After this dead time, a lag current flows as in the first embodiment.

第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ４１及びＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ４１が充電される。次に、第１のＩＧＢＴ１５がオフし第２のＩＧＢＴ１６がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。   When the fourth IGBT 18 is turned on, a current IQ (+) flows through the induction heating coil 22 through the path of the first IGBT 15, the induction heating coil 22, the first resonance capacitor 41 and the IGBT 18, and the first capacitor 41 is charged. Is done. Next, the first IGBT 15 is turned off and the second IGBT 16 is turned on, and a dead time exists during this time. After this dead time, a lag current flows as in the first embodiment.

第２のＩＧＢＴ１６がオンすると、今度は、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れ、次に、共振コンデンサ４１、第４のＩＧＢＴ１８、フリーホイールダイオード１６ａ及び誘導加熱コイル２２の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れ、その後、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６、フリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる、という共振が生じる。そして、第２のＩＧＢＴ１６がオフし第１のＩＧＢＴ１５がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。   When the second IGBT 16 is turned on, a current IQ (−) flows in the induction heating coil 22 through the path of the resonance capacitor 41, the induction heating coil 22, the second IGBT 16 and the free wheel diode 18a. 41, the fourth IGBT 18, the free wheel diode 16a, and the induction heating coil 22 through the path IQ IQ flows through the induction heating coil 22, and then the resonant capacitor 41, the induction heating coil 22, the second IGBT 16, the free wheel. A resonance occurs in which the current IQ (−) flows through the induction heating coil 22 through the path of the diode 18a. Then, the second IGBT 16 is turned off and the first IGBT 15 is turned on, but there is a dead time during this time. After this dead time, a lag current flows as in the first embodiment.

以上の第２の制御状態の動作を繰り返すことにより、図８に示すように、インバータ１４の出力高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数の２倍の周波数となり、インバータ電流ＩＱは４倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の２ｋＷ加熱時のインバータ１４のスイッチング周波数は２２ｋＨｚに設定されるが、これにより、高周波電圧ＶＱは２倍の周波数の４４ｋＨｚとなり、インバータ電流ＩＱは４倍の８８ｋＨｚとなる。   By repeating the operation in the second control state, the output high-frequency voltage VQ of the inverter 14 becomes twice the switching frequency of the inverter 14 and the inverter current IQ becomes four times as shown in FIG. Become. In this embodiment, the switching frequency of the inverter 14 at the time of heating 2 kW of the aluminum pan is set to 22 kHz. As a result, the high-frequency voltage VQ is doubled to 44 kHz, and the inverter current IQ is quadrupled to 88 kHz. .

このように、第２の実施例によれば、インバータ１４を２２ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動しながら、誘導加熱コイルに略９０ｋＨｚの高周波電流をインバータ電流ＩＱとして流すことができ、アルミニウム製鍋の浮力抑制に効果がある。   Thus, according to the second embodiment, while driving the inverter 14 at a switching frequency of 22 kHz, a high-frequency current of approximately 90 kHz can be caused to flow as the inverter current IQ through the induction heating coil, thereby suppressing the buoyancy of the aluminum pan. Is effective.

（第３の実施例）
図９及び図１０は、本発明の第３の実施例であり、前記第１の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下、異なる部分について説明する。
図９において、図１と異なるところは、ゼロクロス検出回路４２を新たに設け、制御回路２７に位相差検出手段たるインバータ位相差検出部４３を備えるようにした構成にある。ゼロクロス検出回路４２は、インバータ電流検出回路３５が検出したインバー電流のゼロクロス点を検出してその信号をインバータ位相差検出部４３に与えるようになっており、位相差検出部４３は、このゼロクロス検出信号ＶＩ０とインバータ駆動パルス生成部３１からのゲート信号ＶＧ１とを比較し、その位相差を検出して位相差検出パルスＤＩＦを出力するようになっている。この位相差検出パルスＤＩＦはインバータ駆動パルス生成部３１に与えられるようになっている。 (Third embodiment)
9 and 10 show a third embodiment of the present invention. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described below.
9 differs from FIG. 1 in that a zero-cross detection circuit 42 is newly provided and the control circuit 27 includes an inverter phase difference detection unit 43 as phase difference detection means. The zero cross detection circuit 42 detects the zero cross point of the invar current detected by the inverter current detection circuit 35 and supplies the signal to the inverter phase difference detection unit 43. The phase difference detection unit 43 detects the zero cross point. The signal VI0 is compared with the gate signal VG1 from the inverter drive pulse generator 31, the phase difference is detected, and the phase difference detection pulse DIF is output. The phase difference detection pulse DIF is supplied to the inverter drive pulse generator 31.

図１０は、インバータ位相差検出のタイミング波形図である。インバータ１４においては、スナバコンデンサ１９、２０の短絡モードが発生しないようにインバータ１４を誘導性にするする必要がある。図１０（ａ）に示すインバータ電流ＩＱに対して、図１０（ｂ）は第１のＩＧＢＴ１５に流れる電流のゼロクロス点を検出したゼロクロス点検出信号ＶＩ０を示し、図１０（ｃ）は第１のＩＧＢＴ１５に与えられるゲート信号ＶＧ１を示す。インバータ位相検出部４３は、ゼロクロス点検出信号の立ち上がり時点とゲート信号ＶＧ１立ち上がり時点との位相差、即ち、高周波電圧ＶＱとインバータ電流ＩＱとの位相差を検出して位相差検出パルスＤＩＦを出力するようになっており、この位相差検出パルスＤＩＦはインバータ駆動パルス生成部３１に与えられる。そして、インバータ駆動パルス生成部３１は、この位相差検出パルスＤＩＦのパルス幅がスナバコンデンサ１９、２０の短絡モードが発生しないように設定された時間以下にならないようにインバータ１４のスイッチング周波数を制御するようになっている。   FIG. 10 is a timing waveform diagram of inverter phase difference detection. In the inverter 14, it is necessary to make the inverter 14 inductive so that the short circuit mode of the snubber capacitors 19 and 20 does not occur. FIG. 10B shows a zero-cross point detection signal VI0 for detecting the zero-cross point of the current flowing through the first IGBT 15 with respect to the inverter current IQ shown in FIG. 10A, and FIG. A gate signal VG1 applied to the IGBT 15 is shown. The inverter phase detector 43 detects the phase difference between the rising point of the zero-cross point detection signal and the rising point of the gate signal VG1, that is, the phase difference between the high-frequency voltage VQ and the inverter current IQ, and outputs a phase difference detection pulse DIF. The phase difference detection pulse DIF is given to the inverter drive pulse generator 31. Then, the inverter drive pulse generator 31 controls the switching frequency of the inverter 14 so that the pulse width of the phase difference detection pulse DIF does not become less than the time set so that the short circuit mode of the snubber capacitors 19 and 20 does not occur. It is like that.

従って、この第３の実施例によれば、鍋２１がどのような種類であっても常にインバータ１４を誘導性に維持できるので、インバータ１４を安全に動作させることができる。   Therefore, according to the third embodiment, since the inverter 14 can always be maintained inductive regardless of the type of the pot 21, the inverter 14 can be operated safely.

尚、上記実施例では、インバータ１４の第１の制御状態で鉄製鍋を加熱し、第２の制御状態でアルミニウム製鍋を加熱するようにしたが、透磁率は低いが抵抗率が高いステンレス製鍋を第１の制御状態で加熱することができ、又、透磁率及び抵抗率がともに低い銅製鍋を第２の制御状態で加熱することができる。この場合、インバータ１４の第１の制御状態で加熱できる鉄製鍋及びステンレス製鍋等を総称して鉄類鍋或いは鉄類負荷と定義し、第２の制御状態で加熱できるアルミニウム製鍋及び銅製鍋等を総称してアルミニウム類鍋或いはアルミニウム類負荷と定義することとする。   In the above embodiment, the iron pan is heated in the first control state of the inverter 14 and the aluminum pan is heated in the second control state. However, the stainless steel pan is low in permeability but high in resistivity. The pan can be heated in the first controlled state, and the copper pan with low permeability and resistivity can be heated in the second controlled state. In this case, the iron pan and the stainless steel pan that can be heated in the first control state of the inverter 14 are collectively defined as an iron pan or an iron load, and the aluminum pan and the copper pan that can be heated in the second control state. Are collectively defined as an aluminum pan or an aluminum load.

本発明の第１の実施例を示す電気回路の構成図1 is a configuration diagram of an electric circuit showing a first embodiment of the present invention. アルミニウム製鍋の加熱時のＩＧＢＴ駆動波形生成図Generation diagram of IGBT drive waveform when heating aluminum pan 鉄製鍋の加熱時のＩＧＢＴ駆動波形生成図IGBT drive waveform generation diagram when heating an iron pan アルミニウム製鍋の加熱時のタイミング波形図Timing waveform chart when heating an aluminum pan 鉄製鍋の加熱時のタイミング波形図Timing waveform diagram when heating an iron pan 本発明の第２の実施例を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a second embodiment of the present invention. 図２相当図2 equivalent diagram 図４相当図4 equivalent figure 本発明の第３の実施例を示す第１相当図First equivalent diagram showing a third embodiment of the present invention. 位相差検出タイミング波形図Phase difference detection timing waveform diagram 従来例を示す図１相当図1 equivalent diagram showing a conventional example 図４相当図4 equivalent figure 図５相当図Figure equivalent to FIG.

符号の説明Explanation of symbols

図面中、３は直流電源回路、１１はチョッパ、１４はインバータ、１５乃至１８は第１乃至第４のＩＧＢＴ（第１乃至第４のスイッチング素子）、１５ａ乃至１８ａはフリーホイールダイオード、２１は鍋、１９及び２０はスナバコンデンサ、２２は誘導加熱コイル、２３は第１の共振コンデンサ、２４は第２の共振コンデンサ、２５は切換用リレースイッチ、２６は共振回路、２７は制御回路（制御手段、高速マイクロコンピュータ）、２８は入力電力制御部、２９は負荷判定部（負荷判定手段）、３０はインバータ電圧可変ぶ、３１はインバータ駆動パルス生成部、３２は入力電圧検出回路、３３は入力電流検出回路、３５はインバータ電流検出回路、３７はチョッパ制御回路、３８はドライバ、３９はリレー切換回路、４０はドライバ、４１は第１の共振コンデンサ、４２はゼロクロス検出回路、４３はインバータ位相差検出部（位相差検出手段）を示す。   In the drawing, 3 is a DC power supply circuit, 11 is a chopper, 14 is an inverter, 15 to 18 are first to fourth IGBTs (first to fourth switching elements), 15a to 18a are free wheel diodes, and 21 is a pan. , 19 and 20 are snubber capacitors, 22 is an induction heating coil, 23 is a first resonance capacitor, 24 is a second resonance capacitor, 25 is a switching relay switch, 26 is a resonance circuit, 27 is a control circuit (control means, High-speed microcomputer), 28 is an input power control unit, 29 is a load determination unit (load determination unit), 30 is a variable inverter voltage, 31 is an inverter drive pulse generation unit, 32 is an input voltage detection circuit, and 33 is an input current detection Circuit, 35 is an inverter current detection circuit, 37 is a chopper control circuit, 38 is a driver, 39 is a relay switching circuit, and 40 is a driver 41 first resonant capacitor 42 is zero-cross detection circuit, 43 denotes an inverter phase difference detection section (phase difference detecting means).

Claims (5)

直流電源回路と、
誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、
前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、
このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、
前記インバータは、第１及び第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のアームと、第３及び第４のスイッチング素子が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、
このインバータの第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に前記共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、
前記制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせることにより前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧を出力させる第１の制御状態と、前記第１及び第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子のオン期間が第２のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のスイッチング素子のオン期間中に第３のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のスイッチング素子をオフオンさせることにより前記スイッチング周波数の２倍の周波数の高周波電圧を出力させる第２の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。 A DC power supply circuit;
A resonant circuit comprising an induction heating coil and a resonant capacitor;
An inverter that converts a DC power supply voltage from the DC power supply circuit into a high frequency voltage and supplies the high frequency voltage to the resonance circuit;
Control means for controlling the switching frequency of the inverter,
The inverter includes a full bridge circuit having a first arm in which first and second switching elements are connected in series, and a second arm in which third and fourth switching elements are connected in series. And
The resonance circuit is connected between the neutral point of the first arm and the neutral point of the second arm of the inverter, and the resonance capacitor of the resonance circuit is configured to be switchable in capacity.
The control means alternately turns on and off the first and second switching elements, and alternately turns on and off the fourth and third switching elements in synchronization with the first and second switching elements, thereby generating a high-frequency voltage having the same frequency as the switching frequency. The first control state to be output, and the first and second switching elements are alternately turned on and off so that the on period of the first switching element is longer than that of the second switching element, and the first Second control for turning on / off the third switching element during the ON period of the switching element and outputting the high-frequency voltage having a frequency twice the switching frequency by turning off / on the fourth switching element in synchronization with the on / off. The resonance capacitor can be switched according to the switching. Induction heating cooker, characterized in that it is configured to Migihitsuji. 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段を有し、
制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて切換えを行なうように構成されていることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。 Having load detection means for detecting the type of load such as a pan heated by the induction heating coil;
2. The induction heating cooker according to claim 1 , wherein the control means is configured to perform switching according to the type of load detected by the load detection means . 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段と、
直流電源回路の直流電源電圧を変化させる直流電圧可変手段とを有し、
制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて直流電圧可変手段による直流電源電圧の可変を行なわせるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。 Load detecting means for detecting the type of load such as a pan heated by the induction heating coil ;
DC voltage variable means for changing the DC power supply voltage of the DC power supply circuit ,
Control means, induction heating cooker of claim 1 Symbol mounting, characterized in that it is configured to perform the variable DC power supply voltage due to the DC voltage varying means according to the detected type of load of the load detecting means . 共振回路に流れるインバータ電流の位相を検出する位相差検出手段を有し、
制御手段は、前記位相差検出手段の検出結果に基づいてインバータ電流を誘導性に維持するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の誘導加熱調理器。 Having phase difference detection means for detecting the phase of the inverter current flowing in the resonance circuit;
The induction heating cooker according to any one of claims 1 to 3 , wherein the control means is configured to maintain the inverter current inductive based on a detection result of the phase difference detection means . 制御手段は、マイクロコンピュータにより構成されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の誘導加熱調理器。 The induction heating cooker according to any one of claims 1 to 4 , wherein the control means comprises a microcomputer .
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