JP2012222951A

JP2012222951A - Charging device

Info

Publication number: JP2012222951A
Application number: JP2011086052A
Authority: JP
Inventors: Yuki Yamada; 祐希山田; Yukio Karasawa; 幸雄柄沢
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-04-08
Filing date: 2011-04-08
Publication date: 2012-11-12
Anticipated expiration: 2031-04-08
Also published as: JP5617748B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a charging device capable of easily realizing miniaturization and low costs without deterioration of a power factor.SOLUTION: A charging device 1 comprises an AC-DC conversion part 2 and a DC-DC conversion part 3. The AC-DC conversion part 2 comprises an input rectification circuit 21 for generating an input rectification voltage by full-wave rectifying an AC input voltage, and a smoothing capacitor 23 for generating a DC voltage input to the DC-DC conversion part 3. The DC-DC conversion part 3 comprises a switching circuit 31 for generating a pulse primary voltage, a transformer 32 for generating a pulse secondary voltage, an output rectification circuit 33 for generating a pulse rectification voltage, and an output smoothing circuit 34 for generating an output voltage. The switching circuit 31 is controlled to provide the output voltage with a pulsating flow by adjusting a time ratio of the pulse primary voltage, and to synchronize a waveform of the output voltage with a waveform of the AC input power from an AC power source 12.

Description

本発明は、交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置に関する。 The present invention relates to a charging device for charging a secondary battery from an AC power supply.

交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置は、交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換部を備えている。そして、ＡＣ−ＤＣ変換部には、交流入力電圧を整流した後の整流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが設けてある。
この平滑コンデンサは、充電装置の出力電圧を充分に平滑化すべく、充分な容量を備えるものであることが一般に必要とされている。その理由としては、平滑コンデンサが充分な容量を備えていないと、出力電圧に脈流が生じることとなってしまい、一定電圧かつ一定電流にて二次電池への充電を行うことができなくなってしまうためである。 A charging device for charging a secondary battery from an AC power supply includes an AC-DC converter that converts AC power into DC power. The AC-DC converter is provided with a smoothing capacitor for smoothing the rectified voltage after rectifying the AC input voltage.
This smoothing capacitor is generally required to have a sufficient capacity to sufficiently smooth the output voltage of the charging device. The reason is that if the smoothing capacitor does not have sufficient capacity, the output voltage will pulsate, and the secondary battery cannot be charged with a constant voltage and a constant current. It is because it ends.

それゆえ、上記平滑コンデンサとして、大容量のコンデンサを用いる必要があり、充電装置のコスト低減、小型化が困難となる。
そこで、特許文献１に記載の充電装置においては、ＡＣ−ＤＣ変換部に設けたスイッチング素子によるスイッチング制御によって、交流入力電流の波形を、基本波成分とその高調波成分とを含むような波形に制御し、また、出力電圧の波形に所定の脈流を持たせるように制御している。これにより、平滑コンデンサの容量を小さくすることを可能としている。 Therefore, it is necessary to use a large-capacity capacitor as the smoothing capacitor, which makes it difficult to reduce the cost and size of the charging device.
Therefore, in the charging device described in Patent Document 1, the waveform of the AC input current is changed to a waveform including the fundamental wave component and its harmonic component by switching control using a switching element provided in the AC-DC converter. In addition, the output voltage waveform is controlled to have a predetermined pulsating flow. As a result, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.

特開２０１０−８８１５０号公報JP 2010-88150 A

しかしながら、交流入力電流の波形を、上記のような基本波成分とその高調波成分とを含むような波形とすると、力率が低下してしまうこととなる。また、目標とする交流入力電流の波形が正弦波ではないため、その制御をマイコンで行う必要が生じるなど、複雑な制御が必要となる。その結果、安価な充電装置を得ることが困難となる。
また、出力電圧に所定の脈流を持たせるような制御は、特に二次電池の容量が大きい場合には難しい。それゆえ、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載する二次電池のように容量の大きい二次電池を充電するための充電装置においては、出力電圧に所定の脈流をもたせる制御は現実的ではない。 However, if the waveform of the AC input current is a waveform including the fundamental wave component and its harmonic component as described above, the power factor will be reduced. In addition, since the target waveform of the AC input current is not a sine wave, complicated control is required such that the control needs to be performed by a microcomputer. As a result, it becomes difficult to obtain an inexpensive charging device.
Further, it is difficult to control the output voltage to have a predetermined pulsating flow particularly when the capacity of the secondary battery is large. Therefore, in a charging device for charging a secondary battery having a large capacity such as a secondary battery mounted on an electric vehicle, a hybrid vehicle, or the like, it is not realistic to give a predetermined pulsating flow to the output voltage.

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a charging device that can be easily reduced in size and cost without causing a reduction in power factor.

本発明は、交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置であって、
上記交流電源に接続されるＡＣ−ＤＣ変換部と、上記二次電池に接続されるＤＣ−ＤＣ変換部とからなり、
上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路と、上記入力整流電圧を平滑化して上記ＤＣ−ＤＣ変換部に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサとを備え、
上記ＤＣ−ＤＣ変換部は、上記直流電圧からパルス一次電圧を生成するスイッチング回路と、上記パルス一次電圧を変圧してパルス二次電圧を生成するトランスと、上記パルス二次電圧を全波整流してパルス整流電圧を生成する出力整流回路と、上記パルス整流電圧を平滑化して上記二次電池を充電するための出力電力を生成する出力平滑回路とを備え、
上記スイッチング回路は、上記パルス一次電圧の時比率を調整することによって、上記出力電力に脈流を持たせ、該出力電力の波形が上記交流電源からの交流入力電力の波形と同期するように制御されていることを特徴とする充電装置にある（請求項１）。 The present invention is a charging device for charging a secondary battery from an AC power source,
An AC-DC converter connected to the AC power source and a DC-DC converter connected to the secondary battery,
The AC-DC conversion unit generates an input rectification voltage by full-wave rectifying an AC input voltage to generate an input rectification voltage, and generates a DC voltage to be input to the DC-DC conversion unit by smoothing the input rectification voltage. And a smoothing capacitor that
The DC-DC converter includes a switching circuit that generates a pulse primary voltage from the DC voltage, a transformer that generates a pulse secondary voltage by transforming the pulse primary voltage, and full-wave rectifies the pulse secondary voltage. An output rectifier circuit that generates a pulse rectified voltage, and an output smoothing circuit that smoothes the pulse rectified voltage and generates output power for charging the secondary battery,
The switching circuit controls the output power to have a pulsating flow by adjusting the time ratio of the pulse primary voltage so that the waveform of the output power is synchronized with the waveform of the AC input power from the AC power supply. It is in the charging device characterized by the above-mentioned (claim 1).

上記充電装置においては、上記スイッチング回路の制御によって、上記出力電力に脈流を持たせると共に出力電力の波形が交流入力電力の波形と同期するよう構成されている。そのため、上記交流電源から供給される交流入力電力が大きいとき、出力電力が大きく、交流入力電力が小さいとき、出力電力が小さいという状態となる。それゆえ、ＡＣ−ＤＣ変換部における平滑コンデンサに蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサからＤＣ−ＤＣ変換部側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。それゆえ、平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサの小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置の小型化、低コスト化を容易にすることができる。 The charging device is configured so that the output power has a pulsating flow and the waveform of the output power is synchronized with the waveform of the AC input power by controlling the switching circuit. Therefore, when the AC input power supplied from the AC power source is large, the output power is large, and when the AC input power is small, the output power is small. Therefore, it is possible to reduce the amount of power to be stored in the smoothing capacitor in the AC-DC conversion unit and the amount of power to be supplemented from the smoothing capacitor to the DC-DC conversion unit side. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced. As a result, the smoothing capacitor can be reduced in size and cost, and as a result, the charging device can be easily reduced in size and cost.

また、上記の制御は、出力電力の波形を制御するものであるため、交流入力電流を制御するものではない。それゆえ、交流入力電流の波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。
また、上記の制御は、スイッチング回路におけるパルス一次電圧の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。
また、出力電圧を制御するわけではなく、出力電力を制御するものであるため、容量の大きい二次電池を充電する場合にも、その制御が容易である。 Moreover, since said control controls the waveform of output electric power, it does not control alternating current input current. Therefore, there is no possibility that the power factor decreases due to the waveform of the AC input current moving away from the sine wave.
Moreover, since the above control can be easily performed by adjusting the time ratio of the pulse primary voltage in the switching circuit, complicated control is not necessary.
Further, since the output voltage is not controlled, but the output power is controlled, the control is easy even when a secondary battery having a large capacity is charged.

また、上記充電装置は、上記ＤＣ−ＤＣ変換部を備えるため、上記二次電池を充電する際の出力電圧を高くすることも可能である。それゆえ、出力電圧が変動してもその下限値が二次電池の電圧（バッテリー電圧）を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流が不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。 Moreover, since the said charging device is provided with the said DC-DC conversion part, it is also possible to make the output voltage at the time of charging the said secondary battery high. Therefore, even if the output voltage fluctuates, the lower limit value can be prevented from falling below the voltage of the secondary battery (battery voltage). As a result, the output current can be prevented from becoming discontinuous, and the ripple current can be reduced. Thereby, it can prevent having a bad influence on the lifetime of a secondary battery.

以上のごとく、本発明によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a charging device that can be easily reduced in size and cost without causing a decrease in power factor.

実施例１における、充電装置の回路図。1 is a circuit diagram of a charging device in Embodiment 1. FIG. 実施例１における、（Ａ）交流入力電圧の波形図、（Ｂ）交流入力電流の波形図、（Ｃ）交流入力電力の波形図。In Example 1, (A) AC input voltage waveform diagram, (B) AC input current waveform diagram, and (C) AC input power waveform diagram. 実施例１における、（Ａ）入力整流電圧の波形図、（Ｂ）入力整流電流の波形図。In Example 1, (A) Waveform diagram of input rectified voltage, (B) Waveform diagram of input rectified current. 実施例１における、（Ａ）平滑コンデンサの容量が比較的大きい場合の直流電圧の波形図、（Ｂ）平滑コンデンサの容量が比較的小さい場合の直流電圧の波形図。In Example 1, (A) A waveform diagram of a DC voltage when the capacity of the smoothing capacitor is relatively large, and (B) a waveform diagram of a DC voltage when the capacity of the smoothing capacitor is relatively small. 実施例１における、パルス一次電圧の波形図。FIG. 3 is a waveform diagram of a pulse primary voltage in the first embodiment. 実施例１における、パルス二次電圧の波形図。FIG. 3 is a waveform diagram of a pulse secondary voltage in the first embodiment. 実施例１における、パルス整流電圧の波形図。FIG. 3 is a waveform diagram of a pulse rectified voltage in the first embodiment. 実施例１における、出力電圧の波形図。FIG. 3 is a waveform diagram of an output voltage in Example 1. 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を高くしたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。(A) Waveform diagram of pulse primary voltage, (B) Waveform diagram of pulse secondary voltage, (C) Waveform diagram of pulse rectified voltage when the duty ratio of the pulse primary voltage in Example 1 is increased, (D) ) Waveform diagram of output voltage. 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を低くしたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。(A) Waveform diagram of the pulse primary voltage, (B) Waveform diagram of the pulse secondary voltage, (C) Waveform diagram of the pulse rectified voltage when the duty ratio of the pulse primary voltage is lowered in Example 1. (D) ) Waveform diagram of output voltage. 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を中間としたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。(A) Waveform diagram of the pulse primary voltage, (B) Waveform diagram of the pulse secondary voltage, (C) Waveform diagram of the pulse rectified voltage when the time ratio of the pulse primary voltage is set to the middle in Example 1. D) Waveform diagram of output voltage. 実施例１における、（Ａ）出力電圧及び出力電流の波形図、（Ｂ）出力電力の波形図。In Example 1, (A) Waveform diagram of output voltage and output current, (B) Waveform diagram of output power. （Ａ）実施例１における、交流入力電力及び出力電力の波形図、（Ｂ）出力電力が脈流をもたない場合の交流入力電力及び出力電力の波形図。(A) Waveform diagram of AC input power and output power in Example 1, (B) Waveform diagram of AC input power and output power when the output power has no pulsating flow. 実施例１における、制御部の制御フロー図。FIG. 3 is a control flow diagram of a control unit in the first embodiment.

上記充電装置は、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー（二次電池）に、商用電源（交流電源）から充電を行うための充電装置とすることができる。 The charging device can be, for example, a charging device for charging a battery (secondary battery) mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle from a commercial power source (AC power source).

また、上記充電装置は、上記交流入力電力を検出する入力検出手段と、上記出力電力を検出する出力検出手段と、上記スイッチング回路を制御する制御部とを備え、該制御部は、上記入力検出手段によって検出した上記交流入力電力を基に、目標とする上記出力電力である目標出力電力を算出すると共に、該目標出力電力と上記出力検出手段によって検出した上記出力電力との差分を基に、上記目標出力電力に実際の上記出力電力を近づけるように上記スイッチング回路を制御するよう構成されていることが好ましい（請求項２）。この場合には、出力電力の波形を理想に近い波形に制御することが容易となる。それゆえ、一層容易かつ確実に、上記平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。 The charging device includes an input detection unit that detects the AC input power, an output detection unit that detects the output power, and a control unit that controls the switching circuit, and the control unit includes the input detection unit. Based on the AC input power detected by the means, the target output power that is the target output power is calculated, and based on the difference between the target output power and the output power detected by the output detection means, It is preferable that the switching circuit is controlled so that the actual output power approaches the target output power. In this case, it becomes easy to control the waveform of the output power to a waveform close to ideal. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced more easily and reliably.

また、上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、上記入力整流回路と上記平滑コンデンサとの間に、上記ＤＣ−ＤＣ変換部へ入力される上記直流入力電流の波形を正弦波に近づけるための力率改善回路を備えていることが好ましい（請求項３）。この場合には、充電装置の力率を容易に向上させることができる。 The AC-DC converter is a power factor correction circuit for bringing the waveform of the DC input current input to the DC-DC converter close to a sine wave between the input rectifier circuit and the smoothing capacitor. (Claim 3). In this case, the power factor of the charging device can be easily improved.

（実施例１）
本発明の実施例にかかる充電装置につき、図１〜図１４を用いて説明する。
本例の充電装置１は、図１に示すごとく、交流電源１１から二次電池１２への充電を行うための充電装置であって、交流電源１１に接続されるＡＣ−ＤＣ変換部２と、二次電池１２に接続されるＤＣ−ＤＣ変換部３とからなる。 Example 1
A charging apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The charging device 1 of this example is a charging device for charging the secondary battery 12 from the AC power source 11 as shown in FIG. 1, and includes an AC-DC converter 2 connected to the AC power source 11, The DC-DC conversion unit 3 is connected to the secondary battery 12.

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流して入力整流電圧Ｖａを生成する入力整流回路２１と、入力整流電圧Ｖａを平滑化してＤＣ−ＤＣ変換部３に入力される直流電圧Ｖｂを生成する平滑コンデンサ２３とを備えている。
ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直流電圧Ｖｂからパルス一次電圧Ｖｐ１を生成するスイッチング回路３１と、パルス一次電圧Ｖｐ１を変圧してパルス二次電圧Ｖｐ２を生成するトランス３２と、パルス二次電圧Ｖｐ２を全波整流してパルス整流電圧Ｖｐ３を生成する出力整流回路３３と、パルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化して二次電池１２を充電するための出力電力Ｐｏｕｔを生成する出力平滑回路３４とを備えている。
スイッチング回路３１は、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を調整することによって、図１３（Ａ）に示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔに脈流を持たせ、該出力電力Ｐｏｕｔの波形が交流電源１１からの交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するように制御されている。 The AC-DC converter 2 is an input rectifier circuit 21 that generates an input rectified voltage Va by full-wave rectifying the AC input voltage Vin, and a direct current that is input to the DC-DC converter 3 by smoothing the input rectified voltage Va. And a smoothing capacitor 23 for generating the voltage Vb.
The DC-DC converter 3 generates a switching circuit 31 that generates a pulse primary voltage Vp1 from a DC voltage Vb, a transformer 32 that transforms the pulse primary voltage Vp1 to generate a pulse secondary voltage Vp2, and a pulse secondary voltage Vp2. An output rectifier circuit 33 that generates a pulse rectified voltage Vp3 by full-wave rectification and an output smoothing circuit 34 that generates the output power Pout for smoothing the pulse rectified voltage Vp3 and charging the secondary battery 12 are provided. .
The switching circuit 31 adjusts the time ratio of the pulse primary voltage Vp1, thereby causing the output power Pout to have a pulsating flow as shown in FIG. 13A, and the waveform of the output power Pout is the alternating current from the AC power source 11. It is controlled so as to be synchronized with the waveform of the input power Pin.

また、図１に示すごとく、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、入力整流回路２１と平滑コンデンサ２３との間に、ＡＣ−ＤＣ変換部２へ入力される交流入力電流Ｉｉｎの波形を正弦波に近づけるためのＰＦＣ回路（力率改善回路）２２を備えている。 As shown in FIG. 1, the AC-DC converter 2 brings the waveform of the AC input current Iin input to the AC-DC converter 2 between the input rectifier circuit 21 and the smoothing capacitor 23 closer to a sine wave. A PFC circuit (power factor correction circuit) 22 is provided.

本例の充電装置１は、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー（二次電池１１）に、商用電源（交流電源１２）から充電を行うための充電装置である。
ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源等の交流電源１１から入力される交流電力を直流電力に変換する。ＡＣ−ＤＣ変換部２における入力整流回路２１は、４個のダイオード２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄによって構成されるブリッジ型の整流回路である。ダイオード２１ａのアノード及びダイオード２１ｂのカソードは、交流電源１１における一方の電極に接続され、ダイオード２１ｃのアノード及びダイオード２１ｄのカソードは、交流電源１１における他方の電極に接続されている。 The charging device 1 of this example is a charging device for charging a battery (secondary battery 11) mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle from a commercial power source (AC power source 12).
The AC-DC converter 2 converts AC power input from an AC power source 11 such as a commercial power source into DC power. The input rectifier circuit 21 in the AC-DC converter 2 is a bridge-type rectifier circuit constituted by four diodes 21a, 21b, 21c, and 21d. The anode of the diode 21 a and the cathode of the diode 21 b are connected to one electrode in the AC power supply 11, and the anode of the diode 21 c and the cathode of the diode 21 d are connected to the other electrode in the AC power supply 11.

ダイオード２１ａ、２１ｃのカソードは、入力高電位ラインＨ１に接続され、ダイオード２１ｂ、２１ｄのアノードは、入力低電位ラインＬ１に接続されている。
かかる構成によって、入力整流回路２１は、入力された交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流して、入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、入力整流電圧Ｖａを生成する。 The cathodes of the diodes 21a and 21c are connected to the input high potential line H1, and the anodes of the diodes 21b and 21d are connected to the input low potential line L1.
With this configuration, the input rectifier circuit 21 performs full-wave rectification on the input AC input voltage Vin and generates the input rectified voltage Va between the input high potential line H1 and the input low potential line L1.

入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、平滑コンデンサ２３が接続されている。
そして、入力整流回路２１と平滑コンデンサ２３の一端との間における入力高電位ラインＨ１上にインダクタ２２１が配置されている。また、入力高電位ラインＨ１上のインダクタ２１における入力整流回路２１側と反対側の端子と、入力低電位ラインＬ１との間に、スイッチング素子２２２が接続されている。スイッチング素子２２２としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）等を用いることができる。
また、スイッチング素子２２２の一端と平滑コンデンサ２３の一端との間における入力高電位ラインＨ１には、ダイオード２４が配置されている。 A smoothing capacitor 23 is connected between the input high potential line H1 and the input low potential line L1.
An inductor 221 is disposed on the input high potential line H <b> 1 between the input rectifier circuit 21 and one end of the smoothing capacitor 23. Further, a switching element 222 is connected between a terminal of the inductor 21 on the input high potential line H1 opposite to the input rectifier circuit 21 side and the input low potential line L1. As the switching element 222, for example, an IGBT (insulated gate bipolar transistor), a MOSFET (metal oxide field effect transistor), or the like can be used.
A diode 24 is disposed on the input high potential line H <b> 1 between one end of the switching element 222 and one end of the smoothing capacitor 23.

このような回路構成によって、ＡＣ−ＤＣ変換部２はＰＦＣ回路２２を形成している。また、ＰＦＣ回路２２は、図示しない汎用のＰＦＣ−ＩＣ等によってスイッチング素子２２２をオンオフ制御するよう構成されている。 With such a circuit configuration, the AC-DC converter 2 forms a PFC circuit 22. In addition, the PFC circuit 22 is configured to turn on and off the switching element 222 by a general-purpose PFC-IC (not shown) or the like.

上記のように構成されたＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流電源１１からの交流入力電圧Ｖｉｎを整流すると共に平滑化し、ＤＣ−ＤＣ変換部３へ直流電圧Ｖｂを入力する。なお、ここでいう平滑化は、完全な平滑化ではなく、電圧波形の脈の大きさ（電圧の変動幅）を低減することを意味する。 The AC-DC converter 2 configured as described above rectifies and smoothes the AC input voltage Vin from the AC power supply 11 and inputs the DC voltage Vb to the DC-DC converter 3. In addition, smoothing here is not complete smoothing, but means reducing the magnitude | size (voltage fluctuation width) of the pulse of a voltage waveform.

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、スイッチング回路３１を備えている。スイッチング回路３１は、４個のスイッチング素子３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄによって構成されたフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子３１ａ、３１ｃは、入力高電位ラインＨ１に一端を接続し、他端を他のスイッチング素子３１ｂ、３１ｄの一端にそれぞれ接続している。また、スイッチング素子３１ｂ、３１ｄは、他端を入力低電位ラインＬ１に接続している。 The DC-DC converter 3 includes a switching circuit 31 between the input high potential line H1 and the input low potential line L1. The switching circuit 31 is a full-bridge type switching circuit configured by four switching elements 31a, 31b, 31c, and 31d. The switching elements 31a and 31c have one end connected to the input high potential line H1 and the other end connected to one end of the other switching elements 31b and 31d. The switching elements 31b and 31d have the other end connected to the input low potential line L1.

そして、互いに接続されたスイッチング素子３１ａ、３１ｂの間、及び互いに接続されたスイッチング素子３１ｃ、３１ｄとの間において、それぞれトランス３２における一次コイル３２１の一対の端子が接続されている。また、トランス３２の二次コイル３２２の一対の端子は、出力整流回路３３に接続されている。 A pair of terminals of the primary coil 321 in the transformer 32 is connected between the switching elements 31a and 31b connected to each other and between the switching elements 31c and 31d connected to each other. A pair of terminals of the secondary coil 322 of the transformer 32 is connected to the output rectifier circuit 33.

出力整流回路３３は、４個のダイオード３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄによって構成されたブリッジ型の整流回路である。ダイオード３３ａのアノード及びダイオード３３ｂのカソードは、トランス３２の二次コイル３２２における一方の端子に接続され、ダイオード３３ｃのアノード及びダイオード３３ｄのカソードは、二次コイル３２２における他方の端子に接続されている。
ダイオード３３ａ、３３ｃのカソードは、出力高電位ラインＨ２に接続され、ダイオード３３ｂ、３３ｄのアノードは、入力低電位ラインＬ２に接続されている。 The output rectifier circuit 33 is a bridge-type rectifier circuit configured by four diodes 33a, 33b, 33c, and 33d. The anode of the diode 33a and the cathode of the diode 33b are connected to one terminal of the secondary coil 322 of the transformer 32, and the anode of the diode 33c and the cathode of the diode 33d are connected to the other terminal of the secondary coil 322. .
The cathodes of the diodes 33a and 33c are connected to the output high potential line H2, and the anodes of the diodes 33b and 33d are connected to the input low potential line L2.

出力整流回路３３と二次電池１２との間には、出力平滑回路３４が配置されている。
出力平滑回路３４は、出力高電位ラインＨ２に配置されたインダクタ３４１と、出力高電位ラインＨ２と出力低電位ラインＬ２との間に接続された出力平滑コンデンサ３４２とからなる。
このようにして構成されたフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から供給された直流電圧Ｖｂを変圧（本例においては昇圧）して、二次電池１２へ出力電力Ｐｏｕｔを供給する。二次電池１２は、例えばリチウムイオン電池、ニッケル水素電池等とすることができる。 An output smoothing circuit 34 is disposed between the output rectifier circuit 33 and the secondary battery 12.
The output smoothing circuit 34 includes an inductor 341 disposed on the output high potential line H2 and an output smoothing capacitor 342 connected between the output high potential line H2 and the output low potential line L2.
The full-bridge type DC-DC converter 3 configured in this way transforms the DC voltage Vb supplied from the AC-DC converter 2 (steps up in this example) and outputs it to the secondary battery 12. Electric power Pout is supplied. The secondary battery 12 can be, for example, a lithium ion battery, a nickel metal hydride battery, or the like.

次に、本例の充電装置１における各部の作用につき説明する。
まず、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電圧Ｖｉｎは、図２（Ａ）に示すような正弦波の波形を有する。ここで、本例においては、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数を５０Ｈｚとする。
また、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電流Ｉｉｎも、図２（Ｂ）に示すように、同様の正弦波の波形を有する。これは、上述したＰＦＣ回路２２によって制御された結果得られるものである。
そして、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電力Ｐｉｎも、図２（Ｃ）に示すような正弦波となるが、その周波数は、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数の倍である１００Ｈｚとなる。 Next, the operation of each part in the charging device 1 of this example will be described.
First, the AC input voltage Vin input from the AC power supply 11 to the AC-DC converter 2 has a sinusoidal waveform as shown in FIG. Here, in this example, the frequency of the AC input voltage Vin is 50 Hz.
The AC input current Iin input from the AC power supply 11 to the AC-DC converter 2 also has a similar sine wave waveform as shown in FIG. This is obtained as a result of being controlled by the PFC circuit 22 described above.
The AC input power Pin input from the AC power supply 11 to the AC-DC converter 2 is also a sine wave as shown in FIG. 2C, but the frequency is twice the frequency of the AC input voltage Vin. It becomes a certain 100 Hz.

上記のような波形の交流入力電圧Ｖｉｎは、入力整流回路２１において全波整流され、図３（Ａ）に示すような波形の入力整流電圧Ｖａとなる。この入力整流電圧Ｖａは、周波数が交流入力電圧Ｖｉｎの２倍の１００Ｈｚとなる。また、整流された電流である入力整流電流Ｉａの波形も、図３（Ｂ）に示すように、交流入力電圧Ｖｉｎの２倍の周波数（１００Ｈｚ）となる。 The AC input voltage Vin having the waveform as described above is full-wave rectified in the input rectifier circuit 21 to become an input rectified voltage Va having a waveform as shown in FIG. The input rectified voltage Va has a frequency of 100 Hz, which is twice the frequency of the AC input voltage Vin. The waveform of the input rectified current Ia, which is a rectified current, also has a frequency (100 Hz) that is twice the AC input voltage Vin, as shown in FIG.

上記入力整流電圧Ｖａは、平滑コンデンサ２３において平滑化されて、直流電圧Ｖｂとなる。ここで、仮に、平滑コンデンサ２３の容量を充分に大きくした場合には、平滑化された直流電圧Ｖｂの波形は、殆ど脈のない直線状の波形となる。しかし、平滑コンデンサ２３の容量をある程度に制限すると、直流電圧Ｖｂの波形は、図４（Ａ）、（Ｂ）に示すごとく、脈をもった波形となる。この脈の周波数は、入力整流電圧Ｖａの波形と同じであり、交流入力電圧Ｖｉｎの波形の２倍（１００Ｈｚ）である。
本例においては、平滑コンデンサ２３の容量を、直流電圧Ｖｂにある程度の脈流が現れる程度の大きさにしていることが前提である。 The input rectified voltage Va is smoothed by the smoothing capacitor 23 to become a DC voltage Vb. Here, if the capacity of the smoothing capacitor 23 is sufficiently increased, the smoothed DC voltage Vb waveform is a linear waveform with almost no pulses. However, when the capacity of the smoothing capacitor 23 is limited to some extent, the waveform of the DC voltage Vb becomes a pulsed waveform as shown in FIGS. 4 (A) and 4 (B). The frequency of this pulse is the same as the waveform of the input rectified voltage Va and is twice (100 Hz) the waveform of the AC input voltage Vin.
In this example, it is a premise that the capacity of the smoothing capacitor 23 is set to such a magnitude that a certain amount of pulsating current appears in the DC voltage Vb.

そして、この直流電圧Ｖｂの変動幅ΔＶｂは、平滑コンデンサ２３の容量によって異なる。つまり、平滑コンデンサ２３の容量が比較的大きい場合は、図４（Ａ）に示すような変動幅ΔＶｂが比較的小さい電圧波形となり、平滑コンデンサ２３の容量が比較的小さい場合は、図４（Ｂ）に示すような変動幅ΔＶｂが大きい電圧波形となる。 The fluctuation range ΔVb of the DC voltage Vb varies depending on the capacity of the smoothing capacitor 23. In other words, when the capacity of the smoothing capacitor 23 is relatively large, the fluctuation width ΔVb as shown in FIG. 4A becomes a relatively small voltage waveform, and when the capacity of the smoothing capacitor 23 is relatively small, FIG. A voltage waveform having a large fluctuation range ΔVb as shown in FIG.

このような脈流をもった直流電圧Ｖｂが、ＤＣ−ＤＣ変換部３へ入力される。
直流電圧Ｖｂは、スイッチング回路３１において、パルス一次電圧Ｖｐ１に変換される。スイッチング回路３１において、スイッチング素子３１ａ及びスイッチング素子３１ｄのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子３１ａ〜３１ｄをオフする時間と、スイッチング素子３１ｂ及びスイッチング素子３１ｃのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子３１ａ〜３１ｄをオフする時間とを、順次繰り返すことにより、図５に示すような波形のパルス一次電圧Ｖｐ１を生成し、トランス３２の一次コイル３２１に印加する。このスイッチング制御は高周波にて行い、本例においては５０ｋＨｚにて行う。このスイッチング周波数は、これに限定されるものではないが、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に比べて充分に大きいものである。 A DC voltage Vb having such a pulsating flow is input to the DC-DC converter 3.
The DC voltage Vb is converted into the pulse primary voltage Vp1 in the switching circuit 31. In the switching circuit 31, the time for turning on only the switching element 31a and the switching element 31d, the time for turning off all the switching elements 31a to 31d, the time for turning on only the switching element 31b and the switching element 31c, and all the switching elements The pulse primary voltage Vp1 having a waveform as shown in FIG. 5 is generated by sequentially repeating the time for turning off 31a to 31d and applied to the primary coil 321 of the transformer 32. This switching control is performed at a high frequency, and in this example is performed at 50 kHz. The switching frequency is not limited to this, but is sufficiently higher than the frequency of the AC input voltage Vin.

上記のようなスイッチング制御を行うと、トランス３２の二次コイル３２２に、図６に示すごとく、昇圧されたパルス二次電圧Ｖｐ２が発生する。本例においては、トランス３２の巻き線比を１：１．５としているため、パルス二次電圧Ｖｐ２は、パルス一次電圧Ｖｐ１の１．５倍に昇圧されている。 When the switching control as described above is performed, a boosted pulse secondary voltage Vp2 is generated in the secondary coil 322 of the transformer 32 as shown in FIG. In this example, since the winding ratio of the transformer 32 is 1: 1.5, the pulse secondary voltage Vp2 is boosted to 1.5 times the pulse primary voltage Vp1.

このパルス二次電圧Ｖｐ２は、出力整流回路３３において全波整流され、図７に示すごとく、２倍の周波数（１００ｋＨｚ）の矩形波状のパルス整流電圧Ｖｐ３となる。そして、この矩形波状のパルス整流電圧Ｖｐ３は、出力平滑回路３４によって、平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔとなる。これに伴い、二次電池１２へ流れる出力電流Ｉｏｕｔも平滑化される。 This pulse secondary voltage Vp2 is full-wave rectified in the output rectifier circuit 33 and becomes a rectangular wave pulse rectified voltage Vp3 having a double frequency (100 kHz) as shown in FIG. The rectangular wave pulse rectified voltage Vp3 becomes the output voltage Vout smoothed by the output smoothing circuit 34. Along with this, the output current Iout flowing to the secondary battery 12 is also smoothed.

なお、図５〜図１１に示すグラフにおいて、縦軸が電圧、横軸が時間を表す。また、図５〜図１１における縦の破線にて示した目盛（左右に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の時間を示す。また、図５〜図１１における横の破線にて示した目盛（上下に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の電圧値を示す。また、図５〜図１１における横の破線にて示した目盛（上下に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の電流値を示す。 In the graphs shown in FIGS. 5 to 11, the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time. Further, the scales (intervals between broken lines adjacent to the left and right) shown by vertical broken lines in FIGS. 5 to 11 indicate a certain time in all of these drawings. Moreover, the scale shown by the horizontal broken lines in FIGS. 5 to 11 (the interval between the broken lines adjacent to each other in the vertical direction) indicates a constant voltage value in all of these drawings. Moreover, the scale shown by the horizontal broken line in FIGS. 5 to 11 (the interval between the broken lines adjacent to each other in the vertical direction) indicates a constant current value in all of these drawings.

出力電力Ｐｏｕｔの変動は、出力電流Ｉｏｕｔを変動させることにより行うことができる。Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔであるが、本例においては、二次電池１２の容量が大きいため出力電圧Ｖｏｕｔが一定となる。つまり、二次電池１２への充電電圧に適切な脈流を持たせることは困難であるため、出力電流Ｉｏｕｔを変動させることにより出力電力Ｐｏｕｔを変動させる。 The output power Pout can be changed by changing the output current Iout. Although Pout = Vout × Iout, in this example, since the capacity of the secondary battery 12 is large, the output voltage Vout is constant. That is, since it is difficult to give an appropriate pulsating flow to the charging voltage to the secondary battery 12, the output power Pout is changed by changing the output current Iout.

出力電流Ｉｏｕｔを変動させるには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を変動させる。ここで、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率の変動による出力電流Ｉｏｕｔの変動について説明するにあたり、出力平滑回路３４によって平滑化された後の電圧につき説明する。すなわち、本例の充電装置１においては、二次電池１２の容量が大きいため、実際に二次電池１２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔは変動しない。そこで、図１に示す回路構成において二次電池１２の代わりに抵抗を接続した仮想回路を考える。この仮想回路においては、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を変動させると、出力平滑コンデンサ３４２の両端にかかる電圧（これを仮想電圧Ｖｓとする）が変動する。 To change the output current Iout, the time ratio (duty) of the pulse rectified voltage Vp3 is changed. Here, in explaining the fluctuation of the output current Iout due to the fluctuation of the time ratio of the pulse rectified voltage Vp3, the voltage after being smoothed by the output smoothing circuit 34 will be explained. That is, in the charging device 1 of this example, since the capacity of the secondary battery 12 is large, the output voltage Vout that is actually output to the secondary battery 12 does not vary. Therefore, a virtual circuit in which a resistor is connected instead of the secondary battery 12 in the circuit configuration shown in FIG. In this virtual circuit, when the time ratio (duty) of the pulse rectified voltage Vp3 is varied, the voltage applied to both ends of the output smoothing capacitor 342 (this is assumed to be the virtual voltage Vs) varies.

ところが、図１２（Ａ）に示すごとく、実際の出力電圧Ｖｏｕｔは上記のごとく変動せず、出力電流Ｉｏｕｔが変動することとなる。つまり、仮想電圧Ｖｓが高いときには出力電流Ｉｏｕｔは大きく、仮想電圧Ｖｓが低いときには出力電流Ｉｏｕｔは小さくなる。それゆえ、出力電流Ｉｏｕｔを適切に変動させるには、仮想電圧Ｖｓが適切に変動するように、上記時比率を変動させればよい。 However, as shown in FIG. 12A, the actual output voltage Vout does not change as described above, and the output current Iout changes. That is, when the virtual voltage Vs is high, the output current Iout is large, and when the virtual voltage Vs is low, the output current Iout is small. Therefore, in order to change the output current Iout appropriately, it is only necessary to change the time ratio so that the virtual voltage Vs changes appropriately.

仮想電圧Ｖｓを高くするには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を高くし、仮想電圧Ｖｓを低くするには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率を低くすればよい。それゆえ、仮想電圧Ｖｓを高くするには、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を高くし、仮想電圧Ｖｓを低くするには、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を低くすればよい。これは、出力整流回路３３におけるスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄのオンオフ制御によって容易に行うことができる。 In order to increase the virtual voltage Vs, the time ratio (duty) of the pulse rectified voltage Vp3 may be increased, and in order to decrease the virtual voltage Vs, the time ratio of the pulse rectified voltage Vp3 may be decreased. Therefore, the virtual voltage Vs can be increased by increasing the time ratio of the pulse primary voltage Vp1, and the virtual voltage Vs can be decreased by decreasing the time ratio of the pulse primary voltage Vp1. This can be easily performed by on / off control of the switching elements 33a, 33b, 33c, and 33d in the output rectifier circuit 33.

つまり、仮想電圧Ｖｓを高くするときには、図９（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を高くする。これに伴い、図９（Ｂ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２の時比率も高くなり、図９（Ｃ）に示すごとくパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も高くなる。そうすると、時比率の高いパルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化した仮想電圧Ｖｓは、図９（Ｄ）に示すごとく、高い電圧となる。 That is, when increasing the virtual voltage Vs, the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 is increased as shown in FIG. Accordingly, the time ratio of the pulse secondary voltage Vp2 increases as shown in FIG. 9B, and the time ratio of the pulse rectified voltage Vp3 increases as shown in FIG. 9C. Then, the virtual voltage Vs obtained by smoothing the pulse rectified voltage Vp3 having a high time ratio becomes a high voltage as shown in FIG. 9D.

これとは反対に、仮想電圧Ｖｓを低くするときには、図１０（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を低くする。これに伴い、図１０（Ｂ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２の時比率も低くなり、図１０（Ｃ）に示すごとくパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も低くなる。そうすると、時比率の低いパルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化した仮想電圧Ｖｓは、図１０（Ｄ）に示すごとく、低い電圧となる。 On the contrary, when the virtual voltage Vs is lowered, the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 is lowered as shown in FIG. Accordingly, the time ratio of the pulse secondary voltage Vp2 is lowered as shown in FIG. 10B, and the time ratio of the pulse rectified voltage Vp3 is also lowered as shown in FIG. 10C. Then, the virtual voltage Vs obtained by smoothing the pulse rectified voltage Vp3 having a low duty ratio becomes a low voltage as shown in FIG.

そして、仮想電圧Ｖｓを上記２つの場合の中間の電圧とするときには、図１１（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を上記２つの場合の中間とする。これによって、図１１（Ｂ）、（Ｃ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２及びパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も中間の値となり、図１１（Ｄ）に示すごとく仮想電圧Ｖｓも中間の電圧となる。 When the virtual voltage Vs is set to an intermediate voltage between the above two cases, the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 is set to the intermediate between the above two cases as shown in FIG. As a result, the time ratio between the pulse secondary voltage Vp2 and the pulse rectified voltage Vp3 becomes an intermediate value as shown in FIGS. 11B and 11C, and the virtual voltage Vs is also set to an intermediate voltage as shown in FIG. Become.

このように、スイッチング回路３１の制御によるパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の調整によって、容易に仮想電圧Ｖｓを調整することができ、図１２（Ａ）に示すごとく、出力電流Ｉｏｕｔを調整することができる。その結果、図１２（Ｂ）に示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔを調整することが可能となる。それゆえ、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の変動を適切に制御することによって、容易に出力電力Ｐｏｕｔに所望の脈をもたせることができる。 As described above, the virtual voltage Vs can be easily adjusted by adjusting the duty ratio of the pulse primary voltage Vp1 under the control of the switching circuit 31, and the output current Iout can be adjusted as shown in FIG. it can. As a result, the output power Pout can be adjusted as shown in FIG. Therefore, it is possible to easily give a desired pulse to the output power Pout by appropriately controlling the fluctuation of the time ratio of the pulse primary voltage Vp1.

そこで、本例においては、スイッチング回路３１を適切に制御することにより、出力電流Ｉｏｕｔに所望の脈をもたせ、図１３（Ａ）の曲線Ｐｏｕｔに示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔに適切な脈をもたせる。具体的には、出力電力Ｐｏｕｔの波形が、交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するようにする。つまり、出力電力Ｐｏｕｔの周波数を交流入力電力Ｐｉｎの周波数と一致させると共に、交流入力電力Ｐｉｎが高いときに出力電力Ｐｏｕｔが高く、交流入力電力Ｐｉｎが低いときに出力電力Ｐｏｕｔが低くなるようにする。また、出力電力Ｐｏｕｔの平均値が交流入力電力Ｐｉｎの平均値と略一致するようにする。ただし、充電器効率により、出力電力Ｐｏｕｔの平均値の方が低くならざるを得ない。 Therefore, in this example, by appropriately controlling the switching circuit 31, a desired pulse is given to the output current Iout, and an appropriate pulse is given to the output power Pout as shown by the curve Pout in FIG. Specifically, the waveform of the output power Pout is synchronized with the waveform of the AC input power Pin. That is, the frequency of the output power Pout is matched with the frequency of the AC input power Pin, and the output power Pout is high when the AC input power Pin is high, and the output power Pout is low when the AC input power Pin is low. . Further, the average value of the output power Pout is made to substantially match the average value of the AC input power Pin. However, the average value of the output power Pout has to be lower due to the charger efficiency.

このような出力電力Ｐｏｕｔの制御を適切に行う方法につき、以下に説明する。
本例の充電装置１は、図１に示すごとく、交流入力電力Ｐｉｎを検出する入力検出手段１３１と、出力電力Ｐｏｕｔを検出する出力検出手段１３２と、スイッチング回路３１を制御する制御部１３３とを備えている。 A method for appropriately controlling the output power Pout will be described below.
As shown in FIG. 1, the charging device 1 of this example includes an input detection unit 131 that detects AC input power Pin, an output detection unit 132 that detects output power Pout, and a control unit 133 that controls the switching circuit 31. I have.

制御部１３３は、入力検出手段１３１によって検出した交流入力電力Ｐｉｎを基に、目標とする出力電力である目標出力電力Ｐ３を算出する。そして、目標出力電力Ｐ３と出力検出手段１３２によって検出した出力電力Ｐ２との差分を算出する。この差分を基に、目標出力電力Ｐ３に実際の出力電力Ｐｏｕｔを近づけるようにスイッチング回路３１を制御する。 The control unit 133 calculates a target output power P3, which is a target output power, based on the AC input power Pin detected by the input detection unit 131. Then, the difference between the target output power P3 and the output power P2 detected by the output detection means 132 is calculated. Based on this difference, the switching circuit 31 is controlled to bring the actual output power Pout closer to the target output power P3.

制御の手順の一例を、図１４に示すフローチャートに沿って説明する。
まず、目標出力電力波形の変動の軸（つまり目標出力電力の平均値）となる目標電力ベースＰ１を設定する（ステップＳ１）。
次に、入力検出手段１３１によって、交流入力電力Ｐｉｎを検出する（ステップＳ２）。
次に、上記目標電力ベースＰ１と交流入力電力Ｐｉｎとを用いて、目標出力電力Ｐ３を設定する（ステップＳ３）。つまり、目標出力電力をＰ３として、
Ｐ３＝Ｐ１＋（Ｐｉｎ×Ｋ１）−Ｋ２・・・・式（１）
にて、Ｐ３を算出する。この目標出力電力Ｐ３の時間変動が、目標出力電力波形となる。 An example of the control procedure will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
First, a target power base P1 that serves as an axis of fluctuation of the target output power waveform (that is, an average value of the target output power) is set (step S1).
Next, the AC input power Pin is detected by the input detection means 131 (step S2).
Next, the target output power P3 is set using the target power base P1 and the AC input power Pin (step S3). In other words, the target output power is P3,
P3 = P1 + (Pin × K1) −K2 (1)
To calculate P3. The time variation of the target output power P3 becomes the target output power waveform.

次に、出力検出手段１３２によって、実際の出力電力Ｐ２を検出する（ステップＳ４）。
次に、目標出力電力Ｐ３と実際の出力電力Ｐ２との差分を算出する（ステップＳ５）。
この差分に基づいて、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の適切な値を算出し、補正する（ステップＳ６）。
そして、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率がこの算出した時比率となるように、スイッチング回路３１を制御する（ステップＳ７）。 Next, the actual output power P2 is detected by the output detection means 132 (step S4).
Next, the difference between the target output power P3 and the actual output power P2 is calculated (step S5).
Based on this difference, an appropriate value of the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 is calculated and corrected (step S6).
Then, the switching circuit 31 is controlled so that the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 becomes the calculated time ratio (step S7).

このステップＳ１〜Ｓ７を、パルス整流電圧Ｖｐ３の周波数（１００ｋＨｚ）と同じ周波数にて繰り返す。これにより、出力電力Ｐｏｕｔの波形を理想的な波形として、平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、および平滑コンデンサ２３から補充すべき電力量を極力少なくするようにしている。 Steps S1 to S7 are repeated at the same frequency as the frequency (100 kHz) of the pulse rectified voltage Vp3. Thereby, the waveform of the output power Pout is made an ideal waveform, and the amount of power to be stored in the smoothing capacitor 23 and the amount of power to be supplemented from the smoothing capacitor 23 are reduced as much as possible.

なお、上述した目標出力電力をＰ３の算出に用いる計算式（１）におけるＫ１及びＫ２は、それぞれ次のような係数である。
つまり、Ｋ１は、目標出力電力Ｐ３の変動幅に関わる係数であり、Ｋ２は、目標出力電力の平均値に関わる係数である。 Note that K1 and K2 in the calculation formula (1) using the target output power described above for calculating P3 are the following coefficients, respectively.
That is, K1 is a coefficient related to the fluctuation range of the target output power P3, and K2 is a coefficient related to the average value of the target output power.

具体的なＫ１、Ｋ２の設定方法を以下に説明する。
まず、目標出力電力の最大値を１１０Ｗ、最小値を９０Ｗ、そして、目標電力ベースＰ１を１００Ｗとする。また、充電器効率を９０％とする。このとき、交流電源１１の交流入力電力Ｐｉｎは決まっており、Ｐｉｎの最大値が２２２Ｗ、最小値が０Ｗであったとする。目標出力電力Ｐ３は交流入力電力Ｐｉｎと同期させるので、その最大値と最小値のタイミングはそれぞれ一致している。
そうすると、目標出力電力Ｐ３が最大のときの条件と、最小のときの条件とを、上記式（１）にそれぞれ代入する。これによって、次の一組の連立方程式が得られる。 A specific method for setting K1 and K2 will be described below.
First, the maximum value of the target output power is 110 W, the minimum value is 90 W, and the target power base P1 is 100 W. The charger efficiency is 90%. At this time, the AC input power Pin of the AC power supply 11 is determined, and it is assumed that the maximum value of Pin is 222 W and the minimum value is 0 W. Since the target output power P3 is synchronized with the AC input power Pin, the timings of the maximum value and the minimum value coincide with each other.
Then, the condition when the target output power P3 is the maximum and the condition when the target output power P3 is the minimum are substituted into the above equation (1). As a result, the following set of simultaneous equations is obtained.

１１０＝１００＋（２２２×Ｋ１）−Ｋ２・・・・式（２）
９０＝１００＋（０×Ｋ１）−Ｋ２・・・・式（３） 110 = 100 + (222 × K1) −K2 (2)
90 = 100 + (0 × K1) −K2 Expression (3)

式（２）が、目標出力電力Ｐ３が最大のときの関係式であり、式（３）が、目標出力電力が最小のときの関係式である。
これらの連立方程式を解くことにより、Ｋ１＝０．０９、Ｋ２＝１０Ｗを得る。 Expression (2) is a relational expression when the target output power P3 is maximum, and Expression (3) is a relational expression when the target output power is minimum.
By solving these simultaneous equations, K1 = 0.09 and K2 = 10 W are obtained.

それゆえ、上記のような状況においては、目標出力電力Ｐ３の算出に用いる計算式（１）は、
Ｐ３＝Ｐ１＋（Ｐｉｎ×０．０９）−１０・・・・式（４）
ということとなる。なお、式（４）の左辺及び右辺の単位は〔Ｗ〕（ワット）である。 Therefore, in the above situation, the calculation formula (1) used for calculating the target output power P3 is
P3 = P1 + (Pin × 0.09) −10 Equation (4)
It will be said that. In addition, the unit of the left side and the right side of Formula (4) is [W] (watt).

次に、本例の作用効果につき説明する。
上記充電装置１においては、スイッチング回路３１の制御によって、出力電力Ｐｏｕｔに脈流を持たせると共に出力電力Ｐｏｕｔの波形が交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するよう構成されている。そのため、図１３（Ａ）に示すごとく、交流電源１１から供給される交流入力電力Ｐｉｎが大きいとき、出力電力Ｐｏｕｔが大きく、交流入力電力Ｐｉｎが小さいとき、出力電力Ｐｏｕｔが小さいという状態となる。それゆえ、ＡＣ−ＤＣ変換部２における平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサ２３からＤＣ−ＤＣ変換部３側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。 Next, the function and effect of this example will be described.
The charging device 1 is configured so that the output power Pout has a pulsating flow and the waveform of the output power Pout is synchronized with the waveform of the AC input power Pin by the control of the switching circuit 31. Therefore, as shown in FIG. 13A, when the AC input power Pin supplied from the AC power supply 11 is large, the output power Pout is large, and when the AC input power Pin is small, the output power Pout is small. Therefore, it is possible to reduce the amount of power to be stored in the smoothing capacitor 23 in the AC-DC converter 2 and the amount of power to be replenished from the smoothing capacitor 23 to the DC-DC converter 3 side.

すなわち、図１３（Ａ）における交流入力電力Ｐｉｎの波形と出力電力Ｐｏｕｔの波形とに囲まれる各領域（斜線部分Ｅ）の面積が、平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、或いは平滑コンデンサ２３からＤＣ−ＤＣ変換部３側へ補充すべき電力量に相当する。この電力量を、図１３（Ｂ）に示すように出力電力Ｐｏｕｔに脈をもたせない場合に比べて、大幅に低減することができる。 That is, the area of each region (shaded portion E) surrounded by the waveform of the AC input power Pin and the output power Pout in FIG. 13A is the amount of power to be stored in the smoothing capacitor 23 or from the smoothing capacitor 23 to the DC. -Corresponds to the amount of power to be supplemented to the DC converter 3 side. This amount of electric power can be significantly reduced as compared with the case where the output electric power Pout is not pulsed as shown in FIG.

それゆえ、平滑コンデンサ２３の容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサ２３の小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置１の小型化、低コスト化を容易にすることができる。 Therefore, the capacity of the smoothing capacitor 23 can be reduced. As a result, the smoothing capacitor 23 can be reduced in size and cost, and as a result, the charging device 1 can be easily reduced in size and cost.

また、上記の制御は、出力電力Ｐｏｕｔの波形を制御するものであるため、交流入力電流Ｉｉｎを制御するものではない。それゆえ、交流入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。
また、上記の制御は、スイッチング回路３１におけるパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。
また、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するわけではなく、出力電力Ｐｏｕｔを制御するものであるため、容量の大きい二次電池１２を充電する場合にも、その制御が容易である。 Moreover, since the above control is for controlling the waveform of the output power Pout, it is not for controlling the AC input current Iin. Therefore, there is no possibility that the power factor is lowered due to the waveform of the AC input current Iin moving away from the sine wave.
Further, the above control can be easily performed by adjusting the time ratio of the pulse primary voltage Vp1 in the switching circuit 31, so that complicated control is not necessary.
Moreover, since the output voltage Vout is not controlled but the output power Pout is controlled, the control is easy even when the secondary battery 12 having a large capacity is charged.

また、充電装置１は、ＤＣ−ＤＣ変換部３を備えるため、ＤＣ−ＤＣ変換部の一次側電圧（Ｖｅ）に比べＤＣ−ＤＣ変換部３の二次側電圧、すなわち二次電池１２を充電する際の出力電圧（仮想電圧Ｖｓ）を高くすることも可能である。それゆえ、ＤＣ−ＤＣ変換部３の一次側電圧（Ｖｅ）が変動してその下限値がバッテリー電圧を下回っても、ＤＣ−ＤＣ変換部３の二次側電圧、すなわち出力電圧（仮想電圧Ｖｓ）の下限値が二次電池１２の電圧（バッテリー電圧）を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流Ｉｏｕｔが不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池１２の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。 Moreover, since the charging device 1 includes the DC-DC conversion unit 3, the secondary side voltage of the DC-DC conversion unit 3, that is, the secondary battery 12 is charged compared to the primary side voltage (Ve) of the DC-DC conversion unit. It is also possible to increase the output voltage (virtual voltage Vs) during the process. Therefore, even if the primary voltage (Ve) of the DC-DC converter 3 fluctuates and its lower limit value is lower than the battery voltage, the secondary voltage of the DC-DC converter 3, that is, the output voltage (virtual voltage Vs). ) Can be prevented from falling below the voltage of the secondary battery 12 (battery voltage). As a result, the output current Iout can be prevented from becoming discontinuous, and the ripple current can be reduced. Thereby, it can prevent having a bad influence on the lifetime of the secondary battery 12. FIG.

以上のごとく、本例によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。 As described above, according to this example, it is possible to provide a charging device that can be easily reduced in size and cost without causing a reduction in power factor.

１充電装置
１１交流電源
１２二次電池
２ＡＣ−ＤＣ変換部
２１入力整流回路
２２ＰＦＣ回路（力率改善回路）
２３平滑コンデンサ
３ＤＣ−ＤＣ変換部
３１スイッチング回路
３２トランス
３３出力整流回路
３４出力平滑回路
Ｖｉｎ交流入力電圧
Ｖａ入力整流電圧
Ｖｂ直流電圧
Ｖｐ１パルス一次電圧
Ｖｐ２パルス二次電圧
Ｖｐ３パルス整流電圧
Ｖｏｕｔ出力電圧
Ｐｉｎ交流入力電力
Ｐｏｕｔ出力電力 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Charging apparatus 11 AC power supply 12 Secondary battery 2 AC-DC conversion part 21 Input rectifier circuit 22 PFC circuit (power factor improvement circuit)
23 smoothing capacitor 3 DC-DC converter 31 switching circuit 32 transformer 33 output rectifier circuit 34 output smoother circuit Vin AC input voltage Va input rectified voltage Vb DC voltage Vp1 pulse primary voltage Vp2 pulse secondary voltage Vp3 pulse rectified voltage Vout output voltage Pin AC input power Pout Output power

Claims

A charging device for charging a secondary battery from an AC power source,
An AC-DC converter connected to the AC power source and a DC-DC converter connected to the secondary battery,
The AC-DC conversion unit generates an input rectification voltage by full-wave rectifying an AC input voltage to generate an input rectification voltage, and generates a DC voltage to be input to the DC-DC conversion unit by smoothing the input rectification voltage. And a smoothing capacitor that
The DC-DC converter includes a switching circuit that generates a pulse primary voltage from the DC voltage, a transformer that generates a pulse secondary voltage by transforming the pulse primary voltage, and full-wave rectifies the pulse secondary voltage. An output rectifier circuit that generates a pulse rectified voltage, and an output smoothing circuit that smoothes the pulse rectified voltage and generates output power for charging the secondary battery,
The switching circuit controls the output power to have a pulsating flow by adjusting the time ratio of the pulse primary voltage so that the waveform of the output power is synchronized with the waveform of the AC input power from the AC power supply. The charging device characterized by being made.

The charging device according to claim 1, further comprising: an input detection unit that detects the AC input power; an output detection unit that detects the output power; and a control unit that controls the switching circuit. Based on the AC input power detected by the input detection means, a target output power that is the target output power is calculated, and a difference between the target output power and the output power detected by the output detection means is calculated. The charging device is configured to control the switching circuit so as to bring the actual output power closer to the target output power.

3. The charging device according to claim 1, wherein the AC-DC conversion unit includes a power factor correction circuit configured to approximate the waveform of the AC input current input to the AC-DC conversion unit to a sine wave. A charging device characterized by that.