JP2009247101A - Charger device - Google Patents
Charger device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009247101A JP2009247101A JP2008089793A JP2008089793A JP2009247101A JP 2009247101 A JP2009247101 A JP 2009247101A JP 2008089793 A JP2008089793 A JP 2008089793A JP 2008089793 A JP2008089793 A JP 2008089793A JP 2009247101 A JP2009247101 A JP 2009247101A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output voltage
- input current
- input
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子を含んで構成されると共に2次電池に対して充電を行うための充電装置に関する。 The present invention relates to a charging device that includes a switching element and charges a secondary battery.
従来、スイッチング素子を含んで構成されたスイッチング電源装置として、種々のものが提案されている(例えば、特許文献1)。このうち、2次電池を充電するためのスイッチング電源装置(充電装置)では、例えば、商用電源から入力された交流電圧(商用電圧)を整流した後、この整流した電圧をスイッチング素子によりスイッチングすると共に、このスイッチングにより得られた電圧を平滑コンデンサなどにより平滑し、これにより得られる直流電圧に基づき、定電圧かつ定電流により2次電池を充電するようになっている。またこの際、商用電源から電力を得るには、規格により、入力側の高調波電流をある程度低減させる必要がある。 Conventionally, various switching power supply devices including switching elements have been proposed (for example, Patent Document 1). Among these, in a switching power supply device (charging device) for charging a secondary battery, for example, after rectifying an AC voltage (commercial voltage) input from a commercial power source, the rectified voltage is switched by a switching element. The voltage obtained by this switching is smoothed by a smoothing capacitor or the like, and the secondary battery is charged with a constant voltage and a constant current based on the DC voltage obtained thereby. At this time, in order to obtain power from the commercial power source, it is necessary to reduce the harmonic current on the input side to some extent according to the standard.
そこで、従来より、様々な力率改善方式の充電装置が提案されている。これらの充電装置では、大容量の平滑コンデンサ等を用いて交流電力を直流化することが必須となっている。これは、十分な容量の平滑コンデンサ等を用いないと、充電装置からの出力電圧が脈流を含むものとなってしまい、上記したような直流電圧による定電圧かつ定電流の充電が困難となってしまうからである。このような理由から、従来の力率改善方式の充電装置では、出力電圧の変化を低減させるために、電解コンデンサなどの大容量の平滑コンデンサが用いられている。電解コンデンサは、容量、コスト、体積の観点から、平滑コンデンサに最適なデバイスである。 Therefore, various power factor improvement type charging devices have been proposed. In these charging devices, it is essential to convert the AC power into DC using a large-capacity smoothing capacitor or the like. If a smoothing capacitor or the like having a sufficient capacity is not used, the output voltage from the charging device includes a pulsating current, and it becomes difficult to charge a constant voltage and a constant current using the DC voltage as described above. Because it will end up. For this reason, in a conventional power factor correction type charging device, a large-capacity smoothing capacitor such as an electrolytic capacitor is used in order to reduce a change in output voltage. An electrolytic capacitor is an optimal device for a smoothing capacitor from the viewpoint of capacity, cost, and volume.
ところが、この電解コンデンサは、耐環境性に問題があることが判っている。近年注目されている車載用2次電池の充電用途では、前述の力率改善方式の充電装置を、車に搭載する必要がある。このとき、充電装置には、車載環境に耐えられることが求められる。このような要求に対し、電解コンデンサを用いた充電装置では、特性安定性や寿命特性を満たすことができない。そこで、現在は大容量および高耐圧のフィルムコンデンサを用いた充電装置が使用されているが、充電装置自体が大型化してしまうという問題があった。 However, it has been found that this electrolytic capacitor has a problem in environmental resistance. In a charging application for an in-vehicle secondary battery which has been attracting attention in recent years, it is necessary to mount the above-described power factor improvement type charging device in a car. At this time, the charging device is required to withstand an in-vehicle environment. In response to such demands, a charging device using an electrolytic capacitor cannot satisfy characteristic stability and life characteristics. Therefore, a charging device using a film capacitor having a large capacity and a high withstand voltage is currently used, but there is a problem that the charging device itself is increased in size.
ここで、上記特許文献1のスイッチング電源装置では、出力電流の平均値および出力電圧値を補正用帰還ループの入力信号として用いることにより、スイッチング素子を駆動する際の時比率(デューティ比)を制御するようになっている。そこで、このような時比率の制御動作を、充電装置内のスイッチング素子に対しても適用することが考えられる。しかしながら、この特許文献1では、出力電流の平均値を用いて時比率を制御しているため、高力率を得るには上述したような大容量の平滑コンデンサを用いる必要があり、耐環境性を考慮した2次電池の充電装置に用いるには、装置の小型化が難しいと考えられる。
Here, in the switching power supply device of
このように従来の技術では、耐環境性を重視した装置構成を大型化させることなく、高力率により2次電池の充電を行うことが困難であり、改善の余地があった。 As described above, in the conventional technology, it is difficult to charge the secondary battery with a high power factor without increasing the size of the apparatus configuration that places importance on environmental resistance, and there is room for improvement.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、耐環境性を重視しつつ、高力率により2次電池の充電を行うことが可能な小型の充電装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a small-sized charging apparatus capable of charging a secondary battery with a high power factor while placing importance on environmental resistance. is there.
本発明の充電装置は、2次電池に対して充電を行うためのものであって、交流入力電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、この整流電圧をスイッチングしてパルス電圧を生成するためのスイッチング素子と、このパルス電圧を平滑化することによって2次電池へ供給するための出力電圧を生成する平滑コンデンサと、制御部とを備えたものである。また、この制御部は、スイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、上記交流入力電圧と、上記整流回路へ流入する交流入力電流と、上記出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、上記スイッチング駆動の際の時比率を制御するものである。なお、「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、いわゆる商用電源に好適に用いられる。 The charging device of the present invention is for charging a secondary battery, and rectifies an AC input voltage to generate a rectified voltage, and generates a pulse voltage by switching the rectified voltage. A switching element for smoothing, a smoothing capacitor for generating an output voltage to be supplied to the secondary battery by smoothing the pulse voltage, and a control unit. The control unit performs switching driving on the switching element by pulse width modulation, and at the maximum value within a predetermined period of the AC input voltage, the AC input current flowing into the rectifier circuit, and the output voltage. Based on a certain maximum output voltage, the duty ratio at the time of the switching drive is controlled. The “AC input voltage” includes a voltage used as a power supply voltage for electrical equipment, and is preferably used for a so-called commercial power supply.
本発明の充電装置では、交流入力電圧が整流回路において整流されることにより整流電圧が生成され、この整流電圧がスイッチング素子によってスイッチングされることによりパルス電圧が生成され、このパルス電圧が平滑コンデンサによって平滑化されることにより出力電圧が生成され、この出力電圧が2次電池へ供給されることによって、2次電池に対する充電がなされる。また、上記交流入力電圧、上記交流入力電流および上記最大出力電圧に基づいて、スイッチング素子に対するパルス幅変調によるスイッチング駆動の際の時比率が制御されることにより、2次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流が低減され得る。 In the charging device of the present invention, the AC input voltage is rectified in the rectifier circuit to generate a rectified voltage, and the rectified voltage is switched by the switching element to generate a pulse voltage. The pulse voltage is generated by the smoothing capacitor. By smoothing, an output voltage is generated, and this output voltage is supplied to the secondary battery, whereby the secondary battery is charged. Further, by controlling the time ratio at the time of switching driving by pulse width modulation for the switching element based on the AC input voltage, the AC input current, and the maximum output voltage, the secondary battery can be appropriately increased in size. It becomes possible to perform charging with the output voltage including the pulsating current. Thereby, the harmonic current contained in the AC input current can be reduced.
本発明の充電装置では、上記制御部が、出力電圧から最大出力電圧を上記所定期間ごとに検出すると共にこの検出した最大出力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、この場合において、上記制御部が、最大出力電圧の検出を、交流入力電圧における周期の少なくとも半周期分の期間ごとに行うようにすることが可能である。 In the charging device of the present invention, the control unit can detect the maximum output voltage from the output voltage for each predetermined period and can control the duty ratio using the detected maximum output voltage. . In this case, the control unit can detect the maximum output voltage at intervals of at least half a cycle of the cycle of the AC input voltage.
本発明の充電装置では、上記制御部が、最大出力電圧に基づいて交流入力電流における所定期間内の目標値である目標入力電流を設定すると共に、この設定した目標入力電流を用いて時比率の制御を行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、所定期間内の出力電圧の最大値である最大出力電圧の大きさに応じて、所定期間内の交流入力電流の目標値が設定されることにより、最大出力電圧の大きさに応じた入力電流値の調整が可能となり、2次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流の抑制が可能になる。 In the charging device of the present invention, the control unit sets a target input current that is a target value within a predetermined period of the AC input current based on the maximum output voltage, and uses the set target input current to set the time ratio. Control is preferably performed. When configured in this way, the target value of the AC input current within the predetermined period is set according to the maximum output voltage that is the maximum value of the output voltage within the predetermined period, whereby the maximum output voltage is increased. The input current value can be adjusted in accordance with the voltage, and the secondary battery can be charged with the output voltage including a pulsating flow of an appropriate magnitude. Thereby, the harmonic current contained in the AC input current can be suppressed.
この場合において、上記制御部が、最大出力電圧と所定の第1閾値電圧との比較結果に基づいて目標入力電流の設定を行うようにすることが可能である。具体的には、例えば、上記制御部が、最大出力電圧(Vmax)が上記第1閾値電圧(Vt1)よりも大きい場合には、以下の(1)式を用いて前記目標入力電流(I0)の設定を行うと共に、最大出力電圧(Vmax)が上記第1閾値電圧(Vt1)以下である場合には、以下の(2)式を用いて、現在の目標入力電流(I0(n))から新たな目標入力電流(I0(n+1))へ目標入力電流の再設定を行うようにすることが可能である。このように構成した場合、最大出力電圧の大きさに応じて、目標入力電流が目標最大電流値となるような設定がなされることにより、2次電池に対し適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流の抑制が可能になる。
I0=Imax(所定の目標最大電流値) …(1)
I0(n+1)=I0(n)×(Vt1/Vmax) …(2)
In this case, the control unit can set the target input current based on a comparison result between the maximum output voltage and a predetermined first threshold voltage. Specifically, for example, when the maximum output voltage (Vmax) is larger than the first threshold voltage (Vt1), the control unit uses the following equation (1) to calculate the target input current (I0). When the maximum output voltage (Vmax) is equal to or lower than the first threshold voltage (Vt1), the current target input current (I0 (n)) is calculated using the following equation (2). It is possible to reset the target input current to a new target input current (I0 (n + 1)). When configured in this manner, the target input current is set to the target maximum current value according to the magnitude of the maximum output voltage, thereby including a pulsating flow of an appropriate magnitude for the secondary battery. Charging with the output voltage can be made. Thereby, the harmonic current contained in the AC input current can be suppressed.
I0 = Imax (predetermined target maximum current value) (1)
I0 (n + 1) = I0 (n) × (Vt1 / Vmax) (2)
また、上記制御部が、最大出力電圧と、上記第1閾値電圧よりも低電圧である第2閾値電圧との比較結果に基づいて、目標入力電流の設定を行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、例えば、第1閾値電圧を、2次電池に対する正常な充電が可能な最大出力電圧値に設定すると共に、第2閾値電圧を、交流入力電流に含まれる高調波電流低減のための最大出力電圧値に設定することにより、入力側の高調波電流を低減しつつ、過大な充電による2次電池の劣化が回避可能となる。 Further, it is preferable that the control unit sets the target input current based on a comparison result between the maximum output voltage and a second threshold voltage that is lower than the first threshold voltage. When configured in this way, for example, the first threshold voltage is set to the maximum output voltage value at which the secondary battery can be normally charged, and the second threshold voltage is reduced to the harmonic current included in the AC input current. By setting the maximum output voltage value for the above, deterioration of the secondary battery due to excessive charging can be avoided while reducing the harmonic current on the input side.
また、上記制御部が、目標入力電流の設定を、交流入力電圧における周期の半周期分の期間ごとに行うようにすることが可能である。この場合、上記制御部が、目標入力電流の設定を、交流入力電圧におけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電流に含まれる高調波電流が、より効果的に低減される。また、この場合、上記交流入力電圧におけるゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出部を設けると共に、上記制御部が、このゼロクロスポイント検出部により検出されたゼロクロスポイントに同期させて交流入力電圧を演算で求め、求まった交流入力電圧を用いて目標入力電流の設定を行うようにするのがより好ましい。このように構成した場合、ノイズ等に起因して交流入力電流が正弦波形から歪んでいるような場合であっても、交流入力電圧の波形によらず、入力側の高調波電流が確実に低減される。 In addition, the control unit can set the target input current for every half period of the cycle of the AC input voltage. In this case, it is preferable that the control unit sets the target input current at a timing near the zero cross point in the AC input voltage. When comprised in this way, the harmonic current contained in alternating current input current is reduced more effectively. In this case, a zero cross point detection unit for detecting a zero cross point in the AC input voltage is provided, and the control unit obtains an AC input voltage in synchronization with the zero cross point detected by the zero cross point detection unit. More preferably, the target input current is set using the obtained AC input voltage. When configured in this way, even if the AC input current is distorted from a sine waveform due to noise or the like, the harmonic current on the input side is reliably reduced regardless of the waveform of the AC input voltage. Is done.
本発明の充電装置では、上記交流入力電圧を検出する交流入力電圧検出部を設けると共に、上記制御部が、この交流入力電圧検出部により検出された交流入力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、上記交流入力電流を検出する交流入力電流検出部を設けると共に、上記制御部が、この交流入力電流検出部により検出された交流入力電流を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、上記出力電圧を検出する出力電圧検出部を設けると共に、上記制御部が、この出力電圧検出部により検出された出力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。 In the charging device of the present invention, an AC input voltage detection unit that detects the AC input voltage is provided, and the control unit controls the time ratio using the AC input voltage detected by the AC input voltage detection unit. It is possible to do so. Moreover, while providing the alternating current input detection part which detects the said alternating current input current, the said control part may control a time ratio using the alternating current input current detected by this alternating current input current detection part. Is possible. In addition, an output voltage detection unit that detects the output voltage can be provided, and the control unit can control the duty ratio by using the output voltage detected by the output voltage detection unit.
本発明の充電装置では、上記スイッチング素子を、整流電圧を昇圧して上記パルス電圧を生成するための昇圧回路内に設けるようにしてもよい。 In the charging device of the present invention, the switching element may be provided in a booster circuit for boosting a rectified voltage to generate the pulse voltage.
本発明の充電装置では、上記平滑コンデンサが、フィルムコンデンサを用いて構成されているようにすることが好ましい。このように構成した場合、従来の電解コンデンサを用いた場合と比べ、平滑コンデンサおよび装置全体が小型化しやすくなると共に、より高耐環境化が図れるため、装置の信頼性も向上する。 In the charging device of the present invention, it is preferable that the smoothing capacitor is configured using a film capacitor. When configured in this manner, the smoothing capacitor and the entire device can be easily miniaturized and the environment can be further improved, and the reliability of the device is improved as compared with the case where a conventional electrolytic capacitor is used.
本発明の充電装置では、上記2次電池が、リチウムイオン電池を用いて構成されているようにすることが好ましい。このように構成した場合、脈流を含んだ出力電圧による充電が許容されているため、そのような充電手法により適合したものとなる。 In the charging apparatus of the present invention, it is preferable that the secondary battery is configured using a lithium ion battery. In such a configuration, charging by an output voltage including a pulsating current is allowed, and therefore, it is more suitable by such a charging method.
本発明の充電装置によれば、上記交流入力電圧、上記交流入力電流および上記最大出力電圧に基づいて、スイッチング素子に対するパルス幅変調によるスイッチング駆動の際の時比率を制御するようにしたので、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による2次電池への充電が可能となり、従来のように定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサを使用することが可能となる。また、このような制御によって、交流入力電流に含まれる高調波電流を低減することもでき、力率を向上させることが可能となる。よって、耐環境性を重視しつつ、高力率により2次電池を充電する小型の充電装置を実現することが可能となる。 According to the charging device of the present invention, the time ratio at the time of switching driving by pulse width modulation to the switching element is controlled based on the AC input voltage, the AC input current, and the maximum output voltage. The secondary battery can be charged with an output voltage including a large pulsating current, and a smoothing capacitor with a smaller capacity can be used compared to the conventional case of charging with a constant voltage and constant current. It becomes. In addition, by such control, harmonic currents included in the AC input current can be reduced, and the power factor can be improved. Therefore, it is possible to realize a small charging device that charges the secondary battery with a high power factor while placing importance on environmental resistance.
以下、本発明を実施するための最良の形態(以下、単に実施の形態という。)について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention (hereinafter simply referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施の形態に係る充電装置(充電装置1)の回路構成を表すものである。この充電装置1は、例えば自動車などに適用されるものであって、商用電源10から供給される交流入力電圧Vacin(いわゆる商用電圧)に基づいて2次電池であるリチウムイオン電池20を充電するものであり、入力電圧検出回路11と、整流回路12と、コンデンサC1と、入力電流検出回路13と、スイッチング素子SW1を含む昇圧回路14と、平滑コンデンサ15Cを含む平滑回路15と、出力電圧検出回路16と、スイッチング素子SW1をスイッチング駆動するための制御部17とを備えている。
FIG. 1 shows a circuit configuration of a charging device (charging device 1) according to an embodiment of the present invention. The charging
入力電圧検出回路11は、接続ラインH1,L1上において、入力端子T1,T2と後述する整流回路12との間に配置されており、入力端子T1,T2を介して商用電源10から供給される交流入力電圧Vacinを検出すると共に、この検出した交流入力電圧Vacinに対応する検出信号S(Vacin)を制御部17へ出力するものである。なお、この入力電圧検出回路11の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインH1,L1間に配置された分圧抵抗(図示せず)によって交流入力電圧Vacinを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
The input
整流回路12は、4つの整流用のダイオード12D1〜12D4を有するブリッジ型の整流回路である。具体的には、ダイオード12D1のアノードおよびダイオード12D2のカソードが互いに接続ラインH1を介して入力端子T1に接続され、ダイオード12D3のアノードおよびダイオード12D4のカソードが互いに接続ラインL1を介して入力端子T2に接続されている。また、ダイオード12D1のカソードおよびダイオード12D3のカソードが互いに接続ラインH2に接続され、ダイオード12D2のアノードおよびダイオード12D4のアノードが互いに接続ラインL2に接続されている。このような構成により整流回路12では、入力された交流入力電圧Vacinが整流され、接続ラインH2,L2間に整流電圧V1が生成されるようになっている。
The
コンデンサC1は、整流回路12と後述する入力電流検出回路13および昇圧回路14との間において、接続ラインH2,L2間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。具体的には、後述するスイッチング素子SW1によるスイッチング動作の際のノイズ等を平滑化して低減するためのものである。
The capacitor C1 is disposed between the connection lines H2 and L2 between the
入力電流検出回路13は、接続ラインL2上において、コンデンサC1の一端と後述する昇圧回路14との間に配置されており、図1に示したように整流回路12へ流入する交流入力電流Iacinを検出すると共に、この検出した交流入力電流Iacinに対応する検出信号S(Iacin)を制御部17へ出力するものである。なお、この入力電流検出回路13の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。
The input
昇圧回路14は、スイッチング素子SW1と、インダクタ14Lと、ダイオード14Dとを有している。具体的には、インダクタ14Lは接続ラインH2上に挿入配置されており、一端がコンデンサC1の他端に接続され、他端がスイッチング素子SWの一端(ドレイン)に接続されている。また、スイッチング素子SW1は、整流電圧V1をスイッチングしてパルス電圧V2を生成するためのスイッチング素子であり、例えば電界効果型トランジスタ(MOS−FET;Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)や、バイポーラトランジスタ、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などにより構成される。ここでは、スイッチング素子SW1はNチャネルのMOS−FETにより構成されており、ゲートが制御部17から供給されるSW制御信号S1の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、ダイオード14Dのアノードがインダクタ14Lの他端およびスイッチング素子SW1のドレインに接続され、ダイオード14Dのカソードが、後述する平滑コンデンサ15Cの一端に接続されている。このような構成により昇圧回路14では、詳細は後述するが、整流電圧V1に基づいて昇圧されたパルス電圧V2が生成されるようになっている。
The
平滑回路15は、例えばフィルムコンデンサを用いて構成された平滑コンデンサ15Cを有している。具体的には、平滑コンデンサ15Cの一端が、ダイオード14Dのカソードに接続され、平滑コンデンサ15Cの他端が、接続ラインL2に接続されている。このような構成により平滑回路15では、パルス電圧V2が平滑化されることにより、リチウムイオン電池20へ供給するための出力電圧Voutが生成されるようになっている。
The smoothing
出力電圧検出回路16は、接続ラインH2,L2上において、平滑回路15と出力端子T3,T4との間に配置されており、出力端子T3,T4を介してリチウムイオン電池20へ供給される出力電圧Voutを検出すると共に、この検出した出力電圧Voutに対応する検出信号S(Vout)を制御部17へ出力するものである。なお、この出力電圧検出回路16の具体的な回路構成としては、入力電圧検出回路11と同様に、例えば、接続ラインH2,L2間に配置された分圧抵抗(図示せず)によって出力電圧Voutを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
The output
制御部17は、入力電圧検出回路11から供給される交流入力電圧Vacin(具体的には、検出信号S(Vacin))と、入力電流検出回路13から供給される交流入力電流Iacin(具体的には、検出信号S(Iacin))と、出力電圧検出回路16から供給される出力電圧Vout(具体的には、検出信号S(Vout))とに基づいて、SW制御信号S1を生成すると共にスイッチング素子SW1のゲートへ供給することにより、スイッチング素子SW1に対してパルス幅変調(PWM;Pulse Width Modulation)によりスイッチング駆動を行うものである。具体的には、この制御部17は、上記交流入力電圧Vacinと、上記交流入力電流Iacinと、上記出力電圧Voutにおける所定期間内の最大値である最大出力電圧(後述する最大出力電圧Vmax)とに基づいて、スイッチング素子SW1のスイッチング駆動の際の時比率(デューティ比)を制御するようになっている。これにより、従来の充電装置のような定電圧かつ定電流による充電とは異なり、出力電圧Voutに脈流を含んだ充電がリチウムイオン電池20へなされるようになっている。
The
ここで、図2を参照して、制御部17の詳細構成について説明する。図2は、制御部17の詳細なブロック構成を表したものである。
Here, with reference to FIG. 2, the detailed structure of the
この制御部17は、演算部171と、最大値検出部172と、目標電流決定部173と、時比率補正部174とを有している。
The
演算部171は、入力電圧検出回路11から供給される交流入力電圧Vacin(具体的には、検出信号S(Vacin))と、後述する目標電流決定部から供給される目標入力電流(後述する目標入力電流I0)とに対して所定の演算処理を施すものであり、絶対値演算部171Aと、乗算部171Bとを有している。絶対値演算部171Aは、検出信号S(Vacin)から交流入力電圧Vacinの絶対値を算出するものである。また、乗算部171Bは、絶対値演算部171Aから供給される交流入力電圧Vacinの絶対値と、上記目標入力電流I0とを乗ずると共に、その乗算結果である(Vacin×I0)を後述する時比率補正部174へ出力するものである。
The calculation unit 171 includes an AC input voltage Vacin (specifically, a detection signal S (Vacin)) supplied from the input
最大値検出部172は、出力電圧検出回路16から供給される出力電圧Vout(具体的には、検出信号S(Vout))から、所定期間ごとに最大出力電圧Vmaxを検出するものである。具体的には、このような最大出力電圧Vmaxの検出を、交流入力電圧Vacinにおける周期Tの少なくとも半周期分の期間(少なくとも、0.5×Tの期間)ごとに行うようになっている。
The
目標電流決定部173は、最大値検出部172から供給される最大出力電圧Vmaxに基づいて、交流入力電流Iacinにおける所定期間内の目標値である目標入力電流I0を設定するものである。具体的には、最大出力電圧Vmaxと、予め設定された所定の閾値電圧Vt1との比較結果に基づいて、目標入力電流I0の設定を行うようになっている。また、このような目標入力電流I0の設定を、交流入力電圧Vacinにおける周期Tの少なくとも半周期分の期間(少なくとも、0.5×Tの期間)ごとに行う(周期Tの少なくとも半周期分の期間ごとに更新する)ようになっている。なお、この目標電流決定部173の動作の詳細については、後述する。
The target
時比率補正部174は、入力電流検出回路13から供給される交流入力電流Iacin(具体的には、検出信号S(Iacin))と、演算部171から供給される演算結果(乗算結果(Vacin×I0))とに基づいて、スイッチング素子SW1の時比率を帰還補正することにより、このスイッチング素子SW1のSW制御信号S1を生成・出力するものであり、減算部174Aと、PI補償演算部174Bとを有している。減算部174Aは、上記乗算結果(Vacin×I0)と上記検出信号S(Iacin)との差分を取る(乗算結果(Vacin×I0)から検出信号S(Iacin)の値を減算する)ことにより、減算結果であるエラー値e(=(Vacin×I0)−Iacin)を出力するものである。また、PI補償演算部174Bは、入力したこのエラー値eに対して所定のPI補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたSW制御信号S1を生成するものである。なお、このPI補償演算部174Bにおける動作の詳細については、後述する。
The duty ratio correction unit 174 includes an AC input current Iacin (specifically, a detection signal S (Iacin)) supplied from the input
なお、本実施の形態の制御部17の機能はソフトウェアにより構成されており、制御部17による処理は全て、デジタル信号処理装置によってなされるようになっている。このようなデジタル信号処理装置は、例えば、ロジック回路群やマイコンにより構成され、DSP(Digital Signal Processor)により構成されるのがより望ましい。
Note that the function of the
次に、図1,図2に加えて図3〜図5を参照して、充電装置1の動作について詳細に説明する。
Next, the operation of the
まず、図1〜図4を参照して、充電装置1の基本動作(リチウムイオン電池20への充電動作)について説明する。ここで図3は、充電装置1全体の動作をタイミング波形図で表したものであり、(A)は交流入力電圧Vacinを、(B)は整流電圧V1を、(C)は出力電圧Voutを、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Vacin、整流電圧V1および出力電圧Voutについては、図1に示した矢印の方向が正方向を表している。
First, with reference to FIGS. 1-4, the basic operation | movement (charging operation to the lithium ion battery 20) of the
この充電装置1では、例えば図3(A)に示したように、周期Tの正弦波からなる交流入力電圧Vacin(商用電圧)が入力端子T1,T2間から供給されると、整流回路12において整流されることにより、例えば図3(B)に示したように、正の半波からなる整流電圧V1が生成される。
In this
次に、昇圧回路14では、整流電圧V1を基に例えば図4(A),(B)に示したような昇圧動作がなされることにより、昇圧されたパルス電圧V2が生成される。具体的には、スイッチング素子SW1によって整流電圧V1がスイッチングされることにより、パルス電圧V2が生成される。より具体的には、まず、SW制御信号S1に応じてスイッチング素子SW1がオン状態となったとき(オン期間Ton)には、例えば図4(A)に示したように、インダクタ14Lからスイッチング素子SW1へと電流I1が流れ、これによりインダクタ14Lに磁気エネルギーが蓄積される。そしてSW制御信号S1に応じてスイッチング素子SW1がオフ状態となったとき(オフ期間Toff)には、例えば図4(B)に示したように、インダクタ14Lからダイオード14D、コンデンサ15Cの順に電流I2が流れ、これによりインダクタ14Lに蓄積された磁気エネルギーがコンデンサ15Cへ蓄積され、昇圧動作がなされる。なお、このような昇圧動作の際の整流電圧V1とパルス電圧V2との関係は、以下の(10)式に示したようにして表される。
V2={(Ton+Toff)/Toff}×V1 ……(10)
Next, the
V2 = {(Ton + Toff) / Toff} × V1 (10)
次に、平滑回路15では、入力したパルス電圧V2が平滑化され、リチウムイオン電池20へ供給するための出力電圧Voutが生成される。この出力電圧Voutは、本実施の形態では、例えば図3(C)に示したように、0.5×Tの周期による脈流を含むものとなっている。これにより、このような脈流を含んだ出力電圧Voutおよび図1中に示した出力電流Ioutによって、リチウムイオン電池20に対する充電がなされる。
Next, in the smoothing
次に、図1〜図4に加えて図5を参照して、本発明の特徴的部分の1つである、制御部17によるスイッチング素子SWの制御動作について、詳細に説明する。図5は、このような制御部17による制御動作(具体的には、目標電流決定部173による目標入力電流I0の決定処理)の一例を流れ図で表したものである。
Next, referring to FIG. 5 in addition to FIGS. 1 to 4, the control operation of the switching element SW by the
まず、上記充電動作の際には、入力電圧検出回路11によって交流入力電圧Vacinが検出され、入力電流検出回路13によって交流入力電流Iacinが検出され、出力電圧検出回路16によって出力電圧Voutが検出される。そして、入力電圧検出回路11から検出信号S(Vacin)が、入力電流検出回路13から検出信号S(Iacin)が、出力電圧検出回路16から検出信号S(Vout)が、それぞれ制御部17へ供給される。
First, during the charging operation, the AC input voltage Vacin is detected by the input
そして制御部17では、上記検出信号S(Vacin)、検出信号S(Iacin)および検出信号S(Vout)に基づき、以下説明するような制御動作が行われることにより、時比率補正がなされたSW制御信号S1が生成される。
Then, the
まず、図2に示したように、演算部171内の絶対値演算部171Aにおいて、検出信号S(Vacin)から、交流入力電圧Vacinの絶対値が算出される。
First, as shown in FIG. 2, the absolute
一方、最大値検出部172では、例えば図3(C)中に示した最大出力電圧Vmax(n−1),Vmax(n),Vmax(n+1),…のように、検出信号S(Vout)から、交流入力電圧Vacinにおける周期Tの半周期分の期間(0.5×Tの期間)ごとに、その期間内の出力電圧Voutの最大値である最大出力電圧Vmaxが検出される。
On the other hand, in the maximum
次に、目標電流決定部173では、入力される最大出力電圧Vmaxに基づいて、例えば図5に示したようにして、交流入力電流Iacinにおける所定期間内(ここでは、交流入力電圧Vacinにおける周期Tの半周期分の期間(0.5×Tの期間)内)の目標値である目標入力電流I0が、この0.5×Tの期間ごとに随時設定される(随時更新される)。また、本実施の形態では、例えば図3(C)に示したように、このような目標入力電流I0の設定が、交流入力電圧Vacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行われる。
Next, in the target
より具体的には、目標電流決定部173では、まず、最大出力電圧Vmaxと閾値電圧Vt1との大小が比較される(図5のステップS11)。ここで、最大出力電圧Vmaxが閾値電圧Vt1以下の場合には(ステップS11:N)、以下の(11)式を用いて目標入力電流I0が設定される(ステップS12)。一方、最大出力電圧Vmaxが閾値電圧Vt1よりも大きい場合には(ステップS11:N)、以下の(12)式を用いて、現在の目標入力電流(I0(n))から新たな目標入力電流(I0(n+1))へ目標入力電流I0の再設定がなされる(ステップS13)。なお、その後は、目標入力電流I0の決定処理全体を終了させるか否かを判断し(ステップS14)、終了させない場合には(ステップS14:N)、ステップS11へと処理が戻ると共に、終了させる場合には(ステップS14:Y)、目標入力電流I0の決定処理全体が終了となる。
I0=Imax(所定の目標最大電流値) …(11)
I0(n+1)=I0(n)×(Vt1/Vmax) …(12)
More specifically, the target current determining
I0 = Imax (predetermined target maximum current value) (11)
I0 (n + 1) = I0 (n) × (Vt1 / Vmax) (12)
なお、上記したSW制御信号S1における時比率は、交流入力電圧Vacinの絶対値に比例して交流入力電流Iacinを変動させるようになっており、この交流入力電圧Vacinの絶対値が最大になるときの交流入力電流Iacinが、目標入力電流I0に対応している。また、Imaxは充電対象の2次電池の最大定格入力電流値に対応した値であり、Vt1は充電対象の2次電池の最大定格入力電圧値に対応した値である。 The time ratio in the SW control signal S1 described above is such that the AC input current Iacin varies in proportion to the absolute value of the AC input voltage Vacin, and the absolute value of the AC input voltage Vacin is maximized. The AC input current Iacin corresponds to the target input current I0. Imax is a value corresponding to the maximum rated input current value of the secondary battery to be charged, and Vt1 is a value corresponding to the maximum rated input voltage value of the secondary battery to be charged.
次に、演算部171内の乗算部171Bにおいて、絶対値演算部171Aから供給される交流入力電圧Vacinの絶対値と、目標電流決定部173から供給される目標入力電流I0とが互いに乗ずられ、その乗算結果である(Vacin×I0)が、時比率補正部174へ出力される。
Next, the multiplication unit 171B in the calculation unit 171 multiplies the absolute value of the AC input voltage Vacin supplied from the absolute
次に、時比率補正部174では、入力電流検出回路13から供給される検出信号S(Iacin)と、演算部171から供給される乗算結果(Vacin×I0)とに基づいて、スイッチング素子SW1の時比率が帰還補正されることにより、SW制御信号S1が生成される。具体的には、まず、減算部174Aにおいて、乗算結果(Vacin×I0)と検出信号S(Iacin)との差分が取られる(乗算結果(Vacin×I0)から検出信号S(Iacin)の値が減算される)ことにより、減算結果であるエラー値e(=(Vacin×I0)−Iacin)が出力される。そしてPI補償部174Bでは、スイッチング周波数と同期して、以下の(13)式および(14)式を用いることにより、入力したエラー値eに対して所定のPI補償演算が施され、時比率補正がなされたSW制御信号S1が生成される。
Next, in the duty ratio correction unit 174, based on the detection signal S (Iacin) supplied from the input
そして、昇圧回路14内のスイッチング素子SW1では、このようにして時比率補正がなされたSW制御信号S1に応じてスイッチング動作が行われ、これにより前述したパルス電圧V2の生成動作および昇圧動作がなされることとなる。
The switching element SW1 in the
このようにして本実施の形態の充電装置1では、交流入力電圧Vacinが整流回路12において整流されることにより整流電圧V1が生成され、この整流電圧V1がスイッチング素子SW1によってスイッチングされることによりパルス電圧V2が生成され、このパルス電圧V2が平滑コンデンサC1によって平滑化されることにより出力電圧Voutが生成され、この出力電圧Voutがリチウムイオン電池20へ供給されることによって、このリチウムイオン電池20に対する充電がなされる。これにより、リチウムイオン電池20に対し、脈流を含んだ出力電圧Voutによる充電がなされる。
Thus, in charging
この際、制御部17では、交流入力電圧Vacin、交流入力電流Iacinおよび最大出力電圧Vmaxに基づき、スイッチング素子SW1に対するスイッチング駆動の際の時比率(SW制御信号S1におけるデューティ比)が制御されることにより、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Voutによる充電が可能となると共に、交流入力電流Iacinにおいて交流入力電圧Vacinと同位相および同波形を得ることが可能となるため、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流が低減される。
At this time, the
以上のように本実施の形態では、交流入力電圧Vacin、交流入力電流Iacinおよび最大出力電圧Vmaxに基づいて、スイッチング素子SW1に対するスイッチング駆動の際の時比率(SW制御信号S1におけるデューティ比)を制御するようにしたので、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Voutによるリチウムイオン電池20への充電が可能となり、従来のように定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサ15Cを使用することが可能となる。また、このような制御によって、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流を低減することもでき、力率を向上させることが可能となる。よって、耐環境性を重視しつつ、高力率により2次電池を充電する小型の充電装置を実現することが可能となる。
As described above, in the present embodiment, the time ratio (duty ratio in the SW control signal S1) at the time of switching driving for the switching element SW1 is controlled based on the AC input voltage Vacin, the AC input current Iacin, and the maximum output voltage Vmax. As a result, it is possible to charge the
また、最大出力電圧Vmaxに基づいて交流入力電流Iacinにおける所定期間内の目標値である目標入力電流I0を設定すると共に、この設定した目標入力電流I0を用いて時比率の制御を行うようにしたので、所定期間内の出力電圧Voutの最大値である最大出力電圧Vmaxの大きさに応じて、所定期間内の交流入力電流Iacinの目標値を設定することができるため、最大出力電圧Vmaxの大きさに応じた入力電流値の調整が可能となり、リチウムイオン電池20に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Voutによる充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流の抑制が可能となる。
In addition, a target input current I0 that is a target value within a predetermined period of the AC input current Iacin is set based on the maximum output voltage Vmax, and the duty ratio is controlled using the set target input current I0. Therefore, since the target value of the AC input current Iacin within the predetermined period can be set according to the maximum output voltage Vmax, which is the maximum value of the output voltage Vout within the predetermined period, the magnitude of the maximum output voltage Vmax. The input current value can be adjusted accordingly, and the
また、最大出力電圧Vmaが閾値電圧Vt1以下の場合には、上記(11)式を用いて目標入力電流I0の設定を行うと共に、最大出力電圧Vma)が閾値電圧Vt1よりも大きい場合には、上記(12)式を用いて、現在の目標入力電流I0(n)から新たな目標入力電流I0(n+1)へ目標入力電流の再設定を行うようにしたので、最大出力電圧Vmaxの大きさに応じて、目標入力電流I0が目標最大電流値Imaxとなるように設定することができ、リチウムイオン電池20に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Voutによる充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流の抑制が可能となる。
When the maximum output voltage Vma is equal to or lower than the threshold voltage Vt1, the target input current I0 is set using the above equation (11), and when the maximum output voltage Vma) is larger than the threshold voltage Vt1, Since the target input current is reset from the current target input current I0 (n) to the new target input current I0 (n + 1) using the above equation (12), the maximum output voltage Vmax is increased. Accordingly, the target input current I0 can be set to the target maximum current value Imax, so that the
また、目標入力電流I0の設定を、交流入力電圧Iacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにしたので、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流を、より効果的に低減することが可能となる。 In addition, since the target input current I0 is set at a timing near the zero cross point in the AC input voltage Iacin, the harmonic current included in the AC input current Iacin can be more effectively reduced. .
また、平滑コンデンサ15Cが、フィルムコンデンサを用いて構成されているようにしたので、従来の電解コンデンサを用いた場合と比べ、平滑コンデンサ15Cおよび充電装置1全体を小型化しやすくなると共に、より高耐環境化が図れるため、装置の信頼性も向上させることが可能となる。
In addition, since the smoothing
さらに、充電する対象の2次電池が、リチウムイオン電池を用いて構成されているようにしたので、脈流を含んだ出力電圧Voutによる充電を許容させることができ、そのような充電手法により適合した構成とすることが可能となる。 Furthermore, since the secondary battery to be charged is configured using a lithium ion battery, charging by the output voltage Vout including the pulsating current can be allowed, and it is adapted by such a charging method. It becomes possible to set it as the structure which carried out.
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。 While the present invention has been described with reference to the embodiment, the present invention is not limited to this embodiment, and various modifications can be made.
例えば、図6に示した充電装置1Aのように、入力電圧検出回路11の代わりに、交流入力電圧Vacinにおけるゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出回路18を設けるようにしてもよい。具体的には、このゼロクロスポイント検出回路18は、トランス181と、4つのダイオード18D1〜18D4と、抵抗器18Rと、定電圧源182と、比較器183とを有している。ここで、トランス181の一方の巻線181Aは、接続ラインH1,L1間に接続され、他方の巻線181Bは、ダイオード18D1のカソードおよびダイオード18D3のアノード同士と、ダイオード18D2のカソードおよびダイオード18D4のアノード同士との間に接続されている。また、ダイオード18D1,18D2のアノード同士は互いに接地され、ダイオード18E3,18D4のカソード同士は互いに抵抗器18Rの一端および比較器183の負極入力端子に接続されている。また、抵抗器18Rの他端は接地され、比較器183の正極入力端子は、定電圧Vcの電源である定電圧源182に接続されている。また、比較器183の出力端子からはゼロクロスポイントの検出信号S(zp)が出力され、制御部17Aへ供給されるようになっている。このような構成により充電装置1Aでは、制御部17Aにおいて、ゼロクロスポイント検出回路18により検出されたゼロクロスポイント(具体的には、検出信号S(zp))に同期させて交流入力電圧Vacinを演算で求め、求まった交流入力電圧Vacinを用いて目標入力電流I0の設定がなされる。これにより、ノイズ等に起因して交流入力電流Iacinが正弦波形から歪んでいるような場合であっても、交流入力電圧Vacinの波形によらず、高調波電流を確実に低減することが可能となる。
For example, as in the
また、上記実施の形態では、最大出力電圧Vmaxと閾値電圧Vt1との大小を比較することによって目標入力電流I0の設定を行う場合で説明したが、例えば図7に示したように、最大出力電圧Vmaxと、閾値電圧Vt1よりも低電圧である閾値電圧Vt2との比較結果に基づいて、目標入力電流I0の設定を行うようにしてもよい。このように構成した場合、例えば、閾値電圧Vt1を、リチウムイオン電池20に対する正常な充電が可能な最大出力電圧値に設定すると共に、閾値電圧Vt2を、交流入力電流Iacinに含まれる高調波電流低減のための最大出力電圧値に設定することにより、高調波電流を低減しつつ、過大な充電によるリチウムイオン電池20の劣化を回避することが可能となる。
In the above embodiment, the target input current I0 is set by comparing the maximum output voltage Vmax and the threshold voltage Vt1, but for example, as shown in FIG. The target input current I0 may be set based on a comparison result between Vmax and a threshold voltage Vt2 that is lower than the threshold voltage Vt1. When configured in this way, for example, the threshold voltage Vt1 is set to the maximum output voltage value at which the
また、上記実施の形態では、PI補償部174Bにおいて、上記(13)式および(14)式を用いてPI補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたSW制御信号S1を生成する場合について説明したが、例えば、以下の(15)式または(16)式を用いてP補償演算またはPID補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたSW制御信号S1を生成するようにしてもよい。 In the above embodiment, the PI compensation unit 174B generates the SW control signal S1 with the time ratio corrected by performing the PI compensation calculation using the above equations (13) and (14). As described above, for example, the SW control signal S1 subjected to the time ratio correction may be generated by performing the P compensation calculation or the PID compensation calculation using the following expression (15) or (16). .
また、上記実施の形態では、目標入力電流I0の設定を、交流入力電圧Iacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにした場合で説明したが、このような目標入力電流I0の設定を、他のタイミングで行うようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the target input current I0 is set at a timing near the zero cross point in the AC input voltage Iacin. However, such a target input current I0 is set to other values. You may make it carry out at timing.
また、上記実施の形態で説明した整流回路、昇圧回路、平滑回路および制御部の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。 Further, the configurations of the rectifier circuit, the booster circuit, the smoothing circuit, and the control unit described in the above embodiment are not limited to these, and may be other configurations.
例えば、上記実施形態では、整流回路と昇圧回路とを別々に設けると共に、スイッチング素子を昇圧回路内に設けている場合について説明したが、例えば図8に示した充電装置1Bのように、整流回路として同期整流回路19を用いると共に、その同期整流回路19を昇圧回路の一部として、同期整流回路19内のスイッチング素子SW11〜SW14によって昇圧回路のスイッチング素子を兼ねるようにしてもよい。具体的には、この同期整流回路19は、2つのインダクタ14L1,14L2と、4つのスイッチング素子SW11〜SW14と、ダイオード14Dとを有している。インダクタ14L1は接続ラインH1上に挿入配置され、インダクタL2は接続ラインL1上に挿入配置されている。また、スイッチング素子SW11のゲートは制御部17Bから供給されるSW制御信号S11の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインH1に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW12のゲートは制御部17Bから供給されるSW制御信号S12の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインH1に接続されている。また、スイッチング素子SW13のゲートは制御部17Bから供給されるSW制御信号S13の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL1に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW14のゲートは制御部17Bから供給されるSW制御信号S14の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインL1に接続されている。また、ダイオード14Dのアノードは、スイッチング素子SW11,SW13のドレインに接続され、ダイオード14Dのカソードは、平滑コンデンサ15Cの一端に接続されている。このような構成により同期整流回路19では、交流入力電圧Vacinが正のときには、スイッチング素子SW11、SW14がオン状態となり、スイッチング素子SW13がオフ状態となり、スイッチング素子SW12がオン・オフ状態(時比率が制御された状態)となる。一方、交流入力電圧Vacinが負のときには、スイッチング素子SW12、SW13がオン状態となり、スイッチング素子SW11がオフ状態となり、スイッチング素子SW14がオン・オフ状態(時比率が制御された状態)となる。
For example, in the above-described embodiment, the case where the rectifier circuit and the booster circuit are separately provided and the switching element is provided in the booster circuit has been described. For example, as in the charging device 1B illustrated in FIG. As an alternative, the synchronous rectifier circuit 19 may be used as a part of the booster circuit, and the switching elements SW11 to SW14 in the synchronous rectifier circuit 19 may also serve as switching elements of the booster circuit. Specifically, the synchronous rectifier circuit 19 includes two inductors 14L1 and 14L2, four switching elements SW11 to SW14, and a
また、上記実施の形態では、制御部17の機能をソフトウェアによって構成するようにした場合で説明したが、制御部17の機能をハードウェアによって構成するようにしてもよい。ただし、ハードウェアによって構成した場合には回路規模が大きくなると共に、各素子のばらつきを補正するのが難しいことから、上記実施の形態のようにソフトウェアによって構成するのが好ましい。
In the above embodiment, the function of the
さらも、上記実施の形態では、充電する対象の2次電池がリチウムイオン電池を用いて構成されている場合について説明したが、本発明の充電装置は、リチウムイオン電池以外の2次電池に対しても適用することが可能である。 Furthermore, in the above-described embodiment, the case where the secondary battery to be charged is configured using a lithium ion battery has been described. However, the charging device of the present invention is compatible with secondary batteries other than lithium ion batteries. It is possible to apply.
1,1A,1B…充電装置、10…商用電源、11…入力電圧検出回路、12…整流回路、13…入力電流検出回路、14…昇圧回路、15…平滑回路、16…出力電圧検出回路、17,17A,17B…制御部、171…演算部、171A…絶対値演算部、171B…乗算部、172…最大値検出部、173…目標電流決定部、174…時比率補正部、174A…減算部、174B…PI補償演算部、18…ゼロクロスポイント検出回路、181…トランス、181A,181B…巻線、182…定電圧電源、183…比較器、19…同期整流回路、20…リチウムイオン電池、T1,T2…入力端子、T3,T4…出力端子、H1,L1,H2,L2…接続ライン、Vacin…交流入力電圧、V1…整流電圧、V2…パルス電圧、V3…電圧、Vc…定電圧、Vout…出力電圧、Vmax…最大出力電圧、Vt1,Vt2…閾値電圧、Iacin…交流入力電流、I0…目標入力電流、Imax…目標最大電流値、Iout…出力電流、I1,I2…電流、S(Vacin),S(Iacin),S(Vout),S(zp)…検出信号、S1,S11〜S14…SW制御信号、12D1〜12D4…ダイオード、C1…コンデンサ、SW1,SW11〜SW14…トランジスタ(スイッチング素子)、14L,14L1,14L2…インダクタ、14D…ダイオード、15C…平滑コンデンサ、18D1〜18D4…ダイオード、18R…抵抗器、T…交流入力電流の周期、t0〜t4…タイミング。
DESCRIPTION OF
Claims (16)
交流入力電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
前記整流電圧をスイッチングしてパルス電圧を生成するためのスイッチング素子と、
前記パルス電圧を平滑化することにより、前記2次電池へ供給するための出力電圧を生成する平滑コンデンサと、
前記スイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、前記交流入力電圧と、前記整流回路へ流入する交流入力電流と、前記出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、前記スイッチング駆動の際の時比率を制御する制御部と
を備えたことを特徴とする充電装置。 A charging device for charging a secondary battery,
A rectifier circuit that rectifies an AC input voltage to generate a rectified voltage;
A switching element for switching the rectified voltage to generate a pulse voltage;
A smoothing capacitor that generates an output voltage to be supplied to the secondary battery by smoothing the pulse voltage;
The switching element is subjected to switching driving by pulse width modulation, and the AC input voltage, the AC input current flowing into the rectifier circuit, and the maximum output voltage that is the maximum value within a predetermined period of the output voltage. And a control unit that controls a time ratio during the switching drive.
ことを特徴とする請求項1に記載の充電装置。 The said control part detects the said maximum output voltage from the said output voltage for every said predetermined period, and controls the said time ratio using this detected maximum output voltage. Charging device.
ことを特徴とする請求項2に記載の充電装置。 The said control part performs the detection of the said maximum output voltage for every period for at least half period of the period in the said alternating current input voltage. The charging device of Claim 2 characterized by the above-mentioned.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載の充電装置。 The control unit sets a target input current that is a target value within a predetermined period of the AC input current based on the maximum output voltage, and controls the time ratio using the set target input current. The charging device according to any one of claims 1 to 3, wherein
ことを特徴とする請求項4に記載の充電装置。 The charging device according to claim 4, wherein the control unit sets the target input current based on a comparison result between the maximum output voltage and a predetermined first threshold voltage.
ことを特徴とする請求項5に記載の充電装置。
I0=Imax(所定の目標最大電流値) …(1)
I0(n+1)=I0(n)×(Vt1/Vmax) …(2) When the maximum output voltage (Vmax) is less than or equal to the first threshold voltage (Vt1), the controller sets the target input current (I0) using the following equation (1), and When the maximum output voltage (Vmax) is larger than the first threshold voltage (Vt1), a new target input current (I0 (n)) is calculated from the current target input current (I0 (n)) using the following equation (2). The charging device according to claim 5, wherein the target input current is reset to I0 (n + 1)).
I0 = Imax (predetermined target maximum current value) (1)
I0 (n + 1) = I0 (n) × (Vt1 / Vmax) (2)
ことを特徴とする請求項4に記載の充電装置。 The control unit sets the target input current based on a comparison result between the maximum output voltage and a second threshold voltage that is lower than the first threshold voltage. The charging device described in 1.
ことを特徴とする請求項4に記載の充電装置。 The said control part performs the setting of the said target input electric current for every period for the half period of the period in the said alternating current input voltage. The charging device of Claim 4 characterized by the above-mentioned.
ことを特徴とする請求項8に記載の充電装置。 The said control part performs the setting of the said target input current at the timing of the zero crossing point vicinity in the said alternating current input voltage. The charging device of Claim 8 characterized by the above-mentioned.
前記制御部は、前記ゼロクロスポイント検出部により検出されたゼロクロスポイントを用いて、前記目標入力電流の設定を行う
ことを特徴とする請求項9に記載の充電装置。 A zero cross point detector for detecting a zero cross point in the AC input voltage;
The charging device according to claim 9, wherein the control unit sets the target input current using a zero cross point detected by the zero cross point detection unit.
前記制御部は、前記交流入力電圧検出部により検出された交流入力電圧を用いて、前記時比率の制御を行う
ことを特徴とする請求項1ないし請求項10のいずれか1項に記載の充電装置。 An AC input voltage detection unit for detecting the AC input voltage;
11. The charging according to claim 1, wherein the control unit controls the duty ratio using an AC input voltage detected by the AC input voltage detection unit. apparatus.
前記制御部は、前記交流入力電流検出部により検出された交流入力電流を用いて、前記時比率の制御を行う
ことを特徴とする請求項1ないし請求項11のいずれか1項に記載の充電装置。 An AC input current detection unit for detecting the AC input current;
The charging according to any one of claims 1 to 11, wherein the control unit performs the duty ratio control using an AC input current detected by the AC input current detection unit. apparatus.
前記制御部は、前記出力電圧検出部により検出された出力電圧を用いて、前記時比率の制御を行う
ことを特徴とする請求項1ないし請求項12のいずれか1項に記載の充電装置。 An output voltage detector for detecting the output voltage;
The charging device according to any one of claims 1 to 12, wherein the control unit controls the duty ratio by using an output voltage detected by the output voltage detection unit.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項13のいずれか1項に記載の充電装置。 The charging device according to any one of claims 1 to 13, wherein the switching element is provided in a boosting circuit for boosting the rectified voltage to generate the pulse voltage. .
ことを特徴とする請求項1ないし請求項14のいずれか1項に記載の充電装置。 The charging device according to any one of claims 1 to 14, wherein the smoothing capacitor is configured using a film capacitor.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項15のいずれか1項に記載の充電装置。 The said secondary battery is comprised using the lithium ion battery. The charging device of any one of Claims 1 thru | or 15 characterized by the above-mentioned.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008089793A JP2009247101A (en) | 2008-03-31 | 2008-03-31 | Charger device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008089793A JP2009247101A (en) | 2008-03-31 | 2008-03-31 | Charger device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009247101A true JP2009247101A (en) | 2009-10-22 |
Family
ID=41308413
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008089793A Withdrawn JP2009247101A (en) | 2008-03-31 | 2008-03-31 | Charger device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2009247101A (en) |
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011167059A (en) * | 2010-02-09 | 2011-08-25 | Power Integrations Inc | Method, and controller for switched mode power supply |
JP2011188594A (en) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Kochi Univ Of Technology | Polyphase ac power generation system |
JP2012222951A (en) * | 2011-04-08 | 2012-11-12 | Denso Corp | Charging device |
WO2012165072A1 (en) * | 2011-05-27 | 2012-12-06 | シャープ株式会社 | Charger and charging device for charging electric vehicle |
DE102013218080A1 (en) | 2012-09-18 | 2014-03-20 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Power factor correction circuit control device and charging device |
CN104272570A (en) * | 2012-11-01 | 2015-01-07 | 明知大学产学协力团 | Device for compensating for ripples of output voltage of PFC converter and battery charging device for electric vehicle using same |
JP2015136271A (en) * | 2014-01-20 | 2015-07-27 | 株式会社豊田自動織機 | Charger and charging method |
JP2015139301A (en) * | 2014-01-23 | 2015-07-30 | サンケン電気株式会社 | Power factor improvement circuit |
CN105094187A (en) * | 2014-05-07 | 2015-11-25 | 深圳市民展科技开发有限公司 | Current conversion method and apparatus |
JP2016019391A (en) * | 2014-07-09 | 2016-02-01 | 株式会社デンソー | Controller of acdc converter |
WO2016047207A1 (en) * | 2014-09-24 | 2016-03-31 | 三菱電機株式会社 | Power factor compensation circuit for power source control device, control method for such circuit, and led illumination device |
CN106104964A (en) * | 2015-02-10 | 2016-11-09 | 存点有限公司 | For the high power charging device that energy storing device is charged |
CN106532160A (en) * | 2016-12-29 | 2017-03-22 | 宁德新能源科技有限公司 | Battery charging method and device |
JP2018519786A (en) * | 2016-02-05 | 2018-07-19 | クワントン オーピーピーオー モバイル テレコミュニケーションズ コーポレイション リミテッド | Terminal charging system, charging method and power adapter, switching power supply |
-
2008
- 2008-03-31 JP JP2008089793A patent/JP2009247101A/en not_active Withdrawn
Cited By (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9263934B2 (en) | 2010-02-09 | 2016-02-16 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for determining zero-crossing of an ac input voltage to a power supply |
JP2011167059A (en) * | 2010-02-09 | 2011-08-25 | Power Integrations Inc | Method, and controller for switched mode power supply |
JP2011188594A (en) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Kochi Univ Of Technology | Polyphase ac power generation system |
JP2012222951A (en) * | 2011-04-08 | 2012-11-12 | Denso Corp | Charging device |
WO2012165072A1 (en) * | 2011-05-27 | 2012-12-06 | シャープ株式会社 | Charger and charging device for charging electric vehicle |
JP2012249409A (en) * | 2011-05-27 | 2012-12-13 | Sharp Corp | Electric vehicle charger and charging system |
DE102013218080A1 (en) | 2012-09-18 | 2014-03-20 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Power factor correction circuit control device and charging device |
CN103683897A (en) * | 2012-09-18 | 2014-03-26 | 欧姆龙汽车电子株式会社 | Controlling device and charging device of power factor correction circuit |
JP2014060847A (en) * | 2012-09-18 | 2014-04-03 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | Control device for power-factor improvement circuit and charger |
CN104272570A (en) * | 2012-11-01 | 2015-01-07 | 明知大学产学协力团 | Device for compensating for ripples of output voltage of PFC converter and battery charging device for electric vehicle using same |
JP2015505454A (en) * | 2012-11-01 | 2015-02-19 | ミョンジ ユニバーシティー インダストリー アンド アカデミア コーポレーション ファウンデーション | Output voltage ripple compensation device for PFC converter and battery charger for electric vehicle using the same |
JP2015136271A (en) * | 2014-01-20 | 2015-07-27 | 株式会社豊田自動織機 | Charger and charging method |
JP2015139301A (en) * | 2014-01-23 | 2015-07-30 | サンケン電気株式会社 | Power factor improvement circuit |
CN105094187A (en) * | 2014-05-07 | 2015-11-25 | 深圳市民展科技开发有限公司 | Current conversion method and apparatus |
JP2016019391A (en) * | 2014-07-09 | 2016-02-01 | 株式会社デンソー | Controller of acdc converter |
WO2016047207A1 (en) * | 2014-09-24 | 2016-03-31 | 三菱電機株式会社 | Power factor compensation circuit for power source control device, control method for such circuit, and led illumination device |
JPWO2016047207A1 (en) * | 2014-09-24 | 2017-06-01 | 三菱電機株式会社 | Power factor compensation circuit for power supply control device, control method therefor, and LED lighting device |
CN106104964A (en) * | 2015-02-10 | 2016-11-09 | 存点有限公司 | For the high power charging device that energy storing device is charged |
KR101832577B1 (en) * | 2015-02-10 | 2018-02-26 | 스토어닷 엘티디. | High-power charging devices for charging energy-storage devices |
EP3257132A4 (en) * | 2015-02-10 | 2018-04-11 | StoreDot Ltd. | High-power charging devices for charging energy-storage devices |
JP2018519786A (en) * | 2016-02-05 | 2018-07-19 | クワントン オーピーピーオー モバイル テレコミュニケーションズ コーポレイション リミテッド | Terminal charging system, charging method and power adapter, switching power supply |
CN106532160A (en) * | 2016-12-29 | 2017-03-22 | 宁德新能源科技有限公司 | Battery charging method and device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2009247101A (en) | Charger device | |
JP2010088150A (en) | Charger | |
KR100963309B1 (en) | Power supply system and method for controlling output voltage | |
US8823346B2 (en) | System and method of feed forward for boost converters with improved power factor and reduced energy storage | |
US9455630B2 (en) | Control circuit and control method of digital control power supply circuit, and digital control power supply circuit, electronic device and base station using the same | |
US9667153B2 (en) | Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices | |
JP6948918B2 (en) | Power converter control device | |
US10312800B2 (en) | AC-DC converter | |
WO2015049716A1 (en) | Power factor improvement circuit | |
US20140198538A1 (en) | Power converter with current feedback loop | |
US8824180B2 (en) | Power conversion apparatus | |
KR20170080518A (en) | Power factor correction circuit and driving method thereof | |
JP2010041891A (en) | Charger | |
JP2017055536A (en) | Power conversion apparatus | |
JP2017034829A (en) | Power conversion device | |
JP2009207239A (en) | Charging controller for solar cells | |
JP2013251963A (en) | Dc stabilized power supply | |
JP4854556B2 (en) | Power supply | |
JP5182204B2 (en) | DC-DC converter | |
JP2005287249A (en) | Switching power supply | |
JP5617748B2 (en) | Charger | |
JP2010081736A (en) | Ac/dc converter | |
TWI551024B (en) | Ac-dc power conversion device and control method thereof | |
JP2021164399A (en) | Dc/dc converter | |
JP2018137841A (en) | Power factor improvement circuit and charger |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20110607 |