JP2010081736A - Ac/dc converter - Google Patents
Ac/dc converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010081736A JP2010081736A JP2008247552A JP2008247552A JP2010081736A JP 2010081736 A JP2010081736 A JP 2010081736A JP 2008247552 A JP2008247552 A JP 2008247552A JP 2008247552 A JP2008247552 A JP 2008247552A JP 2010081736 A JP2010081736 A JP 2010081736A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- timing control
- control signal
- converter
- input
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、AC/DC変換部とDC/DC変換部との2段構成を有するAC/DCコンバータに関する。 The present invention relates to an AC / DC converter having a two-stage configuration of an AC / DC converter and a DC / DC converter.
近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、種々の大容量電力貯蔵装置が開発されている。このような大容量電力貯蔵装置の利用用途としては、例えば、プラグイン・ハイブリット・電気自動車(PHEV;Plug-in Hybrid Electric Vehicle)が提案されている。このPHEVでの充電の際には、商用電源(AC電源)からチャージャーとして機能するAC/DCコンバータを介して、PHEV内に搭載されたバッテリへ電力を供給するようになっている。 In recent years, various large-capacity power storage devices have been developed against the background of power electronics technology. For example, a plug-in hybrid electric vehicle (PHEV) has been proposed as a use application of such a large-capacity power storage device. When charging with this PHEV, power is supplied from a commercial power supply (AC power supply) to a battery mounted in the PHEV via an AC / DC converter that functions as a charger.
このPHEV用のAC/DCコンバータには、車に搭載するため、小型・軽量化が求められる。そこで、このAC/DCコンバータには、スイッチング・コンバータが用いられている。また、このようなスイッチング・コンバータには、商用電源から電力を得るため、規格により、入力側の高調波電流をある程度低減させることが要求されている。そこで、これに対応するため(高力率化を図るため)、PHEV用のAC/DCコンバータには、一般に、PFC(Power Factor Correction;力率改善)機能を有する回路が搭載されている。 The PHEV AC / DC converter is required to be small and lightweight in order to be mounted on a vehicle. Therefore, a switching converter is used for this AC / DC converter. Further, in order to obtain power from a commercial power source, such a switching converter is required to reduce the harmonic current on the input side to some extent according to the standard. Therefore, in order to cope with this (in order to increase the power factor), the AC / DC converter for PHEV is generally equipped with a circuit having a PFC (Power Factor Correction) function.
ここで、このようなAC/DCコンバータの回路には、昇降圧機能が必要とされる。ところが、PFC機能を有するAC/DCコンバータだけでは、昇圧機能しか持ち得ない。 Here, such an AC / DC converter circuit requires a step-up / step-down function. However, only an AC / DC converter having a PFC function can have only a boost function.
そこで、例えば特許文献1〜3では、前段に上記したPFC機能を有するAC/DCコンバータを設けると共に、後段にDC/DCコンバータを設けるようにした2段構成のコンバータが提案されている。ここで、後段のDC/DCコンバータは、降圧機能を担当するようになっている。このとき、2段構成のコンバータを別々の制御回路で制御した場合、制御回路規模が大きくなり、制御回路の占有面積が増えてしまう。そこで、近年、これらの制御を1つのDSP(Digital Signal Processor;デジタル演算装置)によって行うようにしたデジタル制御が提案されている(例えば、特許文献4)。
Thus, for example,
ところで、前段のAC/DCコンバータでのPFC動作によって、高調波電流規制を満すように高精度の制御を行うためには、このAC/DCコンバータへの入力電流や入力電圧を正確に把握し、その情報を基にPFC制御を行う必要がある。したがって、DSPでは、そのような高精度のPFC制御を可能とするタイミング制御信号の生成が望まれる。 By the way, in order to perform high-precision control to satisfy the harmonic current regulation by PFC operation in the previous stage AC / DC converter, the input current and input voltage to this AC / DC converter must be accurately grasped. Therefore, it is necessary to perform PFC control based on the information. Therefore, in the DSP, it is desired to generate a timing control signal that enables such highly accurate PFC control.
また、入力電流や入力電圧を把握するため、DSPでは、内部または外部のA/Dコンバータを介して、デジタルの検出信号を取り込むことが考えられる。この取り込むタイミングとしては、PFC動作の際のスイッチング動作のタイミングで行った場合が最も好適である。ところがその一方で、そのようなスイッチング動作のタイミングでは、スイッチ
ング・ノイズに起因して、特に入力電流についての正確な値を得ることが困難である。したがって、DSPでは、そのようなPFC動作の際のスイッチング・ノイズを考慮したタイミング制御信号の生成が望まれる。
In order to grasp the input current and the input voltage, it is conceivable that the DSP takes in a digital detection signal via an internal or external A / D converter. The most suitable timing for this capture is when the switching operation is performed during the PFC operation. On the other hand, at the timing of such a switching operation, it is difficult to obtain an accurate value particularly for the input current due to switching noise. Therefore, the DSP is desired to generate a timing control signal in consideration of switching noise during such PFC operation.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、2段構成のAC/DCコンバータにおいて、高精度かつ高力率による動作を行うことが可能なAC/DCコンバータを提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide an AC / DC converter capable of performing high-accuracy and high-power factor operation in a two-stage AC / DC converter. It is in.
本発明の第1のAC/DCコンバータは、第1のスイッチング素子を含んで構成され、交流入力電圧に基づいて直流入力電圧を生成するAC/DC変換部と、第2のスイッチング素子を含んで構成され、直流入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより、直流出力電圧を生成するDC/DC変換部と、AC/DC変換部へ流入する入力電流を、所定のタイミングで周期的にサンプリングするサンプリング手段と、少なくともサンプリング手段によりサンプリングされた入力電流に基づいて第1および第2のタイミング制御信号を生成し、第1のタイミング制御信号を用いて第1のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、第2のタイミング制御信号を用いて第2のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部とを備えたものである。ここで、第1のタイミング制御信号の周期と第2のタイミング制御信号の周期とは、互いに略同一、または一方が他方の整数倍となっている。また、第2のタイミング制御信号の位相が、第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されている。なお、「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、いわゆる商用電源に好適に用いられる。 The first AC / DC converter of the present invention includes a first switching element, and includes an AC / DC converter that generates a DC input voltage based on an AC input voltage, and a second switching element. A DC / DC converter configured to generate a DC output voltage and an input current flowing into the AC / DC converter are periodically sampled at a predetermined timing by performing voltage conversion based on the DC input voltage. First and second timing control signals are generated based on the sampling means and at least the input current sampled by the sampling means, and pulse width modulation is performed on the first switching element using the first timing control signal. In addition to switching driving, the second timing control signal is used to change the pulse width for the second switching element. By those having a control unit for switching drive. Here, the period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other, or one is an integral multiple of the other. In addition, the phase of the second timing control signal is set to advance with respect to the phase of the first timing control signal. The “AC input voltage” includes a voltage used as a power supply voltage for electrical equipment, and is preferably used for a so-called commercial power supply.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、AC/DC変換部において、交流入力電圧に基づいて直流入力電圧が生成され、DC/DC変換部において、この直流入力電圧に基づいて電圧変換が行われることにより、直流出力電圧が生成される。この際、AC/DC変換部へ流入する入力電流が、所定のタイミングで周期的にサンプリングされ、少なくともこのサンプリングされた入力電流に基づいて、第1および第2のタイミング制御信号が生成される。そして、第1のタイミング制御信号を用いて、第1のスイッチング素子がパルス幅変調によりスイッチング駆動されると共に、第2のタイミング制御信号を用いて、第2のスイッチング素子がパルス幅変調によりスイッチング駆動される。このようにして、サンプリングされたAC/DC変換部への入力電流に基づく第1のタイミング制御信号を用いて、第1のスイッチング素子のスイッチング駆動が制御されることにより、AC/DC変換部において高精度のPFC動作が可能となる。また、第1のタイミング制御信号の周期と第2のタイミング制御信号の周期とが、互いに略同一または一方が他方の整数倍となっていると共に、第2のタイミング制御信号の位相が第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されていることにより、このような第2のタイミング制御信号に基づいて、第1のスイッチング素子のスイッチング動作よりも前に入力電流のサンプリング動作を行い得るため、サンプリングの際のスイッチング・ノイズが低減される。 In the first AC / DC converter of the present invention, the AC / DC converter generates a DC input voltage based on the AC input voltage, and the DC / DC converter performs voltage conversion based on the DC input voltage. As a result, a DC output voltage is generated. At this time, the input current flowing into the AC / DC converter is periodically sampled at a predetermined timing, and the first and second timing control signals are generated based on at least the sampled input current. The first switching element is switched and driven by pulse width modulation using the first timing control signal, and the second switching element is switched and driven by pulse width modulation using the second timing control signal. Is done. In this way, the switching drive of the first switching element is controlled using the first timing control signal based on the sampled input current to the AC / DC converter, so that the AC / DC converter High-precision PFC operation is possible. The period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other or one is an integral multiple of the other, and the phase of the second timing control signal is the first By setting so as to advance with respect to the phase of the timing control signal, the input current sampling operation is performed before the switching operation of the first switching element based on the second timing control signal. Thus, switching noise during sampling is reduced.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、第2のタイミング制御信号が、入力電流をサンプリングする際のタイミング制御信号を兼ねているようにするのが好ましい。また、上記サンプリング手段が、さらに交流入力電圧をも所定のタイミングで周期的にサンプリングするような場合には、第2のタイミング制御信号が、さらに、交流入力電圧をサンプリングする際のタイミング制御信号をも兼ねているようにするのがより好ましい。これらのように構成した場合、サンプリングする際のタイミング制御信号用に、別途タイマー等を設ける必要がなくなるため、AC/DCコンバータ全体の構成が簡素化される。 In the first AC / DC converter of the present invention, it is preferable that the second timing control signal also serves as a timing control signal for sampling the input current. When the sampling means further samples the AC input voltage periodically at a predetermined timing, the second timing control signal further includes a timing control signal for sampling the AC input voltage. It is more preferable to serve as both. In such a configuration, it is not necessary to separately provide a timer or the like for the timing control signal at the time of sampling, so that the configuration of the entire AC / DC converter is simplified.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、第1のタイミング制御信号と第2のタイミ
ング制御信号との位相差に対応する時間が、サンプリング手段によるサンプリング動作に要する遅延時間よりも長くなるように設定されているのが好ましい。このように構成した場合、入力電流のサンプリング動作が、第1のスイッチング素子のスイッチング動作よりも確実に前に行われるため、サンプリングの際のスイッチング・ノイズが完全に回避され得る。
In the first AC / DC converter of the present invention, the time corresponding to the phase difference between the first timing control signal and the second timing control signal is made longer than the delay time required for the sampling operation by the sampling means. Preferably it is set. In such a configuration, since the sampling operation of the input current is reliably performed before the switching operation of the first switching element, the switching noise at the time of sampling can be completely avoided.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、第1のタイミング制御信号の周期が、第2のタイミング制御信号の周期よりも長くなるように設定されているのが好ましい。このように構成した場合、逆に、第1のタイミング制御信号の周期が第2のタイミング制御信号の周期よりも短くなるように設定されている場合と比べ、AC/DC変換部およびDC/DC変換部の動作が行い易くなり、AC/DCコンバータ全体の効率が向上する。 In the first AC / DC converter of the present invention, it is preferable that the period of the first timing control signal is set to be longer than the period of the second timing control signal. When configured in this way, conversely, compared with the case where the cycle of the first timing control signal is set to be shorter than the cycle of the second timing control signal, the AC / DC converter and the DC / DC The operation of the converter is facilitated, and the efficiency of the entire AC / DC converter is improved.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、AC/DC変換部が、第1のスイッチング素子を用いた力率改善機能を有する昇圧回路を含むと共に、DC/DC変換部が降圧動作を行うように構成することが可能である。 In the first AC / DC converter of the present invention, the AC / DC converter includes a booster circuit having a power factor improving function using the first switching element, and the DC / DC converter performs a step-down operation. It is possible to configure.
本発明の第1のAC/DCコンバータでは、サンプリング手段が、A/D変換を用いてサンプリングを行うものであると共に、制御部が単一のデジタル演算装置(DSP)を用いて構成されているようにすることが可能である。 In the first AC / DC converter of the present invention, the sampling means performs sampling using A / D conversion, and the control unit is configured using a single digital arithmetic device (DSP). It is possible to do so.
本発明の第2のAC/DCコンバータは、第1および第2の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて、他方の入出力端子対から出力電圧を出力するものであって、第1の入出力端子側に配置され、第1のスイッチング素子を含んで構成されたAC/DC変換部と、第2の入出力端子側に配置され、第2のスイッチング素子を含んで構成されたDC/DC変換部と、AC/DC変換部へ流入する流入電流を、所定のタイミングで周期的にサンプリングするサンプリング手段と、少なくともサンプリング手段によりサンプリングされた流入電流に基づいて第1および第2のタイミング制御信号を生成し、第1のタイミング制御信号を用いて第1のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、第2のタイミング制御信号を用いて第2のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部とを備えたものである。ここで、第1のタイミング制御信号の周期と第2のタイミング制御信号の周期とは、互いに略同一、または一方が他方の整数倍となっている。また、第2のタイミング制御信号の位相が、第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されている。 The second AC / DC converter of the present invention is based on an input voltage input from one input / output terminal pair of the first and second input / output terminal pairs and outputs an output voltage from the other input / output terminal pair. And an AC / DC converter arranged on the first input / output terminal side and including the first switching element, and arranged on the second input / output terminal side. A DC / DC converter configured to include a switching element, sampling means for periodically sampling an inflow current flowing into the AC / DC converter at a predetermined timing, and an inflow current sampled by at least the sampling means The first timing control signal is generated based on the first timing control signal, and the first timing control signal is used to switch the first switching element by pulse width modulation. It performs, in which a control unit for switching driving by the pulse width modulation to the second switching element by using the second timing control signal. Here, the period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other, or one is an integral multiple of the other. In addition, the phase of the second timing control signal is set to advance with respect to the phase of the first timing control signal.
本発明の第2のAC/DCコンバータでは、順方向動作時には、第1の入出力端子対から交流入力電圧が入力され、AC/DC変換部において、この交流入力電圧に基づいて直流入力電圧が生成される。そして、DC/DC変換部において、この直流入力電圧に基づいて電圧変換が行われることにより直流出力電圧が生成され、第2の入出力端子対から出力される。一方、逆方向動作時には、第2の入出力端子対から直流入力電圧が入力され、DC/DC変換部において、この直流入力電圧に基づいて電圧変換が行われ、変圧された直流電圧が生成される。そして、AC/DC変換部において、この変圧された直流電圧に基づいて交流出力電圧が生成され、第1の入出力端子対から出力される。この際、AC/DC変換部へ流入する流入電流が、所定のタイミングで周期的にサンプリングされ、少なくともこのサンプリングされた流入電流に基づいて、第1および第2のタイミング制御信号が生成される。そして、第1のタイミング制御信号を用いて、第1のスイッチング素子がパルス幅変調によりスイッチング駆動されると共に、第2のタイミング制御信号を用いて、第2のスイッチング素子がパルス幅変調によりスイッチング駆動される。このようにして、サンプリングされたAC/DC変換部への流入電流に基づく第1のタイミング制御信号を用いて、第1のスイッチング素子のスイッチング駆動が制御されることにより、A
C/DC変換部において高精度のPFC動作が可能となる。また、第1のタイミング制御信号の周期と第2のタイミング制御信号の周期とが、互いに略同一または一方が他方の整数倍となっていると共に、第2のタイミング制御信号の位相が第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されていることにより、このような第2のタイミング制御信号に基づいて、第1のスイッチング素子のスイッチング動作よりも前に入力電流のサンプリング動作を行い得るため、サンプリングの際のスイッチング・ノイズが低減される。
In the second AC / DC converter of the present invention, during forward operation, an AC input voltage is input from the first input / output terminal pair, and the AC / DC conversion unit generates a DC input voltage based on the AC input voltage. Generated. In the DC / DC converter, voltage conversion is performed based on the DC input voltage to generate a DC output voltage and output it from the second input / output terminal pair. On the other hand, during reverse operation, a DC input voltage is input from the second input / output terminal pair, and the DC / DC converter performs voltage conversion based on the DC input voltage to generate a transformed DC voltage. The In the AC / DC converter, an AC output voltage is generated based on the transformed DC voltage, and is output from the first input / output terminal pair. At this time, the inflow current flowing into the AC / DC converter is periodically sampled at a predetermined timing, and the first and second timing control signals are generated based on at least the sampled inflow current. The first switching element is switched and driven by pulse width modulation using the first timing control signal, and the second switching element is switched and driven by pulse width modulation using the second timing control signal. Is done. In this way, the switching driving of the first switching element is controlled using the first timing control signal based on the sampled inflow current to the AC / DC conversion unit, so that A
High-precision PFC operation is possible in the C / DC converter. The period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other or one is an integral multiple of the other, and the phase of the second timing control signal is the first By setting so as to advance with respect to the phase of the timing control signal, the input current sampling operation is performed before the switching operation of the first switching element based on the second timing control signal. Thus, switching noise during sampling is reduced.
本発明のAC/DCコンバータによれば、サンプリングされたAC/DC変換部への入力電流(または流入電流)に基づく第1のタイミング制御信号を用いて、第1のスイッチング素子のスイッチング駆動を制御するようにしたので、AC/DC変換部において高精度のPFC動作を行うことが可能となる。また、第1のタイミング制御信号の周期と第2のタイミング制御信号の周期とが、互いに略同一または一方が他方の整数倍となっていると共に、第2のタイミング制御信号の位相が第1のタイミング制御信号の位相に対して進んでいるようにしたので、サンプリングの際のスイッチング・ノイズを低減することができる。よって、2段構成のAC/DCコンバータにおいて、高精度かつ高力率による動作を行うことが可能となる。 According to the AC / DC converter of the present invention, the switching drive of the first switching element is controlled using the first timing control signal based on the sampled input current (or inflow current) to the AC / DC converter. As a result, it is possible to perform a highly accurate PFC operation in the AC / DC converter. The period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other or one is an integral multiple of the other, and the phase of the second timing control signal is the first Since the phase is advanced with respect to the phase of the timing control signal, the switching noise at the time of sampling can be reduced. Therefore, the AC / DC converter having a two-stage configuration can be operated with high accuracy and high power factor.
以下、本発明を実施するための最良の形態(以下、単に実施の形態という。)について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention (hereinafter simply referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施の形態に係るAC/DCコンバータ(AC/DCコンバータ1)のブロック構成を表すものである。AC/DCコンバータ1は、例えば自動車などに適用されるものであって、商用電源10から供給される交流入力電圧Vacin(いわゆる商用電圧)に基づいて昇降圧動作を行い、バッテリ50を充電するものである。このAC/DCコンバータ1は、AC/DC変換部2と、DC/DC変換部3と、制御部4とを備えている。すなわち、AC/DCコンバータ1は、AC/DC変換部2とDC/DC変換部3との2段構成を有するAC/DCコンバータとなっている。
FIG. 1 shows a block configuration of an AC / DC converter (AC / DC converter 1) according to an embodiment of the present invention. The AC /
AC/DC変換部2は、交流入力電圧Vacinに対してAC/DC(交流/直流)変換を行うことにより、直流電圧Vdc1を生成するものである。また、このAC/DC変換部2は、後述する昇圧回路24によるPFC機能を有している。なお、このAC/DC変換部2の詳細構成については、後述する(図2)。
The AC /
DC/DC変換部3は、直流電圧Vdc1に対してDC/DC(直流/直流)変換を行うことにより、バッテリ50へ供給するための変圧された(ここでは、降圧された)直流出力電圧Vdcoutを生成するものである。なお、このDC/DC変換部3の詳細構成については、後述する(図2)。
The DC /
制御部4は、AC/DC変換部2およびDC/DC変換部3の動作を制御するものであり、演算ユニット40と、2つのA/D変換部41A,41Bと、2つのタイマー42A,42Bとを有している。
The control unit 4 controls the operation of the AC /
A/D変換部41Aは、AC/DC変換部2から供給される検出信号S(Vin)および検出信号S(Iin)に対してそれぞれA/D(アナログ/デジタル)変換を行うことにより、デジタルの検出信号D(Vin),検出信号D(Iin)を生成するものである。また、A/D変換部41Bは、DC/DC変換部3から供給される検出信号S(Vout)に対してA/D変換を行うことにより、デジタルの検出信号D(Vout)を生成するものである。これらA/D変換部41A,41Bは、検出信号S(Vin),S(Iin),S(Vout
)を、後述する所定のタイミングで周期的にサンプリングし、A/D変換を行うようになっている。
The A /
) Are periodically sampled at a predetermined timing, which will be described later, and A / D conversion is performed.
演算ユニット40は、A/D変換部41Aから供給される検出信号D(Vin)および検出信号D(Iin)と、A/D変換部41Bから供給される検出信号D(Vout)とに基づいて演算処理を行い、後述するタイミング制御信号Sa,Sb1,Sb2の基となる制御信号を生成し、タイマー42A,42Bへ供給するものである。なお、この演算ユニット40の機能はソフトウェアにより構成されており、演算ユニット40による処理は全て、デジタル信号処理装置によってなされるようになっている。このようなデジタル信号処理装置は、例えば、ロジック回路群やマイコンにより構成され、単一のDSPにより構成されるのがより望ましい。
The
タイマー42Aは、演算ユニット40からの制御信号に基づいてタイマー動作を行うことにより、所定の周期Taを有するタイミング制御信号Saを生成し、後述するAC/DC変換部2内の昇圧回路24へ出力するものである。また、タイマー42Bは、演算ユニット40からの制御信号に基づいてタイマー動作を行うことにより、所定の周期Tbを有するタイミング制御信号Sb1,Sb2を生成し、後述するDC/DC変換部3内のインバータ回路31へ出力するものである。これらのタイミング制御信号Sa,Sb1,Sb2はそれぞれ、昇圧回路24またはインバータ回路31内のスイッチング素子に対し、パルス幅変調(PWM;Pulse Width Modulation)によるスイッチング駆動を行うための制御信号である。
The
ここで、本実施の形態では、タイミング制御信号Saの周期Taと、タイミング制御信号Sb1,Sb2の周期Tbとが、互いに略同一となっている。そして、タイミング制御信号Sb1,Sb2の位相が、タイミング制御信号Saの位相に対して進むように設定されている。言い換えると、タイミング制御信号Sb1,Sb2のタイミングが、タイミング制御信号Saのタイミングに対し、微小時間早くなるように設定されている。 Here, in the present embodiment, the cycle Ta of the timing control signal Sa and the cycle Tb of the timing control signals Sb1 and Sb2 are substantially the same. The phases of the timing control signals Sb1 and Sb2 are set so as to advance with respect to the phase of the timing control signal Sa. In other words, the timings of the timing control signals Sb1 and Sb2 are set to be slightly shorter than the timing of the timing control signal Sa.
また、タイミング制御信号Saとタイミング制御信号Sb1,Sb2との位相差に対応する時間が、A/D変換部41A,41Bによるサンプリング動作に要する遅延時間(後述する遅延時間Tdelay)よりも長くなるように設定されている。
Further, the time corresponding to the phase difference between the timing control signal Sa and the timing control signals Sb1 and Sb2 is longer than the delay time (delay time Tdelay described later) required for the sampling operation by the A /
さらに、図1に示したように、タイミング制御信号Sb2が、A/D変換部41A,41Bにおいてサンプリングする際のタイミング制御信号を兼ねている。ただし、タイミング制御信号Sb1が、A/D変換部41A,41Bにおいてサンプリングする際のタイミング制御信号を兼ねているようにしてもよい。なお、これらのタイミング制御信号Sa,Sb1,Sb2の詳細については、後述する(図3)。
Furthermore, as shown in FIG. 1, the timing control signal Sb2 also serves as a timing control signal for sampling in the A /
次に、図2を参照して、AC/DC変換部2およびDC/DC変換部3の詳細構成について説明する。図2は、AC/DC変換部2およびDC/DC変換部3の詳細構成を回路図で表したものである。
Next, detailed configurations of the AC /
まず、AC/DC変換部2は、整流回路21と、コンデンサC1と、入力電圧検出回路22と、入力電流検出回路23と、スイッチング素子SW2を含む昇圧回路24と、平滑コンデンサ25Cを含む平滑回路25とを有している。
First, the AC /
整流回路21は、4つの整流用のダイオード21D1〜21D4を有するブリッジ型の整流回路である。具体的には、ダイオード21D1のアノードおよびダイオード21D2のカソードが互いに接続ラインH1を介して入力端子T1に接続され、ダイオード21D3のアノードおよびダイオード21D4のカソードが互いに接続ラインL1を介して入力
端子T2に接続されている。また、ダイオード21D1のカソードおよびダイオード21D3のカソードが互いに接続ラインH2に接続され、ダイオード21D2のアノードおよびダイオード21D4のアノードが互いに接続ラインL2に接続されている。このような構成により整流回路21では、入力された交流入力電圧Vacinが整流され、接続ラインH2,L2間に整流電圧V1(入力電圧Vin)が生成されるようになっている。
The
コンデンサC1は、整流回路21と後述する入力電圧検出回路22との間において、接続ラインH2,L2間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。具体的には、後述するスイッチング素子SW2によるスイッチング動作の際のノイズ等を平滑化して低減するためのものである。
The capacitor C1 is disposed between the connection lines H2 and L2 between the
入力電圧検出回路22は、接続ラインH2,L2上において、コンデンサC1と後述する入力電流検出回路2との間に配置されており、コンデンサC1の両端間の電圧V1(入力電圧Vin)を検出すると共に、この検出した入力電圧Vinに対応する検出信号S(Vin)を制御部4内のA/D変換部41Aへ出力するものである。なお、この入力電圧検出回路22の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインH2,L2間に配置された分圧抵抗(図示せず)によって入力電圧Vinを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
The input
入力電流検出回路23は、接続ラインH2上において、入力電圧検出回路22と後述する昇圧回路24との間に配置されており、昇圧回路24へ流入する入力電流Iinを検出すると共に、この検出した入力電流Iinに対応する検出信号S(Iin)を制御部4内のA/D変換部41Aへ出力するものである。なお、この入力電流検出回路23の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。
The input
昇圧回路24は、スイッチング素子SW2と、インダクタ24Lと、ダイオード24Dとを有している。具体的には、インダクタ24Lは接続ラインH2上に挿入配置されており、一端が入力電流検出回路23に接続され、他端がスイッチング素子SW2の一端(ドレイン)に接続されている。また、スイッチング素子SW2は、整流電圧V1(入力電流Vin)をスイッチングしてパルス電圧V2を生成するためのスイッチング素子であり、例えば電界効果型トランジスタ(MOS−FET;Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)や、バイポーラトランジスタ、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などにより構成される。ここでは、スイッチング素子SW2はNチャネルのMOS−FETにより構成されており、ゲートが制御部4内のタイマー42Aから供給されるタイミング制御信号Saの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、ダイオード24Dのアノードはインダクタ24Lの他端およびスイッチング素子SW2のドレインに接続され、ダイオード24Dのカソードは、後述する平滑コンデンサ25Cの一端に接続されている。このような構成により昇圧回路24では、詳細は後述するが、整流電圧V1に基づいて昇圧されたパルス電圧V2が生成されるようになっている。
The
平滑回路25は、例えばフィルムコンデンサを用いて構成された平滑コンデンサ25Cを有している。具体的には、平滑コンデンサ25Cの一端が、ダイオード24Dのカソードに接続され、平滑コンデンサ25Cの他端が、接続ラインL2に接続されている。このような構成により平滑回路25では、パルス電圧V2が平滑化されることにより、DC/DC変換部3へ供給するための直流電圧Vdc1が生成されるようになっている。また、平滑コンデンサ25Cは、後述するDC/DC変換部3内のスイッチング素子SW31〜SW34によるスイッチング動作の際のノイズ等を平滑化して低減する役割も果たしている。
The smoothing
次に、DC/DC変換部3は、インバータ回路31と、トランス32と、整流回路33と、平滑回路34と、出力電圧検出回路35とを有している。
Next, the DC /
インバータ回路31は、4つのスイッチング素子SW31〜SW34を有するフルブリッジ型のインバータ回路である。これらスイッチング素子SW31〜SW34はそれぞれ、例えばMOS−FETやバイポーラトランジスタ、IGBTなどにより構成される。ここでは、スイッチング素子SW31〜SW34はそれぞれ、NチャネルのMOS−FETにより構成されている。ここで、スイッチング素子SW31のゲートは制御部4内のタイマー42Bから供給されるタイミング制御信号Sb2の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子SW32のドレインに接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW32のゲートは制御部4内のタイマー42Bから供給されるタイミング制御信号Sb1の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインがスイッチング素子SW31のソースに接続されている。また、スイッチング素子SW33のゲートは制御部4内のタイマー42Bから供給されるタイミング制御信号Sb1の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子SW34のドレインに接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW34のゲートは制御部4内のタイマー42Bから供給されるタイミング制御信号Sb2の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインがスイッチング素子SW33のソースに接続されている。また、スイッチング素子SW31のソースおよびスイッチング素子SW32のドレインは、後述するトランス32内の巻線321(1次側巻線)の一端に接続され、スイッチング素子SW33のソースおよびスイッチング素子SW34のドレインは、巻線321の他端に接続されている。このような構成によりインバータ回路31では、詳細は後述するが、直流電圧Vdc1に基づいて巻線321の両端間に交流電圧(入力交流電圧)を生成するようになっている。
The
トランス32は、巻線321(1次側巻線)と、巻線322(2次側巻線)とを有している。巻線322の一端は接続ラインH3に接続され、他端は接続ラインL3に接続されている。このトランス32は、インバータ回路31によって生成された入力交流電圧を変圧し、巻線322の両端に出力交流電圧を生成するものである。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線321と巻線322との巻数比によって定まる。
The
整流回路33は、4つの整流用のダイオード33D1〜33D4を有するブリッジ型の整流回路である。具体的には、ダイオード33D1のアノードおよびダイオード33D2のカソードが互いに接続ラインH3を介して巻線322の一端に接続され、ダイオード33D3のアノードおよびダイオード33D4のカソードが互いに接続ラインL3を介して巻線322の他端に接続されている。また、ダイオード33D1のカソードおよびダイオード33D3のカソードが互いに接続ラインH4に接続され、ダイオード33D2のアノードおよびダイオード33D4のアノードが互いに接続ラインL4に接続されている。このような構成により整流回路33では、巻線322の両端間から入力される交流出力電圧が整流され、接続ラインH4,L4間に整流電圧(直流電圧Vdc2)が生成されるようになっている。
The
平滑回路34は、例えばフィルムコンデンサを用いて構成された平滑コンデンサ34Cを有している。具体的には、平滑コンデンサ34Cの一端が、接続ラインH4を介してダイオード33D1,33D3のカソードに接続され、平滑コンデンサ34Cの他端が、接続ラインL4を介してダイオード33D2,33D4のアノードに接続されている。このような構成により平滑回路34では、直流電圧Vdc2が平滑化されることにより、バッテリ50へ供給するための直流出力電圧Vdcout(出力電圧Vout)が生成されるようになっている。
The smoothing
出力電圧検出回路35は、接続ラインH4,L4上において、平滑回路34と出力端子T3,T4との間に配置されており、出力端子T3,T4を介してバッテリ50へ供給される出力電圧Voutを検出すると共に、この検出した出力電圧Voutに対応する検出信号S(Vout)を制御部4内のA/D変換部41Bへ出力するものである。なお、この出力電圧検出回路35の具体的な回路構成としては、入力電圧検出回路22と同様に、例えば、接続ラインH4,L4間に配置された分圧抵抗(図示せず)によって出力電圧Voutを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
The output
ここで、スイッチング素子SW2が本発明における「第1のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子SW31〜SW34が本発明における「第2のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、A/D変換部41Aが本発明における「サンプリング手段」の一具体例に対応し、演算ユニット40およびタイマー42A,42Bが本発明における「制御部」の一具体例に対応する。また、直流電圧Vdc1が本発明における「直流入力電圧」の一具体例に対応する。また、タイミング制御信号Saが本発明における「第1のタイミング制御信号」の一具体例に対応し、タイミング制御信号Sb1,Sb2が本発明における「第2のタイミング制御信号」の一具体例に対応する。
Here, the switching element SW2 corresponds to a specific example of “first switching element” in the present invention, and the switching elements SW31 to SW34 correspond to a specific example of “second switching element” in the present invention. The A /
次に、本実施の形態のAC/DCコンバータ1の作用および効果について説明する。
Next, the operation and effect of the AC /
最初に、図1〜図5を参照して、AC/DCコンバータ1の基本動作(バッテリ50への充電動作)について説明する。図3は、AC/DCコンバータ1全体の動作をタイミング波形図で表したものであり、(A)〜(C)はタイミング制御Sa,Sb1,Sb2を、(D),(E)は検出信号S(Iin),D(Iin)を、それぞれ表している。
First, the basic operation (charging operation to the battery 50) of the AC /
このAC/DCコンバータ1では、正弦波からなる交流入力電圧Vacin(商用電圧)が入力端子T1,T2間からAC/DC変換部2へ供給されると、整流回路21において整流されることにより、正の半波からなる整流電圧V1(入力電圧Vin)が生成される。
In the AC /
次に、昇圧回路24では、整流電圧V1を基に、例えば図4(A),(B)に示したような昇圧動作がなされることにより、昇圧されたパルス電圧V2が生成される。具体的には、スイッチング素子SW2によって整流電圧V1がスイッチングされることにより、パルス電圧V2が生成される。
Next, the
より具体的には、まず、タイミング制御信号Saに応じてスイッチング素子SW2がオン状態となったとき(図3中に示した「Tr:ON」の期間;オン期間Ton)には、例えば図4(A)に示したように、インダクタ24Lからスイッチング素子SW2へと電流I11が流れ、これによりインダクタ24Lに磁気エネルギーが蓄積される。そしてタイミング制御信号Saに応じてスイッチング素子SW2がオフ状態となったとき(図3中に示した「Tr:OFF」の期間;オフ期間Toff)には、例えば図4(B)に示したように、インダクタ24Lからダイオード24D、コンデンサ25Cの順に電流I12が流れ、これによりインダクタ24Lに蓄積された磁気エネルギーがコンデンサ25Cへ蓄積され、昇圧動作がなされる。なお、このような昇圧動作の際の整流電圧V1とパルス電圧V2との関係は、以下の(1)式に示したようにして表される。
V2={(Ton+Toff)/Toff}×V1 ……(1)
More specifically, first, when the switching element SW2 is turned on in accordance with the timing control signal Sa (“Tr: ON” period shown in FIG. 3; on period Ton), for example, FIG. As shown in (A), a current I11 flows from the
V2 = {(Ton + Toff) / Toff} × V1 (1)
次に、平滑回路25では、入力したパルス電圧V2が平滑化され、DC/DC変換部3へ供給するための直流電圧Vdc1が生成される。
Next, in the smoothing
次に、DC/DC変換部3では、入力される直流電圧Vdc1を基に直流電圧変換動作(降圧動作)がなされることにより、降圧された直流出力電圧Vdcoutが生成される。具体
的には、まずインバータ回路31では、直流電圧Vdc1がスイッチングされて入力交流電圧が生成され、この入力交流電圧がトランス32の巻線321へ供給される。次に、トランス32では入力交流電圧が変圧され、巻線322から、変圧された(降圧された)出力交流電圧が出力される。次に、整流回路33では、トランス32から出力された出力交流電圧が、ダイオード33D1〜33D4によって整流され、整流電圧(直流電圧Vdc2)が生成される。次に、平滑回路34では、入力した整流電圧が平滑化され、出力端子T3,T4から直流出力電圧Vdcoutとして出力される。そして、この直流出力電圧Vdcout(出力電圧Vout)および図1中に示した出力電流Ioutによって、バッテリ50に対する充電がなされる。
Next, the DC /
この際、DC/DC変換部3では、例えば図5(A),(B)に示したように、インバータ回路31において、タイミング制御信号Sb2に応じてスイッチング素子SW31,SW34がオン状態になる期間(図3(C),図5(A)参照)と、タイミング制御信号Sb1に応じてスイッチング素子SW32,SW33がオン状態になる期間(図3(B),図5(B)参照)とが、交互に繰り返される。具体的には、まず、図5(A)に示したように、スイッチング素子SW31,SW34がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子SW31からスイッチング素子SW34の方向に、1次側ループ電流I21aが流れる。また、巻線322、ダイオード33D1、平滑コンデンサ34Cおよびダイオード33D4を順に通る2次側ループ電流I22aが流れる。一方、図5(B)に示したように、スイッチング素子SW32,SW33がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子SW33からスイッチング素子SW32の方向に、1次側ループ電流I21bが流れる。また、巻線322、ダイオード33D3、平滑コンデンサ34Cおよびダイオード33D2を順に通る2次側ループ電流I22bが流れる。
At this time, in the DC /
次に、図1〜図3を参照して、本発明の特徴的部分の1つである、制御部4による制御動作(タイミング制御信号Sa,Sb1,Sb2の生成動作)について、詳細に説明する。 Next, a control operation (generation operation of timing control signals Sa, Sb1, Sb2) by the control unit 4, which is one of the characteristic parts of the present invention, will be described in detail with reference to FIGS. .
まず、上記充電動作の際には、入力電圧検出回路22によって入力電圧Vinが検出され、入力電流検出回路23によって入力電流Iinが検出され、出力電圧検出回路35によって出力電圧Voutが検出される。そして、入力電圧検出回路22から検出信号S(Vin)が、入力電流検出回路23から検出信号S(Iin)が、出力電圧検出回路35から検出信号S(Vout)が、それぞれ制御部4へ供給される。
First, in the charging operation, the input voltage Vin is detected by the input
次に、制御部4内のA/D変換部41Aでは、検出信号S(Vin),検出信号S(Iin)に対してそれぞれA/D変換がなされることにより、デジタルの検出信号D(Vin),検出信号D(Iin)が生成され、演算ユニット40へ供給される。一方、A/D変換部41Bでは、検出信号S(Vout)に対してA/D変換がなされることにより、デジタルの検出信号D(Vout)が生成され、演算ユニット40へ供給される。
Next, the A /
次に、演算ユニット40およびタイマー42A,42Bでは、これらの検出信号D(Vin),検出信号D(Iin),検出信号D(Vout)に基づき、所定の周期Taを有するタイミング制御信号Saと、所定の周期Tbを有するタイミング制御信号Sb1,Sb2とが生成される。そして、タイミング制御信号Saは、昇圧回路24内のスイッチング素子SW2へ供給され、PWMによるスイッチング駆動がなされる。また、タイミング制御信号Sb1,Sb2は、インバータ回路31内のスイッチング素子SW31〜SW34へ供給され、PWMによるスイッチング駆動がなされる。このようにして、AC/DC変換部41Aにおいてサンプリングされた検出信号S(Vin),検出信号S(Iin)基づくタイミング制御信号Saを用いて、AC/DC変換部2内のスイッチング素子SW2のスイッチング駆動が制御されることにより、AC/DC変換部2において、高精度のPFC動作
が可能となる。
Next, in the
またこの際、本実施の形態では、例えば図3に示したように、タイミング制御信号Saの周期Taとタイミング制御信号Sb1,Sb2の周期Tbとが、互いに略同一となっていると共に、タイミング制御信号Sb1,Sb2の位相がタイミング制御信号Saの位相に対して進むように設定されている。具体的には、タイミング制御信号Sb1,Sb2のオン・オフが切り替わるタイミングtb(t1,t3,t5,t7等)のほうが、タイミング制御信号Saのオン・オフが切り替わるタイミングta(t2,t4,t6,t8等)よりも、微小時間早くなるように設定されている。 At this time, in the present embodiment, for example, as shown in FIG. 3, the cycle Ta of the timing control signal Sa and the cycle Tb of the timing control signals Sb1 and Sb2 are substantially the same, and the timing control signal The phases of the signals Sb1 and Sb2 are set so as to advance with respect to the phase of the timing control signal Sa. Specifically, timing tb (t1, t3, t5, t7, etc.) at which the timing control signals Sb1, Sb2 are switched on / off is timing ta (t2, t4, t6) at which the timing control signal Sa is switched on / off. , T8, etc.) is set so as to be a minute time earlier.
これにより、このようなタイミング制御信号Sb1,Sb2に基づいて、スイッチング素子SW2のスイッチング動作(タイミングt2,t4,t6,t8等での動作)よりも前に(例えば、図中のサンプリングタイミングts)、A/D変換部41A,41Bにおいて検出信号S(Iin),S(Vin)をサンプリングすることが可能となる。したがって、A/D変換部41Aにおけるサンプリングの際に、スイッチング素子SW2によるスイッチング・ノイズ(例えば、図中の矢印P1で示したノイズ)が低減される。
Thereby, based on such timing control signals Sb1 and Sb2, before the switching operation of the switching element SW2 (operation at timings t2, t4, t6, t8, etc.) (for example, sampling timing ts in the figure). The detection signals S (Iin) and S (Vin) can be sampled in the A /
また、タイミング制御信号Sb2が、A/D変換部41A,41Bにおいて検出信号S(Iin),S(Vin)をサンプリングする際のタイミング制御信号を兼ねている。これにより、サンプリングする際のタイミング制御信号用に、タイマー41A,41Bとは別途のタイマーを設ける必要がなくなり、AC/DCコンバータ1全体の構成が簡素化する。
The timing control signal Sb2 also serves as a timing control signal for sampling the detection signals S (Iin) and S (Vin) in the A /
さらに、タイミング制御信号Saとタイミング制御信号Sb1,Sb2との位相差に対応する時間(例えば、タイミングt1〜t2間の時間)が、A/D変換部41A,41Bによるサンプリング動作に要する遅延時間Tdelay(図3参照)よりも長くなっている。言い換えると、タイミング制御信号Sb2によるサンプリング開始(例えば、タイミングt1)から、実際にサンプリングが行われる(例えば、サンプリングタイミングts)までの遅延時間Tdelayが、タイミング制御信号Saとタイミング制御信号Sb1,Sb2との位相差に対応する時間よりも短くなっている。これにより、AC/DC変換部2内のスイッチング素子SW2がオンからオフへと切り替わるタイミング(例えば、タイミングt2)の直前の検出信号S(Iin),S(Vin)をサンプリングすることが可能となる。また、サンプリング動作がスイッチング素子SW2のスイッチング動作よりも確実に前に行われるため、サンプリングの際のスイッチング・ノイズが完全に回避され得る。このようにして、スイッチング素子SW2がオンからオフへと切り替わるタイミングの直前にサンプリングするのが好ましいのは、以下の理由によるものである。すなわち、図中の矢印P2で示したように、この時に、AC/DC変換部2内を流れる入力電流Inが最大になるため、この電流値を管理することにより、入力電流Iinの値を定格値内に収めることが容易となるためである。なお、切り替わるタイミングの直後のスイッチング・ノイズが収束した時を、サンプリングタイミングに設定することも可能であるが、スイッチング・ノイズが収束するまで待つ必要があること、および、ノイズが収束する時間は回路網や実装される部品の特性等に依存するためにばらつきを持つこと等により、切り替わるタイミングの直前に設定するのが望ましいと言える。
Further, the time corresponding to the phase difference between the timing control signal Sa and the timing control signals Sb1 and Sb2 (for example, the time between timings t1 and t2) is the delay time Tdelay required for the sampling operation by the A /
以上のように本実施の形態では、AC/DC変換部41Aにおいてサンプリングされた検出信号S(Vin),検出信号S(Iin)基づくタイミング制御信号Saを用いて、AC/DC変換部2内のスイッチング素子SW2のスイッチング駆動を制御するようにしたので、AC/DC変換部2において高精度のPFC動作を行うことが可能となる。また、タイミング制御信号Saの周期Taとタイミング制御信号Sb1,Sb2の周期Tbとが、互いに略同一となっていると共に、タイミング制御信号Sb1,Sb2の位相がタイミング制御信号Saの位相に対して進んでいるようにしたので、A/D変換部41Aにおける
サンプリングの際に、スイッチング素子SW2によるスイッチング・ノイズを低減することができる。よって、2段構成のAC/DCコンバータにおいて、高精度かつ高力率による動作(充電動作)を行うことが可能となる。
As described above, in the present embodiment, the detection signal S (Vin) sampled in the AC /
また、タイミング制御信号Saとタイミング制御信号Sb1,Sb2との位相差に対応する時間が、A/D変換部41A,41Bによるサンプリング動作に要する遅延時間Tdelayよりも長くなるようにしたので、A/D変換部41Aにおいて、検出信号S(Iin)のサンプリング動作が、スイッチング素子SW2のスイッチング動作よりも確実に前に行われるようになる。よって、サンプリングの際のスイッチング・ノイズを完全に回避することができ、さらに高精度かつ高力率な充電動作を行うことが可能となる。
Also, since the time corresponding to the phase difference between the timing control signal Sa and the timing control signals Sb1 and Sb2 is made longer than the delay time Tdelay required for the sampling operation by the A /
また、タイミング制御信号Sb2が、A/D変換部41A,41Bにおいて検出信号S(Iin),S(Vin)をサンプリングする際のタイミング制御信号を兼ねているようにしたので、サンプリングする際のタイミング制御信号用に、タイマー41A,41Bとは別途のタイマーを設ける必要がなくなる。よって、AC/DCコンバータ1全体の構成を簡素化することができる。これにより、演算ユニット40として、安価なDSPを用いることができ、AC/DCコンバータ1を安価に製造することが可能となる。
Since the timing control signal Sb2 also serves as a timing control signal for sampling the detection signals S (Iin) and S (Vin) in the A /
なお、本実施の形態では、タイミング制御信号Saの周期Taとタイミング制御信号Sb1,Sb2の周期Tbとが、互いに略同一となっている場合について説明したが、このような場合には限られない。具体的には、スイッチング・ノイズの影響を受けない位相を取れる範囲内で、例えば、周期Ta,Tbのうちの一方が他方の整数倍となっているようにしてもよい。ただし、周期Taが周期Tbよりも長くなるようにするのが好ましい。、逆に、周期Taが周期Tbよりも短くなるように設定されている場合と比べ、AC/DC変換部2およびDC/DC変換部3の動作が行い易くなり、AC/DCコンバータ1全体の効率が向上するからである。すなわち、例えば図6(A)〜図6(C)に示したように、周期Taが周期Tbの整数倍となっている(ここでは、Ta=3×Tbとなっている)ようにするのが好ましいと言える。
In the present embodiment, the case where the cycle Ta of the timing control signal Sa and the cycle Tb of the timing control signals Sb1 and Sb2 are substantially the same has been described. However, the present invention is not limited to such a case. . Specifically, for example, one of the periods Ta and Tb may be an integral multiple of the other within a range in which the phase is not affected by the switching noise. However, it is preferable that the period Ta is longer than the period Tb. On the contrary, compared with the case where the period Ta is set to be shorter than the period Tb, the operation of the AC /
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。 While the present invention has been described with reference to the embodiment, the present invention is not limited to this embodiment, and various modifications can be made.
例えば、上記実施の形態で説明したAC/DC変換部、DC/DC変換部、整流回路、昇圧回路、平滑回路、インバータ回路および制御部の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。 For example, the configurations of the AC / DC conversion unit, the DC / DC conversion unit, the rectifier circuit, the booster circuit, the smoothing circuit, the inverter circuit, and the control unit described in the above embodiment are not limited to these, and may be other configurations. May be.
具体的には、例えば図7に示したAC/DC変換部2Aのように、入力電圧検出回路22の代わりに、入力電圧Vinにおけるゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出回路26を設けるようにしてもよい。具体的には、このゼロクロスポイント検出回路26は、トランス261と、4つのダイオード26D1〜26D4と、抵抗器26Rと、定電圧源262と、比較器263とを有している。ここで、トランス261の一方の巻線261Aは、接続ラインH1,L1間に接続され、他方の巻線261Bは、ダイオード26D1のカソードおよびダイオード26D3のアノード同士と、ダイオード26D2のカソードおよびダイオード26D4のアノード同士との間に接続されている。また、ダイオード26D1,26D2のアノード同士は互いに接地され、ダイオード26D3,26D4のカソード同士は互いに抵抗器26Rの一端および比較器263の負極入力端子に接続されている。また、抵抗器26Rの他端は接地され、比較器263の正極入力端子は、定電圧Vcの電源である定電圧源262に接続されている。また、比較器263の出力端子からはゼロクロスポイントの検出信号S(zp)が出力され、制御部4へ供給されるようになっている。このような構成のAC/DC変換部2Aを備えたAC/DCコンバータで
は、制御部4において、ゼロクロスポイント検出回路26により検出されたゼロクロスポイント(具体的には、検出信号S(zp))の周期の2倍等の周期を有する正弦波を、演算またはルックアップテーブル(LUT)を用いて生成し、このような正弦波を用いてタイミング制御信号Sa,Sb1,Sb2の生成がなされる。これにより、ノイズ等に起因して入力電流Iinが正弦波形から歪んでいるような場合であっても、入力電圧Vinの波形によらず、高調波電流を確実に低減することが可能となる。
Specifically, for example, a zero cross
また、上記実施形態のAC/DC変換部2では、整流回路と昇圧回路とを別々に設けると共に、スイッチング素子を昇圧回路内に設けている場合について説明したが、例えば図8に示したAC/DC変換部2Bのように、整流回路として同期整流回路27を用いると共に、その同期整流回路27を昇圧回路の一部として、同期整流回路27内のスイッチング素子SW21〜SW24によって昇圧回路のスイッチング素子を兼ねるようにしてもよい。具体的には、この同期整流回路27は、2つのインダクタ24L1,24L2と、4つのスイッチング素子SW21〜SW24と、ダイオード24Dとを有している。インダクタ24L1は接続ラインH1上に挿入配置され、インダクタ24L2は接続ラインL1上に挿入配置されている。また、スイッチング素子SW21のゲートは、制御部4内のタイマー42Aから供給されるタイミング制御信号Sa2の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインH1に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW22のゲートは、制御部4内のタイマー42Aから供給されるタイミング制御信号Sa1の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインH1に接続されている。また、スイッチング素子SW23のゲートは、制御部4内のタイマー42Aから供給されるタイミング制御信号Sa1の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL1に接続され、ドレインが接続ラインH2に接続されている。また、スイッチング素子SW24のゲートは、制御部4内のタイマー42Aから供給されるタイミング制御信号Sa2の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインL2に接続され、ドレインが接続ラインL1に接続されている。また、ダイオード24Dのアノードは、スイッチング素子SW21,SW23のドレインに接続され、ダイオード24Dのカソードは、平滑コンデンサ25Cの一端に接続されている。このような構成により同期整流回路27では、入力電圧Vinが正のときには、スイッチング素子SW21,SW24がオン状態となり、スイッチング素子SW23がオフ状態となり、スイッチング素子SW22がオン・オフ状態(時比率が制御された状態)となる。一方、入力電圧Vinが負のときには、スイッチング素子SW22,SW23がオン状態となり、スイッチング素子SW21がオフ状態となり、スイッチング素子SW24がオン・オフ状態(時比率が制御された状態)となる。
In the AC /
また、例えば図9〜図12に示したAC/DCコンバータ1Cのように、AC/DC変換部2の代わりに図8に示したAC/DC変換部2Bを設けると共に、DC/DC変換部3の代わりにDC/DC変換部3Cを設けるようにしてもよい。具体的には、AC/DC変換部2Bでは、スイッチング素子SW21〜SW24がそれぞれMOS−FETにより構成されている。また、DC/DC変換部3Cでは、スイッチング素子SW31〜SW34がそれぞれMOS−FETにより構成されていると共に、整流ダイオード33D1〜33D3の代わりに、MOS−FETにより構成されたスイッチング素子SW41〜SW44が設けられている。この場合、スイッチング素子SW21〜SW24,SW31〜SW34,SW41〜SW44はそれぞれ、スイッチング素子と、それらに並列接続された整流ダイオード(スイッチング素子の寄生ダイオード)とからなるとみなすことができる。このように構成した場合、上記実施の形態で説明したような、入力端子T1,T2から入力される交流入力電圧Vacinをに基づいて直流出力電圧Vdcoutを生成し、出力端子T3,T4から出力する順方向動作(図9,図10中に示した矢印の電流経路を参照)に加え、出力端子T3,T4から入力される直流入力電圧Vdcinに基づいて交流出力電圧Vacoutを生成し、入力端子T1,T2から出力する逆方向動作(図11,図12中に示した矢
印の電流経路を参照)も行うことが可能となる(双方向動作が可能となる)。その場合、逆方向動作時には、整流回路33がインバータ回路として機能すると共に、インバータ回路31が整流回路として機能することになる。
Further, for example, an AC /
なお、この場合、入力端子T1,T2が本発明における「第1の入出力端子」の一具体例に対応し、出力端子T3,T4が本発明における「第2の入出力端子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子SW21〜SW24が本発明における「第1のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子SW31〜SW34,SW41〜SW44が本発明における「第2のスイッチング素子」の一具体例に対応する。 In this case, the input terminals T1 and T2 correspond to a specific example of “first input / output terminal” in the present invention, and the output terminals T3 and T4 correspond to one specific example of “second input / output terminal” in the present invention. Corresponds to the example. Further, the switching elements SW21 to SW24 correspond to a specific example of “first switching element” in the present invention, and the switching elements SW31 to SW34 and SW41 to SW44 correspond to a specific example of “second switching element” in the present invention. Corresponding to
また、これまでは、AC/DCコンバータ全体を、バッテリ等に対する充電装置として用いる場合について説明したが、本発明のAC/DCコンバータは、そのような充電装置以外にも、例えば家電等の電源装置など、他の用途にも適用することが可能である。 In addition, the case where the entire AC / DC converter is used as a charging device for a battery or the like has been described so far, but the AC / DC converter of the present invention is not limited to such a charging device. It can be applied to other uses.
また、上記実施の形態では、制御部4内の演算ユニット40の機能をソフトウェアによって構成するようにした場合で説明したが、この演算ユニット40の機能をハードウェアによって構成するようにしてもよい。ただし、ハードウェアによって構成した場合には回路規模が大きくなると共に、各素子のばらつきを補正するのが難しいことから、上記実施の形態のようにソフトウェアによって構成するのが好ましい。
In the above embodiment, the function of the
1,1C…AC/DCコンバータ、10…商用電源、2,2A,2B…AC/DC変換部、21…整流回路、21D1〜21D4…ダイオード、22…入力電圧検出回路、23…入力電流検出回路、24…昇圧回路、24L,24L1,24L2…インダクタ、24D…ダイオード、25…平滑回路、25C…平滑コンデンサ、26…ゼロクロスポイント検出回路、261…トランス、261A,261B…巻線、262…定電圧電源、263…比較器、26D1〜26D4…ダイオード、26R…抵抗器、27…同期整流回路、3
,3C…DC/DC変換部、31…インバータ回路、32…トランス、321,322…巻線、33…整流回路、33D1〜33D4…ダイオード、34…平滑回路、34C…平滑コンデンサ、35…出力電圧検出回路、4…制御部、40…演算ユニット、41A,41B…A/D変換部、42A,42B…タイマー、50…バッテリ、60…負荷、T1,T2…入力端子、T3,T4…出力端子、H1,L1,H2,L2,H3,L3,H4,L4…接続ライン、Vacin…交流入力電圧、V1(Vin)…整流電圧(入力電圧)、V2…パルス電圧、V3…電圧、Vdc1,Vdc2…直流電圧、Vc…定電圧、Vdcout(Vout)…直流出力電圧(出力電圧)、Iin…入力電流、Iout…出力電流、I11,I12,I21a,I21b,I22a,I22b…電流、S(Vin),S(Iin),S(Vout),S(zp),D(Vin),D(Iin),D(Vout)…検出信号、Sa,Sa1,Sa2,Sb1,Sb2…タイミング制御信号、C1…コンデンサ、SW2,SW21〜SW24,SW31〜SW34,SW41〜SW44…トランジスタ(スイッチング素子)、Ta,Tb…タイミング制御信号の周期、t1〜t8,ta,tb…タイミング。
DESCRIPTION OF
, 3C ... DC / DC converter, 31 ... inverter circuit, 32 ... transformer, 321, 322 ... winding, 33 ... rectifier circuit, 33D1-33D4 ... diode, 34 ... smoothing circuit, 34C ... smoothing capacitor, 35 ... output voltage Detection circuit, 4 ... control unit, 40 ... arithmetic unit, 41A, 41B ... A / D conversion unit, 42A, 42B ... timer, 50 ... battery, 60 ... load, T1, T2 ... input terminal, T3, T4 ... output terminal , H1, L1, H2, L2, H3, L3, H4, L4 ... connection line, Vacin ... AC input voltage, V1 (Vin) ... rectified voltage (input voltage), V2 ... pulse voltage, V3 ... voltage, Vdc1, Vdc2 ... DC voltage, Vc ... constant voltage, Vdcout (Vout) ... DC output voltage (output voltage), Iin ... input current, Iout ... output current, I11, I12, I21a, I21b, I22a, I22b ... Current, S (Vin), S (Iin), S (Vout), S (zp), D (Vin), D (Iin), D (Vout) ... Detection signal, Sa, Sa1, Sa2, Sb1, Sb2 ... timing control signal, C1 ... capacitor, SW2, SW21 to SW24, SW31 to SW34, SW41 to SW44 ... transistor (switching element), Ta, Tb ... period of timing control signal, t1 to t8, ta, tb ... timing.
Claims (9)
第2のスイッチング素子を含んで構成され、前記直流入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより、直流出力電圧を生成するDC/DC変換部と、
前記AC/DC変換部へ流入する入力電流を、所定のタイミングで周期的にサンプリングするサンプリング手段と、
少なくとも前記サンプリング手段によりサンプリングされた入力電流に基づいて第1および第2のタイミング制御信号を生成し、前記第1のタイミング制御信号を用いて前記第1のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、前記第2のタイミング制御信号を用いて前記第2のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部と
を備え、
前記第1のタイミング制御信号の周期と前記第2のタイミング制御信号の周期とが、互いに略同一、または一方が他方の整数倍となっており、
前記第2のタイミング制御信号の位相が、前記第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されている
ことを特徴とするAC/DCコンバータ。 An AC / DC converter configured to include a first switching element and generate a DC input voltage based on the AC input voltage;
A DC / DC converter configured to include a second switching element and generate a DC output voltage by performing voltage conversion based on the DC input voltage;
Sampling means for periodically sampling the input current flowing into the AC / DC converter at a predetermined timing;
First and second timing control signals are generated based on at least the input current sampled by the sampling means, and the first switching element is switched by pulse width modulation using the first timing control signal. A controller that performs driving and performs switching driving by pulse width modulation on the second switching element using the second timing control signal, and
The period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other, or one is an integral multiple of the other,
An AC / DC converter, wherein the phase of the second timing control signal is set to advance with respect to the phase of the first timing control signal.
ことを特徴とする請求項1に記載のAC/DCコンバータ。 The AC / DC converter according to claim 1, wherein the second timing control signal also serves as a timing control signal for sampling the input current.
前記第2のタイミング制御信号が、さらに、前記交流入力電圧をサンプリングする際のタイミング制御信号をも兼ねている
ことを特徴とする請求項2に記載のAC/DCコンバータ。 The sampling means further samples the AC input voltage periodically at a predetermined timing,
The AC / DC converter according to claim 2, wherein the second timing control signal further serves as a timing control signal for sampling the AC input voltage.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載のAC/DCコンバータ。 The time corresponding to the phase difference between the first timing control signal and the second timing control signal is set to be longer than the delay time required for the sampling operation by the sampling means. The AC / DC converter according to any one of claims 1 to 3.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか1項に記載のAC/DCコンバータ。 The cycle of the first timing control signal is set so as to be longer than the cycle of the second timing control signal. 5. AC / DC converter.
ことを特徴とする請求項5に記載のAC/DCコンバータ。 The AC / DC converter according to claim 5, wherein a cycle of the first timing control signal is an integral multiple of a cycle of the second timing control signal.
前記DC/DC変換部が、降圧動作を行うように構成されている
ことを特徴とする請求項1ないし請求項6のいずれか1項に記載のAC/DCコンバータ。 The AC / DC conversion unit is configured to include a booster circuit having a power factor improvement function using the first switching element,
The AC / DC converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the DC / DC converter is configured to perform a step-down operation.
前記制御部が、単一のデジタル演算装置(DSP)を用いて構成されている
ことを特徴とする請求項1ないし請求項7のいずれか1項に記載のAC/DCコンバータ。 The sampling means performs sampling using A / D conversion,
The AC / DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein the control unit is configured using a single digital arithmetic device (DSP).
前記第1の入出力端子側に配置され、第1のスイッチング素子を含んで構成されたAC/DC変換部と、
前記第2の入出力端子側に配置され、第2のスイッチング素子を含んで構成されたDC/DC変換部と、
前記AC/DC変換部へ流入する流入電流を、所定のタイミングで周期的にサンプリングするサンプリング手段と、
少なくとも前記サンプリング手段によりサンプリングされた流入電流に基づいて第1および第2のタイミング制御信号を生成し、前記第1のタイミング制御信号を用いて前記第1のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行うと共に、前記第2のタイミング制御信号を用いて前記第2のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部と
を備え、
前記第1のタイミング制御信号の周期と前記第2のタイミング制御信号の周期とが、互いに略同一、または一方が他方の整数倍となっており、
前記第2のタイミング制御信号の位相が、前記第1のタイミング制御信号の位相に対して進むように設定されている
ことを特徴とするAC/DCコンバータ。 An AC / DC converter that outputs an output voltage from the other input / output terminal pair based on an input voltage input from one input / output terminal pair of the first and second input / output terminal pairs,
An AC / DC converter disposed on the first input / output terminal side and configured to include a first switching element;
A DC / DC converter disposed on the second input / output terminal side and configured to include a second switching element;
Sampling means for periodically sampling the inflow current flowing into the AC / DC converter at a predetermined timing;
First and second timing control signals are generated based on at least the inflow current sampled by the sampling means, and the first switching element is switched by pulse width modulation using the first timing control signal. A controller that performs driving and performs switching driving by pulse width modulation on the second switching element using the second timing control signal, and
The period of the first timing control signal and the period of the second timing control signal are substantially the same as each other, or one is an integral multiple of the other,
An AC / DC converter, wherein the phase of the second timing control signal is set to advance with respect to the phase of the first timing control signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008247552A JP2010081736A (en) | 2008-09-26 | 2008-09-26 | Ac/dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008247552A JP2010081736A (en) | 2008-09-26 | 2008-09-26 | Ac/dc converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010081736A true JP2010081736A (en) | 2010-04-08 |
Family
ID=42211524
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008247552A Withdrawn JP2010081736A (en) | 2008-09-26 | 2008-09-26 | Ac/dc converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010081736A (en) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20110254377A1 (en) * | 2010-04-08 | 2011-10-20 | Qualcomm Incorporated | Wireless power transmission in electric vehicles |
WO2011135415A1 (en) * | 2010-04-28 | 2011-11-03 | パナソニック電工株式会社 | Bidirectional dc/dc converter |
CN102832830A (en) * | 2012-08-28 | 2012-12-19 | 华南理工大学 | DSP (digital signal processor)-based direct-current charging power source system for electric vehicle |
US9246393B2 (en) | 2012-05-07 | 2016-01-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | Direct-current converter capable of increasing operating frequency |
JP2017204941A (en) * | 2016-05-12 | 2017-11-16 | 株式会社富士通ゼネラル | Power converter |
US10343535B2 (en) | 2010-04-08 | 2019-07-09 | Witricity Corporation | Wireless power antenna alignment adjustment system for vehicles |
-
2008
- 2008-09-26 JP JP2008247552A patent/JP2010081736A/en not_active Withdrawn
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11491882B2 (en) | 2010-04-08 | 2022-11-08 | Witricity Corporation | Wireless power antenna alignment adjustment system for vehicles |
US20110254377A1 (en) * | 2010-04-08 | 2011-10-20 | Qualcomm Incorporated | Wireless power transmission in electric vehicles |
US9561730B2 (en) * | 2010-04-08 | 2017-02-07 | Qualcomm Incorporated | Wireless power transmission in electric vehicles |
US11938830B2 (en) | 2010-04-08 | 2024-03-26 | Witricity Corporation | Wireless power antenna alignment adjustment system for vehicles |
US10343535B2 (en) | 2010-04-08 | 2019-07-09 | Witricity Corporation | Wireless power antenna alignment adjustment system for vehicles |
US10493853B2 (en) | 2010-04-08 | 2019-12-03 | Witricity Corporation | Wireless power transmission in electric vehicles |
WO2011135415A1 (en) * | 2010-04-28 | 2011-11-03 | パナソニック電工株式会社 | Bidirectional dc/dc converter |
JP2011234541A (en) * | 2010-04-28 | 2011-11-17 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Bidirectional dc/dc converter |
CN102986125A (en) * | 2010-04-28 | 2013-03-20 | 松下电器产业株式会社 | Bidirectional DC/DC converter |
KR101411142B1 (en) * | 2010-04-28 | 2014-07-14 | 파나소닉 주식회사 | Bidirectional dc/dc converter |
US8780588B2 (en) | 2010-04-28 | 2014-07-15 | Panasonic Corporation | Bidirectional DC/DC converter with simple control operation |
US9246393B2 (en) | 2012-05-07 | 2016-01-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | Direct-current converter capable of increasing operating frequency |
CN102832830A (en) * | 2012-08-28 | 2012-12-19 | 华南理工大学 | DSP (digital signal processor)-based direct-current charging power source system for electric vehicle |
JP2017204941A (en) * | 2016-05-12 | 2017-11-16 | 株式会社富士通ゼネラル | Power converter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7796410B2 (en) | Switching power supply unit | |
Sano et al. | Performance of a high-efficiency switched-capacitor-based resonant converter with phase-shift control | |
Abu-Qahouq et al. | Maximum efficiency point tracking (MEPT) method and digital dead time control implementation | |
US7800922B2 (en) | Switching power supply unit | |
US7764527B2 (en) | Switching power supply unit | |
US9343986B2 (en) | Power converter with current feedback loop | |
KR100963309B1 (en) | Power supply system and method for controlling output voltage | |
JP5914989B2 (en) | Switching power supply | |
US8488346B2 (en) | Power conversion apparatus and method | |
JP2010088150A (en) | Charger | |
US8242758B2 (en) | Converter and driving method thereof | |
JP6132887B2 (en) | Power converter | |
JP5930700B2 (en) | Switching power supply device and control method thereof | |
US20120014149A1 (en) | Power conversion apparatus and method | |
JP2015204639A (en) | Power conversion apparatus and control method thereof | |
JP2009247101A (en) | Charger device | |
US10658930B2 (en) | Buck boost converter | |
JP2001078370A (en) | Charger and charging control circuit | |
JP2010081736A (en) | Ac/dc converter | |
JP2001211645A (en) | Direct-current power supply | |
JP2011130571A (en) | Controller for power conversion circuit | |
Wang et al. | A novel control scheme of synchronous buck converter for ZVS in light-load condition | |
JP2017147850A (en) | Electric power conversion system | |
JP2009219333A (en) | Stepping-down switching dc/dc converter | |
WO2005048439A1 (en) | Direct current converting apparatus |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20111206 |