JP2012074901A - 伝送線路および伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コモンモードノイズを減衰することができ、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内に実装可能なコモンモードノイズフィルタとして機能する伝送線路および伝送装置を実現する。
【解決手段】第１の仮想平面ＶＰ１の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線１０１，１０２と、第１の仮想平面ＶＰ１と並行な第２の仮想平面ＶＰ２の面内方向に沿って２本の信号線１０１，１０２を第２の仮想平面ＶＰ２に投影したときの投影像の延長方向と直交する方向に互いに所定の間隔で平行に配置された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片１１０−１〜１１０−ｎを含むシールド体１１０と、を備え、２本の信号線およびシールド体はシリコン半導体製造プロセスにより形成されていることを特徴とする伝送線路および伝送装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、同相信号を除去するフィルタ機能を有する伝送線路および伝送装置に関する。

先ず、図１２、および、図１３を参照して、従来技術である伝送線路について説明し、そのコモンモード伝送特性上の問題点を説明する。
図１２（ａ）は、差動ＣＰＷ（co-planer wave guide）型伝送線路１２０の構成図である。
この差動ＣＰＷ型伝送線路１２０は、互いに略平行の関係に位置し、信号を伝送するための２本の信号線１２１および１２２と、信号線１２１および１２２を挟むように両横に配置されたグランド部１２３および１２４と、グランド部１２３および１２４にも接続される底面のグランドシールド（底面導体）１２５と、で構成されている。２本の信号線１２１および１２２は、両横及び底面の３方をグランド部１２３、１２４、および、１２５で囲まれている。

ここで、Ｘ−Ｘ´は線対称の軸、ｗは信号線の幅、ｓは信号線の間隔、ｇは信号線とグランド部の側面との間隔、を示す。
信号線は最上層のメタル（トップメタル、Top Metal）で構成され、グランド面はトップメタルを含む全てのメタル層（導体層）と各メタル同士を接続するビア（ＶＩＡ）層とで構成されている。最下層のメタルはグランドシールドとして利用されている。

図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の伝送線路を線Ｙ−Ｙ´に沿って切断した断面図である。
ここで、図１２（ａ）について既述のとおり、ｗは信号線の幅、ｓは信号線の間隔、ｇは信号線とグランド部の側面との間隔、を示し、更に、図１２（ｂ）において、ｈ１は信号線１２１および１２２と底面導体１２５との距離、ｈ２は底面導体と基板（例えばＳｉ基板）との距離、を示す。
シールドの観点から考えると、ｇ≒ｈ１≒ｓ／２程度で設計するほうが、電界と磁界が一様に分散されるので好ましい。

図１３（ａ）は、図１２（ａ）および図１２（ｂ）を参照して説明した差動ＣＰＷ型伝送線路１２０における差動モードでの電界分布を示す図である。
差動モードとは、注目する信号成分やノイズ成分が２本の信号線を互いに逆方向に流れる状態にある場合のことをいう。ここで、矢印は電界及びその向きを表し、丸内に黒点印で表している部分は、信号線において信号成分が向こうから手前に向かってくる様子を表し、丸内にバツ印で表している部分は、信号線において信号成分が手前から向こうへ遠ざかる様子を表している。

このとき、通常のＣＰＷ型伝送線路では２本の信号線間に電界が集中しないように、ｇ１、ｈ１＜ｓ／２に選ぶことが多い（ここに、ｇ１は上述のｇの特定の値である）。
次に、図１３（ｂ）は、図１２（ａ）および図１２（ｂ）を参照して説明した差動ＣＰＷ型伝送線路１２０における同相モードでの電界分布を示す図である。
同相モードとは、注目する信号成分やノイズ成分が２本の信号線を互いに同方向に流れる状態にある場合のことをいう。ここで、矢印は電界及びその向きを表し、丸内に×印で表している部分は、信号線において信号成分が手前から向こうへ遠ざかる様子を表している。

図１３（ａ）と図１３（ｂ）を比較する。図のＸ−Ｘ´よりも右側または左側同士で比較すると、信号線間を行き来する電界を除けば、両者に大差がないことが分かる。これは、通常のＣＰＷ型伝送線路では、ｇ１、ｈ１＜ｓ／２の条件に基づいて設計されているからである。
更に、図１３（ｃ）は、図１２（ａ）および図１２（ｂ）を参照して説明した差動ＣＰＷ型伝送線路における差動モードの磁界分布を示す図である。図１３（ｄ）は、図１２（ａ）および図１２（ｂ）を参照して説明した差動ＣＰＷ伝送線路における同相モードの磁界分布を示す図である。ここで、矢印は磁界及びその向きを表している。

図１３（ｃ）と図１３（ｄ）を比較する。図１３（ａ）および図１３（ｂ）の電界分布と同様に、図のＸ−Ｘ´よりも右側または左側同士で比較すると、両者ともアンペールの右ねじの法則に従っており、両者に大差がないことが分かる。
図１４（ａ）は、差動信号を印加したときの差動モードにおける伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す。図１４（ｂ）は、同相信号を印加したときの同相モードにおける伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す。

図に示すように、ｇ１、ｈ１＜ｓ／２の条件に基づいて設計される通常のＣＰＷ型伝送線路では、差動モードおよび同相モードの両モードにおける周波数特性に差異がなく、略フラットな周波数特性を示すことが分かる。このように、従来のＣＰＷ型伝送線路では、差動モードおよび同相モードの何れにおいても、挿入損失が減衰することはない。
しかし、近年、伝送線路において、スキュー増加や電磁放射の主な原因でもある同相信号ノイズ（コモンモードノイズ）の除去が求められている。
この要請に応えるべく、例えば、特許文献１に示すようなコモンモードノイズフィルタが提案されている。このコモンモードノイズフィルタは、伝送線路に挿入することにより、差動の信号線を伝播する信号のコモンモードノイズを減少させることができる。

特開２００５−６４９７６号公報

しかし、このコモンモードノイズフィルタは磁性体を用いてコモンモードノイズ（同相雑音）を磁性損失で減衰させており、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現することが困難であり、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内で実現するのも容易ではないという問題がある。
本発明は上述のような状況に鑑みてなされたものであり、コモンモードノイズを減衰することができ、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内に実装可能なコモンモードノイズフィルタとして機能する伝送線路および伝送装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するべく、本願では次に列記するような回路を提案する。
（１）第１の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線と、
前記第１の仮想平面とは異なる第２の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で設けられ平面視で見て前記２本の信号線と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備えることを特徴とする伝送線路。
上記（１）の伝送線路では、２本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる。

（２）第１の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線と、
前記第１の仮想平面と平行な第２の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で平行に設けられ前記２本の信号線を前記第２の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備えることを特徴とする伝送線路。
上記（２）の伝送線路では、２本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる。

（３）前記２本の信号線はシリコン半導体製造プロセスにより形成された上層のメタル層で構成され、且つ、前記シールド体は、前記シリコン半導体製造プロセスにより形成された下層のメタル層で構成されたものであることを特徴とする（１）または（２）の伝送線路。
上記（３）の伝送線路では、（１）または（２）の伝送線路において特に、伝送線路が通常のシリコン半導体製造プロセスによって形成される。

（４）前記２本の信号線および前記シールド体は、所定の同一のチップ内でシリコン半導体回路と一体化するように構成されたものであることを特徴とする（３）の伝送線路。
上記（４）の伝送線路では、（３）の伝送線路において特に、伝送線路が通常のシリコン半導体製造プロセスによって形成され量産に適し、品質の均一性を確保できる。

（５）前記交差する方向は、直交する方向であることを特徴とする（１）〜（４）の何れか一の伝送線路。
上記（５）の伝送線路では、（１）〜（４）の何れか一の伝送線路において特に、各フローティングシールド片は、２本の信号線を前記第２の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に沿った配置となるため２本の信号線に対する不必要な電磁界の鎖交が回避される。

（６）前記各フローティングシールド片の長さは、前記２本の信号線の間隔よりも長いことを特徴とする（１）〜（５）の何れか一の伝送線路。
上記（６）の伝送線路では、（１）〜（５）の何れか一の伝送線路において特に、各フローティングシールド片の長さを前記２本の信号線の間隔よりも長くなるように構成することによって、コモンモードノイズの抑圧がより低周波で顕著になるような特性を得ることができる。

（７）前記各フローティングシールド片の長さと前記２本の信号線の間隔との各対応する差の長さは、前記２本の信号線を伝播する信号が減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする（１）〜（６）の何れか一の伝送線路。
上記（７）の伝送線路では、（１）〜（６）の何れか一の伝送線路において特に、各フローティングシールド片の長さと前記２本の信号線の間隔との各対応する差の長さは、前記２本の信号線を伝播する信号が減衰される同相成分の周波数と比例関係にあるため、上記差の長さを選択することによって所望の信号減衰特性を得ることができる。

（８）接地された基板を更に備え、
前記シールド体は前記基板とは所定の間隔を設けて配置され、
前記２本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されていることを特徴とする（１）〜（７）の何れか一の伝送線路。
上記（８）の伝送線路では、（１）〜（７）の何れか一の伝送線路において特に、２本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されている。上記間隔に応じて特定の信号減衰特性を得ることができる。

（９）上記（１）〜（８）の何れか一の伝送線路と、
前記伝送線路の両端に接続された終端器と、
を備えることを特徴とする伝送装置。
上記（９）の伝送装置では、２本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる伝送装置が得られる。

（１０）さらに、前記伝送線路と前記終端器との間に、前記伝送線路の複数の各フローティングシールド片の互いの間隔よりも広い間隔の複数の導体を有する別の伝送線路を夫々備えることを特徴とする（９）の伝送装置。
上記（１０）の伝送装置では、（８）の伝送装置において特に、効率的に同相成分を除去できると共に、伝送線路の波長短縮の効果により、伝送装置の端子間の長さを短くすることができ、小型化がはかれる。

（１１）前記終端器は、前記２本の信号線を伝播する信号の差動成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと整合がとれた値をとり、前記２本の信号線を伝播する信号の同相成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと異なる値をとることを特徴とする（９）又は（１０）の伝送装置。
上記（１１）の伝送装置では、（９）又は（１０）の伝送装置において特に、２本の信号線を伝播する信号の、差動成分は極力反射させず、同相成分はよく反射する特性の伝送装置が実現される。

本発明によれば、コモンモードノイズを減衰することができる。そして、その特定の態様においては、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、更にその特定の態様においては、所定の同一のチップ内にシリコン半導体回路と一体化するように実装可能である。

本発明の実施の形態としての伝送線路を示す図である。 本発明の実施の形態としてのフローティングノイズフィルタ（伝送線路）の動作を説明するための等価回路の図である。 本発明の実施の形態としてのフローティングノイズフィルタ（伝送線路）の動作を説明するための概念図である。 本発明の実施の形態としての伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す図である。 本発明の実施例１に係る伝送装置を示す図である。 図５の伝送装置の挿入損失の周波数特性を示す図である。 本発明の実施例２に係る伝送装置を示す図である。 図７の伝送装置に適用される終端器の構成例を示す図である。 本発明の実施例３に係る伝送装置を示す図である。 図９の伝送装置に適用されるフローティングシールド片の間隔と信号の波長との関係を示す模式図である。 図９の伝送装置における波長短縮（小型化）の作用を示す模式図である。 従来の差動ＣＰＷ型伝送線路の構成図である。 図１２の差動ＣＰＷ型伝送線路の差動モードでの電界分布を示す図である。 図１２の差動ＣＰＷ型伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す図である。

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態につき詳述することによって本発明を明らかにする。
図１（ａ）は、本発明の実施の形態としての伝送線路を示す図であり、基板に対して上部から見た図である。
図１（ｂ）は、図１（ａ）の伝送線路を線Ｙ−Ｙ´に沿って切断した断面図である。
この伝送線路は、コモンモードノイズフィルタとして構成されており、コモンモードノイズを減衰させるフィルタ機能を有している。よって、以下ではこの伝送経路１００を、適宜、コモンモードノイズフィルタと称する。

コモンモードノイズフィルタ１００は、２本の信号線１０１、１０２と、信号線１０１、１０２の下部に配置された複数本のフローティングシールド（Floating Shield）片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎ（以下、適宜、フローティングシールドという）と、を備える。
これら２本の信号線１０１、１０２は図１（ｂ）に仮想線で表された第１の仮想平面ＶＰ１の面内方向に沿って設けられ、また、複数本のフローティングシールド（Floating Shield）片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは図１（ｂ）に仮想線で表された第２の仮想平面ＶＰ２の面内方向に沿って設けられている。

そして、第１の仮想平面ＶＰ１の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線１０１、１０２と、第１の仮想平面ＶＰ１と平行な第２の仮想平面ＶＰ２の面内方向に沿って互いに所定の間隔で平行に設けられ上述の２本の信号線１０１、１０２を第２の仮想平面ＶＰ２に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎを含んで構成されたシールド体１１０とを備えて伝送線路１００が構成されている。

上述のように複数のフローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは、互いに平行に配置されているが、図１（ａ）に示すように、第２の仮想平面ＶＰ２上の２本の信号線１０１、１０２の投影像の延長方向とこれら複数のフローティングシールド片とが交差する方向は、直角あるいは略直角に配置されている。このように配置するのは、電磁界の不必要な鎖交を避けるためである。

さらに、各フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは同じ長さであって、フローティングシールド片の端部は、上から見ると、信号線１０１、１０２から所定の長さで外側に突き出しており、この部分をフローティングシールド片の突き出し部と称する。
図１において、Ｘ−Ｘ´はコモンモードノイズフィルタの線対称となる軸、ｔはフローティングシールド片の導体の幅、ｄはフローティングシールド片の導体の間隔、ｗは信号線の導体の幅、ｓは信号線の導体の間隔、ｏｖはフローティングシールド片の突き出し部の長さ、を示す。

突き出し部の長さｏｖは、任意の値に設定できるものであるが、減衰させたいコモンモードノイズの周波数に適合する所定の値に設定されている。
既述のフローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは、換言すれば、同一の仮想平面（第２の仮想平面ＶＰ２）上に形成されている。そして、これらフローティングシールド片が形成される面（第２の仮想平面ＶＰ２）と２本の信号線が形成される仮想平面（第１の仮想平面ＶＰ１）とは既述のように互いに平行となるよう配置されている。

更に、シリコン基板１２００の面に対して、両仮想平面ＶＰ１およびＶＰ２は共に互いに平行になるよう配置されている。
ここで、ｗは信号線１０１、１０２の導体の幅、ｈ１は信号線からフローティングシールド片（シールド体１１０）までの距離、ｈ２はフローティングシールド片（シールド体１１０）から基板（例えばシリコン基板１２００までの距離）となっている。
上記構成の、コモンモードノイズフィルタ１００は、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、例えば、フローティングシールド片を下層のメタル層で、また、信号線をその上層のメタル層でそれぞれ実現することができる。更にまた、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内で実現できる。

フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは、信号線１０１、１０２と電磁的・静電的には結合するが、電気的・物理的にはフローティングの状態となっている。フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎと信号線１０１、１０２との間は、例えばＳｉＯ２等の絶縁体により電気的に分離されている。フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎと信号線１０１、１０２は、例えばシリコン基板等の半導体の基板上に形成され、基板は接地されている。

尚、上述の実施の形態では、第１の仮想平面ＶＰ１と第２の仮想平面ＶＰ２とは並行であり、且つ、フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは並行であり、更に、２本の信号線１０１、１０２を第２の仮想平面ＶＰ２に投影したときの投影像の延長方向と各フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎは交差する方向（上掲の例では、直交する方向）であった。しかしながら、上述における第１の仮想平面ＶＰ１と第２の仮想平面ＶＰ２とは厳密に並行でなくとも相応の効果が期待でき、且つ、当該交差する方向も、厳密に直交する方向でなくとも相応の効果が期待できる。

従って、上述した本発明の実施の形態としてのフローティングノイズフィルタ（伝送線路）は、第１の仮想平面ＶＰ１の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線１０１、１０２と、第１の仮想平面ＶＰ１とは異なる第２の仮想平面ＶＰ２の面内方向に沿って互いに所定の間隔で設けられ平面視で見て２本の信号線１０１、１０２と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片１１０−１、１１０−２、１１０−３、………、１１０−ｎ−２、１１０−ｎ−１、１１０−ｎを含んで構成されたシールド体１１０と、を備えることを特徴とする伝送線路であると敷衍しても技術思想としての本質を些かも違えるものではない。

次に、本発明の実施の形態としてのフローティングノイズフィルタの動作を、図２を参照しつつ式を用いて説明する。
図２（ａ）は、フローティングシールド（シールド体）がない場合の、単位長Ｕ0の無損失伝送線路の等価回路を示す。ここで、Ｌは伝送線路の単位長Ｕ0当たりのインダクタ、Ｃは伝送線路の単位長Ｕ0当たりの容量、を示す。このとき、特性インピーダンスＺ０はＺ０＝√（Ｌ／Ｃ）である。尚、モデルを単純化するため、基板とグランドとの間の寄生抵抗は無視する。

次に、図２（ｂ）および図２（ｃ）は、フローティングシールドがある場合の、単位長Ｕ0の無損失伝送線路の等価回路を示す。ここで、Ｌ１はフローティングシールドの単位長Ｕ0当たりのインダクタ、Ｃはフローティングシールドの単位長Ｕ0当たりの容量、を示す。
この等価回路には、直列に接続されたＣ、Ｌ１、Ｃ１の部分が存在し、この直列接続部分の直列共振でコモンモードノイズを抑圧することになる。

図２（ｃ）より、単位長Ｕ0において、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、
（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／ｊωＬ１＝（Ｖｏｕｔ−０）／Ｚ１＝０
ここで、
Ｚ１＝ｊωＬ１−ｊ（１／ωＣ−１／ωＣ１）
＝ｊ｛（ω²Ｃ・Ｃ１・Ｌ１−（Ｃ＋Ｃ１））／ωＣ・Ｃ１｝
よって、
Ｖｏｕｔ・（１／ｊωＬ１−１／Ｚ１）＝Ｖｉｎ／ｊωＬ１
このとき、伝達関数は、
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｚ１／（Ｚ１＋ｊωＬ１）
と表せる。これから、Ｚ１＝０すなわち直列共振でコモンモード損失が最大になることが分かる。Ｚ１＝０の条件は、
ω²Ｃ・Ｃ１・Ｌ１−（Ｃ＋Ｃ１）＝０
より、
ω＝√｛（Ｃ＋Ｃ１）／Ｃ・Ｃ１・Ｌ１｝
である。上記の式より、Ｃ１、Ｌ１が大きくなると、ωが小さくなることが分かる。

このように、フローティングシールドがあるとコモンモードノイズを抑圧できることが分かる。更に、フローティングシールドの長さが長くなる（突き出し部が長くなる）と、Ｃ１、Ｌ１が大きくなり、ωが小さくなる、すなわち、コモンモードノイズの抑圧がより低周波で顕著になることが分かる。
即ち、各フローティングシールド片の長さと前記２本の信号線の間隔との各対応する差の長さ（突き出し部の長さ）２本の信号線１０１、１０２を伝播する信号が減衰される同相成分の周波数と比例関係にある。このため、上記差の長さを選択することによって所望の信号減衰特性を得ることができる。

次に、図３を参照して、本発明の実施の形態としてのフローティングノイズフィルタの動作を説明する。
図３（ａ）は、本発明の実施の形態としての伝送線路を説明するために、信号線１０１、１０２に差動信号（差動電流）が流れる場合の様子を示す図である。また、図中、１１０はシールド体１１０である。
差動信号を、シリコン基板上に実現された、上掲の図１示す伝送線路に印加する。電界は図３（ａ）に示すように振舞う。一方の信号線１０１（１０２）から放射された電界は、リターンパスとなる他方の信号線１０２（１０１）に、信号線間の層（シリコン層や絶縁層等）中、及び、インピーダンスの低いフローティングシールド中を経由して、到達する。ここで、リターンパスとは、一般的に、信号電流の戻り道（戻り電流の経路）のことをいい、グランドへ至る最もインピーダンスの低い道がリターンパスになるといわれている。

図３（ａ）の実施の形態では、上述のように一方の信号線１０１（１０２）に対して他方の信号線１０２（１０１）がリターンパスとして機能するため、別段の接地を行う必要がない。
ここで、一部の電界は他方の信号線に到達できずに損失となるために、伝送線路の挿入損失の周波数特性は、図４（ａ）に示すようになる。しかし、所定の長さの突き出し部を有するフローティングシールドによって、多くの電界を集めることができるため、挿入損失が少なくなっている。
図４（ａ）に示すように、突き出し部の長さｖｏが１００μｍ（図中「突出し長」と表記）とｖｏが２０μｍ（図中「突出し短」と表記）とを比較すると、突き出し部の長さｖｏが長い程、より挿入損失が少なくなることが分かる。
図３（ｂ）は、本発明の実施の形態としての伝送線路を説明するために、信号線に同相信号（差動電流）が流れる場合の様子を示す図である。

同相信号を、シリコン基板上に実現された、上掲の図１示す伝送線路に印加する。電界は図３（ｂ）に示すように振舞う。この場合、リターンパスが基板上に存在するグランドになるため、信号線はフローティングシールド（シールド体１１０）に電界を供給する供給点のように振る舞い、フローティングシールドはダイポールアンテナのように振舞う。
従って、伝送線路の挿入損失の周波数特性は、図４（ｂ）に示すようになり、ダイポールアンテナとみなせるフローティングシールドにより、共振点を有するので、フローティングシールドを備えた伝送線路は、コモンモードノイズを選択的に抑圧することができる。即ち、波長選択性のあるコモンモードノイズフィルタとして機能することがわかる。

図４（ｂ）に示すように、突き出し部の長さｖｏが１００μｍと２０μｍを比較すると、突き出し部の長さｖｏが長い程、比較的低い周波数で共振することになり、突き出し部の長さｖｏが短い程、高い周波数で共振する。尚、突き出し部の長さｖｏが短いときの共振点は、図示されておらず、高周波側のレンジ外にある。
このように、フローティングシールドを備えた伝送線路は、同相信号を選択的に除去できる。さらに、差動信号のリターンパスと同相信号のリターンパスを分離したので、差動信号の低損失化および同相信号の高減衰化が同時に達成できる。

（実施例１）
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例１を図を参照して説明する。
図５は、本発明の実施の形態に係る実施例１に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の２つの伝送線路５０１および５０２の間に、図１で示した本発明の実施の形態としての伝送線路１００であるコモンモードノイズフィルタを接続した構成を示している。
コモンモードノイズフィルタ１００は、所望の周波数でのコモンモードノイズの減衰が最大となるように、フローティングシールド片の長さ（突き出し部の長さ）が調整されている。

図６は、突き出し部が１００μｍの図５に示す伝送装置に同相成分（例えば同相ノイズ）を含む差動信号を印加したときの、挿入損失の周波数特性を示す図である。
図６において、差動信号に対しては周波数に対して単調減少な特性を示しているが、同相成分に対してはノッチを有し、同相成分が所定の周波数で減衰していることが分かり、ノッチ付近で同相信号除去比が大きいことが分かる。この例では、２７ＧＨｚにおける同相信号除去比が２０ｄＢの場合を示しており、実使用上は十分な値である。本実施例では、特に、１０ＧＨｚ以上の高周波信号の帯域に適合した、シリコンチップ上に形成されるコモンモードノイズフィルタとして有用である。
以上のように、図５および図６を参照して説明した実施例では、同相信号を選択的に除去することができる。

（実施例２）
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例２を図を参照して説明する。
図７は、本発明の実施の形態に係る実施例２に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の２つの伝送線路５０１および５０２の間に、図１で示した本発明の伝送線路１００であるコモンモードノイズフィルタを接続した構成であり、更に、両端の２つの伝送線路５０１および５０２に各対応して終端器７０１および７０２を付加している。
終端器７０１および７０２は、差動信号に対しては伝送線路の特性インピーダンスと整合させるように、同相信号に対しては反射させるようになっているものであり、更に、コモンモードフィルタ１００を、終端器７０１および７０２により同相信号の定在波の大きくなったところに配置することで、同相成分をより減衰させることができる。

図８は、終端器７０１および７０２の構成例を表す図である。
図８（ａ）に例示する終端器は、２本の信号線８０１および８０２の終端部に対し互いに接続される抵抗素子Ｒ81およびＲ82を有する。
終端器の条件としては、差動信号に対しては、差動成分が反射しないように、伝送線路の特性インピーダンスと整合がとれていることが求められる。同相信号に対しては、できるだけ多く反射するように、伝送線路の特性インピーダンスに比べ十分大きいか若しくは十分小さいことが求められる。

一例として、最も一般的な差動の場合の伝送線路の特性インピーダンスが１００Ω、同相の場合の伝送線路の特性インピーダンスが２５Ω、の場合を考える。この終端器によれば、図８（ｂ）に示すように、差動の場合の終端器として１００Ωと見なされるので、差動信号が反射しないことが分かる。さらに、図８（ｃ）に示すように、同相の場合の終端器として開放（抵抗値が無限大）と見なされるので、同相信号が全反射していることが分かる。
このように、減衰させたい周波数成分の定在波を発生させることができ、フィルタ内で発生する定在波の振幅に応じてフローティング導体群の長さを調節することで、同相信号の減衰を増大させることができる。

（実施例３）
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例３を図を参照して説明する。
図９は、本発明の実施の形態に係る実施例３に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の２つの伝送線路９０１および９０２の間に、図１で示した本発明の伝送線路１００である複数個のコモンモードノイズフィルタ（図示の例では１００ａ、１００ｂ、１００ｃの３個）を接続し、両端の２つの伝送線路９０１および９０２に各対応して終端器９０３および９０４を付加している。

終端器９０３および９０４は、実施例２と同様に、差動信号に対して整合し、同相信号に対しては反射をする。
ここで、複数のコモンモードノイズフィルタ１００ａ、１００ｂ、１００ｃの夫々はフローティングシールド片の配置の間隔ｄが異なる。コモンモードフィルタ１００ｂおよび１００ｃのフローティングシールド片の配置の間隔はｄ１であり、コモンモードフィルタ１００ａのフローティングシールド片の配置の間隔はｄ２であり、ｄ２＜＜ｄ１となるように形成されている。

フローティングシールド片の配置の間隔ｄが狭いコモンモードフィルタ１００ｂおよび１００ｃは、終端器により同相信号の定在波の大きくなったところに配置され、フローティングシールド片の配置の間隔ｄが比較的広いコモンモードフィルタ１００ａをその両脇に配置することで、同相成分をより減衰させることができる。
フローティングシールド片の間隔ｄが狭い程、実効比誘電率εｒは高くなる。また、誘電体を通過する電磁波の波長λｅｆｆは、真空中の波長をλ０とすれば、
λｅｆｆ＝λ０／εｒ
と表され、誘電体の実効比誘電率εｒが高くなるほどこの波長λｅｆｆが短くなることが知られている。
従って、フローティングシールド片の間隔ｄを狭くする程、信号の波長が短くなる、すなわち、限られた長さの中によりたくさんの波が分布できることがわかる。

図１０は、フローティングシールド片の間隔と信号の波長との関係を模式的に表した図である。図１０（ａ）は、フローティングシールド片の間隔がｄ１における波形（波長λ１）の伝搬の様子を示し、図１０（ｂ）は、フローティングシールド片の間隔がより短いｄ２における波形（波長λ２）の伝搬の様子を示している。フローティングシールド片の間隔がより短い図１０（ｂ）に示すほうが、限られた長さの中によりたくさんの波が分布できることが分かる。尚、フローティングシールド片の間隔ｄが変わるところで実効比誘電率εｒも変化する、すなわち、特性インピーダンスも変わるので、ここでも信号の反射が生じている。

図１１は、各ブロック内での信号の様子を示す図である。フローティングシールド片の間隔がｄ１である伝送線路（コモンモードフィルタ）１００ｂおよび１００ｃにおいては波長λ１となり、フローティングシールド片の間隔がｄ２である伝送線路（コモンモードフィルタ）１００ａにおいては波長λ２となる。終端器９０３および９０４により、差動信号に対して整合し、同相信号に対しては反射をする。フローティングシールド片の間隔ｄが変わる伝送線路１００ｂおよび１００ｃと伝送線路１００ａの境界により、差動信号、同相信号に対して反射をする。

電界が、伝送線路１００ａに閉じ込められているため、効率的に同相成分を除去できると共に、伝送線路１００ｂ、１００ｃ、および、１００ａの波長短縮の効果により、伝送装置の端子間の長さを短くすることができ、小型化がはかれる。
このように、或る一の伝送線路における定在波の波長に対応するフローティングシールド片の間隔（密度）が、該一の伝送線路の前後に接続された伝送線路における定在波の波長に対応するフローティングシールド片の間隔（密度）とは異なるように構成することによって、実効比誘電率を変化させ、それに付随する電磁界閉じ込め効果を利用することによって、一層顕著に同相信号を減衰させることができる。
さらに、定在波の振幅と、フローティングシールド片の長さを調節することによって、決められた面積内での同相信号減衰を極大化する事が可能になる。

１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ……コモンモードノイズフィルタ
１０１，１０２…………………………………信号線
１１０……………………………………………シールド体
１１０−１，１１０−２，…，１１０−ｎ…フローティングシールド片
１２０……………………………………………差動ＣＰＷ型伝送線路
１２１，１２２…………………………………信号線
１２３，１２４，１２５………………………グランド部
５０１，５０２…………………………………伝送線路
７０１，７０２…………………………………終端器
８０１，８０２…………………………………信号線
９０１，９０２…………………………………伝送線路
９０３，９０４…………………………………終端器
１２００…………………………………………シリコン基板

Claims (11)

1. 第１の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線と、
   前記第１の仮想平面とは異なる第２の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で設けられ平面視で見て前記２本の信号線と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
   を備えることを特徴とする伝送線路。
2. 第１の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられた２本の信号線と、
   前記第１の仮想平面と平行な第２の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で平行に設けられ前記２本の信号線を前記第２の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
   を備えることを特徴とする伝送線路。
3. 前記２本の信号線はシリコン半導体製造プロセスにより形成された上層のメタル層で構成され、且つ、前記シールド体は、前記シリコン半導体製造プロセスにより形成された下層のメタル層で構成されたものであることを特徴とする請求項１または２に記載の伝送線路。
4. 前記２本の信号線および前記シールド体は、所定の同一のチップ内でシリコン半導体回路と一体化するように構成されたものであることを特徴とする請求項３に記載の伝送線路。
5. 前記交差する方向は、直交する方向であることを特徴とする請求項１〜４の何れか一項に記載の伝送線路。
6. 前記各フローティングシールド片の長さは、前記２本の信号線の間隔よりも長いことを特徴とする請求項１〜５の何れか一項に記載の伝送線路。
7. 前記各フローティングシールド片の長さと前記２本の信号線の間隔との各対応する差の長さは、前記２本の信号線を伝播する信号が減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の伝送線路。
8. 接地された基板を更に備え、
   前記シールド体は前記基板とは所定の間隔を設けて配置され、
   前記２本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されていることを特徴とする請求項１〜７の何れか一項に記載の伝送線路。
9. 請求項１〜８の何れか一項に記載の伝送線路と、
   前記伝送線路の両端に接続された終端器と、
   を備えることを特徴とする伝送装置。
10. さらに、前記伝送線路と前記終端器との間に、前記伝送線路の複数の各フローティングシールド片の互いの間隔よりも広い間隔の複数の導体を有する別の伝送線路を夫々備えることを特徴とする請求項９に記載の伝送装置。
11. 前記終端器は、前記２本の信号線を伝播する信号の差動成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと整合がとれた値をとり、前記２本の信号線を伝播する信号の同相成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと異なる値をとることを特徴とする請求項９又は１０に記載の伝送装置。

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