JP2012070548A - 電源装置及び放電灯点灯装置、並びに照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過渡的なサージ電圧が電源電圧に重畳する場合や、過渡的に電源電圧を上昇させる制御を行う場合において、コストを増大することなく電子部品が破壊されるのを防止することのできる電源装置及び放電灯点灯装置、並びに照明装置を提供する。
【解決手段】コンバータ部３と、極性反転部６と、電圧検出部４と、電流検出部５と、制御部８と、比較部７とを備え、制御部８は、極性反転時に一定時間のみコンバータ部３からの出力電圧を定常時の出力電圧よりも上昇させる過大出力制御を行い、比較部７は、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を超えると制御部８にハイレベルの抑制制御信号Ｓ１を出力し、制御部８は、ハイレベルの抑制制御信号Ｓ１を受けるとコンバータ部３における過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び放電灯点灯装置、並びに照明装置に関する。

従来から、メタルハライドランプなどの高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）はランプ温度が冷えている場合、始動から安定点灯までの光出力の立ち上がりが遅いことが欠点となっている。特に、車両用前照灯や、液晶プロジェクタ用光源としてこのような高輝度放電灯を使用する場合、その光出力の立ち上がりの改善が必要となる。このため、例えば特許文献１に開示される放電灯点灯装置（電源装置）では、放電灯の点灯直後、過大なランプ電流を流すことで、光出力の立ち上がりを早めている。

特開平０４−１４１９８８号公報

ところで、例えば車載用の電源装置では、バッテリーの電圧変動や過酷な環境で用いられることに加え、モータやリレー等の誘導性負荷により過渡的なサージ電圧が発生して電源電圧に重畳してしまう場合がある。また、電源装置では、負荷に応じた出力制御が求められ、一定の周期で過渡的に電源電圧を上昇させる制御を行う場合がある。

しかしながら、上記従来例では、このように過渡的なサージ電圧が電源電圧に重畳する場合や、過渡的に電源電圧を上昇させる制御を行う場合には、電源電圧の大きさによっては回路の電子部品の最大定格を超え、電子部品が破壊される虞があった。これを回避するために、最大定格の大きい電子部品を回路に採用することが考えられるが、コストが増大するために、例えば低コスト化を求められる車載用の電源装置では実現が困難であるという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、過渡的なサージ電圧が電源電圧に重畳する場合や、過渡的に電源電圧を上昇させる制御を行う場合において、コストを増大することなく電子部品が破壊されるのを防止することのできる電源装置及び放電灯点灯装置、並びに照明装置を提供することを目的とする。

本発明の電源装置は、直流電源からの電源電圧を所定の直流電圧に変換するコンバータ部と、前記コンバータ部からの出力電圧の極性を交互に反転させて負荷に供給する極性反転部と、前記コンバータ部からの出力電圧を検出する電圧検出部と、前記コンバータ部からの出力電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部及び前記電流検出部における検出結果に基づいて前記コンバータ部を制御する制御部と、前記電源電圧と所定の閾値とを比較する比較部とを備え、前記制御部は、極性反転時に一定時間のみ前記コンバータ部からの出力電圧を定常時の出力電圧よりも上昇させる過大出力制御を行い、前記比較部は、前記電源電圧が前記所定の閾値を超えると前記制御部に抑制制御信号を出力し、前記制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記コンバータ部における過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制させることを特徴とする。

この電源装置において、前記制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記コンバータ部における前記過大出力制御を停止させることが好ましい。

この電源装置において、制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記極性反転部の動作を停止させることが好ましい。

本発明の放電灯点灯装置は、上記何れかの電源装置に前記負荷として高輝度放電灯を用いたことを特徴とする。

本発明の照明装置は、上記何れかの電源装置又は放電灯点灯装置と、前記負荷である照明負荷とを備えたことを特徴とする。

本発明は、電源電圧が所定の閾値を超えると過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制するため、回路の電子部品に印加される電圧が過大になるのを防止することができる。したがって、過渡的なサージ電圧が電源電圧に重畳する場合や、過渡的に電源電圧を上昇させる制御を行う場合において、コストを増大することなく電子部品が破壊されるのを防止することができる。

本発明に係る電源装置の実施形態１を示す回路概略図である。 同上の比較部のコンデンサの説明図で、（ａ）は基準となるコンデンサの端子電圧の波形図で、（ｂ）はコンデンサの容量を小さくした場合の端子電圧の波形図で、（ｃ）はコンデンサの容量を大きくした場合の端子電圧の波形図である。 同上の過大出力制御が行われない場合の波形図である。 同上の過大出力制御が行われる場合の波形図である。 同上の電源電圧が過渡的に上昇すると過大出力制御を抑制する場合の波形図である。 同上の電源電圧が過渡的に上昇すると過大出力制御を停止する場合の波形図である。 同上の電源電圧が過渡的に上昇すると極性反転動作を停止する場合の波形図である。 同上をケースに収納する場合を示す分解斜視図である。 本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２を示す回路概略図である。 同上の直流電源を交流電源及び整流回路及びＰＦＣ回路から構成した場合を示す回路概略図である。

（実施形態１）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、直流電源１と、入力フィルタ部２と、コンバータ部３と、電圧検出部４と、電流検出部５と、極性反転部６と、比較部７と、制御部８と、出力フィルタ部９と、負荷部１０とから構成される。

入力フィルタ部２は、インダクタＬ０及びコンデンサＣ０から構成されており、直流電源１からの電源電圧Ｖｉｎのリプル成分を減衰させる機能を有する。また、直流電源１がスイッチング電源で構成されている場合には、入力フィルタ部２は、スイッチング素子（図示せず）から発生するスイッチングノイズを減衰させる機能も有する。なお、入力フィルタ部２のインダクタＬ０としては、インダクタＬ０に流れ得る最大電流でも飽和することがなく、十分な直流重畳特性を有しているものを用いることが望ましい。

この入力フィルタ部２の後段には、アルミ電解コンデンサＣ１が並列に接続されている。アルミ電解コンデンサＣ１は、高容量のコンデンサであって、直流電源１からの電源電圧Ｖｉｎの供給が瞬間的に絶たれた場合において、一定時間の間に負荷部１０への電源電圧Ｖｉｎの供給が途絶えないようにバックアップする機能を有する。

コンバータ部３は、フライバック方式であって、電源電圧Ｖｉｎを昇圧又は降圧させるためのトランスＴ１と、トランスＴ１の１次側をスイッチングするＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１とを備える。また、コンバータ部３は、トランスＴ１の２次側に直列に接続されるＦＲＴ（First Recovery Diode）から成るダイオードＤ１と、トランスＴ１の２次側に並列に接続される平滑コンデンサＣ２とを備える。なお、ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１がオンとなりトランスＴ１の１次側に電圧が印加された際に、トランスＴ１の２次側に発生する電流を阻止する向きに接続されている。また、トランスＴ１は、１次側の巻数がＮ１、２次側の巻数がＮ２となっている。

以下、コンバータ部３の動作について簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンの時には、トランスＴ１の１次側に電流が流れることでエネルギーが蓄えられる。このとき、トランスＴ２の２次側ではダイオードＤ１によって電流が流れるのを阻止される。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが磁束結合によりトランスＴ１の２次側に伝達され、ダイオードＤ１がオンとなりトランスＴ１の２次側に電流が流れる。なお、本実施形態では、コンバータ部３の回路方式はフライバック方式であるが、電源電圧Ｖｉｎを昇圧又は降圧させるための他の回路方式（例えば、フォワード方式）を用いても構わない。

コンバータ部３の後段には、コンバータ部３の出力電圧を検出する電圧検出部４と、コンバータ部３の出力電流を検出する電流検出部５とが設けられている。電圧検出部４は、例えば２つの抵抗（図示せず）を直列に接続した抵抗回路をコンバータ部３の出力端と並列に接続して成り、この抵抗回路により分圧されたコンバータ部３の出力電圧の検出電圧を後述する制御部８の電力制御回路８０に入力する。電流検出部５は、例えばコンバータ部３の高圧側に直列に接続される検出抵抗（図示せず）から成り、検出抵抗を流れる負荷電流を電圧に変換して後述する制御部８の電力制御回路８０に入力する。

極性反転部６は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタから成る４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５で構成されるフルブリッジ回路であって、コンバータ部３の出力電圧を矩形波状の交流電圧に変換して出力する。

比較部７は、直流電源１と並列に接続される２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、抵抗Ｒ２と並列に接続されるコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の端子電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＯＭ１とから構成される。比較部７では、電源電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧するとともに、コンデンサＣ３によってリプル成分を除去することで、電源電圧Ｖｉｎに比例したコンデンサＣ３の端子電圧を得ることで、電源電圧Ｖｉｎを検出する。そして、コンデンサＣ３の端子電圧と基準電圧ＶｒｅｆとをコンパレータＣＯＭ１で比較し、コンデンサＣ３の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると、コンパレータＣＯＭ１から後述する制御部８の電源監視回路８１にハイレベルの抑制制御信号Ｓ１が出力される。なお、本実施形態では、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１（図５参照）を上回ると、コンデンサＣ３の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを上回るようになっている。

ここで、抵抗Ｒ２の抵抗値とコンデンサＣ３の容量値との積で時定数τが定まるため、抵抗Ｒ２の抵抗値とコンデンサＣ３の容量値との積を適宜変更することで、時定数τを制御することができる。例えば、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ３の端子電圧がＶＣ１まで充電されるのに時間ｔ０を要するものとする。また、このときのコンデンサＣ３の端子電圧に、リプル成分Ｖｒ０が重畳されるものとする。このとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比を一定としてコンデンサＣ３の容量を小さくすると、図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ３の端子電圧がＶＣ１まで充電されるのに時間ｔ１（ｔ１＞ｔ０）を要し、応答性が悪くなってしまう。但し、コンデンサＣ３の端子電圧に重畳されるリプル成分Ｖｒ１（Ｖｒ１＜Ｖｒ０）は小さくなる。

一方、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比を一定としてコンデンサＣ３の容量を大きくすると、図２（ｃ）に示すように、コンデンサＣ３の端子電圧がＶＣ１まで充電されるのに時間ｔ２（ｔ２＜ｔ０）を要し、応答性が良くなる。但し、コンデンサＣ３の端子電圧に重畳されるリプル成分Ｖｒ２（Ｖｒ２＞Ｖｒ０）が大きくなってしまい、後述の制御部８の誤動作を引き起こす虞がある。したがって、抵抗Ｒ２の抵抗値及びコンデンサＣ３の容量値は、応答性とリプル成分とを考慮して決定される。

制御部８は、電力制御回路８０と、電源監視回路８１と、駆動制御回路８２と、ドライブ回路８３とを集積した集積回路から構成される。電力制御回路８０は、電圧検出部４で検出された検出電圧、及び電流検出部５で検出された検出電流に基づいてコンバータ部３の電力制御を行うものであって、ドライブ回路８３に駆動信号Ｓ２（図４参照）を出力することでフィードバック制御を行う。電源監視回路８１は、比較部７から出力される抑制制御信号Ｓ１を受信し、抑制制御信号がハイレベル、即ち、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を上回ると、電力制御回路８０に後述する過大出力制御を制限させる指令信号を出力する。

駆動制御回路８２は、駆動信号Ｓ３によって極性反転部６のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のオン／オフを同時に切り替え、駆動信号Ｓ４によって極性反転部６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフを同時に切り替える。ここで、図３に示すように、駆動信号Ｓ３がハイレベルの場合には、極性反転部６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ５がオンに切り替わり、図１に示す電流Ｉ１が出力フィルタ部９に流れる。また、駆動信号Ｓ４がハイレベルの場合には、極性反転部６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンに切り替わり、図１に示す電流Ｉ１とは逆向きの電流Ｉ２が出力フィルタ部９に流れる。したがって、図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが一定周期毎に反転する矩形波状の交流出力が負荷部１０に供給される。

ドライブ回路８３は、電力制御回路８０からの駆動信号Ｓ２を受けてコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り替える。ここで、電力制御回路８０は、図４に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔの反転時において、一定時間の間だけ駆動信号Ｓ２のオンデューティ比を大きくすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを定常時の出力電圧Ｖｏｕｔよりも上昇させる過大出力制御を行っている。このように極性反転時に過大出力制御を行うことで、高輝度放電灯の点灯直後に過大なランプ電流を流し、光出力の立ち上がりを早めている。

なお、本実施形態では、制御部８は各回路８０〜８３を集積した集積回路で構成されているが、制御部８をＭＰＵ（Micro-Processing Unit）で構成し、プログラムを実行することで各回路８０〜８３の機能を発揮するようにしてもよい。

出力フィルタ部９は、インダクタ及びコンデンサから構成されており、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から発生するスイッチングノイズを減衰させる機能を有する。そして、出力フィルタ部９の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔが後段の負荷部１０に供給される。

ところで、駆動制御回路８２は、極性反転部６の全てのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が同時にオンに切り替わると回路が破壊される虞があるため、駆動信号Ｓ３，Ｓ４が切り替わる際にデッドタイムｔｄ１を設けている（図３参照）。ここで、電力制御回路８０からの駆動信号Ｓ２がハイレベルの場合は、スイッチング素子Ｑ１に印加される印加電圧Ｖｄｓは零となるが、駆動信号Ｓ２がローレベルの場合は、印加電圧Ｖｄｓは以下の式で表される電圧となる。

Ｖｄｓ＝Ｖｉｎ＋Ｎ１／Ｎ２・（Ｖｏｕｔ＋ＶＦ１＋ＶＦ２）
なお、ＶＦ１はダイオードＤ１における電圧降下を示し、ＶＦ２は極性反転部６の２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５又はＱ３，Ｑ４における電圧降下を示している。したがって、図４に示すように、デッドタイムｔｄ１の間に過大出力制御によって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合、スイッチング素子Ｑ１の印加電圧Ｖｄｓも上昇してしまう。

また、図５に示すように、電源電圧Ｖｉｎに過渡的なチャージ電圧が重畳する場合、或いは電源電圧Ｖｉｎを過渡的に上昇させる制御を行う場合には、電源電圧Ｖｉｎの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１の印加電圧Ｖｄｓも上昇する。特に、制御部８が過大出力制御を行っている場合には、図５の破線で示すように、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１の印加電圧Ｖｄｓが更に上昇するため、スイッチング素子Ｑ１の最大定格電圧を超える虞がある。

そこで、本実施形態では、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を上回ると、コンバータ部３における過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制するようにしている。以下、この制御について図面を用いて説明する。先ず、図５に示すように、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を上回ると、時間ｔ３を経過した後に比較部７のコンパレータＣＯＭ１からハイレベルの抑制制御信号Ｓ１が出力される。次に、制御部８の電源監視回路８１においてハイレベルの抑制制御信号Ｓ１を受信すると、電源監視回路８１は電力制御回路８０に指令信号を出力する。電力制御回路８０は、指令信号を受けると過大出力制御時における駆動信号Ｓ２のオンデューティ比を通常時よりも小さくすることで、コンバータ部３における過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制させ、結果として出力電圧Ｖｏｕｔの上昇も抑制させる。このように過大出力制御時の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することで、抑制しない場合には印加電圧ＶｄｓがＶ１０まで上昇するのに対し、抑制した場合には印加電圧ＶｄｓがＶ１（Ｖ１＜Ｖ１０）までしか上昇しない（図５参照）。

上述のように、本実施形態では、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を超えると過大出力制御時の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制するため、回路の電子部品（スイッチング素子Ｑ１）に印加される印加電圧Ｖｄｓが過大になるのを防止することができる。したがって、過渡的なサージ電圧が電源電圧Ｖｉｎに重畳する場合や、過渡的に電源電圧Ｖｉｎを上昇させる制御を行う場合において、コストを増大することなく電子部品（スイッチング素子Ｑ１）が破壊されるのを防止することができる。

なお、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を上回ると、制御部８による過大出力制御を停止するようにしてもよい。即ち、電力制御回路８０は、指令信号を受けると過大出力制御を停止することで、極性反転時の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制させる。このように過大出力制御を停止することで、図６に示すように、停止しない場合には印加電圧ＶｄｓがＶ２０まで上昇するのに対し、停止した場合には印加電圧ＶｄｓがＶ２（Ｖ２＜Ｖ２０）までしか上昇しない。したがって、上記と同様の効果を奏することができる。

更に、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を上回ると、制御部８による極性反転部６の駆動制御を停止するようにしてもよい。即ち、電力制御回路８０は、指令信号を受けると過大出力制御を停止するとともに、駆動制御回路８２による各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の駆動制御を停止させる。このように極性反転部６の駆動制御を停止することで、図７に示すように、停止しない場合には印加電圧ＶｄｓがＶ３０まで上昇するのに対し、停止した場合には印加電圧ＶｄｓがＶ３（Ｖ３＜Ｖ３０）までしか上昇しない。したがって、上記と同様の効果を奏することができる。

なお、本実施形態の負荷部１０には、例えばＨＩＤランプ（高輝度放電灯）や照明用の発光ダイオード（ＬＥＤ）等の照明負荷が用いられる。

ところで、本実施形態は、図８に示すようにケース１８に収納して用いられる。同図において、本実施形態は、各部の回路を構成する電子部品１１と、入力フィルタ部２と、アルミ電解コンデンサＣ１と、コンバータ部３を構成するトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１と、制御部８を構成するマイコン１２とをプリント基板１７に搭載している。電子部品１１は、抵抗、コンデンサ、コイル、ＦＥＴ、ダイオード等から成り、種類を問わない。また、プリント基板１７には、入力用配線１３を接続するための入力用カプラ１４と、出力用配線１５を接続するための出力用カプラ１６とが搭載されている。なお、同図では、直流電源１、出力フィルタ部９、負荷部１０の図示を省略している。

ケース１８は、一面（図８における上面）を開口した直方体状に形成され、その内部にプリント基板１７が収納される。また、ケース１８の側面には、入力用配線１３を通すための配線孔１８Ａが設けられている。このケース１８の一面には、一面（図８における下面）を開口した扁平な直方体状に形成されたカバー１９が結合される。カバー１９の一面には、出力用配線１５を通すための配線孔１９Ａが設けられている。また、カバー１９の側面には、複数（図示では３つ）の平板状の取付部２０が外部に突出する形で設けられている。これら取付部２０には、灯体（図示せず）にケース１８及びカバー１９を取り付けるための取付孔２０Ａが設けられている。このようにケース１８をカバー１９で密閉することで、プリント基板１７に搭載された各部品の放熱及び防水を図ることができる。

（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、実施形態１の電源装置を用いて負荷であるＨＩＤランプ（高輝度放電灯）１０Ａに点灯電力を供給するものであって、図９に示すように、負荷部１０が、昇圧回路２１と、イグナイタ回路２２と、ＨＩＤランプ１０Ａとから構成される。

昇圧回路２１は、ＨＩＤランプ１０Ａを始動させるためにコンバータ部３の出力電圧を昇圧して負荷部１０に出力するものである。イグナイタ回路２２は、パルストランスＴ２や放電ギャップＧ１を有し、昇圧回路２１からの出力電圧を更に昇圧した数ｋＶの高電圧のパルス電圧をＨＩＤランプ１０Ａに印加する。したがって、イグナイタ回路２２により印加される高電圧のパルス電圧によって、ＨＩＤランプ１０Ａは電極間を絶縁破壊されて始動する。

ここで、ＨＩＤランプ１０Ａの始動直後から１００μ秒の間は、制御部８によるフィードバック制御を行うことができず、ＨＩＤランプ１０Ａが消灯する虞がある。そこで、ＨＩＤランプ１０Ａが始動直後に消灯しないように、極性反転部６の前段に始動補助回路２３を設けている。なお、上記の昇圧回路２１、イグナイタ回路２２、始動補助回路２３は従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

ところで、本実施形態のようにＨＩＤランプ１０Ａを負荷とする車載用電源装置や、ＬＥＤ（図示せず）を負荷とする車載用電源装置では、バッテリーの電圧変動やバッテリーの電圧変動や過酷な環境で用いられることが想定される。また、設計において、モータやリレー等の誘導性負荷により過渡的なサージ電圧への耐性を考慮しなければならない。更に、ＪＡＳＯ（日本自動車技術会規格）指定のＡ−１種サージ試験や、アイドリングストップ機能時の電源電圧の急変による過渡電圧など、電源装置の過渡電圧に対する耐性や電源保護機能は必須であり、高い品質レベルが要求されている。

本実施形態では、実施形態１と同様に、電源電圧Ｖｉｎが所定の閾値Ｖｔ１を超えると過大出力制御時の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制するため、回路の電子部品（スイッチング素子Ｑ１）に印加される印加電圧Ｖｄｓが過大になるのを防止することができる。したがって、過渡的なサージ電圧が電源電圧Ｖｉｎに重畳する場合や、過渡的に電源電圧Ｖｉｎを上昇させる制御を行う場合において、コストを増大することなく電子部品（スイッチング素子Ｑ１）が破壊されるのを防止することができる。

ところで、本実施形態では、実施形態１と同じ直流電源１を用いているが、図１０に示すように、直流電源１を交流電源ＡＣ１、整流回路１００、ＰＦＣ回路１０１から構成してもよい。整流回路１００は、４つのダイオードから成るフルブリッジ回路であって、交流電源ＡＣ１からの交流電圧を整流する。整流回路１００の後段には、平滑用コンデンサＣ４が設けられており、整流回路１００からの出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する。

ここで、交流電源ＡＣ１からの交流電圧を整流する際には、整流後の出力電圧と出力電流との間に位相のずれが生じ、力率が低下してしまう。このとき、出力電流に高調波成分を含んでしまい、ノイズ障害を引き起こす虞がある。そこで、平滑用コンデンサＣ４の後段にＰＦＣ回路１０１を設けることで、力率が低下するのを防いでいる。なお、ＰＦＣ回路１０１は従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

勿論、本実施形態も、実施形態１と同様に図８に示すようにケース１８に収納して用いることができる。なお、上記各実施形態は、本発明に係る電源装置及び放電灯点灯装置の実施形態の一例を示したに過ぎない。また、実施形態１の電源装置又は実施形態２の放電灯点灯装置と、照明負荷であるＨＩＤランプや発光ダイオードとを一体に構成した照明装置として、例えば車両用前照灯などに用いてもよい。

１ 直流電源
３ コンバータ部
４ 電圧検出部
５ 電流検出部
６ 極性反転部
７ 比較部
８ 制御部
１０ 負荷部

Claims (5)

1. 直流電源からの電源電圧を所定の直流電圧に変換するコンバータ部と、前記コンバータ部からの出力電圧の極性を交互に反転させて負荷に供給する極性反転部と、前記コンバータ部からの出力電圧を検出する電圧検出部と、前記コンバータ部からの出力電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部及び前記電流検出部における検出結果に基づいて前記コンバータ部を制御する制御部と、前記電源電圧と所定の閾値とを比較する比較部とを備え、前記制御部は、極性反転時に一定時間のみ前記コンバータ部からの出力電圧を定常時の出力電圧よりも上昇させる過大出力制御を行い、前記比較部は、前記電源電圧が前記所定の閾値を超えると前記制御部に抑制制御信号を出力し、前記制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記コンバータ部における過大出力制御時の出力電圧の上昇を抑制させることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記コンバータ部における前記過大出力制御を停止させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記制御部は、前記抑制制御信号を受けると前記極性反転部の動作を停止させることを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
4. 請求項１乃至３の何れか１項に記載の電源装置に前記負荷として高輝度放電灯を用いたことを特徴とする放電灯点灯装置。
5. 請求項１乃至３の何れか１項に記載の電源装置又は請求項４記載の放電灯点灯装置と、前記負荷である照明負荷とを備えたことを特徴とする照明装置。

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