JP2012005279A

JP2012005279A - 電力変換装置

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Publication number: JP2012005279A
Application number: JP2010138963A
Authority: JP
Inventors: Michio Iwabori; 道雄岩堀
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-06-18
Filing date: 2010-06-18
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2030-06-18
Also published as: JP5365586B2; US8593101B2; US20110309778A1

Abstract

【課題】大形化することなく、電圧形インバータで発生するスイッチング損失を低減できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】交流電動機１０を駆動する電圧形インバータ９に、交流電源３の交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路５と直流電源回路６との双方から直流電力の供給が可能とする。電圧形整流回路５は、スイッチング素子を有する上アーム部５Ｈおよび下アーム部５Ｌを有し、電圧形整流回路５と交流発電機３との間に第１のスイッチ回路４を介挿し、電圧形整流回路５の出力側に直流電源回路６を接続し、該直流電源回路６と電圧形インバータ９との間に第２のスイッチ回路７を介挿する。さらに、電圧形インバータ９の入力側の一方の直流入力部と、電圧形整流回路５の交流入力側との間に、第３のスイッチ回路１１とリアクトルＬ１２との直列回路を介挿し、電圧形整流回路５の上アーム５Ｈおよび下アーム５Ｌの少なくとも一方をチョッパ制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流発電機で発電した交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路と直流電源回路との双方から直流電力の供給が可能で且つ交流負荷を駆動する電圧形インバータを有する電力変換装置に関する。

従来、この種の電力変換装置としては、例えば、図１３に示すように、エンジンＥＧで回転駆動される交流発電機ＡＧの三相出力をスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した６個のアームをブリッジ接続した電圧形整流回路ＩＶｇによって直流へ変換し、その直流出力をスイッチング素子とダイオードを逆並列に接続した６個のアームをブリッジ接続した電圧形インバータＩＶｍに供給して交流へ変換し、その交流出力で交流電動機ＡＭを駆動するようにしたハイブリッド自動車の制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、直流電源から出力された第１の直流電圧を電圧レベルが前記第１の直流電圧と異なる第２の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第２の直流電圧により駆動される第１および第２の電気負荷とを備える電気負荷装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

この電気負荷装置の具体的構成は、図１４に示すように、駆動輪を駆動する交流モータＭ１と、エンジンによって駆動され交流電力を発生する交流発電機Ｍ２とを有する。交流モータＭ１は電圧形インバータＩＶ１によって駆動され、交流発電機Ｍ２で発電された交流発電電力は、電圧形整流回路ＩＶ２によって直流電力に変換される。電圧形インバータＩＶ１および電圧形整流回路ＩＶ２を接続する正母線Ｌ１および負母線Ｌ２間には平滑用コンデンサＣが接続されている。この平滑用コンデンサＣが接続されている正母線Ｌ１および負母線Ｌ２間には、直流チョッパＣＶが接続されている。この直流チョッパＣＶは、直流電源Ｂの直流電力を昇圧して正母線Ｌ１および負母線Ｌ２間へ供給するとともに、電圧形インバータＩＶ１および電圧形整流回路ＩＶ２から入力される直流電力を降圧して直流電源Ｂを充電する。

そして、電圧形インバータＩＶ１、電圧形整流回路ＩＶ２、直流チョッパＣＶが制御装置ＣＤによって駆動制御される。
なお、特許文献２の構成においては、図１４の構成において、制御装置ＣＤによって、直流チョッパＣＶや電圧形インバータＩＶ１および電圧形整流回路ＩＶ２が異常停止したとき、電圧形インバータＩＶ１や電圧形整流回路ＩＶ２を強制停止することが開示されているが、詳しい説明は省略する。

特開平１０−１９１５０３号公報特開２００４−１１２８８３号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、交流発電機ＡＧとバッテリなどの直流電源の出力電力を用いて、交流電動機ＡＭを駆動するが、交流発電機ＡＧをエンジン等の内燃機関で駆動しているシステムでは、省エネルギーやＣＯ₂削減のために、できる限り直流電源のみを用いて交流電動機を駆動する傾向が高まっている。例えば、内燃機関と電気駆動システムとを併用したハイブリッド自動車では、直流電源としてバッテリまたは大容量のコンデンサを用い、これらバッテリ又はコンデンサの容量を増やして配電系統からもバッテリ又はコンデンサを充電できるようにして、数十ｋｍ程度の走行では内燃機関を動作させずに走行（電気自動車（ＥＶ）走行：ブレーキ時も含む）させるプラグイン・ハイブリッド自動車の実用化も間近に迫っている。

このように、長時間の電気自動車（ＥＶ）走行時には、交流発電機ＡＧの出力電力は“０”であり、通常、交流発電機ＡＧに接続された整流回路は停止したままで、直流電源を入力とした電圧形インバータで交流電動機ＡＭを駆動または制動し続けることになる。
さらに、シリーズ・パラレル方式と呼ばれるハイブリッド自動車では、ハイブリッド走行時に内燃機関で発生した機械的な出力トルクの一部を駆動輪に直接伝達しており、電気自動車（ＥＶ）走行時には、内燃機関から駆動輪に伝達される出力トルクも交流電動機ＡＭで発生しなければならない。このため、交流電動機ＡＭを駆動する電圧形インバータの通電電流も増加するため、電気自動車（ＥＶ）走行時の方がハイブリッド走行時よりも電圧形インバータのスイッチング損失などの発生損失が増加する傾向がある。

また、低速での走行時には、交流電動機ＡＭで必要とする交流電圧が中高速での走行時の電圧に比較して速度の低下に伴って低くなり、バッテリの電圧より低下することになる。この場合、バッテリの電圧は低下しないため、電圧形インバータに入力される直流電圧は高いまま維持されることになり、インバータ内のスイッチング素子やダイオードのスイッチング時に発生するスイッチング損失が大きなままであるという傾向もある。

このため、電気自動車（ＥＶ）走行中の低速走行でのインバータ損失が、電圧形インバータの冷却装置やスイッチング周波数などを決める条件になることが多い。このような低速走行時に、電圧形インバータの入力電圧を低くできれば、電圧形インバータを構成するスイッチング素子やダイオードの発生損失を低減することができるが、特許文献１に記載された従来例では、電圧形インバータの入力側に直流電源が直接接続されおり、インバータ入力電圧を下げることができない。結果として、低速走行でのインバータ損失が大きくなる。また、このような損失に対応するために、電圧形インバータの構成が大形化するという未解決の課題がある。

また、特許文献２に記載された従来例のように、電圧形インバータＩＶ１と直流電源であるバッテリＢとの間に、直流チョッパ回路ＣＶを設けた場合でも、この直流チョッパ回路ＣＶでは、バッテリＢに対して電圧形インバータＩＶ１の入力電圧を上げる昇圧動作ではできるが、電圧形インバータＩＶ１の入力電圧を下げる降圧動作はできない。このため、前述した特許文献１に記載の従来例と同様に、電気自動車（ＥＶ）走行時における低速走行時のインバータ発生損失を低減できず、電圧形インバータの構成が大形化するという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電圧形インバータの構成を大形化することなく、電圧形インバータで発生するスイッチング損失を低減できる電力変換装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路と直流電源回路との少なくとも一方から直流電力の供給を受けて交流電動機を駆動する電圧形インバータを有する電力変換装置である。前記電圧形整流回路は、それぞれスイッチング素子を有する上アーム部および下アーム部を有し、当該電圧形整流回路の交流入力端子と前記交流電源との間に第１のスイッチ回路を介挿し、前記電圧形整流回路の出力側に前記直流電源回路を接続し、該直流電源回路と前記電圧形インバータとの間に第２のスイッチ回路を介挿している。さらに、前記電圧形インバータの入力側の一方の直流入力部と、前記電圧形整流回路の交流入力側との間に、第３のスイッチ回路とリアクトルとの直列回路を介挿し、前記電圧形整流回路の前記上アームおよび前記下アームの少なくとも一方をチョッパ制御する整流回路制御部を有する。

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直列回路が、一端が前記電圧形整流回路の交流入力側に個別に接続された当該交流入力側の相数と同数のスイッチ部で構成される第３のスイッチ回路と、該第３のスイッチ回路の各スイッチ部の互いに接続された他端と前記前記負荷駆動装置の入力側の一方の直流入力部に接続された１つのリアクトルとで構成されていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直列回路が、電圧形整流回路の交流入力側に個別に接続された当該交流入力側の相数と同数のスイッチ部で構成される第３のスイッチ回路と、該第３のスイッチ回路の各スイッチ部と直列に接続された当該スイッチ部と同数のリアクトルとで構成されていることを特徴としている。

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、交流発電機で発電した交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路と直流電源回路との少なくとも一方から直流電力の供給を受けて交流電動機を駆動する電圧形インバータを有する電力変換装置である。前記電圧形整流回路は、それぞれスイッチング素子を有する上アーム部および下アーム部を有し、前記電圧形整流回路の出力側に前記直流電源回路を接続し、該直流電源回路と前記電圧形インバータとの間に第２のスイッチ回路を介挿する。さらに、前記電圧形インバータの入力側の一方の直流入力部と、前記交流発電機の中性点との間に、第４のスイッチ回路を介挿し、前記電圧形整流回路の前記上アームおよび前記下アームの少なくとも一方をチョッパ制御する整流回路制御部を有する。

また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記第４のスイッチ回路と直列に補助リアクトルを介挿したことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源回路が、前記電圧形整流回路の出力側に接続された直流電源で構成されていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源回路が、直流電源をチョッパ制御する直流チョッパ回路で構成されていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記交流発電機は車両に搭載された内燃機関に連結されて回転駆動され、前記交流電動機は前記車両の駆動輪を回転駆動することを特徴としている。

本発明によれば、交流電源の入力停止時における直流電源による交流電動機の駆動時に、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路を、直流チョッパ回路として動作させて、交流電動機の必要電圧が直流電源の電圧よりも低いときに、電圧形インバータの入力側電圧を直流電源の電源電圧より低く抑制することが可能となる。これによって、電圧形インバータを大形化することなく、電圧形インバータのスイッチング素子の低損失化が可能となる。また、電圧形インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングに伴って流れる交流電動機からの漏れ電流を小さく抑制して、周辺電子機器のノイズ誤動作を防止することができる。

本発明の第１の実施形態を示す電力変換装置の回路図である。制御装置の整流回路制御部の具体的構成を示すブロック図である。電動機回転速度ｖと電動機電圧指令値Ｖｍｔおよび直流電圧Ｖｃとの関係を示す特性線図である。チョッパ動作信号設定テーブルを示す図である。第１の実施形態の変形例を示す回路図である。第１の実施形態の他の変形例を示す回路図である。図６の変形例における電動機回転速度ｖと電動機電圧指令値Ｖｍｔおよび直流電圧Ｖｃとの関係を示す特性線図である。第１の実施形態のさらに他の変形例を示す回路図である。本発明の第２の実施形態を示す回路図である。第２の実施形態の変形例を示す回路図である。第２の実施形態の他の変形例を示す回路図である。第２の実施形態のさらに他の変形例を示す回路図である。従来例を示す回路図である。他の従来例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示すブロック図であり、図中、１はハイブリッド自動車などの電気車に適用可能な電力変換装置である。この電力変換装置１は、エンジン等の内燃機関の出力軸から回転動力が伝達される３相の交流発電機３から出力される３相交流電力を各相に介挿されたスイッチ部４ａ〜４ｃを有する第１のスイッチ回路４を介して接続された電圧形整流回路５とを備えている。

電圧形整流回路５は、交流発電機３からスイッチ回路４を介して入力される交流電力を直流電力に変換する交直変換機能と、後述する直流チョッパ機能とを有する。この電圧形整流回路５は、正極側ラインＬｐおよび負極側ラインＬｎ間に、上アーム部５Ｈと、下アーム部５Ｌとが接続されている。
上アーム部５Ｈは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される３つのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａと、各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１３ａとを有する。

そして、各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａのコレクタが正極側ラインＬｐに接続され、エミッタが下アーム部５Ｌに接続されている。
下アーム部５Ｌも、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される３つのスイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂと、各スイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ１１ｂ〜Ｄ１３ｂとを有する。

そして、各スイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのコレクタが上アーム部５Ｈのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａのエミッタに接続され、エミッタが負極側ラインＬｎに接続されている。
そして、上アーム部５Ｈの各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａと、下アーム部５Ｌの各スイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂとの接続点である交流電力入力点Ｐｉｕ、ＰｉｖおよびＰｉｗに交流発電機３の交流電力がスイッチ回路４を介して供給される。

また、電力変換装置１は、電圧形整流回路５の出力側に接続された所要数のバッテリユニットで構成される直流電源回路としてのバッテリ６を有する。
さらに、電力変換装置１は、バッテリ６の出力側に、正極側ラインＬｐに介挿された第２のスイッチ回路７を介して接続された平滑用コンデンサＣを有する直流部８と、電圧形インバータ９とを有する。ここで、バッテリ６は、数Ｖの単位バッテリユニットを数十直列に接続されて数百Ｖのバッテリ電圧Ｖｂを出力する。

このバッテリ電圧Ｖｂは、電圧形インバータ９の入力電圧となるものであって、電圧形インバータ９によって後述の交流電動機１０を比較的高速で駆動する際に必要とする比較的高い電圧が選定されている。このように、交流電動機１０を低速領域以外（比較的高速）で駆動するのに適したバッテリ電圧Ｖｂを選定しておくことにより、電圧形インバータ９の入力電圧を昇圧する必要がなくなり、直流チョッパが不要となるため，昇圧のための直流チョッパによるスイッチング素子の損失を削減することができる。

また、電圧形インバータ９は、スイッチ回路７および負極側ラインＬｎ間に直列に接続された上アーム部９Ｈと下アーム部９Ｌとを有する。
上アーム部９Ｈは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される３つのスイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａと、各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ２１ａ〜Ｄ２３ａとを有する。
そして、各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａのコレクタが正極側ラインＬｐに接続され、エミッタが下アーム部９Ｌに接続されている。

下アーム部９Ｌも、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される３つのスイッチング素子Ｑ２１ｂ〜Ｑ２３ｂと、各スイッチング素子Ｑ２１ｂ〜Ｑ２３ｂのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ２１ｂ〜Ｄ２３ｂとを有する。
また、各スイッチング素子Ｑ２１ｂ〜Ｑ２３ｂのコレクタが上アーム部９Ｈのスイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａのエミッタに接続され、エミッタが負極側ラインＬｎに接続されている。
そして、上アーム部９Ｈの各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａと、下アーム部９Ｌの各スイッチング素子Ｑ２１ｂ〜Ｑ２３ｂとの接続点である交流電力出力点Ｐｏｕ、ＰｏｖおよびＰｏｗに交流電動機１０の巻線Ｌｕ〜Ｌｗが接続されている。

なおさらに、電力変換装置１は、正極側ラインＬｐのスイッチ回路７および電圧形インバータ９間の接続点と、スイッチ回路４のスイッチ部４ａ〜４ｃおよび電圧形整流回路５の交流電力入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗ間の接続点との間に、第３のスイッチ回路１１とリアクトルＬ１２との直列回路が介挿されている。
ここで、第３のスイッチ回路１１は、一端が第１のスイッチ回路４のスイッチ部４ａ〜４ｃと電圧形整流回路５の交流電力入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗとの間に個別に接続されたスイッチ部１１ａ〜１１ｃを有する。これらスイッチ部１１ａ〜１１ｃの他端は互いに接続されて１つのリアクトルＬ１２を介して正極側ラインＬｐの第２のスイッチ回路７および電圧形インバータ９の接続点に接続されている。

そして、第１のスイッチ回路４、電圧形整流回路５、第２のスイッチ回路７、電圧形インバータ９および第３のスイッチ回路１１が制御装置１３によって制御される。
この制御装置１３は、電圧形整流回路５を駆動制御する整流回路制御部１４と、電圧形インバータ９を駆動制御するインバータ制御部１５と、電力変換装置１の全体的な動作、すなわち、整流回路制御部１４及びインバータ制御部１５の連係を司ると共に，スイッチ回路４，７，１１のオン／オフを制御するシステム制御部１８とを備えている。

整流回路制御部１４は、図２に示すように、交流発電機３の発電動作時に交流発電機３から入力される三相交流電力を整流して直流電力に変換するゲート駆動信号を形成するＡＣ−ＤＣ変換制御部１９と、電圧形整流回路５を直流チョッパとして動作させるゲート駆動信号を形成するＤＣ−ＤＣ変換制御部２０とを備えている。
また、整流回路制御部１４へは、システム制御部１８のチョッパ動作信号発生部１８ａから、電圧形整流回路５の動作状態、すなわち、電圧形整流回路５が整流動作を停止し、かつチョッパ動作させることを指示する際に論理値“１”のチョッパ動作信号Ｓｃが入力される。さらに、整流回路制御部１４は、チョッパ動作信号Ｓｃに基づいて、ＡＣ−ＤＣ変換制御部１９とＤＣ−ＤＣ変換制御部２０とのどちらかを選択して、出力する選択スイッチ２２を備えている。

ここで、選択スイッチ２２は、チョッパ動作信号Ｓｃが論理値“０”であるときにはＡＣ−ＤＣ変換制御部１９の出力を選択し、チョッパ動作信号Ｓｃが論理値“１”であるときにはＤＣ−ＤＣ変換制御部２０の出力を選択する。そして、選択スイッチ２２の出力が電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのゲートに供給される。
また、ＡＣ−ＤＣ変換制御部１９は、交流発電機３がエンジン等の内燃機関によって回転駆動されている発電状態で、交流発電機３から出力される交流電力の位相に応じて、電圧形整流回路５を整流動作させるための、電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのゲートを制御して整流動作させるゲート駆動信号を形成する。

また、ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０は、電圧形整流回路５でバッテリ６の電圧を降圧チョッパ制御する場合に、電圧形整流回路５の下アーム部５Ｌを構成する全てのスイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂをオフ状態に制御したままで、上アーム部５Ｈの全てのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａをオンオフ制御するゲート駆動信号を形成する。
ここで、電圧形整流回路５を降圧チョッパ動作させるために、スイッチング素子をオンオフ制御する際、所定デューティ比でオンオフするパルス幅変調（ＰＷＭ）制御してもよいし、電圧形整流回路５の出力電圧を検出し、電圧の基準値との比較を行って、比較結果に基づいてスイッチング素子のオンオフを行う制御としてもよい。以下の各実施形態においても同様であり、降圧チョッパの制御方法は種々の制御方法を適用することができる。

このＤＣ−ＤＣ変換制御部２０では、交流電動機１０を駆動する電動機回転速度ｖが入力されており、この電動機回転速度ｖに基づいてメモリ等の記憶部に記憶されている図３に示す直流電圧求出マップを参照して電圧形インバータ９に供給する直流部８の直流電圧すなわち平滑用コンデンサＣの両端の直流電圧Ｖｃを求出し、電圧形整流回路５を降圧チョッパ制御したときのチョッパ出力が求出した直流電圧Ｖｃとなる降圧用のゲート駆動信号を形成し、形成したゲート駆動信号を選択スイッチ２２に出力する。

ここで、直流電圧求出マップは、図３で実線図示の特性線Ｌ０で表される電動機電圧指令値Ｖｍｔに基づいて形成される。この電動機電圧指令値Ｖｍｔは、図３で実線図示の特性線Ｌ０で設定されている。すなわち、交流電動機１０の電動機回転速度ｖが“０”であるときに“０”に近い最小値Ｖｍｉｎとなり、その後、電動機回転速度ｖが増加するとこれにほぼ比例して電動機電圧指令値Ｖｍｔも増加し、電動機回転速度ｖが低速域から中速域に変化する所定回転速度ｖ１で電動機電圧指令値Ｖｍｔが最大値Ｖｍａｘに達し、その後電動機回転速度ｖが増加しても最大値Ｖｍａｘを維持する特性に設定されている。そして、電圧形インバータ９に供給する直流部８の直流電圧すなわち平滑用コンデンサＣの両端の直流電圧Ｖｃは、図３で一点鎖線の特性線Ｌ１で示すように、電動機電圧指令値Ｖｍｔを出力するのに必要な電圧あるいはそれ以上となるように設定されている。これに応じて、バッテリ６の電圧Ｖｂは、直流電圧Ｖｃの最大電圧Ｖｃｍａｘを賄える電圧に設定されている。

なお、ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０は、直流電圧求出マップを参照して直流電圧Ｖｃを設定する場合に限らず、特性線Ｌ１を表す方程式を作成し、作成した方程式に電動機回転速度ｖを代入することにより、直流電圧Ｖｃを算出するようにしてもよい。
システム制御部１８は、チョッパ動作信号Ｓｃを発生させるチョッパ動作信号発生部１８ａを備え、このチョッパ動作信号発生部１８ａから出力されるチョッパ動作信号Ｓｃを直接整流回路制御部１４及びスイッチ回路１１に供給するとともに、論理反転回路２１を介してスイッチ回路４及び７に供給する。

このチョッパ動作信号発生部１８ａは、交流電動機１０を駆動する電動機電圧指令値Ｖｍｔ及びこの電動機電圧指令値Ｖｍｔの最大値となる電圧指令最大値Ｖｍａｘが入力され、これら電動機電圧指令値Ｖｍｔ及び電圧指令最大値Ｖｍａｘとの関係と、電圧形整流回路５を整流動作状態とするか整流動作停止状態とするかに基づいて図４に示すチョッパ動作信号設定テーブルを参照してチョッパ動作信号Ｓｃを設定し、設定したチョッパ動作信号Ｓｃを出力する。
すなわち、電圧形整流回路５を整流動作状態に制御する場合には、電動機電圧指令値Ｖｍｔの値にかかわらずＡＣ−ＤＣ変換動作を指令するようにチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“０”に設定する。

一方、電圧形整流回路５を整流動作停止状態に制御する場合には、Ｖｍｔ＝Ｖｍａｘであるときにはチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“０”に設定し、Ｖｍｔ＜Ｖｍａｘであるときにはチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“１”に設定する。ただし、Ｖｍｔ＝Ｖｍａｘであるときにはチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“０”に設定すると同時にＡＣ−ＤＣ変換制御部１９から出力されるゲート信号を全てオフ状態に制御する。

このチョッパ動作信号Ｓｃは、第１のスイッチ回路４及び第２のスイッチ回路７には論理反転回路２１を介して供給され、第３のスイッチ回路１１及び整流回路制御部１４の選択スイッチ２２に直接供給される。
このため、チョッパ動作信号Ｓｃが論理値“０”であるときに、第１のスイッチ回路４および第２のスイッチ回路７が閉じ、第３のスイッチ回路１１が開く。一方、チョッパ動作信号Ｓｃが論理値“１”であるときに、第１のスイッチ回路４及び第２のスイッチ回路７が開き、第３のスイッチ回路１１が閉じる。

インバータ制御部１５は、交流電動機１０を電動機として動作させる力行状態では、必要とするモータトルクに応じて電圧形インバータ９の上アーム部９Ｈを構成するスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２３ａと、下アーム部９Ｌを構成するスイッチング素子Ｑ２１ｂ〜Ｑ２３ｂとをオンオフ制御するＤＣ−ＡＣ変換用のゲート駆動信号を形成する。また、交流電動機１０による回生制動状態では、電圧形インバータ９を整流回路として動作させるＡＣ−ＤＣ変換用のゲート駆動信号を形成して、これを各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂ〜Ｑ２３ｂのゲートに供給する。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、交流発電機３がエンジン等の内燃機関によって回転駆動され、発電している状態では、システム制御部１８のチョッパ動作信号発生部１８ａから出力されるチョッパ動作信号Ｓｃを、前述した図４のチョッパ動作信号設定テーブルを参照して論理値“０”に設定する。このため、整流回路制御部１４の選択スイッチ２２では、ＡＣ−ＤＣ変換制御部１９の出力が選択されて、このＡＣ−ＤＣ変換制御部１９で形成されるゲート駆動信号が電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂに出力される。

また、スイッチ回路４および７はオン状態に制御され、スイッチ回路１１はオフ状態に制御される。
したがって、電圧形整流回路５で、整流動作が行われて交流発電機３から出力される交流発電電力が直流電力に変換されて平滑用コンデンサＣで平滑化されて電圧形インバータ９に供給される。
この電圧形インバータ９では、制御装置１３のインバータ制御部１５で、必要とするモータトルクに応じたモータ電圧、モータ電流が得られるゲート駆動信号が形成され、交流出力点から出力される３相交流電力が交流電動機１０に出力される。これによって交流電動機１０が電動機速度指令値Ｖｍｔに応じて回転駆動され、例えば交流電動機１０に動力伝達機構を介して駆動輪を駆動して車両を走行させることができる。

この交流発電機３の回転駆動状態から交流発電機３を停止させて、交流電動機１０で制動する回生制動状態となると、交流電動機１０の回生電力が電圧形インバータ９に入力される。この回生制動状態では、インバータ制御部１５によって、電圧形インバータ９が電圧形整流回路５と同様の整流動作に制御されて、回生電力を直流電力に変換する。この直流電力は平滑用コンデンサＣで平滑化されてバッテリ６を充電する。

次に、交流発電機３を停止させた状態で、システム制御部１８のチョッパ動作信号発生部１８ａから出力されるチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“０”に設定して、交流電動機１０を回転駆動する場合は、これと同時に整流回路制御部１４のＡＣ−ＤＣ変換制御部１９から出力されるゲート信号が全てオフ状態に制御される。このため、電圧形整流回路５が動作停止状態となって、バッテリ６の電圧Ｖｂがそのまま直流部８に供給されて所謂電気自動車（ＥＶ）に相当する駆動制御を行う。バッテリ６の電圧Ｖｂは平滑用コンデンサＣで平滑化されて電圧形インバータ９に供給される。したがって、交流電動機１０が所定回転速度ｖ１以上で高速回転駆動することが可能となる。

次に、交流発電機３を停止させた状態で、システム制御部１８のチョッパ動作信号発生部１８ａから出力されるチョッパ動作信号Ｓｃを論理値“１”に設定して、交流電動機１０を回転駆動する場合について説明する。
この場合もバッテリ６の電圧Ｖｂのみによって交流電動機１０を回転駆動する所謂電気自動車（ＥＶ）に相当する駆動制御を行うものであるが、交流電動機１０の速度が中・低速で、電圧形インバータ９の入力電圧を低くするときである。この場合には、チョッパ動作信号Ｓｃが論理値“１”であるので、スイッチ回路４および７がオフ状態に制御され、スイッチ回路１１がオン状態に制御される。これと同時に、電圧形整流回路５が整流回路制御部１４のＤＣ−ＤＣ変換制御部２０によって降圧チョッパ制御される。

降圧チョッパ制御は、前述した図３に示すように、整流回路制御部１４のＤＣ−ＤＣ変換制御部２０で、電動機回転速度ｖが所定回転速度ｖ１より低い状態となって、電動機電圧指令値Ｖｍｔが電圧指令最大値Ｖｍａｘ未満であるときに実行される。この降圧チョッパ制御では、電動機回転速度ｖに基づいて図３の直流電圧求出マップを参照して電圧形インバータ９に供給するバッテリ６の電圧Ｖｂより低い直流電圧Ｖｃが求出される。

そして、電圧形整流回路５を降圧チョッパ制御したときのチョッパ出力が求出した直流電圧Ｖｃとなる降圧用のゲート駆動信号を形成し、形成したゲート駆動信号を選択スイッチ２２に出力する。このため、電圧形整流回路５の下アーム部５Ｌを構成する全てのスイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂをオフ状態に制御したままで、上アーム部５Ｈの全てのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａをオンオフ制御する。これにより、電圧形整流回路５からバッテリ６の電圧Ｖｂより低い直流電圧がコンデンサＣ側に出力される。なお，バッテリ６から電圧形インバータ９へ電力を供給する場合について述べたが，逆に，電圧形インバータ９からバッテリ６へ電力を供給して，これを充電する場合には，上アームのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａをオフ状態にしたままで，下アームの全てのスイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂをオンオフ制御すればよい。

この電圧形整流回路５から出力される低電圧の直流電圧Ｖｃが平滑用コンデンサＣで平滑化されて電圧形インバータ９に供給されるので、電圧形インバータ９をその時点での電動機電圧指令値Ｖｍｔに応じた低電圧入力で駆動することができる。このように、電圧形インバータ９の入力電圧が抑制されることにより、スイッチング動作時の入力電圧と入力電流との積で決まる電圧形インバータ９の素子損失（スイッチング損失等）を、電圧形インバータ９を大形化することなく、低減することができる。

これと同時に、電圧形インバータ９の入力電圧が抑制されることにより、電圧形インバータ９を構成するスイッチング素子の発熱量も抑制することができ、電圧形インバータ９を冷却する冷却構造を簡易化することができる。
さらに、電圧形インバータ９のスイッチング動作に伴って流れる交流電動機１０からの漏れ電流を小さくできるので、周辺電子機器のノイズ誤動作を確実に防止することができる。
しかも、電圧形インバータ９の入力電圧を調整する場合に、電圧形整流回路５をチョッパとして利用するので、新たな直流チョッパ回路を設ける必要がなく、全体の構成を簡易化することができる。

なお、上記第１の実施形態においては、第３のスイッチ回路１１と直列に１つのリアクトルＬ１２を接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図５に示すように、スイッチ回路４のスイッチ部４ａ〜４ｃと同数のリアクトルＬ１２ａ〜Ｌ１２ｃとを直列に接続するようにしてもよい。この場合には、第１のスイッチ回路４と電圧形整流回路５の交流電力入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗとの間に個別にリアクトルＬ１２ａ〜Ｌ１２ｃの一端を接続する。そして、各リアクトル１２ａ〜１２ｃの他端に第３のスイッチ回路１１のスイッチ部１１ａ〜１１ｃを接続し、スイッチ部１１ａ〜１１ｃの他端を互いに接続して正極側ラインＬｐの第２のスイッチ回路７および電圧形インバータ９間に接続する。

この構成によれば、電圧形整流回路５の交流電力入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗに個別にそれぞれリアクトルＬ１２ａ〜Ｌ１３ｃが接続されているので、電圧形整流回路５を降圧あるいは昇圧チョッパ制御する際に、オンオフ制御する上アーム部５Ｈ又は下アーム部５Ｌを構成する３つのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａ又はＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂを同時にオンオフ制御する必要はなく、スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａ又はＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのオンオフ制御するタイミングをずらすことが可能になる。これにより、電圧形整流回路５の交流電力入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗの数と同数の多重チョッパ回路として動作させることができるため、各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａ又はＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂスイッチング周波数を下げても電圧形インバータ９の入力電圧リップルを前述した図１の回路構成と同等にすることができ、電圧形整流回路５をチョッパ動作させる際のスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、上記第１の実施形態においては、電圧形整流回路５の出力側にバッテリ６を直接接続する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図６に示すように、電圧形整流回路５の出力側に直流電源回路としての直流チョッパ回路１６を接続するようにしてもよい。
この直流チョッパ回路１６は、正極側ラインＬｐおよび負極側ラインＬｎ間に例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される一対のスイッチング素子Ｑ１６ａおよびＱ１６ｂを直列に接続する。各スイッチング素子Ｑ１６ａおよびＱ１６ｂには、これら逆並列にダイオードＤ１６ａおよびＱ１６ｂを接続する。

そして、スイッチング素子Ｑ１６ａおよびＱ１６ｂとの接続点と負極側ラインＬｎとの間に前述したバッテリ６より低バッテリ電圧となる直流電源としてのバッテリ６ＡとリアクトルＬ１６との直列回路を接続する。この場合、図６に示すように、制御装置１３に直流チョッパ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１６ａおよびＱ１６ｂを駆動制御するチョッパ制御部１７を設け、このチョッパ制御部１７でバッテリ６Ａによる交流電動機１０の駆動時に昇圧チョッパ制御し、交流電動機１０の回生制動時に、バッテリ６Ａの電圧Ｖｂに降圧チョッパ制御する。ここで、バッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕは、図７に示すように、直流部８の直流電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘより低い電圧例えば図１のバッテリ６の電圧Ｖｂの半分程度の電圧あるいはこれより低い電圧に設定されている。

この図６の構成によれば、直流チョッパ回路１６のスイッチング素子１６ａをオン状態に制御し、スイッチング素子１６ｂをオフ状態に制御すると、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直流電源６Ａが接続された状態となり、前述した第１の実施形態と同様の構成となる。
このため、エンジンを駆動させて交流発電機３から交流電力が出力されている状態では、システム制御部１８のチョッパ動作信号発生部１８ａから入力されるチョッパ動作信号Ｓｃが論理値“０”となって、スイッチ回路４および７が閉状態に、スイッチ回路１１が開状態に制御され、前述した第１の実施形態と同様の動作となる。

次に、エンジンを停止させて交流発電機３からの交流電力の出力を停止し、バッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕによって交流電動機１０を駆動する場合について説明する。
このとき、電動機回転速度ｖが図７に示すように所定回転速度ｖ０以上ｖ１未満であるときには、電動機電圧指令値Ｖｍｔによって求出される直流電圧Ｖｃがバッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕ以上となっている。この場合、チョッパ動作信号発生部でＳｃを論理値”０”に設定し，チョッパ制御部１７で、直流チョッパ回路１６のチョッパ出力が直流電圧Ｖｃとなるゲート駆動信号を形成し、このゲート駆動信号を直流チョッパ回路１６に出力する。

したがって、直流チョッパ回路１６では、バッテリ６ＡからコンデンサＣ１側へ電力を供給する場合には，スイッチング素子Ｑ１６ａが常時オフに制御され、スイッチング素子Ｑ１６ｂが直流電圧Ｖｃに応じてオンオフ制御されて、直流電圧Ｖｃを出力する昇圧チョッパ制御状態となる。この直流チョッパ回路１６から出力される直流電圧Ｖｃが平滑用コンデンサＣ１およびＣ２で平滑化されて電圧形インバータ９に供給される。この結果、電圧形インバータ９から出力される交流電力によって交流電動機１０が回転駆動される。
逆に，コンデンサＣ１側からバッテリ６Ａへ電力を供給し，バッテリ６Ａを充電する場合には，スイッチング素子Ｑ１６ｂが常時オフに制御され、スイッチング素子Ｑ１６ａが直流電圧Ｖｃに応じてオンオフ制御されて、直流電圧Ｖｃより低い充電電圧を出力する降圧チョッパ制御する。

ところが、交流電動機１０の回転速度が遅くて、電動機電圧指令値Ｖｍｔが低く、この電動機電圧指令値Ｖｍｔに基づいて求出される直流電圧Ｖｃがバッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕより低い場合には、直流チョッパ回路１６のスイッチング素子１６ａをオン状態に制御し、且つスイッチング素子１６ｂをオフ状態に制御する。これにより、前述した第１の実施形態と同様に、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直流電源６Ａが接続されている状態となる。この時，チョッパ動作信号発生部でＳｃを論理値”１”に設定し，前述した第１の実施形態と同様の処理を行うことにより、電圧形整流回路５のスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａが同時にオフ状態とされ、スイッチング素子Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂが直流電圧Ｖｃに応じてオンオフ制御されて、バッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕから電圧形インバータ９へ電圧を降圧して電力を供給するチョッパ制御が行われる。逆に，電圧形インバータ９からバッテリ６Ａへ昇圧して電力を供給し，バッテリ６Ａを充電する場合には，スイッチング素子Ｑ１６ｂが常時オフ状態にし、スイッチング素子Ｑ１６ａが直流電圧Ｖｃに応じてオンオフ制御すればよい。このチョッパ制御によって、図７で一点鎖線の特性線Ｌ３で示すバッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕより低い直流電圧Ｖｃが平滑用コンデンサＣ２に供給されることにより、この平滑用コンデンサＣ２で平滑化された直流電圧が電圧形インバータ９に供給される。

つまり、直流チョッパ回路１６を設ける場合には、図７に示すように、電圧形整流回路５が、電動機回転速度ｖが所定回転速度ｖ１より低い所定回転速度ｖ０以下で降圧チョッパ制御させる。これは，前述した第１の実施形態のように、電動機回転速度ｖが所定回転速度ｖ１以下であったのに対して異なる点である。
このため、電圧形インバータ９では、入力電圧がバッテリ６Ａの電圧Ｖｂｕより低下されることになり、前述した第１の実施形態と同様に、電圧形インバータ９でのスイッチング動作時の素子損失（スイッチング損失等）を抑制することができる。この場合、直流チョッパ回路１６ではチョッパ制御を停止し、これに代えて電圧形整流回路５でバッテリ電圧よりインバータ電圧を下げることができるので、両者間の素子損失の変動はさほどなく、電圧形インバータ９の入力電圧低下による素子損失の抑制効果の方が大きくなる。しかも、交流電動機１０で大きなトルクを必要とする低回転速度で、電圧形インバータ９を構成する各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂ〜Ｑ２３ｂの発熱量を抑制することができる。したがって、電圧形インバータ９を冷却する冷却構造を簡易化することができ、電圧形インバータ９の全体構成を小型化することができる。

さらに、上記第１の実施形態の構成を利用してハイブリッド自動車などの電気車を構成する場合には、図８に示すように、交流発電機３をエンジン等の内燃機関３０に連結して内燃機関３０の回転駆動力を交流発電機３に伝達する一方、交流電動機１０の出力軸をたとえば減速機構３１を介してディファレンシャルギヤ３２に連結し、このディファレンシャルギヤ３２に左右の駆動輪３３を連結するようにすればよい。ここで、内燃機関３０と交流電動機１０とは直結してもよく、例えば遊星歯車機構で構成される動力分割機構に内燃機関３０と交流電動機１０とを並列に接続し、動力分割機構に交流発電機３を連結するようにしてもよい。

次に、本発明の第２の実施形態を図９について説明する。
この第２の実施形態は、交流発電機３の巻線のインダクタンスを利用してチョッパ動作させるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図９に示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、正極側ラインＬｐの第２のスイッチ回路７と電圧形インバータ９との接続点を第３のスイッチ回路１１を介して交流発電機３の中性点に接続したことを除いては、前述した第１の実施形態と同様の構成を有する。したがって、図９において図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

この第２の実施形態によると、電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂを制御装置１３の整流回路制御部１４のＡＣ−ＤＣ変換制御部１９のゲート駆動信号で駆動制御することにより、整流動作を行うことができる。
また、交流発電機３の巻線のインダクタンスをリアクトルとして使用することができるので、電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂを制御装置１３の整流回路制御部１４におけるＤＣ−ＤＣ変換制御部２０のゲート駆動信号で駆動制御することにより、チョッパ動作を行うことができる。このため、第２の実施形態でも前述した第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

しかも、第２の実施形態では、第１のスイッチ回路４およびリアクトルを省略することができるので、電力変換装置１全体の構成を簡略化することができる。
ここで、交流発電機３として永久磁石同期電動機を適用した場合には、電圧形整流回路５を停止させているときにも、交流発電機３が回転している場合が考えられる。この場合に、電圧形整流回路５をチョッパ動作させる際には、例えば、交流発電機３で発生する誘起電圧と同じ電圧、周波数、位相の相殺交流電圧を電圧形整流回路５の入力側に発生させ、交流発電機３からの出力電力が“０”になるように制御する。さらに、相殺交流電圧を発生している最中の電圧形整流回路５の上アーム部５Ｈ（又は下アーム部５Ｌ）の同時にオンする３つのスイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａ（又はＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂ）を、上下で逆に切換えることによってチョッパ動作を実現することができる。

なお、上記第２の実施形態において、交流発電機３の巻線インダクタンスだけでは、インダクタンスが不足する場合には、チョッパ動作させる電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂのスイッチング周波数を高くする必要がある。このような場合には、図１０に示すように、スイッチ回路１１と直列に補助リアクトルＬ１２を介挿すればよい。この補助リアクトルＬ１２を介挿することにより、必要以上の高周波で電圧形整流回路５の各スイッチング素子Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａおよびＱ１１ｂ〜Ｑ１３ｂをスイッチングさせる必要がなくなり、電圧形整流回路５の素子損失（スイッチング損失等）を低減することができ、小形化することができる。

また、上記第２の実施形態においても、直流電源としてのバッテリ６を省略して、これに代えて、図１１に示すように、前述した図６と同様の直流チョッパ回路１６を適用するようにしてもよい。
また、上記第２の実施形態の構成を利用してハイブリッド自動車などの電気車を構成する場合には、図１２に示すように、交流発電機３をエンジン等の内燃機関３０に連結して内燃機関３０の回転駆動力を交流発電機３に伝達する一方、交流電動機１０の出力軸を例えば減速機構３１を介してディファレンシャルギヤ３２に連結し、このディファレンシャルギヤ３２に左右の駆動輪３３を連結するようにすればよい。ここで、内燃機関３０と交流電動機１０とは直結してもよく、例えば遊星歯車機構で構成される動力分割機構に内燃機関３０と交流電動機１０とを並列に接続し、動力分割機構に交流発電機３を連結するようにしてもよい。

また、上記第１および第２の実施形態においては、直流電源としてバッテリを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、容量の大きな充放電用コンデンサを適用することもできる。
また、上記第１および第２の実施形態においては、電圧形整流回路５、電圧形インバータ９および直流チョッパ回路１６のスイッチング素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を適用する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、使用電力に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ等の任意のスイッチング素子を適用することができる。

また、上記第１および第２の実施形態においては、本発明をハイブリッド自動車などの電気車に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、交流電動機を駆動する任意の電動機駆動装置に本発明を適用することができる。
さらに、上記第１および第２の実施形態においては、交流発電機３および交流電動機１０が３相交流を使用する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ブラシレスモータのように４相以上の多相交流を使用することもできる。
また、上記第１および第２の実施形態においては、電圧形整流回路５に交流発電機３から交流電力を供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電圧形整流回路５の交流入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗを商用交流電源などの交流電源に接続するプラグイン形式のハイブリッド自動車や電気自動車などとすることもできる。

１…電力変換装置、２…交直変換回路、３…交流発電機、４…第１のスイッチ回路、４ａ〜４ｃ…スイッチ部、５…電圧形整流回路、５Ｈ…上アーム部、５Ｌ…下アーム部、Ｑ１１ａ〜Ｑ１３ａ、Ｑ１１ｂ〜Ｑ１３ｂ…スイッチング素子、６，６Ａ…バッテリ、７…第２のスイッチ回路、８…平滑回路、Ｃ…平滑用コンデンサ、９…電圧形インバータ、１０…交流電動機、１１…第３のスイッチ回路、Ｌ１２…リアクトル、１３…制御装置、１４…整流回路制御部、１５…インバータ制御部、１６…直流チョッパ回路、１７…チョッパ制御部、１８…モータ制御装置、９…ＡＣ−ＤＣ変換制御部、２０…ＤＣ−ＤＣ変換制御部、２１…論理反転回路、２２…選択スイッチ、２３，２４…アンド回路、２５…選択スイッチ、３０…内燃機関、３１…減速機構、３２…ディファレンシャルギヤ、３３…駆動輪

Claims

交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路と直流電源回路との少なくとも一方から直流電力の供給を受けて交流電動機を駆動する電圧形インバータを有する電力変換装置であって、
前記電圧形整流回路は、それぞれスイッチング素子を有する上アーム部および下アーム部を有し、当該電圧形整流回路の交流入力端子と前記交流発電機との間に第１のスイッチ回路を介挿し、
前記電圧形整流回路の出力側に前記直流電源回路を接続し、該直流電源回路と前記電圧形インバータとの間に第２のスイッチ回路を介挿し、
前記電圧形インバータの入力側の一方の直流入力部と、前記電圧形整流回路の交流入力側との間に、第３のスイッチ回路とリアクトルとの直列回路を介挿し、
前記電圧形整流回路の前記上アームおよび前記下アームの少なくとも一方をチョッパ制御する整流回路制御部を有する
ことを特徴とする電力変換装置。
前記直列回路は、一端が前記電圧形整流回路の交流入力側に個別に接続された当該交流入力側の相数と同数のスイッチ部で構成される第３のスイッチ回路と、該第３のスイッチ回路の各スイッチ部の互いに接続された他端と前記前記負荷駆動装置の入力側の一方の直流入力部に接続された１つのリアクトルとで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記直列回路は、電圧形整流回路の交流入力側に個別に接続された当該交流入力側の相数と同数のスイッチ部で構成される第３のスイッチ回路と、該第３のスイッチ回路の各スイッチ部と直列に接続された当該スイッチ部と同数のリアクトルとで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
交流発電機で発電した交流電力を直流電力に変換する電圧形整流回路と直流電源回路との少なくとも一方から直流電力の供給を受けて交流電動機を駆動する電圧形インバータを有する電力変換装置であって、
前記電圧形整流回路は、それぞれスイッチング素子を有する上アーム部および下アーム部を有し、
前記電圧形整流回路の出力側に前記直流電源回路を接続し、該直流電源回路と前記電圧形インバータとの間に第２のスイッチ回路を介挿し、
前記電圧形インバータの入力側の一方の直流入力部と、前記交流発電機の中性点との間に、第４のスイッチ回路を介挿し、
前記電圧形整流回路の前記上アームおよび前記下アームの少なくとも一方をチョッパ制御する整流回路制御部を有する
ことを特徴とする電力変換装置。
前記第４のスイッチ回路と直列に補助リアクトルを介挿したことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記直流電源回路は、前記電圧形整流回路の出力側に接続された直流電源で構成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記直流電源回路は、直流電源をチョッパ制御する直流チョッパ回路で構成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記交流発電機は車両に搭載された内燃機関に連結されて回転駆動され、前記交流電動機は前記車両の駆動輪を回転駆動することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。