JP2011526761A - 低減されたピーク対ｒｍｓの比の多次元信号 - Google Patents

Abstract

二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する無線信号を生成することができる送信機および方法がここで説明される。当該低減された比は、送信機の電力増幅器の伝送効率を改善するのに役立つ。さらに、上記無線信号を復号することができる受信機もここで説明される。
【選択図】図１３

Description

（関連する出願の相互参照）
この出願は、２００８年７月２日に提出され、"Reduced Peak-to-RMS Ratio Multicode Signal"と題する、米国特許出願第１２／１６６８８３号（代理人整理番号Ｐ２５７０１番）に関連する。この文書の内容は、参照によりここに取り入れられる。

本発明は、概して、無線通信分野に関するするが、具体的には、送信機の電力増幅器の伝送効率を改善するのに役立つ、二乗平均平方根振幅（root-mean-square：ＲＭＳ）に対するピーク振幅の低減された比を伴う無線信号を生成するための送信機および方法に関する。さらに、本発明は、上記無線信号を復号できる受信機に関する。

以下の略語は、これによって定義され、当該略語のうち少なくともいくつかは、従来技術および本発明についての以下の説明の中で引用される。
ＣＤＭＡ 符号分割多元接続
ＦＩＲ 有限インパルス応答
ＨＳＰＡ 高速パケットアクセス
ＰＡ 電力増幅器
ＰＣＭ パルス符号変調
ＰＳＫ 位相偏移変調
ＱＡＭ 直交振幅変調
ＵＭＴＳ Universal Mobile Telecommunications Service
ＷＣＤＭＡ 広帯域符号分割多元接続

無線信号等の通信信号が２次元の複素平面上の瞬間的な複素値を有すると考えられ得ることは、本技術分野でよく知られている。１つの次元における座標は、無線信号の正弦成分の符号付き振幅であり、第２の次元における座標は、無線信号の余弦成分の符号付き振幅である。余弦関数および正弦関数は互いに直交関数であり、それらの相関はゼロである。これは、２つの次元は互いに対して直交であることを意味する。２つの次元は、一般に、「同相（In-phase）」および「直交位相（Quadrature）」についてのＩおよびＱという標識を付される。平面であるこの信号空間内に他の直交する次元は存在しない。信号対ノイズ比が十分に高い限り、混同を回避するためにいずれの２つのシンボルも互いに十分に離れるように、ビットのグループを表すシンボルをＩ、Ｑの平面に配置することができる、ということもよく知られている。例えば、１６ＱＡＭとして知られる４×４の格子上に１６シンボルを配置し、４つのバイナリビット（binary bit）を各点に割当てることができる。６４ＱＡＭでは、８×８の格子上に６４シンボルを配置し、６つのバイナリビットを各点に割当てることができる。例えば１６の点が円周において角度的に等間隔で配置され、４つのバイナリビットが各点に割当てられる１６ＰＳＫ（位相偏移変調）のような、矩形ではない点のコンスタレーションを使用することもできる。

従来技術では、信号空間内の隣接する点に割当てられるビットは可能な限り少数のビット位置、理想的にはただ１つのビット位置で相違するようにグレイ（Grey）符号化方式に従ってビットのグループをシンボルの点に割当てることが望ましくまた知られていると、一般的には考えられている。これらのよく知られている方式のうちのいくつか、および従来技術に関連付けられるそれらの欠点について、簡潔な検討が次に提供される。

１９７６年８月２４日に出願された米国特許第４０８４３３７号は、４次元の変調方式を説明する。当該変調方式では、電波の両方の偏波が使用されて、２次元の信号をそれぞれ搬送可能である２つの独立したチャネルが提供される。この特許には、"Digital Transmission with Four Dimensional modulation" (Trans IEEE on Information Theory, July 1974, pp. 497-502)と題するＩＥＥＥの論文への参照がある。当該論文では、ピーク電力の制限を有するように構築された４次元の変調方式が説明されている。その中で、ピーク電力の制限は、２つの偏波における電力の和が最大値を超えるべきではないことを意味すると説明された。例えば、（Ｉ１，Ｑ１）が１つの偏波上の同相成分および直交位相成分であり、（Ｉ２，Ｑ２）がもう１つの偏波上の同相成分および直交位相成分である場合に、総電力または制限される電力は、Ｉ１^２＋Ｑ１^２＋Ｉ２^２＋Ｑ２^２により与えられる。（Ｉ１，Ｑ１）および（Ｉ２，Ｑ２）が、別々に生成され、直交偏波アンテナ等の物理的に独立したチャネルに別々に適用される場合に、これは適切でかつ十分な制限である。しかしながら、（Ｉ１，Ｑ１）および（Ｉ２，Ｑ２）が、別々に生成されず、物理的に分離されたチャネルに適用されないが、代わりにいくつかの物理チャネルに適用される場合に、送信される信号は、（Ｉ１＋Ｉ２＋Ｑ１＋Ｑ２）であり、その電力は、同じメトリックにより制限されない（Ｉ１＋Ｉ２）^２＋（Ｑ１＋Ｑ２）^２に比例する。したがって、後者の場合のピーク電力を制限するために別の方式が必要である。

１９８３年４月１４日に出願されたＵＳ特許第４５９７０９０は、単一の物理チャネルについての変調方式を開示する。当該変調方式では、ｍ個の連続的な信号サンプル上の信号空間（Ｉ，Ｑ）内の２次元は、２ｍ次元の空間を形成するとみなされる。ｍＮ個のデータビットは、１つの信号サンプルのＩ、Ｑの値の選択を他の信号サンプルについてのＩ、Ｑの値の選択に依存させることによって符号化利得を得るように、２ｍ次元へと符号化される。これは、トレリス（Trellis）符号化の形態であり、符号化利得の得ることに関連するが、本検討に関連する目的である、無線信号のＲＭＳに対するピークの比の低減を得ることに言及していない。

ＷＣＤＭＡまたはＵＭＴＳとして知られる第３世代セルラーシステムは、モバイル電話からネットワーク（または基地局）へのより高いデータレートの送信を可能とするＨＳＰＡとして知られる仕様中の方法を現在有している。ＨＳＰＡの送信は、「マルチコードＣＤＭＡ」と呼ばれるアプローチを使用する。このマルチコードＣＤＭＡシステムでは、各データシンボルは、拡散符号を用いて合成されることにより、時間およびスペクトラムで拡散される。（基地局からモバイル電話への）ダウンリンク上では、基地局からの信号を送信するために使用される符号は、互いに直行するように基地局で調整される。対照的に、（モバイル電話から基地局への）アップリンク上では、直交性を達成するために異なるモバイル電話の間で必要とされる調整は、難しすぎるため実装することができないと考えられる。したがって、各モバイル電話は、異なるランダムの符号系列を使用する。

しかしながら、各モバイル電話では、さらに、互いに直交するように調整される様々なランダムの符号系列を生成することができる。これらの直交符号の各々はシンボルのサブストリームを搬送し、合成されたシンボルストリームのレートが向上し得る。しかし、この状況では、モバイル電話の利用可能な送信電力は、様々な符号の間で分割される。これは、各サブストリームがエラーなしで成功裏に受信し復号し得る範囲が低減することを意味する。実際には、モバイル電話から送信されるマルチコード変調信号におけるサブストリーム毎の電力の低減は、サブストリームの総数により送信機の電力を単に割ることにより期待されるものよりも悪い。これは、バッテリ電圧により制限されるのが平均電力よりもむしろピーク信号振幅であるからである。ピーク信号振幅は、図らずもバッテリ電圧により制限される。

したがって、第３世代セルラーシステムでは、全サブストリームの合成ピーク信号振幅の制限の中でサブストリーム毎の最高の平均電力を出す変調方式への要望がある。例えば、モバイル電話が、同様の振幅で１６ＱＡＭシンボルのサブストリームをそれぞれ搬送する長さ＝４の３つの符号を用いる３符号のマルチコード方式を用いた場合、所定のピーク振幅の制限の中で送信される総平均電力は、スペクトラムを含むためにフィルタリングする前のピークよりも低い７．３２ｄＢであり、サブストリーム毎の平均電力は、ピークよりも低い１２．１ｄＢである。フィルタリングは、一般的にＲＭＳに対するピークの比をさらに増加させる。重ね合わされ直交する長さ＝４の符号が第３のシンボルを搬送するのと同じ周期に２つのシンボルを搬送し、長さ＝４の３つの符号と同じシンボルレートを有効に達成する、２倍の電力（√２倍の振幅）の長さ＝２の符号を、ＨＳＰＡ標準は仕様に定めているため、ＨＳＰＡ標準は長さ４の３つの拡散符号の方式における改善を説明する。この４＋（２，２）の構成は、ピークよりも低い５．４４ｄＢである総平均電力を出すことができ、長さ＝４の３つの拡散符号の方式に関連付けられる（４＋４＋４）の構成よりも１．８８ｄＢだけより効果的である。

しかしながら、４＋（２，２）の構成を用いると拡散率の低減がある。当該拡散率の低減は、低いＲＭＳに対するピークの比を達成する拡散なしの方向へ向かうことにすぎない。しかし、結果として生じる無線信号は、大幅なマルチパスのチャネル歪みがある場合に復号するのが非常に難しくなる。これらの要求および他の要求は、本発明の送信機および方法により対処される。

ある形態では、本発明は、多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅の制限を設け、送信される無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減するための方法を提供する。当該方法は、（ａ）情報をバイナリビットのストリームへと符号化するステップと、（ｂ）上記バイナリビットのストリームから、複数のデータシンボルを表す複数のビットグループを形成するステップと、（ｃ）多次元空間における座標のセットにより各データシンボルを表すステップと、上記多次元空間における次元の数は、上記送信される無線信号を最終的に構成する少なくとも３つの直交成分の数に対応することと、（ｄ）各データシンボルが上記多次元空間において最も近い他のデータシンボルからある最短距離離れて位置するように、および、上記送信される無線信号の二乗平均平方根振幅に対する上記合成シンボルのピーク振幅が最小化されるように、各データシンボルについての座標を選択するステップと、を含む。二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する無線信号を生成するこの方法は、送信機の電力増幅器の送信効率を改善するのに役立つ。

別の形態では、本発明は、二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する送信される信号を生じさせるデータシンボルを通信する方法を提供する。当該方法は、（a）同相の又は実数の信号値および直角位相の又は虚数の信号値をそれぞれ搬送する複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号を同時に使用して、それぞれ座標値を搬送する少なくとも３つの独立した変調の次元を提供するステップと、（ｂ）上記データシンボルに関連付けられるべきコンスタレーション点のセットを定義するステップと、上記コンスタレーション点は、上記コンスタレーション点のいずれの２つの間のユークリッド距離も所望の最小値以上であるように、および、所望のピーク振幅の値がいずれの点でも超過されないように、上記少なくとも３つの次元を含む空間内に分布することと、上記ピークの値は、（i）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記実数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の和、（ii）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記虚数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の和、および、（iii）（ａ）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記実数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の上記和の二乗と、（ｂ）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記虚数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかの点の上記コンスタレーション座標の絶対値の上記和の二乗と、の和、という指標のいずれかにより決定されることと、を含む。二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する無線信号を生成するこの方法は、送信機の電力増幅器の送信効率を改善するのに役立つ。

さらに別の形態では、本発明は、多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅の制限を設け、無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減する送信機を提供する。当該送信機は、（ａ）データビットのグループを、第１のサブグループと第２のサブグループとに分ける符号器を備え、（ｂ）上記符号器は、ビットの上記第１のサブグループを使用して、第１の多次元空間内で分布するある数のコンスタレーション点のうちの１つを選択し、上記コンスタレーション点の位置はそれらの座標の和が所望の最大値未満であるように決定されており、選択された上記コンスタレーション点の上記座標が使用されて対応する複素数の実数部分の値が設定され、（ｃ）上記符号器は、ビットの上記第２のサブグループを使用して、第２の多次元空間内で分布するある数のコンスタレーション点のうちの別の１つを選択し、上記コンスタレーション点の位置はそれらの座標の和が所望の最大値未満であるように決定されており、選択された上記コンスタレーション点の上記座標がその後使用されて対応する複素数の虚数部分の値が設定され、（ｄ）上記符号器は１つの実数部分と１つの虚数部分とをペアにして複素数を形成し、残りの実数部分と虚数部分も同様にペアにされ複素数のセットが得られ、（ｅ）上記符号器は、ある数のマルチチップ直交符号のうちの関連付けられる１つにより乗算されるように上記複素数を割り当て、各複素数とその符号との積は続いてチップについて合計され、マルチコードシンボルが得られ、上記送信機は、（ｆ）上記マルチコードシンボルのストリームを受信し、送信されるスペクトラムを制限するためにそれらをフィルタリングするフィルタと、（ｇ）フィルタリングされた信号を無線周波数キャリアで変調する変調器と、（ｈ）変調された無線信号を送信するアンテナと、を備える。したがって、二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する無線信号を生成することにより、送信機の電力増幅器の送信効率が改善される。

さらに別の形態では、本発明は、低減されたピーク対ＲＭＳの比および制限された合成シンボルのピーク振幅を有する無線信号を復号する受信機を提供する。ある実施形態では、当該受信機は、（ａ）ダイヤモンド型のコンスタレーションの面であって、当該面上または当該面内に上記無線信号のデータシンボルが位置する、上記面を決定し、（ｂ）上記面であって、当該面内に上記無線信号の上記データシンボルが位置する、上記面上の点のサブセットを決定し、（ｃ）上記点のサブセット内の、上記データシンボルの座標値に最も近い点を、決定し、（ｄ）上記面、上記点のサブセットおよび上記最も近い点の組合せから上記データシンボルを決定する、ことにより上記無線信号を復号するためのメモリからのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサを有する復号器を含む。

さらに別の形態では、本発明は、低減されたピーク対ＲＭＳの比および制限された合成シンボルのピーク振幅を有する無線信号を復号する受信機を提供する。ある実施形態では、当該受信機は、（ａ）第１のダイヤモンド型のコンスタレーション上の複数のコンスタレーション点のうちの、前記無線信号のデータシンボルと関連付けられる第１のコンスタレーション点を仮定し、（ｂ）仮定された前記第１のコンスタレーション点を前提として、第２のダイヤモンド型のコンスタレーション上の、前記無線信号のデータシンボルと関連付けられる第２のコンスタレーション点を決定し、（ｃ）仮定された前記第１のコンスタレーション点および関連付けられる決定された前記第２のコンスタレーション点が、受信された前記無線信号をどの程度正確に予測しているか、を表すメトリックを決定し、（ｄ）前記第１のコンスタレーション点の全ての仮説の候補についての前記メトリックを比較し、最良の前記メトリックを有する前記仮説を正しい仮説として選択し、それによって前記無線信号を復号する、ことにより前記無線信号を復号するためのメモリからのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサを有する復号器を含む。

本発明のさらなる形態は、一部は詳細な説明、図面および従属する請求項で説明され、また一部は、詳細な説明から導きだされ、または本発明の実施により獲得され得る。当然のことながら、上記の一般的な説明および以下の詳細な説明の両方は、例示的で説明のためだけのものであり、開示されるように本発明を限定するものではない。

本発明のより完全な理解は、以下の添付の図面とともに取り込まれる場合に以下の詳細な説明を参照することにより得られ得る。
本発明の説明を支援するために用いられる、従来のＨＳＰＡの４＋（２，２）のマルチコードセルラーシステムの図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、１６ＱＡＭコンスタレーションの１６点を示す図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、従来の４＋４＋４のマルチコードセルラーシステムに関連付けられる図を説明する。 本発明の説明を支援するために用いられる、２倍の電力（√２倍の振幅）をもつ長さ＝２の符号に変調される１６ＱＡＭシンボルに対する、長さ＝４の符号に変調される１６ＱＡＭシンボルの４５度の位相回転を視覚的に示す図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、＋Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝１である場合におけるＩ１、Ｉ２、Ｉ３についての＋＋＋平面を示すグラフである。 本発明の説明を支援するために用いられる、ダイヤモンド型のコンスタレーションを示す図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、６つの次元であるＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３をグループ化して多次元シンボルを形成することが可能である様々な手法を説明する図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、陥没した頂点を有するダイヤモンド型のコンスタレーションを示す図である。 本発明の実施形態に従って構成される送信機を有するモバイル電話のブロック図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、図８に示されるダイヤモンドコンスタレーションに対する６ビットのグループのグレイ符号割当てを説明する図である。 本発明の説明を支援するために用いられる、全送信信号の電力対ノイズ比に対するエラー率を説明するグラフである。 本発明の説明を支援するために用いられる、くぼみのあるダイヤモンド型のコンスタレーションを示す図である。 本発明の実施形態に従って構成される受信機を有する基地局のブロック図である。 図１３に示される受信機が本発明の一実施形態に従って無線信号を復号する方法の説明を支援するために用いられる図である。 図１３に示される受信機が本発明の一実施形態に従って無線信号を復号する方法の説明を支援するために用いられる図である。 図１３に示される受信機が本発明の一実施形態に従って無線信号を復号する方法の説明を支援するために用いられる図である。 本発明の別の実施形態に従って構成される受信機を有する基地局のブロック図である。

本発明は、多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅に制限を設ける中で無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減する（例えば、モバイル電話の中に組み込まれる）送信機および方法を含む。特に、送信機は、情報をバイナリビットのストリームへと符号化し、ビットグループは、合成されてデータシンボルにより表される。その後、各データシンボルは、多次元空間における座標のセットにより表される。多次元空間における次元の数は、送信される無線信号を構成する少なくとも３つの直交成分に対応する。各データシンボルの座標は、各データシンボルが多次元空間において最も近い他のデータシンボルから最短距離に位置するように、および、送信される無線信号の二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅が最小化されるように、選択される。本発明を実装することができる様々な手法についての詳細な検討は、４＋４＋４の構成を有する上記従来の３符号のマルチコード方式、および４＋（２，２）の構成を有する上記従来のＨＳＰＡ３符号マルチコード方式を、より詳細に説明した後に提供される。

図１を参照すると、従来のＨＳＰＡ３符号マルチコードセルラーシステム１００のブロック図がある。モバイル電話１０２は、各４チップの変調周期毎に１６ＱＡＭシンボルであるＳ１、Ｓ２およびＳ３を用いて無線信号を基地局１０４に送信する送信機１０８を有する。図のように、長さ＝２の符号は、２回繰り返され、使用されて、２つの１６ＱＡＭシンボルのＳ２およびＳ２を連続して搬送する。長さ＝２の符号と直交する長さ＝４の符号は、付加的に合成され、使用されて、同じ４チップの周期の間に第３の１６ＱＡＭシンボルのＳ１を搬送する。１６ＱＡＭシンボルのコンスタレーションは、図２に示されるように一般的な形式を有する。各１６ＱＡＭシンボルのＳ１、Ｓ２およびＳ３は、４ビットを搬送する。そのため、３つのシンボルＳ１、Ｓ２およびＳ３を用いて、２^２＝４０９６の候補を表す１２ビットが４チップ時間間隔の中で伝達される。したがって、基地局１０４での復号は、４０９６の候補の全てを検証すること（「ブルートフォース」手法）を含むことができるか、あるいは、２００８年２月２２日に出願され、"Efficient Multicode Detection"と題する共同譲渡された米国特許出願第１２／０３５、９７０号に開示されている複雑さが低減された方法を使用し得る。当該米国特許出願の内容は参照によりここに取り入れられる。

１６ＱＡＭシンボルを使用して通信することは、信号のＩ成分およびＱ成分の各々で２ビットを送信することを含む。ビットは、複素信号平面の２つの次元の各々において０の周囲に等間隔で配置される。したがって、Ｉ成分は、＋１．５、＋０．５、−０．５および−１．５の値をとり得る。一方で、Ｑ成分も独立して同様に値を取る。図２は、ＩＱ平面内で規則的な矩形の格子の交点に位置する、１６個の信号点の候補を示す。単一の１６ＱＡＭシンボルのピーク対ＲＭＳの比は、ピーク振幅および二乗平均平方根の値を決定することにより算出され得る。ピーク振幅は、ＩおよびＱの両方が同時に＋／−１．５である最大の振幅をもつ場合に発生する。ピーク振幅は、１．５＊√２のベクトル全体の長さを与える。一方で、二乗平均平方根の値は、１６点全体における振幅の二乗を平均することにより算出される。そこでは、二乗された振幅の値（１．５√２）^２＝４．５をそれぞれ有する４つの角の点、それぞれが二乗された振幅（１．５^２＋０．５^２）＝２．５である側面にある８つの点、二乗された振幅（０．５√２）^２＝０．５である中央にある４つの点がある。これらの点の平均値は、（４×４．５＋８×２．５＋４×０．５）／１６＝２．５である。したがって、ＲＭＳの値は、√２．５または１．５８である。ピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比は、したがって１．５√２／√２．５であり、デシベルでいうと２．５５ｄＢである。

しかしながら、図１の変調について、２つのＩ値および２つのＱ値が各チップ周期の中で重なり合うことがわかる。長さ＝４の符号のＩ値は、４つの値である１．５、０．５、−０．５および−１．５のうちの１つであり得る。しかし、長さ＝２の符号のＩ値は、√２倍大きい。Ｑ値も同様にスケーリングされる。よって、ピーク対ＲＭＳの比を算出するための上記と同じ手続きを適用すると、背景技術のセクションで述べられたとおりこの種類のマルチコード変調について５．４４ｄＢという解が与えられる。一方で、図３に示されるような従来の４＋４＋４の構成である３つの長さ＝４の符号が使用された場合、各々についてのＩ値は、１．５、０．５、−０．５または−１．５の値のいずれかを有し、４．５であるピークＩ値および同様のピークＱ値を与える。または、４．５√２であるＩおよびＱが合成されたピーク振幅が与えられる。しかしながら、ＲＭＳの値は、上記で算出されて√２．５であった単一の１６ＱＡＭ送信のＲＭＳの値のちょうど√３倍である。よって、背景技術のセクションでも述べられたとおり、重ね合わせられた３つの長さ＝４の符号のピーク対ＲＭＳの比は、したがって４．５√２／（√３×√２．５）＝２．３２または７．３２ｄＢである。したがって、ピーク振幅が制限される場合、図１の４＋（２，２）の構成は、図３の４＋４＋４の符号の構成よりも好ましい。

モバイル電話の送信機１０８は、他の要因に加えて信号のピーク対ＲＭＳの比に依存する歪みなしの平均電力出力を生成する電力増幅器１０６も有する。Ｂ級の電力増幅器１０６について、当該増幅器が図らずも最大電力を生成している場合に、以下のように定義される最大の歪みなしの効率（non-distorting efficiency）が発生する。

また、単位負荷抵抗へ正規化されると、最大効率は以下のように定義される。

一方で、変動する振幅の信号の平均効率は、以下のように定義される。

また、静止バイアス（quiescent bias）のないＢ級の電力増幅器１０６の電力消費は、図らずも出力信号の振幅と比例する。したがって、平均ＤＣ電力消費は、ピーク振幅に対する平均振幅の比のピーク電力消費倍に等しく、単位負荷抵抗へ正規化されて、以下のように与えられる。

等式１ｂ、２ｃおよび３ｂを結合すると、以下のようになる。

η_maxは、電力増幅器の実装に依存する量である一方で、ピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比×平均振幅対ＲＭＳ振幅の比の値は、変調の特性である。したがって、電力増幅器の最大効率のために、後者の量を最小化したい。変調の別の性能評価基準は、２つの異なるシンボルが基地局１０４により混同され得る容易さまたは困難さである。この変調の性能評価基準は、互いに最も近い２つのシンボル間の信号空間におけるユークリッド距離である最短距離ｄ_ｍｉｎにより決定される。一般的に、シンボルの単一のペアが、信号空間において他のペアよりも互いにより近く位置する場合、当該ペアは、より大きいｄ_ｍｉｎを有するより等しい間隔を得ようとして離されるであろう。この点において様々な変調を比較するために、ｄ_ｍｉｎは、同じＲＭＳの信号値、すなわち同じ平均送信電力に正規化されるべきである。したがって、ｄ_ｍｉｎ／（ＲＭＳ振幅）という量は通信効率の評価基準である。一方で、ηは送信機の電力増幅器１０６の効率の評価基準である。後者を最大化する場合に、前者がなるべく維持され著しく悪化しないことが望ましい。これは、本発明により達成される。

図１に示されるＨＳＰＡトリプル１６ＱＡＭ変調を再び参照すると、通信効率を変えることなくピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比におけるわずかな（０．５ｄＢ）低減を得るための１つの手法は、長さ＝２の符号におけるコンスタレーションに対して、長さ＝４における１６ＱＡＭコンスタレーションを４５度回転させることである。この具体的な回転方式は、上記の"Reduced Peak-to-RMS Ratio Multicode Signal"と題する米国特許出願第１２／１６６、８８３（代理人整理番号第Ｐ２５７０１）に開示された。上記米国特許出願第１２／１６６、８８３（代理人整理番号第Ｐ２５７０１）では、スペクトル制限は検証された変調全てについてピーク対ＲＭＳの比が増加したが、スペクトル的に制限するフィルタリングの前に決まる、様々な変調方法／方式のピーク対ＲＭＳの比の改善が、フィルタリング後に同様の改善を与える傾向がある、ということも示された。これを考慮して、本発明は、スペクトル制限フィルタリングの前に決まるピーク対ＲＭＳの比の低減を達成するための方法に向けられる。ここでは、スペクトル制限フィルタリングの影響を受ける波形を比べる場合に、これは同様のピーク対平均の比の低減になると見込んでいる。新たな方法は、妥当な複雑さの送信機の等化器を使用する中でマルチパス歪みの良好な耐性を維持するために、通信効率係数であるｄ_ｍｉｎ／ＲＭＳを低減することを回避し、拡散係数を低減することも回避することを目標とする。本発明の様々な実施形態に従って、この新たな方法をどのように実装できるかについての
より詳細な検討が、以下に提供される

図３に示される３符号マルチコード方式に戻って参照すると、３つの１６ＱＡＭシンボルＳ１、Ｓ２およびＳ３を４−ＡＭシンボルとみなすことができることがわかる。各４−ＡＭシンボルは、４つの信号点の候補を有し６次元であるＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３のうちの１つを占める２ビットの情報を、それぞれ搬送する。図のように、（Ｉ，Ｑ）次元のペアは、９０度位相がずれているおかげで直交する。直行する符号の使用により、３つのそのようなＩ値とＱ値とのペアは、符号が互いに直交である場合に互いに直行する６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３の全てを使用して伝達されることが可能となる。送信における信号歪みがない場合、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３は、互いに干渉しないため、全く独立している。また、受信機のノイズは、次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３またはＱ３のいずれのペアの間でも名目上相関しない名目上均等なＲＭＳの値を有する。しかしながら、Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の値並びに同じくＱ１、Ｑ２およびＱ３の値は、一次で足し合わされ、２次で足し合わされないため、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３またはＱ３は、モバイル電話の送信機１０８に関する限り独立ではない。したがって、送信される信号の振幅は、以下のように与えられる（図３の符号１、符号２および符号３を参照）。

そして、送信振幅＝（Ｉ^２ _transmit＋Ｑ^２ _transmit）である。

Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の全ての符号の組合せが４つのチップわたって検証されるため、どのような符号がチップにおけるピーク値を生成するとしても、当該符号の組合せはあるチップでは付加的である、ということを上記は示している。制約されなければ、最悪のケースは、図らずもＩのピークとＱのピークが同じチップで起こる場合である。

Ｉ信号およびＱ信号が同じ形式である場合、送信振幅のピーク対ＲＭＳの比がＩ単独またはＱ単独のピーク対ＲＭＳの比と同じという結果になる。ＩおよびＱの組合せは、Ｉ単独またはＱ単独についての比と比較されると、ピークおよびＲＭＳの両方を同様に√２倍に増やすにすぎない。したがって、ＩおよびＱの単独上で低いピーク対ＲＭＳの比を有する変調方式を得ようとすることは、合成された送信信号についての低いピーク対ＲＭＳを生み出すことができる。よって、Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３、Ｉ１＋Ｉ２−Ｉ３、Ｉ１−Ｉ２＋Ｉ３およびＩ１−Ｉ２−Ｉ３のいずれもある所望のピーク値を超えないことが望ましい。当該ある所望のピーク値を１．０として恣意的に選ぶことができる。これら４つについての制約を、１に設定される境界を用いて｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜≦１により表現することができる。

この境界は８つの平面を含む。当該８つの平面は、３つの値Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の各々が有し得る、２つの符号の候補である＋または−の各々に対応する。例えば、Ｉ１、Ｉ２およびＩ３が全て正である場合におけるＩ１、Ｉ２およびＩ３についての＋＋＋平面は、＋Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３により与えられ、図５に示される。図５では、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の表記から従来型の３Ｄ座標であるＸ、Ｙ、Ｚへの移行も、導入されている。

８つの符号の組合せの全てに対応する８つの平面が描かれる場合、その結果は図６に示されるダイヤモンド型６００である。直交する３つの１６ＱＡＭシンボルに属する３つの信号Ｉ１、Ｉ２およびＩ３により搬送される３つのビットのペアを表すために、６４個の点の候補がダイヤモンド型６００上またはダイヤモンド型６００の内部に位置する必要がある。全部で６６の点を生み出す規則的な空間の例が、ダイヤモンド型６００に示されている。したがって２つの点は省略され得る。６６の点は、以下のものを含む：
○１つの座標が＋／−１であり、他の２つの座標が０である、６つの頂点（合計６点）
○１つの座標が０であり、他の２つの座標が＋または−である、１２の境界。境界の中心点は０ではない座標の＋／−０．５を有し、各エッジ上の他の２つの点はゼロではない座標（＋／−２．５，＋／−０．７５）を有し、または逆に合計３６点を与える。
○｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜＋｜Ｚ｜＝１の平面に対応する８つの面。各三角形の面は、その中心に３つの点の三角形を有する。これらの点の座標は、合計２４点のために、Ｘ、ＹおよびＺの間であらゆるやり方で順序を変えられ、＋／−の符号全ての候補を有する、（合計は１である）０．５、０．２５、０．２５の座標を有する。

このコンスタレーションの最短距離ｄ_ｍｉｎは、０．２５√２＝０．３５３５である。

この具体的ななコンスタレーションのＲＭＳの値は、１６ＱＡＭコンスタレーションを用いて上記で実行されたものと同様の手法で算出され得る（図３を参照）。しかしながら、この性能を１６ＱＡＭの性能と比較することが可能なように、図６の６つの次元は、まずグループ化されて、図７に示される２つの３次元シンボルの７０２および７０４と比較可能な２つの３次元シンボルを形成する必要がある。

図７は、６つの４−ＡＭシンボル（図３）のように、３つの１６ＱＡＭシンボル７０６、７０８および７１０のように、あるいは上記２つの３Ｄシンボル７０２および７０４のように、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３を任意の所望の手法で概念的にグループ化することができることを提案する。上記３Ｄシンボルについて、３次元空間（Ｖ３）の各軸に沿った振幅変調を意味する用語Ｖ３ＡＭが使用される。特に、６つの次元Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３およびＱ３を、代わりに、１つのＶ４ＡＭシンボルおよび１つのＱＡＭシンボルとしてグループ化することができる。したがって、３軸の各々に沿った点の数が４である場合、３Ｄシンボル内の点の総数は、４^３＝６４である。そのため、用語６４−Ｖ３ＡＭが用いられ得る。同様に、Ｖ４の各次元に沿った４つの点は、２５６−Ｖ４ＡＭを生み出し、Ｖ５の各次元に沿った５つの点は、１０２４−Ｖ５ＡＭを生み出し、Ｖ６の各次元に沿った６つの点は、４０９６−Ｖ６ＡＭを生み出すことができる。

以下の表１は、６４−Ｖ３ＡＭコンスタレーション（Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３）の特性を、図６のダイヤモンドコンスタレーション６００と比較する。ダイヤモンドコンスタレーション６００では、２つの点が除外されている。

ダイヤモンドコンスタレーション６００は、ピーク対ＲＭＳにおいて４．５７ｄＢという所望の低減、および電力増幅器（ＰＡ）の効率において２ｄＢの改善を達成し、最短距離において０．４４ｄＢという小さな低減を犠牲にする、ということがわかる。しかしながら、後者は、ダイヤモンドの頂点を１．０である０ではない座標から＋／−０．２５である０ではない座標へと凹ませることにより、以下のような結果で軽減されることが可能である。

頂点を凹ませることによりＲＭＳの値は低減され、それによりｄ_ｍｉｎは改善される。しかし、ピークは同じであり、そのためピーク対ＲＭＳの比はほんのわずかに高い。同じシンボルエラーレートについての送信機の平均電力消費が低くなるため、これはより望ましい結果である。頂点が凹まされた３次元コンスタレーション８００の形は、図８に示される。ダイヤモンドコンスタレーション６００への他の改良、および同類内の他のダイヤモンドコンスタレーションは、本発明に従ったモバイル電話の送信機の一実施形態を検討した後に、以下に詳細に説明される。

図９を参照すると、本発明の一実施形態に従って、多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅に制限を設けて無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減する送信機９０２を有するモバイル電話９００が示されている（本発明に関連する送信機のコンポーネント機能のみがここに表されていることに留意する）。基本的には、送信機９０２（例えば、マルチコード送信機９０２）は、以下のものを使用して、制限された合成シンボルのピーク振幅で、低減されたピーク振幅対ＲＭＳ振幅の比を実現することができる。

（i）データビットのグループ（例えば、１２ビット）を第１のサブグループ（例えば、６ビット）と第２のサブグループ（例えば、６ビット）に分ける符号器９０４。

（ii）符号器９０４は、ビットの第１のサブグループを取り上げ、第１の多次元空間（例えば、３次元空間Ｘ、Ｙ、Ｚ）内に分布するある数のコンスタレーション点のうちの１つを選択する。当該コンスタレーション点の位置は、座標の合計が所望の最大値未満となるように決定されている。選択されたコンスタレーション点の座標がその後使用されて、対応する複素数の実数部分の値が設定される。したがって、各複素数の実数部分は、関連付けられる座標の値に対応する。

（iii）符号器９０４は、ビットの第２のサブグループを取り上げ、第２の多次元空間（例えば、３次元空間Ｘ、Ｙ、Ｚ）内に分布するある数のコンスタレーション点のうちのもう１つを選択する。当該コンスタレーション点の位置は、座標の合計が所望の最大値未満となるように決定されている。選択されたコンスタレーション点の座標がその後使用されて、対応する複素数の虚数部分の値が設定される。したがって、各複素数の虚数部分は、関連付けられる座標の値に対応する。

（iv）符号器９０４は１つの実数部分と１つの虚数部分とをペアにして複素数を形成し、残りの実数部分および虚数部分も同様にペアにされて複素数のセットが得られる。１つの多次元空間がもう一方の多次元空間よりもより多くの次元を有する場合、１つ以上の実数部分または虚数部分はペアにされず、純粋な実数または虚数のいずれかである１つ以上の複素数ではない数が得られ得る。

（v）符号器９０４は、ある数のマルチチップ直交符号のうちの関連付けられる１つにより乗算されるように上記により得られた数を割当てる。各数とその符号との積はその後チプについて合計され、一般的な複素値のチップの系列を含むマルチコードシンボルが得られる。

（vi）フィルタ９０６（例えば、ルートナイキストフィルタ）は、マルチコードシンボルのストリームを受信し、送信されるスペクトラムを制限するためにそれらをフィルタリングする。

（vii）フィルタリングされた信号を無線周波数キャリアで変調する変調器９０８。

（viii）変調された無線信号を送信するアンテナ９１０。

隣接するコンステレーション点が可能な限り少数のビット位置、好ましくはただ１つのビット位置で相違するようにステップ（ii）および（iii）でビットグループをコンスタレーション点と関連付けることが望ましいと考えられる。いずれかの１つの次元に沿って移動すると、連続的に遭遇するビットパターンは１ビットのみ異なるように、各次元においてビットのペアは００、０１、１１、１０という順序で分布するため、このいわゆるグレイ符号化は、４−ＡＭ、１６ＱＡＭ、６４Ｖ３−ＡＭ等について良好に機能する。例えばシンボルに沿ってトレリスを実行する場合のように、反対のものが望まれ得る他の状況がある。そのため、グレイ符号化は常に望ましい選択というわけではない。例えば、６６点のダイヤモンドコンスタレーション６００または８００が、ＡＳＣＩＩコードのような文字、数および言語の他の文字を送信するように割当てられる場合に、最適な割当ては、ビットパターンには関連しないが、標準文字メッセージの視認性における不慮の文字の置き換えの深刻さに関連する。最適な割当ては、エラーが、１つの母音を類似する母音（例えば、ｅ、ｉ、ｙ）で置き換え、１つの子音を類似する子音（例えば、ｔ、ｄまたはｐ、ｂ）で置き換え、１つの句読点を類似する句読点（例えば、空白、−、／）で置き換える等の傾向があるようなものであり得る。選択され得るグレイ符号化方式とは異なる別の方式は、６ビットのＰＣＭ音声ワードを搬送するための６ビットシンボルの使用を含む。この場合、ビット符号は、値が離れているワードがコンスタレーション内でも離れているように、６ビットのＰＣＭワードの数値の順にコンスタレーションを最上部から最下部までらせん状にすることにより割当てられる。しかしながら、変調の目的が、最小のビットエラーレートで暗号化された音声またはデータ等の任意のバイナリビットのストリームを伝達することである場合には、グレイ符号化が望ましい。

完全なグレイ符号化は必ずしも可能とは限らないが、ダイヤモンドコンスタレーション８００へ６ビットのグループのグレイ符号を割当てる試みが、図１０に示される。図１０は、符号００００００を割り当てられる１つの頂点（Ｘ＝１）を中心に有するダイヤモンドコンスタレーション８００を見下ろしている。また、中心点（符号００００００）を共通の頂点として有する４つの三角形の面の射影が見える。見る側から離れた裏側の４つの面は展開され、それらの射影は外側の正方形を形成する。また、当該４つの面の角は、符号１１０１１０を割り当てられた全て同じ点であり、図の中心にある頂点００００００の反対側の頂点である。裏側の面の展開のため、同じ境界（例えば、符号０００１１０、００１１１０、０１１１１０、０１０１１０、１１０１１０を含む線）は、外側の正方形の辺に沿って２度繰り返され鏡像になっている。

この例では、６ビットのグループは、３＋３ビットのグループとみなされる。３ビットの各サブグループは、あるセットの線に沿ってグレイ符号の順序でインクリメントされ、他方の３ビットのグループは、第１のセットと直交するセットの線に沿ってグレイ符号の順序でインクリメントされ得る。ダイヤモンドコンスタレーション８００が８×８の矩形の格子であれば、これは完全なグレイ符号化を達成するであろう。しかし、上記のような展開された面の辺の鏡像のため、いくつかのグレイではない不一致が境界で起こる。

例えば、境界の符号０１１１１０は、点５３の隣接する符号０１１１０１と１つのビットのみで異なるが、点５４の符号１０１１１１と３ビットで異なる。これは、裏側の面が紙面の位置に展開されると、符号０１１１１０は、点５３と点５４の両方に隣接し、両方の割り当てられた符号から１ビットのみ異なることができない、からである。しかしながら、これらが隣接する点のペアの総数のうちのほんのわずかである限り、平均ハミング距離への影響は小さい。

上記のように実行される暫定的なグレイ符号のビット割当ては、図１０に図示されている。ビット符号からシンボルへのこの具体的なな割当てが使用されて、ノイズのあるデータを送信し受信する場合におけるシンボルエラーレートからビットエラーレートが算出されている（図１１を参照）。図１１に示されるとおり、図８のディンプルのあるコンスタレーション８００および図１０のビット符号割当てについてのシンボルエラーレート並びにビットエラーレートの曲線が、６４−Ｖ３ＡＭの曲線と比較される。当該６４−Ｖ３ＡＭは、同じ全送信電力で上記４＋４＋４または４＋（２，２）のいずれかの構成を使用するトリプル１６ＱＡＭと同じ性能を有していた。図１１では、エラーレートは、送信された全信号の電力対ノイズの比で描かれている。ディンプルのあるダイヤモンドコンスタレーション８００が、わずかに良いｄ_ｍｉｎ対ＲＭＳの比を反映してトリプル１６ＱＡＭよりもわずかに低いシンボルエラーレートをもたらし、一方で、各最も近い隣接点のエラー事象についてシンボルエラー毎のビットエラーの平均数が約１．５倍大きいためわずかに高いビットエラーレートを有していることを、このグラフは説明している。しかしながら、この約０．４ｄＢの損失は、４＋（２，２）コンスタレーションのトリプル１６ＱＡＭよりも０．９ｄＢ高い効率で送信電力増幅器を動作させる能力によっても補えない。コンスタレーションの座標および擬似グレイ（pseudo-Grey）ビット符号割当ての数値は、表３において以下のように与えられる。

必要に応じて、ダイヤモンドコンスタレーション６００は、６個の頂点だけではなく１２個の境界の中心も差し込むことにより、違ったふうにディンプルを設けられ得る。差し込まれた点は、さらに以下に説明されるように、次数が２である内部のダイヤモンドコンスタレーションを形成する。一方で、４８個の点は、図１２に示されるディンプルのあるより大きいダイヤモンドコンスタレーション１２００の表面上にとどまる（＋は差し込まれた境界の中心に標識を付していることに留意する）。シンボル毎に６ビットを送信するために、いずれかの２つの点が除外され得る。例えば、同じｄ_ｍｉｎについての平均送信電力を最小化するために、４８個の点のうちの２つが除外される。受信機の復号器が本発明の様々な異なる実施形態に従って無線信号をどのように復号するかについての詳細な検討の後に、ダイヤモンドコンスタレーションについてのより詳細な検討が以下に提供される。

図１３を参照すると、本発明の一実施形態に従って無線信号を復号する受信機１３０２を有する基地局１３００が示されている（本発明に関連する受信機のコンポーネント機能のみがここに表されていることに留意する）。必要に応じて、受信機１３０２は、図１４〜１６に関して以下により詳細に説明されるようにダイヤモンドコンスタレーションを復号するように適合されることを除いて上記米国特許出願第１２／０３５、９７０号で説明されている復号器と同様である（メモリ１３０８からのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサ１３０６を有する）復号器１３０４を用いることができる。

一実施形態では、受信機１３０２は、無線信号を受信し、無線信号内のいまだに復号されていないシンボルにより引き起こされるシンボル間干渉を軽減するための等化器のフィードフォワード技術と共に判定帰還技術を使用して以前に復号されたシンボルの影響を取り去ることにより、自身と送信機９０２との間におけるマルチパス伝搬の影響を軽減させる（ステップ１３２０および１３２２）。結果として、残りの無線信号は、ノイズおよび他の潜在的な障害を含んで、実数部分と虚数部分に符号化された２つのダイヤモンドコンスタレーションのシンボルに依存する。したがって、等化された信号は、２つのダイヤモンドのシンボルのうちの１つをまず仮定し、Ｘ、ＹおよびＺの座標を調べ、信号サンプルから影響を取り除くことにより、復号される。仮定されたシンボルを取り除いた後の修正された信号サンプルは、第２のシンボルのＸ、Ｙ、Ｚ座標に線形的に依存するある数の複素値を含む。実数部分と虚数部分とを別々の等式に分割することは、３つの未知であるＸ、Ｙ、Ｚよりも多くの等式を実質的に生み出す。したがって、修正された信号値の全てを最も良好に説明するＸ、ＹおよびＺの値を得るために、等式は最小二条法で解かれ得る（ステップ１３２６）。Ｘ、ＹおよびＺ座標について結果として得られる解は、コンスタレーション内の最も近いシンボルに量子化される。これは、以下の技術によると迅速に実行されることが可能である。

１．｜Ｘ｜、｜Ｙ｜、｜Ｚ｜であるＸ、ＹおよびＺの絶対値を形成し、符号Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚを取り除く。当該符号は、８つの面のうちのいずれにシンボルが位置するかを決定する一方、点が＋＋＋面にあるかのように、｜Ｘ｜、｜Ｙ｜、｜Ｚ｜は面上の点を識別する。

２．図１４は、｜Ｘ｜−｜Ｙ｜＝０の平面が１つの頂点から反対側の中心を通って面を分割し、一方で｜Ｙ｜−｜Ｚ｜＝０の平面および｜Ｚ｜−｜Ｘ｜＝０の平面が同様に対応する頂点を通って分割するのを図示している。したがって、｜Ｘ｜−｜Ｙ｜、｜Ｙ｜−｜Ｚ｜および｜Ｚ｜−｜Ｘ｜の符号は、図１５に示されるような面上の３点からなる６つの三角形のうちの１つに復号の範囲を狭める（ステップ１３３０）。

３．ステップ２で決定された三角形に応じて、面の中心について三角形を中心に置き、シフトされた値Ｘ´、Ｙ´、Ｚ´を得るために、シフトｄＸ、ｄＹ、ｄＺが｜Ｘ｜、｜Ｙ｜、｜Ｚ｜に適用される。シフト値ｄＸ、ｄＹ、ｄＺは、ステップ２で決定された３つの符号により与えられる３ビットの三角形の識別子によりアドレスを指定される小さなルックアップテーブルから選択される（ステップ１３３２）。

その後、今中心に置かれた三角形の３つの点の違いの区別が、図１６に示されるようにＸ´−Ｙ´、Ｙ´−Ｚ´、およびＺ´−Ｘ´、の符号を調べることにより達成される。

したがって、Ｘ´−Ｙ´、Ｙ´−Ｚ´およびＺ´−Ｘ´、の符号は、図１６において（ｘ−＋）、（＋ｘ−）および（−＋ｘ）の標識を付された３つの点のうちの１つとして点を識別する（ステップ１３３４）。ｘは「ドントケア（don't care）」を意味する。

ステップ１〜４は、乗算を含まず、少数の減算のみを含む。したがって、６４個のコンスタレーション点のうち最も近いものにＸ、Ｙ、Ｚの値を量子化することは、上記のトリプル１６ＱＡＭの場合よりも大幅に困難であるというわけではない。

上記で説明されたように第２のシンボルが決定されると、第２のシンボルは仮定されたシンボルと共に候補の復号を形成する。したがって、第１のシンボルの各仮説は候補の復号を生み出し、候補の復号間での選択はメトリックを比較することにより起こる。候補のシンボル両方を使用して期待信号値を算出し、期待信号値と実際の信号値との間の二乗和誤差としてメトリックを算出することにより、メトリックが得られる。別々の信号値上のノイズが相関する場合、上記の最小二乗の解法およびメトリックの算出は、例えば逆相関行列の平方根で等式を重み付けすることにより、これを考慮する（上記米国特許出願第１２／０３５、９７０も参照）。

送信信号を復号するために使用される信号サンプルの数は、マルチパスチャネル遅延プロファイルおよび事前の等化に依存する。一般的に、符号の長さと同じくらい多くの信号サンプルが少なくとも使用されるべきである。あるいは、当然のことながら、受信機で１つ以上のダイバーシチアンテナにより無線信号が受信される場合には、さらに多くの信号サンプルおよび解くことができるより多くの等式がある。解かれるべき等式の次元過多が大きいほど、より大きいノイズ耐性が生まれやすいため、これは望ましい可能性がある。

最も単純な復号技術は、４つの信号サンプルを３つの長さ４の符号の各々に相関させることにより３つの複素相関を得ることである。ダイヤモンドシンボルのＸ、Ｙ、Ｚ座標について解く場合には、これは６つの実数の等式をもたらす。当該６つの等式は、２：１の次元過多を表す。しかしながら、マルチパス伝搬が存在する場合、３つの符号のみのとの相関関係を使用することは、遅延されたマルチパスの電磁線に起因する信号の時間シフトにより第４の符号にエネルギーが存在するという結果がもたらされるため情報の損失につながり得る。しかしながら、４つの符号全てとの相関関係は、４つの信号サンプル全てを処理し、Ｘ、Ｙ、Ｚについての８つの実数の等式を解くことと比べると、ほとんど実用性を持たない。実際に、マルチパス伝搬は、情報が４つ以上のチップに存在するという結果をもたらす可能性がある。そのため、処理される信号サンプルの数は、４つ以上であり得る。さらに、ノイズが白色ではない、またはそうでなければノイズが１つの信号サンプルから次の信号サンプルへ相関性がある場合、求められるＸ、Ｙ、Ｚの値に依存しない信号サンプルをを処理することが有用である可能性がある。この全ては以下のように説明される。

（少なくとも）上記受信された信号サンプル（およびおそらく更なるサンプル）は、以下のような等式によりダイヤモンドシンボル１およびダイヤモンドシンボル２のＸ、Ｙ、Ｚ座標に線形に関連する（以下を等式（５）として集合的に参照する）。

より多くのチップがＸ、ＹまたはＺのいずれかの値に依存する場合、これらの等式と同様の更なる等式があり得る。その上、受信のために使用される各ダイバーシチアンテナについてのこれらの等式の追加セットがある。マトリクス表記では、上記等式を以下の形式に縮小することができる（等式（６））。

最終的に、非常に効率的なプロセスを有するために、シンボルの座標はダイヤモンドコンスタレーション点のうちの１つの座標と等しくなければならないという制約下において最小平均二乗誤差内でこれらの等式満たすシンボルのペア（Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１）、（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２）を見つけることが望ましい。これを最尤の結果と呼ぶことができる。最大尤度の結果は、６４×６４の全組合せを試みることによるブルートフォース手法を使用して得られることが可能である。しかし、１つのシンボルを仮定することと、制約されていない他方のシンボルの値について解くことと、その後これらを最も近いシンボルに量子化することとを含む、複雑さが低減された技術を使用することができる（上記米国特許出願第１２／０３５、９７０も参照）。この手法では、６４個の候補のシンボルのペアのみが、最小二乗法においてどの候補が上記等式と最も良好に合致するのかを調べるための検証のために展開される。しかしながら、受信された値Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｑ３、Ｉ４、Ｑ４、…の各々のノイズが相関せず同じ分散である場合、最小二乗の解法は最尤のみである。そうではない場合、各等式からの二乗誤差を別々に重み付けし、または二乗する前に２つの等式からの誤差を線形的に合成する、重み付けされた最小二乗の解法が必要であり得る。例えば、上記の行列の等式の両側を逆ノイズ相関行列の平方根で乗算することにより、正しい重みを達成することができる。

ノイズ相関行列は、ノイズ（ｉ）×ノイズ（ｉｉ）の期待値または平均値である要素ｉｊを有し、８つの要素がある場合にはサイズ８×８の正方行列である。ノイズ相関行列の平方根は、［Ｅ］［Λ］［Ｅ］^＃という形式で表現することにより得られ得る。［Ｅ］は固有ベクトルの行列であり、［Λ］は、対応する固有ベクトルの対角行列である。逆平方根は、［Λ］の各要素をその平方根の逆数に置き換えることにより得られる。この具体的なな８×８の行列が、上記行列の等式の両側に乗算される場合、等式は、その後いまだに６つの未知数についての全部で８つである。しかしながら、その解法は、ノイズ条件の間の相関を考慮する正しく重み付けされた最小二乗の解法である。

ところで、得られるべきＸ、Ｙ、Ｚ座標のいずれにも依存しないさらなる信号サンプルを使用することを検討する。当該信号サンプルは、他の受信された他のサンプル上のノイズに相関するノイズにより破損している。これは、以下の等式により表されることが可能である（以下を等式（７）として集合的に参照する）。

等式（７）で見ることができるような結果は、１つ以上の０の行をＡ行列に付け加えることである。それにより、Ａ行列は例えば８×６から９×６へと拡張される。ここでノイズ相関行列は９×９にも拡張され、追加の要素は０ではない。拡張されたＡ行列が、ノイズ相関行列の逆平方根により乗算される場合、０の行は、最小二乗法で解かれるべき等式の数がより大きいという結果を伴って０ではない行になる。１つの望ましい解法は、復号されるべき２つのシンボルのＸ、Ｙ、Ｚ座標に多少なりとも依存する全ての信号サンプル、および得られるべき他の未知のシンボルのＸ、Ｙ、Ｚ座標に依存しない全ての信号サンプルを使用することである。しかし、それは、得られるべきシンボルに依存するサンプル上のノイズ若しくは障害に相関するノイズまたは障害を生み出し得る。この等式の完全なセットの使用は、受信された信号内の全ての利用可能な情報を効果的に使用する。

当然のことながら、上記の行列演算は、６４個のシンボルの仮説の各々について実行されなくてもよいが、代わりに、以下（等式（８））を得るために１度だけ実行され得る。

（Ｘ２、Ｙ２、Ｚ２）は、除去されるべき仮定されたシンボルであり、（Ｘｏ、Ｙｏ、Ｚｏ）は、Ａ_ｄｉｍにより示される拡張されたＡ行列の第１の３列から予め算出される。また、受信された信号のベクトルＲは、以下（等式（９））により示される。

３×３の行列Ｂは、以下（等式（１０））により与えられる。

したがって、等式（８）のみは、各シンボルの仮説（Ｘ２、Ｙ２、Ｚ２）について算出されるであろう。さらに、Ａ行列の要素およびノイズ相関行列がシンボル毎に１度よりも遅く変化する場合には、行列演算は必ずしも各符号周期で算出されなくともよい。Ａ行列が多数のシンボルについて同じである場合、同じことがＢ行列についてもについても当てはまるであろう。したがって、Ｂと６４個のシンボルの仮説との積は１度だけ求められることが可能であり、記憶された結果はいくつかの符号周期で使用される。

図１７を参照すると、本発明の別の実施形態に従って無線信号を復号する受信機１７０２を有する基地局１７００がある（本発明に関連する受信機のコンポーネント機能のみがここに表されていることに留意する）。この実施形態では、座標軸Ｘ、ＹおよびＺを有する３次元空間内で定義される、境界の等式｜ｘ｜＋｜ｙ｜＋｜ｚ｜＝１により区切られたダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上にコンスタレーション点の過半数がある技術を使用して、モバイル電話の送信機９０２が無線信号を生成したと仮定する。受信機１７０２は、（ａ）ダイヤモンド型のコンスタレーションの面であって、当該面または面内に送信されたデータシンボルが位置する、上記面を決定し（ステップ１７２０）、（ｂ）上記面であって、当該面内にシンボルが位置する、上記面上の点のサブセットを決定し（ステップ１７２２）、（ｃ）送信されたシンボルの受信された座標値の最も近くに位置するサブセット内の点を決定し（ステップ１７２４）、（ｄ）上記面、サブセットおよび最も近い点の組合せから送信されたシンボルを決定することにより、受信された無線信号を復号するための、メモリ１７０６からのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサ１７０４を有する復号器１７０３を有する。ある例では、面の番号、サブセットの番号および最も近い点の番号の使用によりアドレスを指定されるルックアップテーブル１７０８を使用することにより、送信されたシンボルを決定することができる。

この受信機１７０２を上記受信機１３０２と比較すると、既に検討された受信機１３０２は、典型的には、モバイル電話の送信機９０２が以下の符号化技術のうちのいずれか１つを使用して無線信号を生成する場合に使用されるであろう。

（１）送信された無線信号は、コンスタレーション点のペアに関連付けられるデータシンボルを有する。第１のコンスタレーション点は、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する３次元空間内で境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝１により定義される第１のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第１のセットから選択される。第２のコンスタレーション点は、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する第２の３次元空間内で等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝１により定義される第２のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第２のセットから選択される。

（２）送信された無線信号は、コンスタレーション点のペアに関連付けられるデータシンボルを有する。第１のコンスタレーション点は、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する３次元空間内で境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝Ａにより定義される第１のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第１のセットから選択される。第２のコンスタレーション点は、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する第２の３次元空間内で等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝Ｂにより定義される第２のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第２のセットから選択される。ＡおよびＢの二乗の和は所望の最大値以下である。

その後、受信機１３０２は、メモリ１３０８からのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサ１３０６を使用することにより受信された無線信号を復号することができる。当該命令は、（ａ）コンスタレーション点のうち第１のコンスタレーション点を仮定し、仮定されたコンスタレーション点を前提として第２のコンスタレーション点を決定するステップと、（ｂ）仮定されたコンスタレーション点および関連付けられる決定された第２のコンスタレーション点が、受信された信号をどの程度正確に予測しているか、を表すメトリックを決定するステップと、（ｃ）第１のコンスタレーション点の全ての仮説の候補についてのメトリックを比較し、最良のメトリックを有する仮説を正しい仮説として選択し、それによって無線信号を復号するステップと、を実行するための命令である。この具体的な復号技術についてのさらに詳細な検討は、図１３〜１６に関して上記で提供された。

ビットエラーレートを低減するため、ピーク対ＲＭＳの比をさらに低減するため、または送信されるビットの数を増加するためのいずれかのために考えられ得るダイヤモンドコンスタレーションにおけるさらなる変形が、ここで説明される。ダイヤモンドのパターンは、連続する正方形の球体の層を互いの上部に積み重ねることにより構築され得る。当該球体の半径は、所定の最小距離の半分である。各層内の球体の数は、二乗された整数、すなわち１、３、９、１６、２５のように増加する。したがって、５×５＝２５の球体である矩形の配列から始まり、４×４＝１６である層がその上および下に積み重ねられ、３×３＝９の球体である層、その次に２×２の層、および最後に１の層が続く。したがって、このダイヤモンドのパターン内の球体の総数は、図６に示されるとおり、１＋４＋９＋１６＋２５＋１６＋９＋４＋１＝６６である。しかしながら、０．２５／√２である球体の半径仮定を仮定して、以下の一覧に記載されているように他のサイズのダイヤモンドコンスタレーションを構築することができる。

このように、次数Ｎのコンスタレーションは、次数Ｎ−２のコンスタレーションをその中に含み、また、それらは、次数Ｎ−１のコンスタレーションとは異なる座標を有する異なる点である。

上記で説明された第１のダイヤモンドコンスタレーション６００は、次数４の８５／６６の点のパターンを有する。６６の表面の点のみが、２つを削除して使用された。例えば６つの頂点のような６つの表面の点を削除し、外側の点の中に良好に含まれ最小距離の要件に違反しない次数１のコンスタレーションの６つの点でそれらを置き換えることが、有利である、ということがその後検討された。したがって、凹まされた頂点を有するダイヤモンドコンスタレーション８００が、図８に示されるように生成された。さらにディンプルのあるダイヤモンドコンスタレーション１２００が、図１２に示された。当該コンスタレーションの中には、頂点および境界の中心の点が挿入され、それにより１８個の内部の点を含む次数２のコンスタレーションを生成する。

ピーク対ＲＭＳおよびｄ_ｍｉｎ対ＲＭＳの性能比を決定するために、多数の他のそのようなダイヤモンドコンスタレーションへの修正を考え、検証することができる。しかしながら、制限されるべき送信機のピーク振幅のより一般的な指標が二乗振幅（Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）^２＋（Ｑ１＋Ｑ２＋Ｑ３）^２であることを理解することにより、いくつかの有用なコンスタレーションを見つけることができる。したがって、Ｉ値の合計およびＱ値の合計の両方が１以下となるように制限される、両方のシンボルについての次数４のダイヤモンドコンスタレーションを使用する場合には、振幅の二乗は２以下に制限される。一方で、シンボルの１つが、次数３のダイヤモンドコンスタレーションから選択され、次数５のダイヤモンドコンスタレーションからシンボルの１つが選択される場合、二乗された振幅は、１．２５^２＋０．７５^２＝２．１２５以下であろう。これは、２つの次数４のダイヤモンドコンスタレーションよりも約０．２５ｄｂだけ大きいピーク値である。利用可能な区別できる点の数は、４４×１４６＋１０２×４４＝１０１９２であり、これは１３ビットを符号化するために必要な８１９２よりも２７２０大きい。そのように、１３ビットのパターンの第１のセットについて、第１の点が次数３のダイヤモンドコンスタレーションから選択され、それと共に、反対に残りの１３ビットのパターンについて、第２の点が次数５のダイヤモンドコンスタレーションから選択され、両方の点が次数５のダイヤモンドコンスタレーションの内部の４４個から選択される場合を２回数えられることが回避される。実際には、１つの点が次数３のダイヤモンドコンスタレーション（次数５のダイヤモンドコンスタレーションの内部の４４個）から選択され、他の点が次数５のダイヤモンドコンスタレーションの１０２の表面の点の中からのみ選択される場合には、１３ビットを符号化するための十分な点がある。

別の変形では、次数３のダイヤモンドコンスタレーションの３２個の中から１つの点を選択し、次数４のダイヤモンドコンスタレーションの６４個の中から他の点を選択し、またはその逆を行い、したがって、３２×６４＋６４×３２の区別できる組合せを与えることにより、１２ビットを符号化することができる。この場合、ピーク二乗振幅は、１＋０．７５^２＝１．５６２５であり、両方の点を次数４のダイヤモンドコンスタレーションから選択するよりも１．０７ｄＢ小さい。コンスタレーションを前提として可能な限り良好にグレイ符号化を割当てた後、またはアプリケーション（例えば、ＰＣＭ、通話、ＡＳＣＩＩテキスト、等）に依存する他の手法でシンボルをデータに割り当てた後に、多数の様々な変形を生み出し、シミュレートすることができる。本発明に従って通信効率を保持ちつつピーク対ＲＭＳの比を制限するために、全てのそのような変形を指定することができる。

上記から、当然のことながら、本発明は、送信機の電力増幅器の送信効率を改善するのに役立つ、二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する無線信号を生成するための送信機および方法に関する。一実施形態では、二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する送信される信号を生じさせるデータシンボルを通信する方法は、（a）同相の又は実数の信号値および直角位相の又は虚数の信号値をそれぞれ搬送する複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号を同時に使用して、それぞれ座標値を搬送する少なくとも３つの独立した変調の次元を提供するステップと、（ｂ）上記データシンボルに関連付けられるべきコンスタレーション点のセットを定義するステップと、上記コンスタレーション点は、上記コンスタレーション点のいずれの２つの間のユークリッド距離も所望の最小値以上であるように、および、所望のピーク振幅の値がいずれの点でも超過されないように、上記少なくとも３つの次元を含む空間内に分布することと、上記ピークの値は、（i）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記実数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の和、（ii）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記虚数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の和、および、（iii）（ａ）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記実数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の上記座標の絶対値の上記和の二乗と、（ｂ）上記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する上記虚数の信号値により提供される上記次元に対応するいずれかの点の上記コンスタレーション座標の絶対値の上記和の二乗と、の和、という指標のいずれかにより決定されることと、を含む。ここで説明されたとおり、送信機は、少なくとも３つの直交成分の線形和を含む信号を送信する。ある実装では、３つの直交成分は、３つの直交するビットパターンを含む。別の実装では、３つの直交成分は、第１のおよび第２の互いに直交する符号を含み、第２の符号は、同相のキャリアおよび直交位相のキャリアの両方で送信される。

本発明の様々な実施形態が添付の図面に図示され上記の詳細な説明にて説明されたが、当然のことながら、本発明は、開示された実施形態に限定されず、代わりに、説明されたような本発明の趣旨から逸脱することなく、多くの再構成、修正および置換も可能であり、以下の特許請求の範囲により定義される。

Claims (21)

1. 二乗平均平方根振幅に対するピーク振幅の低減された比を有する送信される無線信号を生じさせるデータシンボルを通信するための方法であって、
   同相の又は実数の信号値および直角位相の又は虚数の信号値をそれぞれ搬送する複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号を同時に使用して、それぞれ座標値を搬送する少なくとも３つの独立した変調の次元を提供するステップと、
   前記データシンボルに関連付けられるべきコンスタレーション点のセットを定義するステップと、
   前記コンスタレーション点は、前記コンスタレーション点のいずれの２つの間のユークリッド距離も所望の最小値以上であるように、および、所望のピーク振幅の値がいずれの点でも超過されないように、前記少なくとも３つの次元を含む空間内に分布することと、
   前記ピークの値は：
   前記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する前記実数の信号値により提供される前記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の前記座標の絶対値の和；
   前記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する前記虚数の信号値により提供される前記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の前記座標の絶対値の和；および、
   （ａ）前記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する前記実数の信号値により提供される前記次元に対応するいずれかのコンスタレーション点の前記座標の絶対値の前記和の二乗と、（ｂ）前記複数の付加的に合成されるスペクトラム拡散符号が搬送する前記虚数の信号値により提供される前記次元に対応するいずれかの点の前記コンスタレーション座標の絶対値の前記和の二乗と、の和；
   という指標のいずれかにより決定されることと、
   を含む方法。
2. 前記コンスタレーション点の過半数は、座標軸Ｘ、ＹおよびＺを有する３次元空間内で定義されるダイヤモンド型のコンスタレーションの外表面上にあり、前記ダイヤモンド型のコンスタレーションの前記外表面は、境界の等式｜ｘ｜＋｜ｙ｜＋｜ｚ｜＝１により定義される、請求項１の方法。
3. 前記ダイヤモンド型のコンスタレーションの面であって、当該面上または当該面内に送信されたデータシンボルが位置する、前記面を決定するステップと；
   前記面であって、当該面内に前記送信されたデータシンボルが位置する、前記面上の点のサブセットを決定するステップと；
   前記点のサブセット内の、前記送信されたデータシンボルの受信された座標値に最も近い点を、決定するステップと；
   前記面、前記点のサブセットおよび前記最も近い点の組合せから前記送信されたデータシンボルを決定するステップと；
   を含む前記無線信号を受信し復号するステップ、をさらに含む請求項２の方法。
4. 前記送信されたデータシンボルを決定する前記ステップは、面の番号、点のサブセットの番号および最も近い点の番号によりアドレスを指定されるルックアップテーブルを使用することをさらに含む、請求項３の方法。
5. 前記データシンボルは、コンスタレーション点のペアに関連付けられ、第１のコンスタレーション点は、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する３次元空間内で境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝１により定義される第１のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第１のセットから選択され、第２のコンスタレーション点は、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する第２の３次元空間内で境界の等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝１により定義される第２のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第２のセットから選択される、請求項１の方法。
6. 前記コンスタレーション点のうちの前記第１のコンスタレーション点を仮定し、仮定された当該コンスタレーション点を前提として前記第２のコンスタレーション点を決定するステップと；
   仮定された前記コンスタレーション点および関連付けられる決定された前記第２のコンスタレーション点が、受信された前記無線信号をどの程度正確に予測しているか、を表すメトリックを決定するステップと；
   前記第１のコンスタレーション点の全ての仮説の候補についての前記メトリックを比較し、最良の前記メトリックを有する前記仮説を正しい仮説として選択し、それによって前記無線信号を復号するステップと；
   を含む前記無線信号を受信し復号するステップ、をさらに含む請求項５の方法。
7. 前記データシンボルは、コンスタレーション点のペアに関連付けられ、第１のコンスタレーション点は、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する３次元空間内で境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝Ａにより定義される第１のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第１のセットから選択され、第２のコンスタレーション点は、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する第２の３次元空間内で境界の等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝Ｂにより定義される第２のダイヤモンド型のコンスタレーションの表面上に過半数が位置するコンスタレーション点の第２のセットから選択され、ＡおよびＢのニ乗の和は所望の最大値以下である、請求項１の方法。
8. 前記コンスタレーション点のうちの前記第１のコンスタレーション点を仮定し、仮定された当該コンスタレーション点を前提として前記第２のコンスタレーション点を決定するステップと；
   仮定された前記コンスタレーション点および関連付けられる決定された前記第２のコンスタレーション点が、受信された前記無線信号をどの程度正確に予測しているか、を表すメトリックを決定するステップと；
   前記第１のコンスタレーション点の全ての仮説の候補についての前記メトリックを比較し、最良の前記メトリックを有する前記仮説を正しい仮説として選択し、それによって前記無線信号を復号するステップと；
   前記無線信号を受信し復号するステップをさらに含む請求項７の方法。
9. 多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅の制限を設け、送信される無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減するための方法であって：
   情報をバイナリビットのストリームへと符号化するステップと；
   前記バイナリビットのストリームから、複数のデータシンボルを表す複数のビットグループを形成するステップと；
   多次元空間における座標のセットにより各データシンボルを表すステップと；
   前記多次元空間における次元の数は、前記送信される無線信号を最終的に構成する少なくとも３つの直交成分の数に対応することと；
   各データシンボルが前記多次元空間において最も近い他のデータシンボルからある最短距離離れて位置するように、および、前記送信される無線信号の二乗平均平方根振幅に対する前記合成シンボルのピーク振幅が最小化されるように、各データシンボルについての座標を選択するステップと；
   を含む方法。
10. 前記多次元空間はダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項９の方法。
11. 前記多次元空間は、凹まされた頂点を有するダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項９の方法。
12. 前記多次元空間は、ディンプルのあるダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項９の方法。
13. 多次元変調を利用する場合に合成シンボルのピーク振幅の制限を設け、無線信号におけるピーク対ＲＭＳの比を低減する送信機であって：
    当該送信機は、データビットのグループを、第１のサブグループと第２のサブグループとに分ける符号器を備え、
    前記符号器は、ビットの前記第１のサブグループを使用して、第１の多次元空間内で分布するある数のコンスタレーション点のうちの１つを選択し、
    前記コンスタレーション点の位置はそれらの座標の和が所望の最大値未満であるように決定されており、選択された前記コンスタレーション点の前記座標が使用されて対応する複素数の実数部分の値が設定され、
    前記符号器は、ビットの前記第２のサブグループを使用して、第２の多次元空間内で分布するある数のコンスタレーション点のうちの別の１つを選択し、
    前記コンスタレーション点の位置はそれらの座標の和が所望の最大値未満であるように決定されており、選択された前記コンスタレーション点の前記座標がその後使用されて対応する複素数の虚数部分の値が設定され、
    前記符号器は１つの実数部分と１つの虚数部分とをペアにして複素数を形成し、残りの実数部分と虚数部分も同様にペアにされ複素数のセットが得られ、
    前記符号器は、ある数のマルチチップ直交符号のうちの関連付けられる１つにより乗算されるように前記複素数を割り当て、
    各複素数とその符号との積は続いてチップについて合計され、マルチコードシンボルが得られ、
    前記送信機は、
    前記マルチコードシンボルのストリームを受信し、送信されるスペクトラムを制限するためにそれらをフィルタリングするフィルタと；
    フィルタリングされた信号を無線周波数キャリアで変調する変調器と；
    変調された無線信号を送信するアンテナと；
    を備える、送信機。
14. 各多次元空間は、ダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項１３の送信機。
15. 各多多次元空間は、凹まされた頂点を有するダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項１３の送信機。
16. 各多多次元空間は、ディンプルのあるあるダイヤモンド型のコンスタレーションにより定義される、請求項１３の送信機。
17. 低減されたピーク対ＲＭＳの比および制限された合成シンボルのピーク振幅を有する無線信号を復号する受信機であって：
    ダイヤモンド型のコンスタレーションの面であって、当該面上または当該面内に前記無線信号のデータシンボルが位置する、前記面を決定し、
    前記面であって、当該面内に前記無線信号の前記データシンボルが位置する、前記面上の点のサブセットを決定し；
    前記点のサブセット内の、前記データシンボルの座標値に最も近い点を、決定し；
    前記面、前記点のサブセットおよび前記最も近い点の組合せから前記データシンボルを決定する；
    ことにより前記無線信号を復号するためのメモリからのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサを有する復号器、
    を備える受信機。
18. 前記ダイヤモンド型のコンスタレーションは、座標軸Ｘ、ＹおよびＺを有する３次元空間内で定義され、前記ダイヤモンド型のコンスタレーションの外表面は、境界の等式｜ｘ｜＋｜ｙ｜＋｜ｚ｜＝１により定義される、請求項１７の受信機。
19. 低減されたピーク対ＲＭＳの比および制限された合成シンボルのピーク振幅を有する無線信号を復号する受信機であって：
    第１のダイヤモンド型のコンスタレーション上の複数のコンスタレーション点のうちの、前記無線信号のデータシンボルと関連付けられる第１のコンスタレーション点を仮定し；
    仮定された前記第１のコンスタレーション点を前提として、第２のダイヤモンド型のコンスタレーション上の、前記無線信号のデータシンボルと関連付けられる第２のコンスタレーション点を決定し；
    仮定された前記第１のコンスタレーション点および関連付けられる決定された前記第２のコンスタレーション点が、受信された前記無線信号をどの程度正確に予測しているか、を表すメトリックを決定し；
    前記第１のコンスタレーション点の全ての仮説の候補についての前記メトリックを比較し、最良の前記メトリックを有する前記仮説を正しい仮説として選択し、それによって前記無線信号を復号する；
    ことにより前記無線信号を復号するためのメモリからのプロセッサにより実行可能な命令を実装するプロセッサを有する復号器、
    を備える受信機。
20. 前記第１のダイヤモンド型のコンスタレーションは、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する、境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝１により縛られる３次元空間内で定義され、前記第２のダイヤモンド型のコンスタレーションは、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する、境界の等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝１により縛られる第２の３次元空間内で定義される、請求項１９の受信機。
21. 前記第１のダイヤモンド型のコンスタレーションは、座標軸Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を有する、境界の等式｜Ｉ１｜＋｜Ｉ２｜＋｜Ｉ３｜＝Ａにより縛られる３次元空間内で定義され、前記第２のダイヤモンド型のコンスタレーションは、座標軸Ｑ１、Ｑ２およびＱ３を有する、境界の等式｜Ｑ１｜＋｜Ｑ２｜＋｜Ｑ３｜＝Ｂにより縛られる第２の３次元空間内で定義され、ＡおよびＢのニ乗の和は所望の最大値以下である、請求項１９の受信機。
    

Images