KR20110031362A

KR20110031362A - 피크 대 ｒｍｓ 비가 감소된 다차원 신호

Info

Publication number: KR20110031362A
Application number: KR1020117002634A
Authority: KR
Inventors: 폴 더블유. 덴트
Original assignee: 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date: 2008-07-02
Filing date: 2009-06-30
Publication date: 2011-03-25
Also published as: EP2304913A2; EP2375668A3; DK2304913T3; CN102084632B; RU2488229C2; US8014436B2; BR122020002207B1; CA2729381C; KR101606954B1; EP2375668A2; MY152720A; ZA201106582B; EP2304913B1; WO2010001224A2; WO2010001224A3; ATE555582T1; JP2011526761A; CA2729381A1; US20100002751A1; RU2011103557A

Abstract

송신기의 전력 증폭기의 전송 효율을 향상시키는 데 도움을 주는, 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 무선 신호를 발생할 수 있는 송신기 및 방법이 본 명세서에 기술되어 있다. 또한, 무선 신호를 디코딩할 수 있는 수신기도 본 명세서에 기술되어 있다.

Description

피크 대 ＲＭＳ 비가 감소된 다차원 신호{MULTI-DIMENSIONAL SIGNAL OF REDUCED PEAK-TO-RMS RATIO}

관련 출원의 상호 참조

본 출원은 2008년 7월 2일자로 출원된, 발명의 명칭이 "Reduced Peak-to-RMS Ratio Multicode Signal(피크 대 RMS 비가 감소된 멀티코드 신호)"인 미국 특허 출원 제12/166883호(대리인 사건 번호 P25701)에 관한 것이다. 이 문서의 내용은 본 명세서에 참조되어 포함된다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 분야에 관한 것으로서, 상세하게는 송신기의 전력 증폭기의 전송 효율을 향상시키는 데 도움이 되는, 피크 진폭 대 RMS(root-mean-square, 제곱 평균 제곱근) 진폭 비가 감소된 무선 신호를 발생하는 송신기 및 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 무선 신호를 디코딩할 수 있는 수신기에 관한 것이다.

하기의 약어가 여기에 정의되어 있으며, 이들 중 적어도 일부가 종래 기술 및 본 발명에 대한 이하의 설명 내에서 참조된다.

무선 신호와 같은 통신 신호가 2차원 복소 평면에서 순간 복소값을 갖는 것으로 생각될 수 있고, 제1 차원에서의 좌표가 무선 신호의 사인파 성분의 부호있는 진폭이고, 제2 차원에서의 좌표가 무선 신호의 코사인 성분의 부호있는 진폭이라는 것이 기술 분야에 공지되어 있다. 코사인 함수 및 사인 함수가 상호 직교 함수이기 때문에, 이들의 상관은 0이고, 이는 2개의 차원이 서로에 대해 직각이라는 것을 의미한다. 2개의 차원은 흔히 I("In-phase") 및 Q("Quadrature")로 표시된다. 평면인 이 신호 공간에 어떤 다른 직교 차원도 존재하지 않는다. 또한, 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio)가 충분히 높은 한, 비트의 그룹을 표현하는 심볼이 I, Q 평면 상에서, 임의의 2개의 심볼이 혼동을 피하기 위해 서로로부터 충분히 분리되어 있도록, 위치될 수 있다는 것이 공지되어 있다. 예를 들어, 16개의 심볼이 16QAM이라고 하는 4x4 그리드 상에 위치될 수 있고, 4개의 이진 비트가 각각의 점에 할당될 수 있다. 64QAM에서는, 64개의 심볼이 8x8 그리드 상에 위치될 수 있고, 6개의 이진 비트가 각각의 점에 할당될 수 있다. 직사각형이 아닌 성상점들도 이용될 수 있으며, 예를 들어, 원을 따라 16개의 점이 등간격의 각도로 있고 각각의 점에 4개의 이진 비트가 할당되는 16-PSK(phase shift keying)가 있다.

종래 기술에서, 신호 공간에서 인접한 점에 할당된 비트들이 가능한 한 몇개의 비트 위치에서, 이상적으로는 단지 하나의 비트 위치에서 서로 다르도록 그레이 코딩 방식에 따라 심볼 점에 비트 그룹을 할당하는 것이 일반적으로 바람직한 것으로 생각되고 공지되어 있다. 이어서, 종래 기술과 연관된 이들 공지된 방식 중 일부와 그 단점들에 관한 간략한 설명이 제공된다.

1976년 8월 24일자로 출원된 미국 특허 제4,084,337호는 양쪽 무선파 편파 둘다가 2개의 독립적인 채널을 제공하는 데 이용되고 이 때 각각의 채널이 2차원 신호를 전달할 수 있는 4차원 변조 방식에 대해 기술하고 있다. 이 특허에서는, "Digital Transmission with Four Dimensional modulation(4차원 변조에 의한 디지털 전송)"(Trans IEEE on Information Theory, July 1974, pp. 497-502)라는 제목의 IEEE 논문을 참조하고 있으며, 이 논문에는 피크 에너지 제약조건을 갖도록 구성된 4차원 변조 방식이 기술되어 있다. 피크 에너지 제약조건이란 이 논문에서 2개의 편파에서의 전력의 합이 어떤 최대값을 초과해서는 안 된다는 것을 의미하는 것으로 기술되어 있다. 예를 들어, (I1, Q1)이 한쪽 편파에서의 동위상 성분 및 직교 위상 성분이고 (I2, Q2)가 다른쪽 편파에서의 동위상 및 직교 위상 성분인 경우, 제약되는 총 에너지 또는 전력이 I1²+Q1²+I2²+Q2²에 의해 주어진다. 이것은 (I1,Q1) 및 (I2,Q2)가 개별적으로 발생되고 직교 편파 안테나와 같은 물리적으로 독립적인 채널에 적용될 때는 적절하고 적당한 제약조건이다. 그러나, (I1,Q1) 및 (I2,Q2)가 개별적으로 발생되지 않고 물리적으로 분리된 채널에 적용되지 않으며 그 대신에 동일한 물리적 채널에 적용되는 경우, 전송된 신호가 (I1+I2 ,Q1+Q2)일 것이고, 그의 에너지 또는 전력이 (I1+I2)² + (Q1+Q2)²에 비례할 것이며, 이는 동일한 메트릭에 의해 제약되지 않는다. 따라서, 후자의 경우에 피크 에너지를 제약하기 위해 다른 방식이 필요하다.

1983년 4월 14일자로 출원된 미국 특허 제4,597,090호는 하나의 물리적 채널에 대한 변조 방식을 개시하고 있으며, 이 방식에서는 m개의 순차적 신호 샘플에 대한 신호 공간(I,Q)에서의 2개의 차원이 2m 차원 공간을 형성하는 것으로 간주되고 하나의 신호 샘플의 I,Q 값의 선택을 다른 신호 샘플에 대한 I,Q 값의 선택에 의존하도록 제약함으로써 코딩 이득을 획득하도록 mN 데이터 비트가 2m 차원으로 인코딩된다. 이것은 일종의 트렐리스 코딩으로서, 코딩 이득을 달성하는 것에 관한 것이지만, 본 발명에 관련된 요지인 무선 신호의 피크 대 rms 비의 감소를 달성하는 것에 대해서는 언급하고 있지 않다.

WCDMA 또는 UMTS라고 알려진 3세대 셀룰러 시스템은 현재, 이동 전화로부터 네트워크(또는 기지국)로의 더 높은 데이터 레이트의 전송을 가능하게 하는 HSPA라고 알려진 규격 하에서의 방법을 가지고 있다. HSPA 전송은 "멀티-코드 CDMA"라고 하는 접근방법을 이용한다. 이 멀티-코드 CDMA 시스템에서, 각각의 데이터 심볼은 심볼을 확산 코드와 결합함으로써 시간 및 스펙트럼에서 확산된다. 하향링크(기지국으로부터 이동 전화로)에서, 기지국으로부터 신호를 전송하는 데 이용되는 코드가 상호 직교하도록 기지국에서 조정된다. 이와 달리, 상향링크(이동 전화로부터 기지국으로)에서, 직교성을 달성하기 위해 서로 다른 이동 전화 간에 필요한 조정은 너무 어려워 구현할 수 없는 것으로 생각되고, 따라서 각각의 이동 전화가 서로 다른 랜덤 코드 시퀀스를 이용한다.

그러나, 각각의 이동 전화에서, 서로 간에 상호 직교하도록 조정되는 몇개의 랜덤 코드 시퀀스를 발생하는 것이 여전히 가능하다. 그러면, 이들 직교 코드 각각은, 결합된 심볼 스트림 레이트가 향상되도록, 심볼 서브스트림을 전달할 수 있다. 그러나, 이 상황에서, 이동 전화의 가용 송신기 전력이 서로 다른 코드들 간에 분할되게 되며, 이는 각각의 서브스트림이 성공적으로 수신되어 오류 없이 디코딩될 수 있는 범위가 감소된다는 것을 의미한다. 실제로, 이동 전화로부터 전송된 멀티-코드 변조 신호에서 각각의 서브스트림마다의 전력의 감소가 송신기 전력을 단지 서브스트림의 총수로 나누는 것에 의해 예상되는 것보다 더 나쁘다. 이러한 이유는 평균 전력이 배터리 전압에 의해 제약되기 보다는 피크 신호 진폭이 배터리 전압에 의해 제한되는 경우가 있기 때문이다.

따라서, 3세대 셀룰러 시스템에서, 모든 서브스트림의 복합 피크 신호 진폭의 제약조건 내에서 각각의 서브스트림마다 최대 평균 전력을 나타내는 변조 방식이 요망된다. 예를 들어, 각각의 코드가 16QAM의 서브스트림을 비슷한 진폭으로 전달하는 3개의 길이=4 코드를 갖는 3-코드 멀티코드 방식(three-code multicode scheme)을 이동 전화가 이용하는 경우, 주어진 피크 진폭 제약조건 내에서 전송되는 총 평균 전력은 스펙트럼을 제약하기 위해 필터링하기 전의 피크보다 7.32dB 낮고, 서브스트림마다의 평균 전력은 피크보다 12.1 dB 낮다. 필터링은 일반적으로 피크 대 rms 비를 더욱 증가시킨다. HSPA 표준은, 중첩된 직교의 길이=4 코드가 제3 심볼을 전달하는 동일한 기간에 2개의 심볼을 전달하는 2배 전력(√2배 진폭)의 길이=2 코드를 규정하며, 이는 사실상 3개의 길이=4 코드와 동일한 심볼 레이트를 달성하기 때문에, 3개의 길이=4 확산 코드 방식보다 개선을 나타낸다. 이 4+(2,2) 구성은 피크보다 5.44dB 낮은 총 평균 전력을 나타낼 수 있으며, 3개의 길이=4 확산 코드 방식과 연관된 4+4+4 구성보다 1.88dB 더 효과적이다.

그러나, 4+(2,2) 구성에서는, 역시 낮은 피크 대 rms 비를 달성하는 확산 없음(no spreading)의 방향의 이동에 지나지 않는 확산 인자의 감소가 있지만, 그 결과 얻어지는 무선 신호가, 상당한 양의 다중경로 채널 왜곡이 있을 때, 디코딩하기 아주 어렵게 된다. 이상의 내용을 바탕으로, 종래 기술과 연관된 상기한 단점 및 기타 단점을 해소할 수 있는 송신기 및 방법이 필요하였고 여전히 필요하다는 것을 알 수 있다. 이러한 요구 및 기타 요구가 본 발명의 송신기 및 방법에 의해 해소된다.

일 양태에서, 본 발명은 다차원 변조를 이용할 때 피크 복합 심볼 진폭(peak composite symbol amplitude)에 제한을 두면서 전송 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 방법을 제공한다. 이 방법은, (a) 정보를 이진 비트의 스트림으로 인코딩하는 단계, (b) 이진 비트의 스트림으로부터 복수의 비트 그룹을 형성하는 단계 - 복수의 비트 그룹은 복수의 데이터 심볼을 표현함 -, (c) 각각의 데이터 심볼을 다차원 공간에서의 좌표 집합으로 표현하는 단계 - 다차원 공간에서의 차원의 수는 궁극적으로 전송 무선 신호를 구성하는 적어도 3개의 직교 성분의 수에 대응함 -, 및 (d) 각각의 데이터 심볼이 다차원 공간에서 최근접의 다른 데이터 심볼로부터 최소 거리 떨어져 위치하도록, 그리고 또한 전송 무선 신호의 피크 복합 심볼 진폭 대 rms(root-mean-square) 진폭이 최소로 되도록, 각각의 데이터 심볼에 대한 좌표를 선택하는 단계를 포함한다. 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 무선 신호를 발생하는 이 방법은 송신기의 전력 증폭기의 전송 효율을 향상시키는 데 도움을 준다.

다른 양태에서, 본 발명은 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 전송 신호가 얻어지는 데이터 심볼을 전달하는 방법을 제공한다. 이 방법은, (a) 적어도 3개의 독립적인 변조 차원 - 각각의 차원이 좌표값을 전달함 - 을 제공하기 위해, 각각이 동위상, 즉 실수 신호값 및 직교 위상, 즉 허수 신호값을 전달하는 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드를 동시에 이용하는 단계, 및 (b) 데이터 심볼과 연관될 성상점의 집합을 정의하는 단계 - 임의의 2개의 성상점 간의 유클리드 거리가 원하는 최소값보다 작지 않도록 그리고 어떤 점도 원하는 피크 진폭 값을 초과하지 않도록, 성상점은 적어도 3개의 차원으로 이루어진 공간 내에 분포되어 있음 - 를 포함하며, 피크 값은 하기의 척도들, 즉 (i) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 실수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합, (ii) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 허수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합, 및 (iii) (a) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 실수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합과 (b) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 허수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합의 제곱의 합 중 임의의 척도에 의해 결정된다. 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 무선 신호를 발생하는 이 방법은 송신기의 전력 증폭기의 전송 효율을 향상시키는 데 도움을 준다.

또 다른 양태에서, 본 발명은 다차원 변조를 이용할 때 피크 복합 심볼 진폭에 제한을 두면서 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 송신기를 제공한다. 이 송신기는, (a) 데이터 비트의 그룹을 제1 서브그룹 및 제2 서브그룹으로 분할하는 인코더 - (b) 인코더는 제1 비트 서브그룹을 이용하여 제1 다차원 공간 내에 분포되어 있는 다수의 성상점 중 하나를 선택하고, 성상점의 위치는 성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되었으며, 선택된 성상점의 좌표는 대응하는 복소수의 실수부의 값을 설정하는 데 이용되고, (c) 인코더는 제2 비트 서브그룹을 이용하여 제2 다차원 공간 내에 분포되어 있는 다수의 성상점 중 다른 하나를 선택하고, 성상점의 위치는 성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되며, 선택된 성상점의 좌표는 이어서 대응하는 복소수의 허수부의 값을 설정하는 데 이용되고, (d) 인코더는 하나의 실수부와 하나의 허수부를 짝지워 복소수를 형성하고 나머지 실수부 및 허수부가 마찬가지로 짝지워져 복소수의 집합을 획득하며, (e) 인코더는 다수의 멀티칩 직교 코드 중 연관된 코드와 곱해질 복소수를 할당하고, 여기서 각각의 복소수와 그의 코드의 곱은 나중에 칩별로 가산되어 멀티-코드 심볼을 획득함 -, (f) 멀티코드 심볼의 스트림을 수신하고 이를 필터링하여 전송 스펙트럼을 제약하는 필터, (g) 필터링된 신호를 무선 주파수 반송파로 변조하는 변조기, 및 (h) 변조된 무선 신호를 전송하는 안테나를 포함한다. 따라서, 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 무선 신호를 발생함으로써, 송신기의 전력 증폭기의 전송 효율이 향상된다.

또 다른 양태에서, 본 발명은 감소된 피크 대 rms 비 및 제한된 피크 복합 심볼 진폭을 가지는 무선 신호를 디코딩하는 수신기를 제공한다. 일 실시예에서, 수신기는 (a) 무선 신호의 데이터 심볼이 있는 다이어몬드형 성상(diamond-shaped constellation)의 면(facet)을 결정하는 단계, (b) 무선 신호의 데이터 심볼이 있는 면 상의 점들의 서브셋을 결정하는 단계, (c) 데이터 심볼의 좌표값에 가장 가까운, 점들의 서브셋 내의 점을 결정하는 단계, 및 (d) 면, 점들의 서브셋, 및 가장 가까운 점의 조합으로부터 데이터 심볼을 결정하는 단계에 의해 무선 신호를 디코딩하기 위해 메모리로부터 프로세서-실행가능 명령어를 구현하는 프로세서를 갖는 디코더를 포함한다.

또 다른 양태에서, 본 발명은 감소된 피크 대 rms 비 및 제한된 피크 복합 심볼 진폭을 가지는 무선 신호를 디코딩하는 수신기를 제공한다. 일 실시예에서, 수신기는 (a) 제1 다이어몬드형 성상 상의 다수의 성상점 중 제1 성상점을 가정하는 단계 - 제1 성상점은 무선 신호의 데이터 심볼과 연관되어 있음 -, (b) 가정된 제1 성상점이 주어진 경우, 제2 다이어몬드형 성상 상의 제2 성상점을 결정하는 단계 - 제2 성상점은 무선 신호의 데이터 심볼과 연관되어 있음 -, (c) 가정된 제1 성상점 및 연관된 결정된 제2 성상점이 수신 무선 신호를 얼마나 정확하게 예측하는지를 기술하는 메트릭을 결정하는 단계, 및 (d) 제1 성상점의 모든 가능한 가정에 대한 메트릭을 비교하고 최상의 메트릭을 가지는 가정을 올바른 가정으로서 선택함으로써 무선 신호를 디코딩하는 단계에 의해 무선 신호를 디코딩하기 위해 메모리로부터 프로세서-실행가능 명령어를 구현하는 프로세서를 갖는 디코더를 포함한다.

본 발명의 부가의 양태가 부분적으로는 이하의 상세한 설명, 도면 및 특허청구범위에 기술될 것이며, 부분적으로는 상세한 설명으로부터 도출될 것이거나 본 발명의 실시에 의해 알 수 있다. 이상의 개괄적인 설명 및 이하의 상세한 설명 둘다가 단지 예시적이고 설명적이며 개시된 발명을 제한하지 않는다는 것을 잘 알 것이다.

첨부 도면과 관련하여 이하의 상세한 설명을 참조하면 본 발명을 보다 완전하게 이해할 수 있다.
도 1은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 종래의 HSPA 4+(2,2) 멀티코드 셀룰러 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 16QAM 성상의 16개 점을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 종래의 4+4+4 멀티코드 셀룰러 시스템과 연관된 도면이다.
도 4는 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 2배 전력(√2배 진폭)의 길이=2 코드 상으로 변조된 16QAM 심볼에 대한 길이=4 코드 상으로 변조된 16QAM 심볼의 45도 위상 회전을 시각적으로 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 +I1+I2+I3 = 1일 때의 I1, I2, I3에 대한 +++ 평면을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 다이어몬드형 성상을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 다차원 심볼을 형성하기 위해 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3가 그룹화될 수 있는 여러 방식을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 정점이 함몰된 다이어몬드형 성상을 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 송신기를 갖는 이동 전화의 블록도이다.
도 10은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 도 8에 도시된 다이어몬드 성상에 6-비트 그룹의 그레이-코드를 할당한 것을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 에러율 대 총 전송 신호 전력대 잡음비를 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명을 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 함몰된 다이어몬드형 성상을 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 수신기를 갖는 기지국의 블록도이다.
도 14 내지 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 13에 도시된 수신기가 무선 신호를 어떻게 디코딩하는지를 설명하는 데 도움을 주기 위해 이용되는 도면이다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따라 구성된 수신기를 갖는 기지국의 블록도이다.

본 발명은 다차원 변조를 이용할 때 피크 복합 심볼 진폭에 제한을 두면서 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 송신기(예를 들어, 이동 전화에 포함됨) 및 방법을 포함한다. 상세하게는, 송신기는 정보를 이진 비트의 스트림으로 인코딩하고, 비트의 그룹이 결합되어 데이터 심볼에 의해 표현된다. 이어서, 각각의 데이터 심볼이 다차원 공간에서의 좌표 집합으로 표현되고, 다차원 공간에서의 차원의 수는 전송 무선 신호를 구성하게 될 적어도 3개의 직교 성분에 대응한다. 각각의 데이터 심볼이 다차원 공간에서 최근접의 다른 데이터 심볼로부터 최소 거리 떨어져 위치하도록, 그리고 또한 전송 무선 신호의 피크 진폭 대 rms 진폭이 최소로 되도록, 각각의 데이터 심볼의 좌표가 선택된다. 4+4+4 구성을 가지는 상기한 종래의 3-코드 멀티코드 방식 및 4+(2,2) 구성을 가지는 상기한 종래의 HSPA 3-코드 멀티코드 방식을 보다 상세히 설명한 후에, 본 발명이 구현될 수 있는 서로 다른 방식에 관한 상세한 설명이 제공된다.

도 1을 참조하면, 이동 전화(102)가 각각의 4-칩 변조 기간마다 3개의 16QAM 심볼(S1, S2, S3)을 가지는 무선 신호를 기지국(104)으로 전송하는 송신기(108)를 가지는 종래의 HSPA 3-코드 멀티코드 셀룰러 시스템(100)의 블록도가 있다. 도시된 바와 같이, 길이=2 코드가 2회 반복되어 2개의 16QAM 심볼(S2, S3)을 연속하여 전달하는 데 이용되는 반면, 길이=2 코드에 직교인 길이=4 코드는 가법적으로 중첩되어 동일한 4-칩 기간 동안에 제3 16QAM 심볼(S1)을 전달하는 데 이용된다. 16QAM 심볼 성상은 도 2에 도시된 일반 형태를 가진다. 각각의 16QAM 심볼(S1, S2, S3)은 4 비트를 전달하며, 따라서 3개의 심볼(S1, S2, S3)에 대해, 4-칩 시간 구간에 12 비트가 전달되며, 이는 2¹²=4096개의 경우를 나타낸다. 따라서, 기지국(104)에서의 디코딩은 모든 4096개의 경우를 테스트하는 것("무차별" 방법)을 포함할 수 있거나, 2008년 2월 22일자로 출원된, 발명의 명칭이 "Efficient Multicode Detection(효율적인 멀티코드 검출)"인 공동 양도된 미국 특허 출원 제12/035,970호에 개시된 복잡도가 감소된 방법을 이용할 수 있으며, 이 출원은 본 명세서에 참조되어 포함된다.

16QAM 심볼을 이용하여 통신하는 것은 신호의 I 성분 및 Q 성분 각각을 통해 2 비트를 전송하는 것을 포함하며, 이 비트는 복소 신호 평면의 2개의 차원 각각에서 0을 중심으로 등간격으로 있다. 따라서, I-성분은 +1.5, +0.5, -0.5 및 -1.5의 값을 가질 수 있는 반면, Q-성분도 마찬가지의 값을 독립적으로 가진다. 도 2는 I, Q 평면에서 규칙적인 직사각형 격자의 교차점에 위치하는 16개의 가능한 신호점을 나타내고 있다. 하나의 16QAM 심볼의 피크 대 rms 비는 피크 진폭 및 rms 값을 구함으로써 계산될 수 있다. 피크 진폭은 I 및 Q 둘다가 동시에 그의 최대 진폭 +/-1.5를 가질 때(순 벡터 길이가 1.5√2임) 나타나는 반면, rms 값은 모든 16개 점에 걸쳐 진폭의 제곱을 평균함으로써 계산되며, 여기서 각각이 제곱 진폭값(1.5√2)² = 4.5를 가지는 4개의 코너점, 각각이 제곱 진폭(1.5²+0.5²) = 2.5을 갖는 변(side) 상의 8개의 점, 및 제곱 진폭(0.5√2)² = 0.5를 갖는 가운데에 있는 4개의 점이 있다. 이들 점의 평균은 (4x4.5 + 8x2.5 + 4x0.5)/16 = 2.5이다. 따라서, rms 값은 √2.5, 즉 1.58이다. 피크-rms 진폭 비는 따라서 1.5√2 / √2.5이고, 이는 데시벨 단위로 2.55dB이다.

그러나, 도 1의 변조에서, 2개의 I 값 및 2개의 Q 값이 각각의 칩 기간에 중첩될 것임을 알 수 있다. 길이=4 코드의 I 값은 4개의 값 1.5, 0.5, -0.5, -1.5 중 하나일 수 있지만, 길이=2 코드의 I 값은 √2배 더 크다. Q값도 마찬가지로 스케일링된다. 따라서, 발명의 배경 부분에서 언급한 바와 같이 이러한 유형의 멀티-코드 변조에 대해 상기한 것과 동일한 절차를 적용하여 피크 대 rms 비를 계산하면 답은 5.44dB이다. 반면에, 도 3에 나타낸 종래의 4+4+4 구성의 3개의 길이=4 코드가 이용되는 경우, 각각에 대한 I-값이 피크 I-값 4.5 및 피크 Q-값 4.5, 또는 I와 Q가 결합된 피크 값 4.5√2를 제공하는 값 1.5, 0.5, -0.5 또는 1.5 중 어느 하나일 것이다. 그러나, rms 값은 앞서 √2.5인 것으로 계산되었던 하나의 16QAM 전송의 rms 값의 √3배이다. 따라서, 중첩된 3개의 길이=4 코드의 피크 대 rms 비는, 역시 발명의 배경 부분에서 언급한 바와 같이, 4.5√2 / (√3 x √2.5) = 2.32 또는 7.32dB이다. 따라서, 피크 진폭이 제한되는 경우, 도 1의 4+(2,2) 구성이 도 3의 4+4+4 코드 구성보다 선호된다.

이동 전화의 송신기(108)는 또한, 다른 인자들에 부가하여, 신호의 피크 대 rms 비에 의존하는 왜곡 없는 평균 전력 출력을 발생하는 전력 증폭기(106)를 가지고 있다. 클래스-B 전력 증폭기(106)의 경우, 최대 비왜곡 효율(non-distorting efficiency)은, 최대 효율이 다음과 같이 정의되는 경우, 최대 전력을 발생할 때 나타난다:

η_max = 피크 전력 출력 (1a)

최대 DC 전력 소모

단위 부하 저항으로 정규화될 때, 최대 효율이 다음과 같이 정의될 수 있다:

η_max = (피크 진폭) ² (1b)

최대 DC 전력 소모

반면에, 변하는 진폭 신호에서의 평균 효율은 다음과 같이 정의된다:

η = 평균 전력 출력 (2a)

평균 DC 전력 소모

= (r.m.s. 진폭) ² (2b)

평균 DC 전력 소모

= (피크 진폭/피크 대 rms 비) ² (2c)

평균 DC 전력 소모

또한, 제로 동작 바이어스(zero quiescent bias)를 갖는 클래스-B 전력 증폭기(106)의 전력 소모는 출력 신호 진폭에 비례한다. 따라서, 평균 DC 전력 소모는 피크 전력 소모를 평균 진폭 대 피크 진폭의 비와 곱한 것과 같으며, 이는, 단위 부하 저항으로 정규화되면, 다음과 같이 된다.

평균 DC 전력 소모 = 평균 진폭 x (피크 진폭) ² (3a)

피크 진폭

= 피크 진폭 x 평균 진폭 (3b)

방정식 1b, 방정식 2c 및 방정식 3b를 결합하면 다음과 같이 된다:

η = η_max / (피크-rms 비 x 평균 대 rms 비) (4)

η_max가 전력 증폭기 구현-종속적 양인 반면, 피크 대 rms 진폭 비 x 평균 대 rms 진폭 비의 값이 변조의 특성이다. 따라서, 최대 전력 증폭기 효율을 위해, 후자의 양을 최소화하려고 한다. 다른 변조 성능 척도는 2개의 서로 다른 심볼이 기지국(104)에서 혼동되기 쉬운지 여부이다. 이 변조 성능 척도는 신호 공간에서 서로 가장 가까운 2개의 심볼 간의 유클리드 거리인 최소 거리 d_min에 의해 결정된다. 일반적으로, 하나의 심볼 쌍이 임의의 다른 쌍보다 신호 공간에서 서로 더 가깝게 있는 경우, 보다 큰 d_min에서 보다 균등한 간격을 달성하도록 하기 위해 이들 심볼을 떨어지게 한다. 이 점에서 서로 다른 변조를 비교하기 위해, d_min이 동일한 rms 신호값으로, 즉 동일한 평균 전송 전력으로 정규화되어야만 한다. 따라서, 양 d_min/(rms 진폭)은 통신 효율성의 척도인 반면, η는 송신기의 전력 증폭기(106) 효율성의 척도이다. 후자를 최대화할 때, 전자가 바람직하게는 그다지 열화되지 않고 유지되는 것이 바람직하다. 이것이 본 발명에 의해 달성된다.

도 1에 도시된 HSPA 삼중-16QAM 변조를 다시 참조하면, 통신 효율성을 변경하기 않고 피크 대 rms 진폭 비의 약간의(0.5dB) 감소를 달성하는 한가지 방식은, 도 4에 도시된 바와 같이, 길이=4 코드에 대한 16QAM 성상을 길이=2 코드에 대한 성상에 대해 45도 회전시키는 것이다. 이 특정의 회전 방식은 발명의 명칭이 "Reduced Peak-to-RMS Ratio Multicode Signal(피크 대 RMS 비가 감소된 멀티코드 신호)"인 상기한 미국 특허 출원 제12/166,883호(대리인 사건 번호 P25701)에 개시되어 있다. 상기한 미국 특허 출원 제12/166,883호(대리인 사건 번호 P25701)에서, 스펙트럼 제한 필터링 이전에 결정된 서로 다른 변조 방법/방식의 피크 대 rms 비의 개선이 필터링 이후에 동일한 개선을 제공하는 경향이 있지만, 스펙트럼 제한이 모든 테스트된 변조에 대한 피크 대 rms 비를 증가시킨다는 것도 보여주고 있다. 이와 관련하여, 본 발명은 스펙트럼 제한 필터링 이전에 결정되는 피크 대 rms 비 감소를 달성하는 방법에 관한 것이며, 이 감소는 스펙트럼 제한 필터링을 겪는 파형을 비교할 때 유사한 피크 대 평균 비 감소(peak-to-mean ratio reduction)로 변환될 것으로 예상된다. 이 새로운 방법은 통신 효율성 인자 d_min/rms의 감소를 방지하는 것을 목표로 하며, 또한 타당한 복잡도의 송신기 등화기를 이용하면서 다중경로 왜곡의 양호한 허용오차를 유지하기 위해 확산 인자를 감소시키는 것을 방지한다. 본 발명의 여러 실시예에 따라 이 새로운 방법이 어떻게 구현될 수 있는지에 관한 상세한 설명이 이하에 제공된다.

도 3에 도시된 3-코드 멀티코드 방식을 다시 참조하면, 3개의 16QAM 심볼(S1, S2, S3)가 6개의 4-AM 심볼로서 간주될 수 있고, 각각의 4-AM 심볼이 그의 4개의 가능한 신호점으로 2 비트의 정보를 전달하고 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3 중 하나를 차지하고 있음을 알 수 있다. 도시된 바와 같이, (I, Q) 차원의 쌍이 90도 위상이 벗어나 있는 것으로 인해 직교인 반면, 직교 코드의 이용에 의해 3개의 이러한 I,Q 값 쌍이 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2 , I3 및 Q3(코드가 상호 직교일 때 서로 직교임) 모두를 이용하여 전달될 수 있다. 전송에서 신호 왜곡이 없는 경우, 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3는, 서로 간섭하지 않는 한, 정말로 독립적이고 또한 수신기 잡음이 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 또는 Q3의 임의의 쌍 사이에 공칭상 상관되지 않는 공칭상 같은 rms 값을 가진다. 그러나, 이동 전화의 송신기(108)에 관한 한, 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3는 독립적이지 않은데, 그 이유는 값 I1, I2, I3와 마찬가지로 값 Q1, Q2, Q3가 2차적이 아니라 선형적으로 가산되기 때문이다. 따라서, 전송 신호 진폭이 다음과 같이 주어진다(도 3의 코드 1, 코드 2 및 코드 3 참조):

이상에서는 I1, I2 및 I3의 모든 부호 조합이 4개의 칩에 걸쳐 테스트되기 때문에, 이들 조합이 어떤 칩에서는 그의 부호에 상관없이 가법적으로 되어 그 칩에서 피크값을 생성한다. 다른 방식으로 제약되지 않는 한, 최악의 경우는 I의 피크와 Q의 피크가 공교롭게도 동일한 칩에서 일어나는 때이다.

I 신호와 Q 신호가 동일한 형태를 가지는 경우, 전송 진폭의 피크 대 rms 비가 당연히 I 또는 Q만의 피크 대 rms 비와 동일하며, 이 경우, I 또는 Q 단독에 대한 비와 비교할 때, I와 Q의 조합은 단지 피크 및 rms 둘다를 똑같이 √2만큼 증가시킨다. 따라서, I와 Q 단독에 대해 낮은 피크 대 rms 비를 갖는 변조 방식을 찾아내는 것이 결합된 전송 신호에 대한 낮은 피크 대 rms 비를 생성할 수 있다. 따라서, I1+I2+I3, I1+I2-I3, I1-I2+I3 및 I1-I2-I3 중 어느 것도 어떤 원하는 피크값(임의적으로 1.0으로 선택될 수 있음)을 초과하지 않는 것이 바람직하다. 이들 4가지 제약은 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ < 또는 = 1로 표현될 수 있고, 경계는 1로 설정된다.

이 경계는 3개의 값 I1, I2 및 I3 각각이 가질 수 있는 2개의 가능한 부호 + 또는 - 각각에 대응하는 8개의 평면을 포함한다. 예를 들어, 모두가 플러스인 I1, I2, I3에 대한 +++ 평면은 +I1+I2+I3 = 1에 의해 주어지고, 도 5에 도시되어 있다. 도 5에서, I1, I2, I3 표기법으로부터 종래의 3차원 좌표 X, Y, Z로의 전환도 역시 소개되어 있다.

8개의 부호 조합 모두에 대응하는 8개의 평면이 그려질 때, 그 결과는 도 6에 도시된 다이어몬드 형상(600)이다. 원래의 3개의 16QAM 심볼에 속하는 3개의 신호 I1, I2 및 I3에 의해 전달되는 3개의 비트 쌍을 표현하기 위해, 총 64개의 가능한 점이 다이어몬드 형상(600) 상에 또는 그 내부에 위치될 필요가 있다. 총 66개의 점을 산출하는 규칙적인 간격의 예가 다이어몬드 형상(600)에 도시되어 있으며, 따라서 이 경우 2개의 점이 생략될 수 있다. 66개의 점은,

o 하나의 좌표가 +/-1이고 나머지 2개의 좌표가 0인 6개의 정점(총 6개의 점).

o 하나의 좌표가 0이고 나머지 2개가 + 또는 -인 12개의 변. 변 중심점은 영이 아닌 좌표 +/-0.5를 가지는 반면, 각각의 변에 있는 나머지 2개의 점은 영이 아닌 좌표 (+/-0.25, +/-0.75)를 가지거나 그 반대로 되어 있으며, 따라서 총 36개의 점을 제공한다.

o 평면 ｜X｜ + ｜Y｜ + ｜Z｜= 1에 대응하는 8개의 면 - 각각의 삼각형 면은 그의 중심에 3개의 점의 삼각형을 가짐 -. 이들 점의 좌표는 총 24개의 점에 대해 X, Y 및 Z 간에 모든 방법으로 순열되고 모든 가능한 +/- 부호를 갖는 좌표 0.5, 0.25, 0.25(그 합이 1임)를 가진다.

이 성상의 최소 거리 d_min은 0.25√2 = 0.3535이다.

이 특정의 성상에 대한 rms 값은 16QAM 성상(도 3 참조)에 대해 이상에서 수행된 것과 동일한 방식으로 계산될 수 있다. 그러나, 이 성능을 16QAM 성능과 비교할 수 있기 위해, 도 6의 6개 차원이 먼저 그룹화되어, 도 7에 도시된 2개의 3차원 심볼(702, 704)과 비슷한 2개의 3차원 심볼을 형성할 필요가 있다.

도 7은 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3가 개념상 임의의 원하는 방식으로, 예를 들어, 6개의 4-AM 심볼(도 3)로서, 3개의 16QAM 심볼(706, 708, 710)로서, 또는 상기한 2개의 3차원 심볼(702, 704)[이에 대해서는 3차원 공간(V3)의 각각의 축을 따른 진폭 변조를 의미하기 위해 용어 V3AM이 이용됨]로서 그룹화될 수 있다는 것을 암시한다. 원칙적으로, 6개의 차원 I1, Q1, I2, Q2, I3 및 Q3는 대안으로서 하나의 V4AM 심볼 및 하나의 QAM 심볼로서 그룹화될 수 있다. 따라서, 3개의 축 각각을 따라 있는 점의 수가 4인 경우, 3차원 심볼에서의 점의 총수는 4³=64이고, 따라서 표기법 64-V3AM이 이용될 수 있다. 마찬가지로, V4의 각각의 차원을 따라 있는 4개의 점은 256-V4AM을 생성할 것이고, V5의 각각의 차원을 따라 있는 5개의 점은 1024-V5AM을 생성할 수 있으며, V6의 각각의 차원을 따라 있는 6개의 점은 4096-V6AM을 생성할 수 있다.

이하의 표 1은 64-V3AM 성상(I1, I2, I3)과 도 6의 다이어몬드 성상(600)의 특성을 비교한 것이며, 2개의 점이 생략되어 있다.

[표 1]

다이어몬드 성상(600)이, 0.44dB의 작은 최소 거리 감소의 대가로, 바람직한 피크 대 rms 비의 4.57dB 감소 및 전력 증폭기(PA) 효율성의 2dB 개선을 달성한다는 것을 알 수 있다. 그러나, 후자는 다이어몬드의 정점을 영이 아닌 좌표 1.0로부터 영이 아닌 좌표 +/-0.25로 함몰시킴으로써 완화될 수 있으며, 이하의 결과가 얻어진다:

[표 2]

정점을 함몰시킴으로써, rms 값이 감소되고, 이는 d_min을 향상시키지만, 피크는 동일한 채로 있으며, 따라서 피크 대 rms 비가 단지 약간 더 높다. 이것은 보다 바람직한 결과인데, 그 이유는 동일한 심볼 에러율에 대한 평균 송신기 전력 소모가 더 낮아지게 되기 때문이다. 함몰된 정점을 가지는 3차원 성상(800)의 형상이 도 8에 도시되어 있다. 본 발명에 따른 이동 전화의 송신기의 일 실시예에 대해 설명한 후에, 다이어몬드 성상(600)은 물론 동일한 계열에 속하는 다른 성상에 대한 다른 수정에 대해 이하에서 상세히 설명한다.

도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 다차원 변조를 이용할 때 피크 복합 심볼 진폭에 제한을 두면서 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 송신기(902)를 갖는 이동 전화(900)가 도시되어 있다(주의: 본 발명에 관련된 송신기의 구성요소 기능만이 본 명세서에서 설명됨). 기본적으로, 송신기(902)[예를 들어, 멀티코드 송신기(902)]는 다음과 같은 것들을 이용하여 제한된 피크 복합 심볼 진폭으로 감소된 피크 대 rms 비를 실현할 수 있다:

(i) 데이터 비트의 그룹(예를 들어, 12 비트)을 제1 서브그룹(예를 들어, 6 비트) 및 제2 서브그룹(예를 들어, 6 비트)으로 분할하는 인코더(904).

(ii) 인코더(904)는 제1 비트 서브그룹을 취하여 제1 다차원 공간(예를 들어, 3차원 공간 X, Y, Z) 내에 분포되어 있는 다수의 성상점 중 하나를 선택하고, 여기서 성상점의 위치는 성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되었다. 선택된 성상점의 좌표는 이어서 대응하는 복소수의 실수부의 값을 설정하는 데 이용되고, 따라서 각각의 복소수의 실수부는 연관된 좌표의 값에 대응한다.

(iii) 인코더(904)는 제2 비트 서브그룹을 취하여 제2 다차원 공간(예를 들어, 3차원 공간 X, Y, Z) 내에 분포되어 있는 다수의 성상점 중 다른 하나를 선택하고, 여기서 성상점의 위치는 성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되었다. 선택된 성상점의 좌표는 이어서 대응하는 복소수의 허수부의 값을 설정하는 데 이용되고, 따라서 각각의 복소수의 허수부는 연관된 좌표의 값에 대응한다.

(iv) 인코더(904)는 하나의 실수부와 하나의 허수부를 짝지워 복소수를 형성하고 나머지 실수부 및 허수부가 마찬가지로 짝지워져 복소수의 집합을 획득한다. 하나의 다차원 공간이 다른 다차원 공간보다 많은 차원을 가지는 경우, 하나 이상의 실수부 또는 허수부가 짝지워지지 않을 수 있고, 그 결과 순전히 실수이거나 순전히 허수인 하나 이상의 비복소수가 얻어진다.

(v) 인코더(904)는 다수의 멀티칩 직교 코드 중 연관된 코드와 곱해질 이상에서 획득된 수를 할당한다. 각각의 수와 그의 코드의 곱은 이어서 칩별로 가산되어, 일반적으로 복소값인 칩의 시퀀스를 구성하는 멀티-코드 심볼을 획득한다.

(vi) 필터(906)[예를 들어, 제곱근-나이키스트 필터(906)]는 멀티코드 심볼의 스트림을 수신하고 이를 필터링하여 전송 스펙트럼을 제약한다.

(vii) 필터링된 신호를 무선 주파수 반송파로 변조하는 변조기(908).

(viii) 변조된 무선 신호를 전송하는 안테나(910).

이웃하는 성상점이 가능한 한 적은 수의 비트 위치에서, 바람직하게는 단지 하나의 위치에서 서로 다르도록, 단계 (ii) 및 단계 (iii)에서 비트 그룹을 성상점과 연관시키는 것이 바람직한 것으로 생각된다. 이러한 소위 그레이 코딩이 4-AM, 16QAM, 64V3-AM 등에서 잘 동작하는데, 그 이유는, 임의의 한 차원을 따라 이동할 때, 연속적으로 나오는 비트 패턴이 단지 한 비트만 다르도록, 각각의 차원에서 비트 쌍이 00, 01, 11, 10 순서로 분포되기 때문이다. 예를 들어, 심볼들을 따라 트렐리스 코딩을 수행할 때와 같이, 정반대가 요망될 수 있는 다른 상황이 있으며, 따라서 그레이 코딩이 항상 바람직한 선택은 아니다. 예를 들어, 66-점 다이어몬드 성상(600 또는 800)이, ASCII 코드에서와 같이, 어떤 언어의 글자, 숫자 및 기타 문자를 전송하기 위해 할당된 경우, 최적의 할당이 비트 패턴과 아무런 관계가 없고 평문 메시지의 가독성에 대한 부적절한 문자 교체의 심각성과 관계가 있다. 최적의 할당은 에러가 하나의 모음을 비슷한 모음으로(예를 들어, e, i, y), 하나의 자음을 비슷한 자음으로(예를 들어, t, d 또는 p, b), 하나의 구두점을 비슷한 구두점으로(예를 들어, 공백, -, /) 등으로 대체하는 경향이 있도록 되어 있을 수 있다. 선택될 수 있는 그레이 코딩 방식과 다른 다른 방식은 6-비트 PCM 음성 단어(speech word)를 전달하기 위해 6-비트 심볼을 이용하는 것을 포함한다. 이 경우에, 6-비트 PCM 단어의 수치값의 순서로 성상을 위에서 아래로 나선형으로 내려오면서 비트코드가 할당될 것이며, 따라서 값이 멀리 떨어져 있는 단어가 성상에서도 멀리 떨어져 있다. 그러나, 변조의 목적이 최소 비트 에러율로 암호화된 음성 또는 데이터 등의 임의적인 이진 비트 스트림을 전달하는 것일 때는 그레이 코딩이 바람직하다.

완벽한 그레이 코딩이 항상 가능한 것은 아니지만, 6-비트 그룹을 다이어몬드 성상(800)에 그레이-코드 할당하는 시도의 예가 도 10에 도시되어 있다. 도 10은 가운데에 있는 코드 000000가 할당된 하나의 정점(X=1)에서 다이어몬드 성상(800)을 내려다 본 것이며, 공통의 정점이 보이기 때문에 4개의 삼각형 면의 투영이 중앙 점(코드 000000)을 가진다. 관찰자로부터 멀리 있는 후방측 상의 4개의 면은 펼쳐져 있고, 그의 투영은 바깥쪽 정사각형을 형성하며, 이 정사각형의 코너 모두는 동일한 점으로서, 코드 110110이 할당되고 도면의 중앙에 있는 정점 000000에 대한 대척 정점(antipodal vertex)이다. 후방측 면을 펼치는 것으로 인해, 일부 변(예를 들어, 코드 000110, 001110, 011110, 010110, 110110를 포함하는 라인)이 따라서 2회 반복되고, 바깥쪽 정사각형의 변들을 따라 미러-이미징된다.

이 예에서, 6-비트 그룹이 3+3 비트 그룹으로서 간주되고, 각각의 3 비트 서브그룹이 하나의 라인 세트를 따라 그레이-코드 순서로 증가될 수 있고, 다른 3-비트 그룹이 제1 세트와 직각으로 있는 라인 세트를 따라 그레이-코드 순서로 증가된다. 다이어몬드 성상(800)이 8x8 직사각형 그리드인 경우 이것은 완벽한 그레이-코딩을 달성하지만, 상기한 바와 같이, 펼쳐진 면의 변의 미러-이미징으로 인해, 일부 비그레이 충돌이 에지에서 일어난다.

예를 들어, 에지-코드 011110이 점 53에 있는 인접 코드 011101과는 단지 1 비트만 다르지만, 점 54에 있는 코드 101111과는 3 비트가 다르다. 이러한 이유는, 후방측 면이 그의 적당한 위치로 접혀질 때, 코드 011110이 점 53 및 점 54 둘다에 인접하고 그의 할당된 코드 둘다와 단지 1-비트만 다를 수 없기 때문이다. 그러나, 이들이 인접하는 점들의 쌍의 총수의 작은 부분인 한, 평균 해밍 거리에 대한 영향이 작다.

상기한 바와 같이 수행된 시험적인 그레이-코드 비트 할당이 도 10에 도시되어 있다. 이 특정의 비트-코드 대 심볼 할당은, 잡음 중에서 데이터를 전송 및 수신할 때, 심볼 에러율로부터 비트 에러율을 계산하는 데 이용된다(도 11 참조). 도 11에 도시된 바와 같이, 동일한 총 전송 전력을 갖는 상기한 4+4+4 또는 4+(2,2) 구성을 이용하여, 도 8의 함몰된 다이어몬드 성상(800) 및 도 10의 비트-코드 할당에 대한 심볼 에러율 및 비트 에러율의 곡선이 삼중 16QAM과 동일한 성능을 갖는 64-V3AM의 곡선과 비교된다. 도 11에서, 에러율 대 총 전송 신호 전력대 잡음비가 나타내어져 있다. 이 그래프는 함몰된 다이어몬드 성상(800)이 삼중 16QAM보다 약간 더 낮은 심볼 에러율을 생성하는 반면(이는 그의 약간 더 나은 d_min 대 rms 비를 반영함), 각각의 최근접-이웃 에러 이벤트에 대해 심볼 에러당 비트 에러의 평균 수가 약 1.5배 더 큰 것으로 인해 약간 더 높은 비트 에러율을 가진다. 그러나, 이러한 대략 0.4dB 손실은 송신 전력 증폭기를 4+(2,2) 구성의 삼중 16QAM보다 0.9dB 더 높은 효율로 작동시킬 수 있는 것에 의해 보상되는 것보다 많다. 성상 좌표 및 그의 의사-그레이 비트-코드 할당의 수치값이 이하의 표 3에 주어져 있다.

[표 3]

점 코드 X Y Z

원하는 경우, 6개의 정점 뿐만 아니라 12개의 에지-중앙도 삽입(inset)함으로써 다이어몬드 성상(600)이 다르게 함몰될 수 있다. 삽입점(inset point)은 이하에서 더 설명하는 바와 같이 차수 2의 내부 다이어몬드 성상을 형성하는 반면, 48개의 점은 여전히 도 12에 도시된 더 큰 함몰된 다이어몬드 성상(1200)의 표면에 있다(주의: +는 삽입된 에지 중앙을 나타냄). 심볼당 6 비트를 전송하는 경우, 동일한 d_min에 대해 평균 전송 전력을 최소화하기 위해, 임의의 2개의 점, 예를 들어, 48개의 점 중 2개의 점이 생략될 수 있다. 다이어몬드 성상에 관한 보다 상세한 설명은, 본 발명의 몇개의 다른 실시예에 따라 수신기가 무선 신호를 어떻게 디코딩하는지에 관한 상세한 설명 후에, 이하에 제공된다.

도 13을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른, 무선 신호를 디코딩하는 수신기(1302)를 갖는 기지국(1300)이 도시되어 있다(주의: 본 발명에 관련된 수신기의 구성요소 기능만이 여기에서 설명됨). 원하는 경우, 수신기(1302)는, 디코더(1304)가 도 14 내지 도 16과 관련하여 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이 다이어몬드 성상을 디코딩하도록 구성되어 있는 것을 제외하고는, 상기한 미국 특허 출원 제12/035,970호에 기술된 디코더와 유사한 디코더(1304)[메모리(1308)로부터 프로세서-실행가능 명령어를 구현하는 프로세서(1306)를 가짐]를 이용할 수 있다.

일 실시예에서, 수신기(1302)는 무선 신호를 수신하고, 무선 신호 내의 아직 디코딩되지 않은 심볼에 의해 야기되는 심볼간 간섭을 완화시키기 위해 등화기 피드포워드 기법과 함께 결정 피드백 기법을 이용하여 이전에 디코딩된 심볼의 영향을 차감함으로써(단계 1320 및 단계 1322), 그 자신과 송신기(902) 간의 다중-경로 전파의 영향을 완화시킨다. 그 결과, 나머지 무선 신호는 잡음 및 기타 잠재적인 손상을 갖는, 실수부 및 허수부로 인코딩되는 2개의 다이어몬드-성상 심볼에 의존한다. 이어서, 먼저 2개의 다이어몬드 심볼 중 하나를 가정하고, 그의 X, Y, Z 좌표를 탐색하며, 신호 샘플로부터 그의 영향을 차감함으로써, 등화된 신호가 디코딩된다(단계 1324). 가정된 심볼을 차감한 후의 수정된 신호 샘플은 이어서 제2 심볼의 X, Y, Z 좌표에 선형적으로 의존하는 다수의 복소값을 구성한다. 실수부와 허수부를 개별적인 방정식으로 분할하면 3개의 미지수 X, Y 및 Z보다 실질적으로 더 많은 방정식을 산출하며, 이 방정식은 따라서 수정된 신호값 전부를 가장 잘 설명하는 X, Y 및 Z의 값을 획득하기 위해 최소 제곱 방식으로 해를 구할 수 있다(단계 1326). X, Y 및 Z에 대해 얻어진 해는 성상에서의 최근접 심볼로 양자화되고, 이는 하기의 기법에 따라 신속하게 수행될 수 있다:

1. ｜X｜, ｜Y｜, ｜Z｜인 X, Y 및 Z의 절대값(modulus)을 형성하고 부호 Sx, Sy, Sz를 저장한다. 부호는 심볼이 8개의 면 중 어느 것에 있는지를 결정하는 반면, ｜X｜, ｜Y｜, ｜Z｜는, +++ 면인 것처럼, 면 상의 점을 식별한다(단계 1328).

2. 도 14는 평면 ｜X｜-｜Y｜=0이 하나의 정점으로부터 반대쪽 변의 중앙을 통해 면을 분할하고 평면 ｜Y｜-｜Z｜=0 및 ｜Z｜-｜X｜=0이 대응하는 정점을 통해 마찬가지로 면을 분할하는 것을 나타내고 있다. 따라서, 도 15에 나타낸 바와 같이, ｜X｜-｜Y｜, ｜Y｜-｜Z｜ 및 ｜Z｜-｜X｜의 부호는 디코딩을 면 상의 3개의 점으로 된 6개 삼각형 중 하나로 좁힌다(단계 1330).

3. 단계 2에서 결정된 삼각형에 따라, 삼각형의 중심이 면의 가운데에 오도록 천이 dX, dY, dZ가 ｜X｜, ｜Y｜, ｜Z｜에 적용되어 천이된 값 X', Y', Z'을 얻는다. 천이값 dX, dY, dZ는 단계 2에서 결정된 3개의 부호에 의해 주어지는 3-비트 삼각형 식별자에 의해 어드레싱되는 소형 탐색 테이블로부터 선택된다(단계 1332).

4. 이제 중앙에 있는 삼각형의 3개의 점의 구별은 도 16에 도시된 바와 같이 X'-Y', Y'-Z' 및 Z'-X'의 부호를 봄으로써 달성된다.

따라서, X'-Y', Y'-Z' 및 Z'-X'의 부호는 점을 도 16에 (x-+), (+x-) 및 (-+x)로 표시된 3개의 점 중 하나로서 식별하며, 여기서 x는 "무정의(don't care)"를 의미한다(단계 1334).

단계 1 내지 단계 4는 곱셈을 포함하지 않고 단지 몇개의 감산만을 포함한다. 따라서, X, Y, Z 값을 64개 성상점 중 최근접 값으로 양자화하는 것이 상기한 삼중 16QAM 경우보다 그다지 더 어렵지 않다.

제2 심볼이 상기한 바와 같이 결정된 경우, 이는 가정된 심볼과 함께 후보 디코딩을 형성한다. 따라서, 제1 심볼의 각각의 가정이 후보 디코딩을 생성하고, 후보 디코딩 중에서의 선택은 메트릭을 비교하여 행해진다. 후보의 양 심볼 둘다를 이용하여 예상 신호값을 계산하는 것과 메트릭을 예상 신호값과 실제 신호값 간의 합산 제곱 오차로서 계산하는 것에 의해 메트릭이 획득된다. 서로 다른 신호값에 대한 잡음이 상관될 때, 상기한 최소 제곱 해법 및 메트릭 계산은, 예를 들어, 방정식을 역상관 행렬의 제곱근으로 가중함으로써 이것을 고려한다(역시 상기한 미국 특허 출원 제12/035,970호를 참고).

전송 신호를 디코딩하는 데 이용되는 신호 샘플의 수는 다중경로 채널 지연 프로파일 및 사전-등화의 결과에 의존한다. 일반적으로, 적어도 코드의 길이와 동수의 신호 샘플이 이용되어야 한다. 대안으로서, 훨씬 더 많은 신호 샘플이 있으며, 따라서 무선 신호가 수신기에서 2개 이상의 다이버시티 안테나에 의해 수신될 때, 더 많은 방정식의 해를 구할 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 이것이 바람직할 수 있는 이유는, 해를 구하는 방정식의 차원 과다(over-dimensioning)가 클수록, 더 많은 잡음 면역이 얻어질 수 있기 때문이다.

가장 간단한 디코딩 기법은 4개의 신호 샘플을 3개의 길이-4 코드 각각과 상관시켜 3개의 복소 상관을 얻는 것이다. 이 결과 다이어몬드 심볼의 X, Y, Z 좌표에 대한 해를 구하는 경우 2:1 차원 과다를 표현하는 6개의 실수 방정식이 얻어진다. 그러나, 다중경로 전파가 존재하는 경우, 단지 3개의 코드와의 상관을 이용하면 정보가 손실될 수 있는데, 그 이유는 지연된 다중경로 전파로 인한 신호 시간 천이로 인해 제4 코드에 에너지가 존재하게 되기 때문이다. 그러나, 4개의 코드 전부와 상관시키는 것은 단지 4개의 신호 샘플 전부를 처리하고 X, Y 및 Z에 대한 8개의 실수 방정식의 해를 구하는 것과 비교할 때 효용성이 거의 없다. 실제로, 다중경로 전파는 4개보다 많은 칩에 정보가 존재할 가능성이 있으며, 따라서 처리되는 신호 샘플의 수가 4보다 클 수 있다. 게다가, 잡음이 백색이 아니거나 신호 샘플마다 다르게 상관될 때, 탐색되는 X, Y, Z 값에 의존하지 않는 신호 샘플을 처리하는 것이 유용할 수 있다. 이 모두가 다음과 같이 설명된다.

수신된 신호 샘플

(적어도, 그리고 어쩌면 추가의 샘플)이 하기의 방정식(모두 합하여 이하에서 방정식 5라고 함)에 의해 다이어몬드 심볼 1 및 다이어몬드 심볼 2의 X, Y, Z 좌표와 선형적으로 관계되어 있다:

더 많은 칩이 임의의 X, Y 또는 Z 값에 의존하는 경우, 이들 방정식과 유사한 추가의 방정식이 있을 수 있다. 게다가, 수신을 위해 이용되는 각각의 다이버시티 안테나에 대해 이들 방정식의 부가의 세트가 있을 것이다. 행렬 표기법에서, 상기 방정식은 다음과 같은 형태(방정식 6)로 될 수 있다:

궁극적으로, 아주 효율적인 프로세스를 갖기 위해, 심볼 좌표가 허용된 다이어몬드 성상점 중 하나의 심볼 좌표와 같아야 한다는 제약조건 하에서, 최소 평균 제곱 오차로 이들 방정식을 만족시키는 심볼 쌍 (X1, Y1, Z1), (X2, Y2, Z2)을 찾는 것이 요망된다. 이것을 최대 우도(Maximum Likelihood) 결과라고 할 수 있다. 최대 우도 결과는 무차별 방법을 이용하여, 즉 64x64개의 조합 전부를 시도함으로써 구해질 수 있지만, 하나의 심볼을 가정하는 것, 다른 심볼의 제약없는 값에 대한 해를 구하는 것, 그리고 이어서 이들을 최근접 심볼로 양자화하는 것을 포함하는 복잡도가 감소된 기법이 이용될 수 있다(역시 상기한 미국 특허 출원 제12/035,970호를 참고). 이와 같이, 어느 후보가 최소 제곱 방식에서 상기 방정식과 가장 잘 일치하는지를 알아보려고 테스트하기 위해 64개 후보 심볼 쌍만이 전개된다. 그러나 수신된 값 I1, Q1, I2, Q2, I3, Q3, I4, Q4 ... 각각에 대한 잡음이 상관되지 않고 동일한 분산을 가질 때, 최소 제곱 해가 단지 최대 우도이다. 그렇지 않은 경우, 각각의 방정식으로부터의 제곱 오차를 서로 다르게 가중하거나 제곱하기 전에 2개의 방정식으로부터의 오차를 선형적으로 결합하는 가중된 최소-제곱 해가 필요할 수 있다. 예를 들어, 이전에 언급한 행렬 방정식의 양변에 잡음 상관 행렬의 역의 제곱근을 곱함으로써 올바른 가중이 달성될 수 있다.

잡음 상관 행렬은 잡음 (i) x 잡음(j)의 기대값 또는 평균값인 요소 ij를 가지며, 8개의 방정식이 있는 경우 8x8 크기의 정방 행렬이다. 잡음 상관 행렬의 제곱근은 이를 하기의 형태로 표현함으로써 구해질 수 있다: [E][Λ][E]^# 여기서 [E]는 그의 고유 벡터의 행렬이고 [Λ]는 대응하는 고유값의 대각 행렬이다. 이어서, 역 제곱근은 [Λ]의 각각의 요소를 그의 제곱근의 역수로 대체함으로써 구해진다. 이 특정의 8x8 행렬이 상기 행렬 방정식의 양변에 곱해질 때, 6개의 미지수에 대한 방정식의 수가 여전히 8개이지만, 그의 해는 이제 잡음 항 간의 상관을 고려하는 올바르게 가중된 최소-제곱 해이다.

이제 구해야 하는 X, Y 또는 Z 좌표에 의존하지 않지만 다른 수신된 샘플에 대한 잡음과 상관되는 잡음에 의해 오염되는 추가의 신호 샘플을 이용하는 것을 생각해보자. 이것은 하기의 방정식으로 표현될 수 있다(모두 합하여 이하에서 방정식 7이라고 함):

방정식 7에서 알 수 있는 바와 같이, 결과는 하나 이상의 0 행을 A-행렬에 추가하여, 예를 들어, 8x6으로부터 9x6으로 확장시키는 것이다. 이제, 잡음 상관 행렬도 9x9로 확장될 것이고, 부가의 요소는 영이 아니다. 확장된 A-행렬이 잡음 상관 행렬의 역 제곱근과 곱해질 때, 0 행은 영이 아닌 행으로 되고, 그 결과 이제 최소 제곱 방식으로 풀어야 하는 방정식의 수가 더 많다. 한가지 바람직한 해결책은 디코딩될 2개의 심볼의 X, Y, Z 좌표에 어떻게든 의존하는 모든 신호 샘플 및 구해야 하는 임의의 다른 미지수의 X, Y, Z 좌표에 의존하지 않지만 구해야 하는 심볼에 의존하는 샘플에 대한 잡음 또는 손상에 상관된 잡음 또는 손상을 가질 수 있는 모든 신호 샘플을 이용하는 것이다. 이러한 방정식 세트 전체를 효과적으로 이용하는 것은 수신 신호에서 이용가능한 모든 정보를 이용하는 것이다.

상기한 행렬 연산이 64개의 심볼 가정 각각에 대해 수행될 필요가 없고 그 대신에 하기의 (방정식 8)을 구하기 위해 한번만 수행될 수 있다는 것을 잘 알 것이다:

여기서 (X2, Y2, Z2)는 감산될 가정된 심볼이고, (Xo, Yo, Zo)는 Adim으로 표시되는 확장된 A-행렬의 처음 3개의 행으로부터 사전 계산되며, 수신 신호 벡터 R은 하기의 (방정식 9)로 표시되고:

3x3 행렬 B는 하기의 (방정식 10)에 의해 주어지며:

여기서 A'_dim은 확장된 A-행렬의 마지막 3개의 열이다.

따라서, 각각의 심볼 가정 (X2, Y2, Z2)에 대해 방정식 8만이 계산된다. 게다가, A-행렬 요소 및 잡음 상관 행렬이 심볼당 1회보다 더 느리게 변하는 경우, 행렬 연산이 심지어 코드 기간마다 계산될 필요는 없다. 많은 심볼에 대해 A 행렬이 동일한 경우, B-행렬에 대해서도 마찬가지이며, 따라서 B와 64개 심볼 가정의 곱이 1회 행해질 수 있고, 저장된 결과가 몇개의 코드 기간에 대해 이용될 수 있다.

도 17을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른, 무선 신호를 디코딩하는 수신기(1702)를 갖는 기지국(1700)이 도시되어 있다(주의: 본 발명에 관련된 수신기의 구성요소 기능만이 여기에서 설명됨). 이 실시예에서, 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜X｜+｜Y｜+｜Z｜ = 1에 의해 구분되는 좌표축 X, Y 및 Z를 갖는 3차원 공간에 정의된 다이어몬드형 성상의 표면 상에 있는 기법을 이용하여, 이동 전화 송신기(902)가 무선 신호를 발생한 것으로 가정한다. 수신기(1702)는 (a) 전송된 데이터 심볼이 있는 다이어몬드형 성상의 면을 결정하는 단계(단계 1720 참조), (b) 심볼이 있는 면 상의 점들의 서브셋을 결정하는 단계(단계 1722 참조), (c) 전송된 심볼의 수신된 좌표값에 가장 가깝게 있는 서브셋 내의 점을 결정하는 단계(단계 1724), 및 (d) 면, 서브셋, 및 가장 가까운 점의 조합으로부터 전송된 심볼을 결정하는 단계(단계 1726)에 의해 수신된 무선 신호를 디코딩하기 위해 메모리(1706)로부터 프로세서-실행가능 명령어를 구현하는 프로세서(1704)를 갖는 디코더(1703)를 가진다. 한 경우에, 전송된 심볼은 면 번호, 서브셋 번호 및 가장 가까운 점 번호를 이용하여 어드레싱되는 탐색 테이블(1708)을 이용하여 결정될 수 있다.

이 수신기(1702)를 상기한 수신기(1302)와 비교할 때, 앞서 설명한 수신기(1302)는 통상적으로 이동 전화 송신기(902)가 하기의 인코딩 기법들 중 하나를 이용하여 무선 신호를 발생할 때 이용될 것이다:

(1) 전송된 무선 신호는 한 쌍의 성상점에 연관되는 데이터 심볼을 가지며, 제1 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = 1에 의한 좌표축 I1, I2 및 I3을 갖는 3차원 공간에 정의되는 제1 다이어몬드형 성상의 표면에 있는 제1 성상점 세트로부터 선택되고, 제2 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = 1에 의한 좌표축 Q1, Q2 및 Q3을 갖는 제2의 3차원 공간에 정의되는 제2 다이어몬드형 성상의 표면에 있는 제2 성상점 세트로부터 선택된다.

(2) 전송된 무선 신호는 한 쌍의 성상점에 연관되는 데이터 심볼을 가지며, 제1 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = A에 의한 좌표축 I1, I2 및 I3을 갖는 3차원 공간에 정의되는 제1 다이어몬드형 성상의 표면에 있는 제1 성상점 세트로부터 선택되고, 제2 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = B에 의한 좌표축 Q1, Q2 및 Q3을 갖는 제2의 3차원 공간에 정의되는 제2 다이어몬드형 성상의 표면에 있는 제2 성상점 세트로부터 선택되며, A와 B의 제곱의 합이 원하는 최대값보다 작거나 같다.

이어서, 수신기(1302)는, 하기의 단계들, 즉 (a) 성상점들 중 제1 성상점을 가정하고, 가정된 성상점이 주어진 경우, 제2 성상점을 결정하는 단계, (b) 가정된 성상점 및 연관된 결정된 제2 성상점이 수신 신호를 얼마나 정확하게 예측하는지를 기술하는 메트릭을 결정하는 단계, 및 (c) 제1 성상점의 모든 가능한 가정에 대한 메트릭을 비교하고 최상의 메트릭을 가지는 가정을 올바른 가정으로서 선택함으로써 무선 신호를 디코딩하는 단계를 수행하기 위해, 메모리(1308)로부터 프로세서-실행가능 명령어를 구현하는 프로세서(1306)를 이용하여, 수신된 무선 신호를 디코딩할 수 있다. 이 특정의 디코딩 기법에 관한 보다 상세한 설명이 도 13 내지 도 16과 관련하여 이상에서 제공되었다.

비트 에러율을 낮추는 것, 피크 대 rms 비를 추가적으로 감소시키는 것, 또는 전송된 비트의 수를 증가시키는 것을 위해 고려될 수 있는 다이어몬드 성상의 추가의 변형에 대해 이제부터 설명할 것이다. 구의 연속적인 정사각형 층을 서로 상에 적층함으로써 다이어몬드 패턴이 구성될 수 있으며, 구 반경은 원하는 최소 거리의 1/2이다. 각각의 층에서의 구의 수는 제곱된 정수, 즉 1, 4, 9, 16, 25 ...로서 증가된다. 따라서, 5x5 = 25개 구의 직사각형 어레이로 시작하여, 4x4 = 16의 층이 그 위에 및 그 아래에 적층되고, 이어서 3x3=9개의 구의 층이 오며, 이어서 2x2 그리고 마지막으로 1이 온다. 이 다이어몬트 패턴에서의 구의 총수는 따라서, 도 6에 나타낸 바와 같이, 1+4+9+16+25+16+9+4+1 = 66이다. 그러나, 하기에 열거된 바와 같이 다른 크기의 다이어몬드 성상이 구성될 수 있으며, 구 반경이 0.25/√2인 것으로 가정하고 있다.

알 수 있는 바와 같이, 차수 N의 성상은 그 안에 차수 N-2의 성상을 포함하고, 이들은 차수 N-1 성상과 다른 좌표를 가지는 다른 점이다.

이상에서 설명한 제1 다이어몬드 성상(600)은 차수 4의 85/66 점 패턴을 가졌으며, 66개의 표면 점만이 이용되고 임의의 2개가 삭제되었다. 이어서, 6개의 표면 점, 예를 들어, 6개의 정점을 삭제하고 이들을, 외측 점보다 한참 안쪽에 포함되어 있고 최소 거리 요건을 위반하지 않는 차수 1 성상의 6개 점으로 대체하는 것이 유리한 경우를 설명한다. 따라서, 도 8에 도시된 바와 같이 함몰된 정점을 갖는 다이어몬드 성상(800)이 생성되었다. 정점과 에지-중앙 점이 삽입되어 있음으로써 18개의 내부 점을 포함하는 차수 2 성상을 생성하는 추가의 함몰된 다이어몬드 성상(1200)이 도 12에 도시되어 있다.

피크 대 rms 성능 비 및 d_min 대 rms 성능 비를 구하기 위해 다이어몬드 성상에 대한 많은 다른 이러한 수정이 고려되고 테스트될 수 있다. 그러나, 제약되어야 하는 송신기 피크 진폭의 보다 일반적인 척도가 제곱 진폭 (I1+I2+I3)²+ (Q1+Q2+Q3)²이라는 것을 인식함으로써 어떤 유용한 조합이 발견될 수 있다. 따라서, I-값의 합 및 Q-값의 합 둘다가 1보다 작거나 같도록 제약되는 양쪽 심볼에 대한 차수=4 다이어몬드 성상을 이용할 시에, 진폭의 제곱이 2보다 작거나 같도록 제약된다. 반면에, 심볼들 중 하나가 차수=3 다이어몬드 성상으로부터 선택되고 하나가 차수=5 다이어몬드 성상으로부터 선택되는 경우, 제곱 진폭은 2개의 차수=4 다이어몬드 성상보다 단지 약 0.25 db 더 큰 피크값인 1.25² + 0.75² = 2.125보다 작거나 같을 것이다. 그러면, 이용가능한 서로 다른 점의 수는 44x146 + 102x44 = 10192이고, 이는 13 비트를 인코딩하는 데 필요한 8192보다 2720 더 크다. 그에 따라, 제1 13-비트 패턴 집합에 대해, 양쪽 점이 차수=5 다이어몬드 성상의 내측의 44개로부터 선택되는 경우에 2회 카운트하는 것을 피하면서, 차수=5 다이어몬드 성상으로부터의 제2 점과 함께 제1 점이 차수=3 다이어몬드 성상으로부터 선택될 것이고, 나머지 13-비트 패턴에 대해서는 그 반대이다. 실제로, 한쪽 점이 차수=3 다이어몬드 성상(차수 =5 다이어몬드 성상의 내측의 44개)으로부터 선택되고 다른쪽 점이 차수=5 다이어몬드 성상의 102개 표면 점 중에서만 선택되는 경우 13 비트를 인코딩하는 데 충분한 점이 있다.

다른 변형에서, 차수=3 다이어몬드 성상의 32개 중에서 한쪽의 점을 선택하고 차수=4 다이어몬드 성상의 64개 중에서 다른쪽 점을 선택하거나 그 반대로 함으로써 12 비트가 인코딩될 수 있고, 따라서 32x64 + 64x32개의 서로 다른 조합을 제공할 수 있다. 이 경우에, 피크 제곱 진폭은 1 + 0.75² = 1.5625이고, 이는 차수=4 다이어몬드 성상으로부터 양쪽 점을 선택하는 것보다 1.07dB 작다. 성상이 주어진 경우 가능한 한 잘 그레이 코딩을 할당한 후에 또는 응용(예를 들어, PCM 음성, ASCII 텍스트 등)에 따라 어떤 다른 방식으로 데이터에 심볼을 할당한 후에 많은 다른 변형이 생성되고 시뮬레이트될 수 있다. 모든 이러한 변형이 본 발명에 따라 통신 효율성을 유지하면서 피크 대 rms 비를 제한하도록 설계될 수 있다.

이상의 내용으로부터, 본 발명이 송신기의 전력 증폭기의 전송 효율을 향상시키는 데 도움이 되는, 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 무선 신호를 발생하는 송신기 및 방법에 관한 것임을 잘 알 것이다. 일 실시예에서, 피크 진폭 대 rms 진폭의 비가 감소된 전송 신호가 얻어지는 데이터 심볼을 전달하는 방법은, (a) 적어도 3개의 독립적인 변조 차원 - 각각의 차원이 좌표값을 전달함 - 을 제공하기 위해, 각각이 동위상, 즉 실수 신호값 및 직교 위상, 즉 허수 신호값을 전달하는 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드를 동시에 이용하는 단계, 및 (b) 데이터 심볼과 연관될 성상점의 집합을 정의하는 단계 - 임의의 2개의 성상점 간의 유클리드 거리가 원하는 최소값보다 작지 않도록 그리고 어떤 점도 원하는 피크 진폭 값을 초과하지 않도록, 성상점은 적어도 3개의 차원으로 이루어진 공간 내에 분포되어 있음 - 를 포함하며, 피크 값은 하기의 척도들, 즉 (i) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 실수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합, (ii) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 허수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합, 및 (iii) (a) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 실수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합과 (b) 다수의 가법적 결합된 확산-스펙트럼 코드에 의해 전달되는 허수 신호값에 의해 제공되는 차원에 대응하는 임의의 성상점의 좌표의 절대값의 합의 제곱의 합 중 임의의 척도에 의해 결정된다. 본 명세서에 기술된 바와 같이, 송신기는 적어도 3개의 직교 성분의 선형 합을 포함하는 신호를 전송한다. 한 구현에서, 3개의 직교 성분은 3개의 직교 비트 패턴을 포함하고, 다른 구현에서, 3개의 직교 성분은 제1 및 제2 상호 직교 코드를 포함하며, 제2 코드는 동위상 반송파 및 직교 위상 반송파 둘다를 통해 전송된다.

본 발명의 몇개의 실시예가 첨부 도면에 도시되고 이상의 상세한 설명에 기술되었지만, 본 발명이 개시된 실시예들로 제한되지 않고 그 대신에 이하의 특허청구범위에 기술되고 정의되는 본 발명의 사상을 벗어나지 않고 수많은 재배열, 수정 및 치환이 가능하다는 것을 잘 알 것이다.

Claims

감소된 피크 진폭 대 rms(root-mean-square) 진폭의 비(ratio)를 갖는 전송 무선 신호가 얻어지는 데이터 심볼을 전달하는 방법으로서,
각각이 동위상(In-phase) 또는 실수 신호값과 직교 위상(Quadrature phase) 또는 허수 신호값(imaginary)을 전달하는 다수의 가법적으로(additively) 결합된 확산-스펙트럼 코드들을 동시에 이용하여, 적어도 3개의 독립적인 변조 차원(modulation dimension)들을 제공하는 단계 - 각각의 차원은 좌표값을 전달함 - ; 및
데이터 심볼과 연관되는 성상점(constellation point)들의 집합을 정의하는 단계 - 상기 성상점들은, 임의의 2개의 성상점 간의 유클리드 거리(Euclidean distance)가 원하는 최소값보다 작지 않도록 또한 어떤 점도 원하는 피크 진폭 값을 초과하지 않도록, 적어도 3개의 차원을 포함하는 공간 내에 분포되어 있으며, 피크 값은,
다수의 가법적으로 결합된 확산-스펙트럼 코드들에 의해 전달되는
실수 신호값에 의해 제공되는 차원들에 대응하는 임의의 성상점의
좌표들의 절대값들의 합;
다수의 가법적으로 결합된 확산-스펙트럼 코드들에 의해 전달되는
허수 신호값들에 의해 제공되는 차원들에 대응하는 임의의 성상점의
좌표들의 절대값들의 합; 및
(a) 다수의 가법적으로 결합된 확산-스펙트럼 코드들에 의해 전달되는
실수 신호값에 의해 제공되는 차원들에 대응하는 임의의 성상점의
좌표들의 절대값들의 합과; (b) 다수의 가법적으로 결합된 확산-스펙
트럼 코드들에 의해 전달되는 허수 신호값에 의해 제공되는 차원들에
대응하는 임의의 성상점의 좌표들의 절대값들의 합의 제곱의 합 중
임의의 척도에 의해 결정됨 -
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 성상점들의 대부분은 좌표축 X, Y 및 Z를 갖는 3차원 공간에 정의된 다이어몬드형 성상의 외측 표면 상에 존재하고, 다이어몬드형 성상의 외측 표면은 경계 방정식 ｜X｜+｜Y｜+｜Z｜ = 1에 의해 정의되는 방법.
제2항에 있어서,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계들을 더 포함하며,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계들은,
전송된 데이터 심볼이 그 위 또는 내부에 놓여진 다이어몬드형 성상의 면(facet)을 결정하는 단계;
전송된 데이터 심볼이 놓여진 면 상의 점들의 서브셋(subset)을 결정하는 단계;
전송된 데이터 심볼의 수신 좌표값들에 가장 가까운 점들의 서브셋 내의 점을 결정하는 단계; 및
상기 면, 상기 점들의 서브셋, 및 상기 가장 가까운 점의 조합으로부터 전송된 데이터 심볼을 결정하는 단계
를 포함하는 방법.
제3항에 있어서,
상기 전송된 데이터 심볼을 결정하는 단계는 면 번호, 점들의 서브셋 번호 및 가장 가까운 점 번호에 의해 어드레싱되는 룩업 테이블을 이용하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 데이터 심볼은 한 쌍의 성상점과 연관되어 있고, 제1 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = 1에 의해 좌표축 I1, I2 및 I3을 갖는 3차원 공간 내에 정의되는 제1 다이어몬드형 성상의 표면 상에 놓인 제1 성상점 세트로부터 선택되고, 제2 성상점은 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = 1에 의해 좌표축 Q1, Q2 및 Q3을 갖는 제2의 3차원 공간 내에 정의되는 제2 다이어몬드형 성상의 표면 상에 놓인 제2 성상점 세트로부터 선택되는 방법.
제5항에 있어서,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계들을 더 포함하고,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계들은,
상기 성상점들 중 제1 성상점을 가정(hypothesizing)하고, 가정된 성상점이 주어진 경우, 제2 성상점을 결정하는 단계;
상기 가정된 성상점 및 연관된 결정된 제2 성상점이 상기 수신된 무선 신호를 얼마나 정확하게 예측하는지를 기술하는 메트릭을 결정하는 단계; 및
상기 제1 성상점의 가능한 모든 가정에 대한 메트릭을 비교하고, 최적의 메트릭을 갖는 가정을 올바른 가정으로서 선택함으로써, 상기 무선 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 데이터 심볼은 한 쌍의 성상점과 연관되어 있고,
제1 성상점은, 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = A에 의해 좌표축 I1, I2 및 I3을 갖는 3차원 공간 내에 정의되는 제1 다이어몬드형 성상의 표면에 놓인 제1 성상점 세트로부터 선택되고, 제2 성상점은, 대부분의 성상점이 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = B에 의해 좌표축 Q1, Q2 및 Q3을 갖는 제2의 3차원 공간에 정의되는 제2 다이어몬드형 성상의 표면에 놓인 제2 성상점 세트로부터 선택되며,
A와 B의 제곱의 합은 원하는 최대값 이하인 방법.
제7항에 있어서,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계를 더 포함하고,
상기 무선 신호를 수신하고 디코딩하는 단계는,
상기 성상점들 중 제1 성상점을 가정하고, 가정된 성상점이 주어진 경우, 제2 성상점을 결정하는 단계;
상기 가정된 성상점 및 연관된 결정된 제2 성상점이 상기 수신된 무선 신호를 얼마나 정확하게 예측하는지를 기술하는 메트릭을 결정하는 단계; 및
제1 성상점의 가능한 모든 가정에 대한 메트릭을 비교하고, 최적의 메트릭을 갖는 가정을 올바른 가정으로서 선택함으로써, 상기 무선 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 방법.
다차원 변조를 이용하는 경우, 피크 복합 심볼 진폭(peak composite symbol amplitude)에 제한을 두면서 전송 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 방법으로서,
정보를 이진 비트의 스트림으로 인코딩하는 단계;
상기 이진 비트의 스트림으로부터 복수의 비트 그룹을 형성하는 단계 - 상기 복수의 비트 그룹은 복수의 데이터 심볼을 나타냄 - ;
각각의 데이터 심볼을 다차원 공간에서의 좌표 집합으로 나타내는 단계 - 상기 다차원 공간에서의 차원의 수는 전송된 무선 신호를 궁극적으로 포함하는 적어도 3개의 직교 성분의 수에 대응함 - ; 및
각각의 데이터 심볼이 다차원 공간 내의 가장 가까운 다른 데이터 심볼로부터 최소 거리로 떨어져 위치하도록, 또한 상기 전송된 무선 신호의 피크 복합 심볼 진폭 대 rms 진폭이 최소가 되도록, 각각의 데이터 심볼에 대한 좌표들을 선택하는 단계
를 포함하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 다차원 공간은 다이어몬드형 성상에 의해 정의되는 방법.
제9항에 있어서,
상기 다차원 공간은 함몰된 꼭지점(depressed vertices)을 갖는 다이어몬드형 성상에 의해 정의되는 방법.
제9항에 있어서,
상기 다차원 공간은 함몰된 다이어몬드형(dimpled-diamond-shaped) 성상에 의해 정의되는 방법.
다차원 변조를 이용하는경우, 피크 복합 심볼 진폭에 제한을 두면서 무선 신호에서의 피크 대 rms 비를 감소시키는 송신기로서,
데이터 비트의 그룹을 제1 서브그룹 및 제2 서브그룹으로 분할하는 인코더 -
상기 인코더는 제1 비트 서브그룹을 이용하여 제1 다차원 공간 내에
분포되어 있는 다수의 성상점 중 하나를 선택하고, 성상점들의 위치는
성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되었으며,
선택된 성상점의 좌표는 대응하는 복소수의 실수부의 값을 설정하는
데 이용되고;
상기 인코더는 제2 비트 서브그룹을 이용하여 제2 다차원 공간 내에
분포되어 있는 다수의 성상점 중 다른 하나를 선택하고, 성상점들의
위치는 성상점의 좌표의 합이 원하는 최대값보다 작도록 결정되며,
선택된 성상점의 좌표는 대응하는 복소수의 허수부의 값을 설정하는
데 이용되고;
상기 인코더는 하나의 실수부와 하나의 허수부를 짝지워 복소수를
형성하고, 나머지 실수부 및 허수부도 마찬가지로 짝지워져 복소수의
집합을 획득하며;
상기 인코더는 다수의 멀티칩 직교 코드들 중 연관된 코드와 곱해질
복소수들을 할당하고, 각각의 복소수와 그의 코드의 곱들은 순차적으
로 칩 단위로 가산되어 멀티-코드 심볼을 획득함 - ;
멀티코드 심볼들의 스트림을 수신하고 이들을 필터링하여 전송 스펙트럼을 제약(constrain)하는 필터;
필터링된 신호를 무선 주파수 반송파로 변조하는 변조기; 및
변조된 무선 신호를 전송하는 안테나
를 포함하는 송신기.
제13항에 있어서,
각각의 다차원 공간은 다이어몬드형 성상에 의해 정의되는 송신기.
제13항에 있어서,
각각의 다차원 공간은 함몰된 꼭지점을 갖는 다이어몬드형 성상에 의해 정의되는 송신기.
제13항에 있어서,
각각의 다차원 공간이 함몰된 다이어몬드형 성상에 의해 정의되는 송신기.
감소된 피크 대 rms 비 및 제한된 피크 복합 심볼 진폭을 갖는 무선 신호를 디코딩하는 수신기로서,
상기 무선 신호를 디코딩하기 위해 메모리로부터 프로세서-실행가능 명령어들을 구현하는 프로세서를 갖는 디코더
를 포함하며,
상기 명령어들은,
상기 무선 신호의 데이터 심볼이 그 위 또는 내부에 놓여 있는 다이어몬드형 성상의 면을 결정하고,
상기 무선 신호의 데이터 심볼이 놓여 있는 상기 면 상의 점들의 서브셋을 결정하고,
상기 데이터 심볼의 좌표값들에 가장 가까운 점들의 서브셋 내의 점을 결정하고,
상기 면, 상기 점들의 서브셋, 및 상기 가장 가까운 점의 조합으로부터 상기 데이터 심볼을 결정하는
것을 포함하는 수신기.
제17항에 있어서,
상기 다이어몬드형 성상은 좌표축 X, Y 및 Z를 갖는 3차원 공간 내에 정의되고, 상기 다이어몬드형 성상의 외측 표면은 경계 방정식 ｜X｜+｜Y｜+｜Z｜ = 1에 의해 정의되는 수신기.
감소된 피크 대 rms 비 및 제한된 피크 복합 심볼 진폭을 갖는 무선 신호를 디코딩하는 수신기로서,
무선 신호를 디코딩하기 위해 메모리로부터 프로세서-실행가능 명령어들을 구현하는 프로세서를 갖는 디코더
를 포함하며,
상기 명령어들은,
제1 다이어몬드형 성상 상의 다수의 성상점 중 제1 성상점을 가정하고 - 상기 제1 성상점은 상기 무선 신호의 데이터 심볼과 연관되어 있음 -;
가정된 제1 성상점이 주어진 경우, 제2 다이어몬드형 성상 상의 제2 성상점을 결정하고 - 상기 제2 성상점은 상기 무선 신호의 데이터 심볼과 연관되어 있음 -;
상기 가정된 제1 성상점 및 연관된 결정된 제2 성상점이, 수신된 무선 신호를 얼마나 정확하게 예측하는지를 기술하는 메트릭을 결정하고;
상기 제1 성상점의 가능한 모든 가정에 대한 상기 메트릭을 비교하고, 최적의 메트릭을 갖는 가정을 올바른 가정으로서 선택함으로써, 상기 무선 신호를 디코딩하는
것을 포함하는 수신기.
제19항에 있어서,
상기 제1 다이어몬드형 성상은 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = 1에 의해 경계를 이루는 좌표축 I1, I2 및 I3를 갖는 3차원 공간 내에 정의되고, 상기 제2 다이어몬드형 성상은 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = 1에 의해 경계를 이루는 좌표축 Q1, Q2 및 Q3를 갖는 제2의 3차원 공간에 정의되는 수신기.
제19항에 있어서,
상기 제1 다이어몬드형 성상은 경계 방정식 ｜I1｜ + ｜I2｜ + ｜I3｜ = A에 의해 경계를 이루는 좌표축 I1, I2 및 I3를 갖는 3차원 공간에 정의되고, 상기 제2 다이어몬드형 성상은 경계 방정식 ｜Q1｜ + ｜Q2｜ + ｜Q3｜ = B에 의해 경계를 이루는 좌표축 Q1, Q2 및 Q3를 갖는 제2의 3차원 공간에 정의되며, A와 B의 제곱의 합은 원하는 최대값 이하인 수신기.