CN102084632B - 减小的峰值-rms比的多维信号 - Google Patents

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Abstract

本文描述发射器和方法，它可生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号，这帮助改进发射器的功率放大器的发射效率。另外，本文中还描述可对无线电信号进行解码的接收器。

Description

减小的峰值-RMS比的多维信号
相关申请
本申请涉及美国专利申请No.12/166883，2008年7月2日提交，标题为“Reduced peak-to-RMS Ratio Multicode Signal”(律师案号P25701)。通过引用将这个文档的内容结合到本文中。
技术领域
一般来说，本发明涉及无线电信领域，具体来说，涉及用于生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号的发射器和方法，其帮助改进发射器的功率放大器的发射效率。另外，本发明涉及可对无线电信号进行解码的接收器。
背景技术
同此定义下列缩写词，在现有技术和本发明的以下描述中涉及其中至少一部分。
CDMA  码分多址
FIR  有限脉冲响应
HSPA 高速分组接入
PA   功率放大器
PCM  脉冲码调制
PSK  相移键控
QAM  正交幅度调制
UMTS 通用移动电信服务
WCDMA宽带码分多址
本领域众所周知，例如无线电信号等通信信号可被认为具有二维复平面上的瞬态复值，其中一维中的坐标是无线电信号的正弦分量的带符号幅度，而第二维中的坐标是无线电信号的余弦分量的带符号幅度。由于余弦函数和正弦函数是相互正交的函数，所以它们的相关性为零，这表示两个维相对于彼此成直角。两个维通常标记为I和Q，表示“同相”和“正交”。在这个信号空间中不存在其它正交维，它是一个平面。还众所周知的是，表示比特组的符号可位于I，Q平面，使得只要信噪比足够高，任何两个符号便相互充分分开以免混淆。例如，16个符号可位于称作16QAM的4×4网格上，并且向各点分配四个二进制比特。在64QAM中，64个符号可位于8×8网格上，并且向各点分配6个二进制比特。还可使用点的非矩形星座，例如16-PSK(相移键控)，其中16个点在圆周围角平均分布，并且向每个点分配4个二进制比特。
在现有技术中，一般认为期望和已知的是按照格雷编码方案将比特组分配给符号点，使得分配给信号空间中的相邻点的比特在尽可能少的比特位置中有所不同，理想地仅在一个比特位置中。接下来提供关于这些众所周知方案的一部分以及它们与现有技术关联的缺点的简述。
1976年8月24日提交的美国专利No.4084337描述一种4维调制方案，其中两种无线电波极化用于提供两个单独信道，其中各信道能够携带一个二维信号。在这个专利中，引用IEEE文件“DigitalTransmission with Four Dimensional modulation”(Trans IEEE onInformation Theory，1974年7月，第497-502页)，其中描述一种四维调制方案，它构造成具有峰值能量约束。峰值能量限制在其中描述成表示两个极化中的功率之和不应当超过某个最大值。例如，如果(I1，Q1)是一个极化上的同相和正交相位分量，而(I2，Q2)是另一个极化上的同相和正交相位分量，则受到约束的总能量或功率表示为I12+Q12+I22+Q22。当(I1，Q1)和(I2，Q2)单独生成并且应用于物理上独立的信道、例如正交极化天线时，这是相关且充分的约束。但是，如果(I1，Q1)和(I2，Q2)不是单独生成并且没有应用于物理上分开的信道，而是应用于同一个物理信道，则所发射信号会是(I1+I2，Q1+Q2)，并且其能量或功率与(I1+I2)2+(Q1+Q2)2成比例，这没有受到相同量度约束。因此，需要一种不同的方案，以便约束后一种情况下的峰值能量。
1983年4月14日提交的美国专利No.4597090公开一种用于单个物理信道的调制方案，其中m个顺序信号样本上的信号空间(I，Q)中的两个维被认为形成2m维空间，并且其中将mN个数据比特编码成2m个维，其方式是以便通过将一个信号样本的I，Q值的选择约束到取决于其它信号样本的I，Q值的选择来得到编码增益。这是一种形式的格形编码，并且与获得编码增益相关，但是关于获得无线电信号的峰值-rms比的减小比却只字未提，峰值-rms比的减小是与本论述相关的主题。
在称作WCDMA或UMTS的第三代蜂窝系统中，当前存在规范中的称作HSPA的方法，它允许从移动电话向网络(或基站)的更高数据速率的传输。HSPA传输使用称作“多码CDMA”的方式。在这种多码CDMA系统中，通过将各数据符号与扩展码组合，将其在时间和频谱上展开。在下行链路(基站到移动电话)，用于从基站发射信号的码在基站处经过协调，使得它们相互正交。相比之下，在上行链路(移动电话到基站)，不同移动电话之间实现正交性所需的协调被认为太难实现，因此各移动电话使用不同的随机码序列。
但是，在各移动电话处，仍然有可能生成在它们之间协调成相互正交的若干随机码序列。这些正交码的每个则可携带符号子流，使得组合符号流速率得到增强。但是，在这种情况下，移动电话的可用发射器功率将在不同码之间划分，这表示可对各子流成功接收和无错误解码的范围将减小。实际上，与通过只将发射器功率除以子流总数所预期的情况相比，从移动电话所发射的多码调制信号中的每个子流的功率的减小的情况更差。这是因为，与其说平均功率受到电池电压限制，不如说峰值信号幅度正好受到电池电压限制。
因此，在第三代蜂窝系统中，希望一种调制方案，它在所有子流的合成峰值信号幅度的约束内开发每个子流的最大平均功率。例如，如果移动电话使用具有三个长度＝4码的三码多码方案，其中各码携带采用相似幅度的16QAM符号的子流，则在给定峰值幅度约束内发射的总平均功率在滤波成包含该频谱之前低于峰值7.32dB，并且每个子流的平均功率低于峰值12.1dB。滤波一般进一步增加峰值-rms比。HSPA标准描述对三个长度＝4扩展码方案的改进，原因在于它规定两倍功率(√2乘以幅度)的长度＝2码，所述长度＝2码在与叠加和正交的长度＝4码携带第三符号的相同时间周期中携带两个符号，这有效地实现与三个长度＝4码相同的符号速率。这个4+(2，2)配置能够开发低于峰值5.44dB的总平均功率，并且比关联三个长度＝4扩展码方案的4+4+4配置要高1.88dB的效率。
但是，对于4+(2，2)配置，存在扩展因子的减小，它只是在无扩展(它还实现低峰值-rms比)方向上的一个发展，但是当存在大量多径信道失真时，所得无线电信号变得很难解码。鉴于以上所述，可以看到，一直并且仍然需要可解决与现有技术关联的上述缺点及其它缺点的发射器和方法。这些需要及其它需要通过本发明的发射器和方法得到解决。
发明内容
在一个方面，本发明提供一种用于减小所发射无线电信号中的峰值-rms比、同时在利用多维调制时对峰值合成符号幅度施加限制的方法。该方法包括下列步骤：(a)将信息编码为二进制比特流；(b)从二进制比特流形成多个比特组，其中多个比特组表示多个数据符号；(c)通过多维空间中的一组坐标来表示各数据符号，其中多维空间中的维数对应于最终包括所发射无线电信号的至少三个正交分量的数量；以及(d)选择各数据符号的坐标，使得各数据符号位于离开多维空间中最近的其它数据符号最小的距离，并且还使得所发射无线电信号的峰值合成符号幅度-均方根幅度为最小。生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号的这种方法帮助改进发射器的功率放大器的发射效率。
在另一个方面，本发明提供一种传递数据符号、从而产生具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的发射信号的方法。该方法包括下列步骤：(a)同时使用各携带同相或实信号值和正交相位或虚信号值的多个加性组合扩频码，以便提供至少三个独立调制维，各维携带一个坐标值；以及(b)定义要与数据符号关联的一组星座点，这些星座点分布在由至少三个维所组成的空间内，使得这些星座点的任何两个之间的欧几里德距离不小于期望最小数，并且使得期望峰值幅度值没有被任何点超过，峰值由下列量度的任一个来确定：(i)与多个加性组合扩频码所携带的实信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；(ii)与多个加性组合扩频码所携带的虚信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；以及(iii)下列项的平方和：(a)与多个加性组合扩频码所携带的实信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；以及(b)与多个加性组合扩频码所携带的虚信号值所提供的维对应的任何点的星座坐标的绝对值之和。生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号的这种方法帮助改进发射器的功率放大器的发射效率。
在又一个方面，本发明提供一种发射器，所述发射器减小无线电信号中的峰值-rms比，同时在利用多维调制时对峰值合成符号幅度施加限制。该发射机包括：(a)编码器，将数据比特组分为第一小组和第二小组；(b)该编码器使用第一小组比特来选择分布在第一多维空间内的多个星座点之一，其中星座点的位置已经确定成使得其坐标之和小于期望最大值，其中所选星座点的坐标用于设置对应复数的实部的值；(c)该编码器使用第二小组比特来选择分布在第二多维空间内的多个星座点的另一个，其中星座点的位置已经确定成使得其坐标之和小于期望最大值，其中所选星座点的坐标则用于设置对应复数的虚部的值；(d)该编码器将一个实部和一个虚部组对以形成复数，而其余实部和虚部同样地组对以得到一组复数；(e)该编码器分配复数以便与多个多码片正交码中的关联码相乘，其中各复数与其码的乘积随后逐个码片相加，以便得到多码符号；(f)滤波器，接收多码符号流，并且对其滤波以约束发射频谱；(g)调制器，采用射频载波来调制已滤波信号；以及(h)天线，发射已调制无线电信号。因此，通过生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号，发射器的功率放大器的发射效率得到改进。
在又一个方面，本发明提供一种接收器，它对具有减小的峰值-rms比和受限峰值合成符号幅度的无线电信号进行解码。在一个实施例中，该接收器包括解码器，其中具有执行来自存储器的处理器可执行指令以通过下列步骤对无线电信号进行解码的处理器：(a)确定无线电信号的数据符号位于其上或位于其内的菱形星座的小平面；(b)确定无线电信号的数据符号位于其内的小平面上的点的子集；(c)确定点的子集中内最接近数据符号的坐标值的点；以及(d)从小平面、点的子集和最接近点的组合来确定数据符号。
在又一个方面，本发明提供一种接收器，它对具有减小的峰值-rms比和受限峰值合成符号幅度的无线电信号进行解码。在一个实施例中，该接收器包括解码器，其中具有执行来自存储器的处理器可执行指令以通过下列步骤对无线电信号进行解码的处理器：(a)假设第一菱形星座上的多个星座点的第一星座点，其中第一星座点与无线电信号的数据符号关联；(b)在给定假设的第一星座点的情况下确定第二菱形星座的第二星座点，其中第二星座点与无线电信号的数据符号关联；(c)确定描述假设的第一星座点和关联的所确定第二星座点预测所接收无线电信号的准确程度的量度；以及(d)比较第一星座点的所有可能假设的量度，并且选择具有最佳量度的假设作为正确假设，由此对无线电信号进行解码。
本发明的附加方面将部分地在以下具体实施方式、附图和任何权利要求中提出，部分地从具体实施方式中得出或者可通过实施本发明来了解。
要理解，以上的概括性描述和以下的具体实施方式都只是示范和说明性的，而不是对所公开的本发明的限制。
附图说明
通过结合附图参照以下具体实施方式，可获得对本发明的更全面了解，附图包括：
图1是用于帮助说明本发明的传统HSPA 4+(2，2)多码蜂窝系统的简图；
图2是示出用于帮助说明本发明的16QAM星座的16个点的简图；
图3示出与用于帮助说明本发明的传统4+4+4多码蜂窝系统关联的简图；
图4是可视地示出用于帮助说明本发明、调制到长度＝4码的16QAM符号相对调制到双倍功率(√2乘以幅度)的长度＝2码的16QAM符号的45度相位旋转的简图；
图5是示出用于帮助说明本发明、当+I1+I2+I3＝1时的I1、I2、I3的+++平面的图表；
图6是示出用于帮助说明本发明的菱形星座的简图；
图7是示出用于帮助说明本发明、可将六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3编组以形成多维符号的不同方式的简图；
图8是示出用于帮助说明本发明、具有降低顶点的菱形星座的简图；
图9是具有根据本发明的一个实施例配置的发射器的移动电话的框图；
图10是示出用于帮助说明本发明、6比特组到图8所示菱形星座的格雷码分配的简图；
图11是示出用于帮助说明本发明的错误率与总发射信号功率噪声比的图表；
图12是示出用于帮助说明本发明的凹陷菱形星座的简图；
图13是具有根据本发明的一个实施例配置的接收器的基站的框图；
图14-16是根据本发明的一个实施例、用于帮助说明图13所示接收器如何对无线电信号进行解码的简图；以及
图17是具有根据本发明的另一个实施例配置的接收器的基站的框图。
具体实施方式
本发明包括发射器(例如结合在移动电话中)和方法，所述方法减小无线电信号中的峰值-rms比，同时在利用多维调制时对峰值合成符号幅度施加限制。具体来说，发射器将信息编码为二进制比特流，并且比特组组合成由数据符号来表示。各数据符号则由多维空间中的一组坐标来表示，其中多维空间中的多个维对应于将包括所发射无线电信号的至少三个正交分量。各数据符号的坐标选择成使得各数据符号位于离开多维空间中的最近的其它数据符号最小的距离，并且还使得所发射无线电信号的峰值幅度-均方根幅度为最小。在更详细描述具有4+4+4配置的上述传统三码多码方案和具有4+(2，2)配置的上述传统HSPA三码多码方案之后，提供关于可实现本发明的不同方式的详细论述。
参照图1，存在传统HSPA三码多码蜂窝系统100的框图，其中移动电话102具有发射器108，它向基站104发射每个4码片调制周期具有三个16QAM符号S1、S2和S3的无线电信号。如图所示，长度＝2码重复两次，并且用于接连携带两个16QAM符号S2和S2，而与长度＝2码正交的长度＝4码被加性叠加，并且用于在相同4码片周期期间携带第三16QAM符号S1。16QAM符号星座具有图2所示的一般形式。各16QAM符号S1、S2和S3携带4个比特，因此对于三个符号S1、S2和S3，有在4码片时间间隔中传递的12个比特，表示22＝4096种可能性。因此，在基站104处的解码可包括测试全部4096种可能性(“强力”方法)，或者可使用2008年2月22日提交的标题为“有效多码检测(Efficient Multicode Detection)”的共同转让美国专利申请序号12/035970中公开的减小复杂度方法，通过引用将其内容结合到本文中。
使用16QAM符号的通信包括在信号的I和Q分量的每个分量上发射2个比特，这些比特在复信号平面的两个维的每个中围绕零均匀分布。因此，I分量可取值+1.5、+0.5、-0.5和-1.5，而Q分量同样独立地可取值+1.5、+0.5、-0.5和-1.5。图2示出16个可能的信号点，它们在I、Q平面中位于规则矩形网格的交点。单个16QAM符号的峰值-rms比可通过确定峰值幅度和均方根值来计算。峰值幅度在I和Q同时都取其最大幅度+/-1.5时发生，从而给出净向量长度1.5√2，而均方根值通过将对全部16个点的幅度的平方求平均来计算，其中存在各具有平方幅度值(1.5√2)2＝4.5的4个角点、各为平方幅度(1.52+0.52)＝2.5的侧上的8个点以及中间的平方幅度(0.5√2)2＝0.5的4个点。这些点的平均数为(4×4.5+8×2.5+4×0.5)/16＝2.5。因此，rms值为√2.5即1.58。因此，峰值-rms幅度比为1.5√2/√2.5，它按照分贝为2.55dB。
但是，对于图1的调制，可以看到，两个I值和两个Q值将在各码片周期中重叠。长度＝4码的I值可以是四个值1.5、0.5、-0.5、-1.5其中之一，但长度＝2码的I值要更大，是√2倍。同样地缩放Q值。因此，应用与以上所述相同的过程来计算峰值-rms比对于背景部分所述的这种类型的多码调制给出答案5.44dB。另一方面，如果已经使用图3所示的传统4+4+4配置的三个长度＝4码，则每个的I值会是值1.5、0.5、-0.5或1.5中的任一个，从而给出峰值I值4.5，并且同样地给出峰值Q值，或者组合的I和Q的峰值幅度4.5√2。但是，rms值刚好是以上计算为√2.5的单个16QAM传输的rms值的√3倍。因此，叠加的三个长度＝4码的峰值-rms比为4.5√2/(√3×√2.5)＝2.32或7.32dB，又如背景部分所述。因此，当峰值幅度受到限制时，图1的4+(2，2)配置优于图3的4+4+4码配置。
移动电话的发射器108还具有功率放大器106，所述功率放大器无失真地生成平均功率输出，这除了其它因素之外还取决于信号的峰值-rms比。对于B类功率放大器106，最大非失真效率在正好生成最大功率时发生，其中最大效率定义如下：
Figure BPA00001290772900101
并且当归一化成单元负载电阻(unity load resistance)时，最大效率可定义如下：
另一方面，可变幅度信号的平均效率定义如下：
Figure BPA00001290772900103
Figure BPA00001290772900104
另外，具有零静态偏置的B类功率放大器106的功率消耗正好与输出信号幅度成比例。因此，平均DC功率消耗等于峰值功率消耗乘以平均幅度与峰值幅度之比，它归一化到单元负载电阻以给出下式：
Figure BPA00001290772900106
Figure BPA00001290772900107
组合等式1b、2c和3b产生下式：
η＝ηmax/(峰值-rms比x平均-rms比)        (4)
虽然ηmax是功率放大器实现相关的量，值“峰值-rms幅度比×平均-rms幅度比”是调制的特征。因此，对于最大功率放大器效率，会希望使后一个量为最小。另一个调制性能量度是两个不同符号可能被基站104混淆的难易程度。这个调制性能量度由最小距离dmin来确定，它是在信号空间中最靠近的两个符号之间的欧几里德距离。一般来说，如果单对符号在信号空间中比任何其它对相互更接近，则将它们分离，尝试得到具有更大dmin的更大相等间距。为了比较这方面的不同调制，dmin应当归一化成相同的rms信号值，也就是说相同的平均发射功率。因此，量dmin/(rms幅度)是通信效率的量度，而η是发射器的功率放大器106的效率的量度。在使后者为最大时，希望前者应当优选地被保持并且没有显著降级。这通过本发明来实现。
又参照图1所示的HSPA三重16QAM调制，获得峰值-rms幅度比的少许(0.5dB)减小而无需改变通信效率的一种方式是将长度＝4码上的16QAM星座相对长度＝2码上的16QAM星座旋转45度，如图4所示。在标题为“Reduced Peak-to-RMS Ratio Multicode Signal”的上述美国专利申请No.12/166883(律师案号P25701)中公开这个具体旋转方案。在上述美国专利申请No.12/166883(律师案号P25701)中还表明，在频谱限制滤波之前所确定的不同调制方法/方案的峰值-rms比的改进倾向于在滤波之后提供相同的改进，但频谱限制增加所有被测调制的峰值-rms比。鉴于这种情况，本发明针对一种用于在频谱限制滤波之前实现所确定的峰值-rms比减小的方法，预期这将在比较经过频谱限制滤波的波形时转化为类似的峰值-平均值比减小。新方法旨在避免减小通信效率因子dmin/rms，并且还避免减小扩展因子，以便在使用适当复杂度的发射器均衡器的同时保持多径失真的良好容限。下面提供关于根据本发明的不同实施例可如何实现这种新方法的详细论述。
又参照图3所示的三码多码方案，可以看到，三个16QAM符号S1、S2和S3可被看作六个4-AM符号，每个4-AM符号用其四个可能的信号点携带信息的两个比特，并且占用六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3其中之一。如图所示，这些对(I，Q)维根据90度相位差是正交的，而正交码的使用允许使用全部六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3来传递这样的三对I，Q值，它们在码相互正交时彼此正交。传输中没有信号失真时，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3真正无关，原因在于它们没有相互干扰，并且接收器噪声也具有标称相等的rms值，所述rms值在维I1、Q1、I2、Q2、I3或Q3的任何对之间标称地不相关。但是，只要涉及移动电话的发射器108，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3则不是无关的，原因在于值I1、I2、I3以及同样地值Q1、Q2、Q3是线性而不是二次地相加。因此，发射信号幅度如下所示(参见图3中的码1、码2和码3)：
           码片1     码片2     码片3     码片4
Itransmit＝I1+I2+I3  I1+I2-I3  I1-I2+I3  I1-I2-I3
Qtransmit＝Q1+Q2+Q3  Q1+Q2-Q3  Q1-Q2+Q3  Q1-Q2-Q3
以及发射幅度＝(I2 transmit+Q2 transmit)0.5
以上表明，由于在四个码片上测试I1、I2和I3的所有符号组合，因此，无论它们的符号是什么，它们在某个码片中将是加性的(additive)，以便产生那个码片中的峰值。除非受到限制，否则最坏情况是当I的峰值和Q的峰值正好在同一个码片中发生时。
如果I和Q信号具有相同形式，则断定发射幅度的峰值-rms比与单独I或单独Q的峰值-rms比相同，其中I和Q的组合只是同样地将峰值和rms相比单独I或单独Q的比增加到√2倍。因此，对单独的I和Q寻求具有低峰值-rms比的调制方案可产生组合发射信号的低峰值-rms。因此，希望I1+I2+I3、I1+I2-I3、I1-I2+I3和I1-I2-I3中的任一个都不超过某个期望峰值，它可任意选择为1.0。这四个限制可由|I1|+|I2|+|I3|＜或＝1来表达，其中边界设置为1。
这个边界包括8个平面，对应于三个值I1、I2和I3的每个值可能具有的两个可能符号+或-的每个。例如，I1、I2、I3在其全部为正时的+++平面表示为+I1+I2+I3＝1，并且如图5所示。图5中，还引入从I1、I2、I3标记到常规3-D坐标X、Y、Z的转变。
当绘制对应于全部8个符号组合的8个平面时，结果是图6所示的菱形600。为了表示由属于原始三个16QAM符号的三个信号I1、I2和I3所携带的三对比特，总共64个可能的点需要位于菱形600之上或之内。产生总共66个点的规则间距的一个示例在菱形600中示出，其中两个点因此可省略。66个点包括：
-6个顶点，其中一个坐标是+/-1，并且其它两个坐标是零(总共6个点)。
-12条边，其中一个坐标是零，并且其它两个是+或-。边中心点具有非零坐标+/-0.5，而各边上的其它两个点具有非零坐标(+/-0.25，+/-0.75)或者反过来也是一样，从而提供总共36个点。
-与平面|X|+|Y|+|Z|＝1对应的8个小平面，各三角形小平面在其中心具有三个点的三角形。这些点的坐标具有坐标0.5、0.25、0.25(其总和为一)，这些坐标在X、Y和Z之间并且用所有可能的+/-符号以每一种方式置换，以便得到总共24个点。
这个星座的最小距离dmin是0.25√2＝0.3535。
这个特定星座的rms值可按照与以上采用16QAM星座(参见图3)所执行的相同方式来计算。但是，为了能够将这种性能与16QAM性能进行比较，图6的六个维首先需要编组以形成与图7所示的两个3维符号702和704可比较的两个三维符号。
图7表明，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3可在概念上按照任何期望方式例如编组为六个4-AM符号(图3)、编组为三个16QAM符号706、708和710(图4)或者编组为对其使用术语V3AM的上述两个3-D符号702和704，以表示沿3维空间的各轴的幅度调制(V3)。原则上，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3备选地可编组为一个V4AM符号和一个QAM符号。因此，当沿三个轴中的每个轴的点的数量为4时，3-D符号中的点的总数则为43＝64，因此可使用标记64-V3AM。同样，沿V4的各维的四个点产生256-V4AM，沿V5的各维的五个点可产生1024-V5AM，以及沿V6的各维的六个点可产生4096-V6AM。
下表1将64-V3AM星座(I1，I2，I3)与图6的菱形星座600进行比较，其中已经省略两个点。
表1
  64-V3AM   菱形星座
  峰值-rms比   7.32dB   2.75dB
  dmin-rms比   -8.75dB   -9.29dB
  功率放大器效率损失   -3.21dB   -1.12dB
可以看到，菱形星座600以最小距离时的0.44dB的少许减小为代价来实现峰值-rms比的4.57dB的期望减小以及功率放大器(PA)效率的2dB改进。但是，后一种情况可通过将菱形的顶点从1.0的非零坐标降低到+/-0.25(例如)的非零坐标得到缓解，其中具有如下结果：
表2
  64-V3AM   菱形星座
  峰值-rms比   7.32dB   3.53dB
dmin-rms比   -8.75dB   -8.51dB
  功率放大器效率损失   -3.21dB   -1.43dB
通过降低顶点，rms值减小，这改进dmin，但是峰值保持相同，因此峰值-rms比仅仅略高一点。这是更合乎需要的结果，原因在于相同符号错误率的平均发射器功率消耗将会更低。具有降低顶点的3维星座800的形状如图8所示。下面在论述根据本发明的移动电话的发射器的一个实施例之后，详细论述对菱形星座600以及在相同系列之内的其它菱形星座的其它修改。
参照图9，示出根据本发明的一个实施例的移动电话900，其中具有发射器902，所述发射器902减小无线电信号中的峰值-rms比，同时在利用多维调制时对峰值合成符号幅度施加限制(注意：本文中仅描述与本发明相关的发射器的组件功能)。基本上，发射器902(例如多码发射器902)可使用下列装置来实现对于受限峰值合成符号幅度的减小的峰值-rms幅度比：
(i)编码器904，将数据比特组、例如12个比特分为第一小组(例如6个比特)和第二小组(例如6个比特)。
(ii)编码器904取第一小组比特，并且选择分布在第一多维空间(例如3维空间X、Y、Z)内的多个星座点之一，其中星座点的位置已经确定，使得其坐标之和小于期望最大值。所选星座点的坐标则用于设置对应复数的实部的值，各复数的实部因而对应于关联坐标的值。
(iii)编码器904取第二小组比特，并且选择分布在第二多维空间(例如3维空间X、Y、Z)内的多个星座点的另一个，其中星座点的位置已经确定，使得其坐标之和小于期望最大值。所选星座点的坐标则用于设置对应复数的虚部的值，各复数的虚部因而对应于关联坐标的值。
(iv)编码器904将一个实部和一个虚部组对以形成复数，并且其余实部和虚部同样地组对以得到一组复数。如果一个多维空间具有比另一个多维空间更多的维数，则一个或多个实部或虚部可能没有组对，从而产生作为纯实数或者纯虚数的一个或多个非复数。
(v)编码器904分配以上所得数值以便与多个多码片正交码中的关联码相乘。各数值与其码的乘积则逐个码片相加，以便得到包括一般复值码片的序列的多码符号。
(vi)滤波器906(例如根尼奎斯特滤波器906)接收多码符号流，并且对其滤波以限制发射频谱。
(vii)调制器908，采用射频载波来调制已滤波信号。
(viii)天线910，发射已调制无线电信号。
认为合乎需要的是在步骤(ii)和(iii)中将比特组与星座点关联，使得相邻星座点在尽可能少的位置、优选地为只有一个位置中有所不同。这种所谓的格雷编码适用于4-AM、16QAM、64V3-AM等等，原因在于在各维中，比特对按照顺序00、01、11、10分布，使得沿任一维移动，连续遇到的比特模式仅相差一个比特。存在可期望相反情形的情况，例如当沿符号执行格形编码时，因此格雷编码并非始终是期望选择。例如，如果分配66点菱形星座600或800来发射字母、数字或者语言的其它字符、例如ASCII码中那样，则最佳分配与比特模式毫无关系，而是与对于纯文本消息的易读性的无意字符替换的严重性有些关系。最佳分配则可能是使得错误趋向于用相似元音(例如e、i、y)取代一个元音、用相似辅音(例如t、d或p、b)取代一个辅音、用相似标点符号(例如空格、-、/)取代一个标点符号等等。与格雷编码方案不同的可选择的另一种方案涉及使用6比特符号来携带6比特PCM语音字。在这种情况下，通过使星座由上至下按照6比特PCM字的数值顺序螺旋下降，使得在值方面远离的字在星座中也远离，从而分配位码。但是，当调制的目的是传递任意二进制比特流、例如具有最小误比特率的加密语音或数据时，格雷编码是合乎需要的。
完善的格雷编码不一定始终是可能的，但是对向菱形星座800的6比特组的格雷码分配的尝试的一个示例如图10所示。图10俯视菱形星座800，其中在中间具有分配有码000000的一个顶点(X＝1)，并且具有作为共同顶点的中心点(码000000)的四个三角形小平面的投影是可见的。在后侧远离观察者的四个小平面已经折叠(folded out)，并且其投影形成外正方形，其角全部是分配有码110110并且是简图中心的顶点000000的正相反顶点的相同点。由于后侧小平面的展开，一些边(例如包括码000110、001110、011110、010110、110110)因而沿外正方形的侧镜像地重复两次。
在这个示例中，六比特组被看作是3+3比特组，并且各小组的3比特可按照格雷码顺序沿线条集合递增，并且其它3比特组按照格雷码顺序沿与第一集合成直角的线条集合递增。如果菱形星座800是8×8矩形网格，则这实现完善格雷编码，但是由于展开小平面的侧的镜像，如上所述，一些非格雷冲突在边上出现。
例如，虽然边码011110与点53处的相邻码011101仅相差一个比特，但是它与点54处的码101111相差三个比特。这是因为，当后侧小平面折叠到其适当位置时，码011110与两个点53和54相邻，但无法与它们的两个所分配码仅相差1比特。但是，只要这些是相邻点对的总数的一小部分，则对平均汉明距离的影响会小。
如上所述来执行的试验性格雷码比特分配如图10所示。这种特定位码到符号分配用于当有噪声的情况下(in noise)发射和接收数据时从符号错误率来计算误比特率(参见图11)。如图11所示，将图8的凹陷菱形星座800以及图10的位码分配的符号错误率和误比特率的曲线与64-V3AM进行比较，64-V3AM具有与使用具有相同总发射功率的上述4+4+4或4+(2，2)配置的三重16QAM相同的性能。图11中，相对总发射信号功率噪声比来绘制错误率。这个图表示出，凹陷菱形星座800产生比三重16QAM略低的符号错误率，反映其略微更好的dmin-rms比，同时因每个符号错误的比特错误的平均数量对于每个最近相邻错误事件大约为1.5倍而具有略高的误比特率。但是，这个近似0.4dB损失超过以比4+(2，2)星座的三重16QAM大0.9dB的效率运行发射功率放大器的能力进行的补偿。星座坐标及其伪格雷位码分配的数字值在下表3中给出。
表3
点   码    X       Y       Z
1    0     0.25    0.00    0.00
2    6     0.00    0.25    0.00
3    51    0.00    0.00    0.25
4    54    -0.25   0.00    0.00
5    46    0.00    -0.25   0.00
6    48    0.00    0.00    -0.25
7    16    0.25    0.00    0.75
8    49    -0.25   0.00    0.75
9    20    0.00    0.25    0.75
10   17    0.00    -0.25   0.75
11   52    -0.25   0.00    -0.75
12   56    0.25    0.00    -0.75
13   57    0.00    -0.25   -0.75
14   60    0.00    0.25    -0.75
15   4     0.75    0.25    0.00
16   1     0.75    -0.25   0.00
17   8     0.75    0.00    0.25
18   32    0.75    0.00    -0.25
19   62    -0.75   -0.25   0.00
20   22    -0.75   0.25    0.00
21   50    -0.75   0.00    -0.25
22   55    -0.75   0.00    0.25
23   7     0.25    0.75    0.00
24   14    -0.25   0.75    0.00
25   15    0.00    0.75    0.25
26   39    0.00    0.75    -0.25
27   38    -0.25   -0.75   0.00
28   2     0.25    -0.75   0.00
29   34    0.00    -0.75   -0.25
30   10    0.00    -0.75   0.25
31   5     0.50    0.50    0.00
32   3     0.50    -0.50   0.00
33   24    0.50    0.00    0.50
34   40    0.50    0.00    -0.50
35   41    0.25    -0.25   -0.50
36   30    -0.50   0.50    0.00
37   44    0.25    0.25    -0.50
38   53    -0.50   0.00    0.50
39   29    0.00    0.50    0.50
40   45    0.00    0.50    -0.50
41   27    0.00    -0.50   0.50
42   43    0.00    -0.50   -0.50
43   12    0.50    0.25    0.25
44   36    0.50    0.25    -0.25
45   9     0.50    -0.25   0.25
46   33    0.50    -0.25   -0.25
47   58    -0.50   -0.25   -0.25
48   18    -0.50   -0.25   0.25
49   63    -0.50   0.25    -0.25
50   23    -0.50   0.25    0.25
51   13    0.25    0.50    0.25
52   37    0.25    0.50    -0.25
53   31    -0.25   0.50    0.25
54   47    -0.25   0.50    -0.25
55   42    -0.25   -0.50   -0.25
56   26    -0.25   -0.50   0.25
57   35    0.25    -0.50   -0.25
58   11    0.25    -0.50   0.25
59   28    0.25    0.25    0.50
60   25    0.25    -0.25   0.50
61   21    -0.25   0.25    0.50
62   19    -0.25   -0.25   0.50
63   59    -0.25   -0.25   -0.50
64   61    -0.25   0.25    -0.50
如果需要，则可通过不仅插入六个顶点，而且还插入12个边中心，以不同方式使菱形星座600凹陷。插入点形成阶数2的内菱形星座，下面进一步描述，而48个点保持在图12所示的较大凹陷菱形星座1200的表面上(注意：+标明已经插入的边中心)。对于每个符号发射6个比特，可省略任何两个点，例如48个点的两个，以便使相同dmin的平均发射功率为最小。下面根据本发明的若干不同实施例，在关于接收器如何对无线电信号进行解码的详细论述之后，提供关于菱形星座的更详细论述。
参照图13，示出根据本发明的一个实施例的基站1300，基站1300具有对无线电信号进行解码的接收器1302(注意：本文中仅描述与本发明相关的接收器的组件功能)。如果需要，则接收器1302可采用解码器1304(具有处理器1306，处理器1306执行来自存储器1308的处理器可执行指令)，它与上述美国专利申请序号12/035970中所述的解码器相似，但解码器1304适合对菱形星座进行解码，下面针对图14-16对其进行更详细的描述。
在一个实施例中，接收器1302接收无线电信号，并且通过使用判定反馈技术连同均衡器前馈技术减去先前已解码符号的影响以减轻无线电信号中的尚未解码符号所引起的符号间干扰，来减轻它本身与发射器902之间的多径传播的效应(步骤1320和1322)。因此，其余无线电信号取决于编码成实部和虚部的两个菱形星座符号，其中具有噪声和其它可能损伤(impairements)。然后，通过首先假设两个菱形符号之一，查找其X、Y、Z坐标，并且从信号样本减去其影响，来对均衡信号解码(步骤1324)。在减去假设符号之后的修改信号样本则包括多个复值，它们与第二符号的X、Y、Z坐标线性相关。将实部和虚部分为单独方程产生比三个未知X、Y和Z实质更多的方程，并且方程因此可在最小平方意义上求解，以便得到最佳说明所有修改信号值的X、Y和Z的值(步骤1326)。X、Y和Z坐标的所得解量化成星座中最接近的符号，这可按照如下技术快速执行：
1.形成作为|X|、|Y|、|Z|的X、Y和Z的模数，并且保存符号Sx、Sy、Sz。符号确定符号位于8个小平面的哪一个，而|X|、|Y|、|Z|识别小平面上的点，好像它是+++小平面一样(步骤1328)。
2.图14示出，平面|X|-|Y|＝0从一个顶点通过相对侧的中心来划分小平面，而平面|Y|-|Z|＝0和|Z|-|X|＝0同样地通过对应顶点来划分小平面。因此，|X|-|Y|、|Y|-|Z|和|Z|-|X|的符号将解码缩窄到小平面上的六个三个点的三角形之一，如图15所示(步骤1330)。
3.取决于在步骤2所确定的三角形，将移位dX、dY、dZ应用于|X|、|Y|、|Z|，以便使该三角形以小平面的中间为中心，并且得到移位值X’、Y’、Z’。从通过由步骤2中确定的三个符号所给出的3比特三角形标识符来寻址的小查找表中选择移位值dX、dY、dZ(步骤1332)。
4.在这时居中的三角形的三个点之间的判别则通过查看如图16所示的X’-Y’、Y’-Z’和Z’-X’的符号来实现。
因此，X’-Y’、Y’-Z’和Z’-X’将点识别为图16中标记为(x-+)、(+x-)和(-+x)的三个点之一，其中x表示“随意”(步骤1334)。
步骤1-4没有涉及乘法，而仅涉及少数减法。因此，将X、Y、Z值量化到64个星座点中的最接近一个星座点不会比上述三重16QAM情况困难多少。
一旦第二符号按照如上所述已经确定，则它连同假设的符号一起形成候选解码。因此，第一符号的各假设产生候选解码，并且候选解码之间的选择通过比较量度来进行。通过使用候选的两个符号来计算预期信号值，并且将量度计算为预期与实际信号值之间的误差平方和(the sums square error)，来得到量度。当相关不同信号值上的噪声时，上述最小平方解和量度计算例如通过采用逆相关矩阵的平方根对方程加权(又参见上述美国专利申请序号12/035970)考虑这种情况。
用于对传输信号进行解码的信号样本的数量取决于多径信道延迟分布以及预均衡的结果。一般来说，应当使用至少与码长度同样多的信号样本。备选地，应当理解，存在甚至更多信号样本，并且因而存在当无线电信号在接收器处由多于一个分集天线接收时可求解的更多方程。这会是合乎需要的，原因在于求解的方程的超维数(over-dimensioning)越大，则可能产生更大噪声抗扰度。
最简单的解码技术是通过将四个信号样本与三个长度4码的每个相关，以便得到三个复相关。这产生六个实方程，当它求解菱形符号的X、Y、Z坐标时，它表示2∶1超维数。但是，当多径传播存在时，使用仅与三个码的相关可引起丢失信息，原因在于由于延迟多径射线引起的信号时移使能量存在于第4个码中。但是，与正好处理全部四个信号样本并且求解八个实方程以得到X、Y和Z相比，与所有4个码相关具有极少效用。实际上，多径传播可能引起信息存在于多于四个码片中，因此所处理的信号样本的数量可大于四。此外，当噪声不是白噪声或者以其它方式从一个信号样本到下一个信号样本相关，则处理不取决于所寻求的X、Y、Z值的信号样本会是有用的。下面说明所有这些情况。
所接收信号样本
R1＝I1+jQ1
R2＝I2+jQ2
R3＝I3+jQ3
R4＝I4+jQ4
(至少以及可能其它样本)例如通过下式(下面统称为方程5)与菱形符号1和菱形符号2的X、Y、Z坐标线性相关：
A11.X1+A12.Y1+A13.Z1+A14.X2+A15.Y2+A16.Z2＝I1
A21.X1+A22.Y1+A23.Z1+A24.X2+A25.Y2+A26.Z2＝Q1
A31.X1+A32.Y1+A33.Z1+A34.X2+A15.Y2+A16.Z2＝I2
A41.X1+A42.Y1+A43.Z1+A44.X2+A45.Y2+A46.Z2＝Q2
A51.X1+A52.Y1+A53.Z1+A54.X2+A55.Y2+A56.Z2＝I3
A61.X1+A62.Y1+A63.Z1+A64.X2+A65.Y2+A66.Z2＝Q3
A71.X1+A72.Y1+A73.Z1+A74.X2+A75.Y2+A76.Z2＝I4
A81.X1+A82.Y1+A83.Z1+A84.X2+A85.Y2+A86.Z2＝Q4
如果更多码片取决于任何X、Y或Z值，则可存在与这些方程相似的其它方程。另外，对于用于接收的各分集天线，存在这些方程的附加集合。在矩阵标注中，上述方程可简化为如下形式(方程6)：
最后，为了具有非常有效的过程，希望找到一对以最小均方误差来满足这些方程的符号(X1，Y1，Z1)、(X2，Y2，Z2)，其中具有关于符号坐标必须等于容许菱形星座点之一的坐标的约束。这可称作最大似然结果。最大似然结果可使用强力方法通过尝试全部64×64个组合来找出；但是可使用降低复杂度技术，该技术包括假设一个符号，对另一个符号的无约束值求解，以及然后将其定量成最接近符号(又参见上述美国专利申请序号12/035970)。这样，仅开发64个候选符号对供测试使用，以便检查哪一个候选在最小平方的意义上最好地匹配上述方程。但是，当接收值I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4…的每个上的噪声不相关并且具有相同方差时，最小平方解仅是最大似然的。如果不是，则可要求加权最小平方解，它以不同方式对来自各方程的平方误差进行加权，或者在求平方之前线性组合来自两个方程的误差。例如，正确加权可通过将前面所述矩阵方程的两边与噪声相关矩阵的逆的平方根相乘来实现。
噪声相关矩阵具有作为噪声(i)×噪声(j)的预期或平均值的元素ij，并且当存在八个方程时是大小8×8的平方矩阵。噪声相关矩阵的平方根可通过将其按照如下形式表达来找出：[E][Λ][E]#，其中[E]是其本征向量的矩阵，以及[Λ]是对应本征值的对角矩阵。然后通过将[Λ]的各元素替代为其平方根的倒数，来找出逆平方根。当这个特定8×8矩阵乘到上述矩阵方程的两边时，则这些方程对于6个未知数的数量仍然为8，但其解这时是正确加权的最小平方解，其考虑了噪声项之间的相关性。
现在考虑使用不取决于要找到的任何X、Y或Z坐标但被与其它接收样本上的噪声相关的噪声破坏的其它信号样本。这可通过例如下列方程来表示(下面统称为方程7)，例如：
A11.X1+A12.Y1+A13.Z1+A14.X2+A15.Y2+A16.Z2＝I1
A21.X1+A22.Y1+A23.Z1+A24.X2+A25.Y2+A26.Z2＝Q1
A31.X1+A32.Y1+A33.Z1+A34.X2+A15.Y2+A16.Z2＝I2
A41.X1+A42.Y1+A43.Z1+A44.X2+A45.Y2+A46.Z2＝Q2
A51.X1+A52.Y1+A53.Z1+A54.X2+A55.Y2+A56.Z2＝I3
A61.X1+A62.Y1+A63.Z1+A64.X2+A65.Y2+A66.Z2＝Q3
A71.X1+A72.Y1+A73.Z1+A74.X2+A75.Y2+A76.Z2＝I4
A81.X1+A82.Y1+A83.Z1+A84.X2+A85.Y2+A86.Z2＝Q4
0.X1+0.Y1+0.Z1+0.X2+0.Y2+0.Z2＝In
在方程7中可看到的结果是将一个或更多零值行附加到A矩阵，例如将它从8×6扩展至9×6。这时，噪声相关矩阵也会扩展到9×9，并且额外元素为非零。当扩展A矩阵与噪声相关矩阵的逆平方根相乘时，则零值行变成非零行，结果是这时要在最小平方意义上求解的方程的数量更大。一个期望的解决方案是使用以任何方式取决于要解码的两个符号的X、Y、Z坐标的所有信号样本加上不取决于要找到的任何其它未知数的X、Y、Z坐标但可能承载与取决于要找到的符号的样本上的噪声或损伤相关的噪声或损伤的所有信号样本。利用方程的这个完整集合有效地使用所接收信号中的所有可用信息。
应当认识到，以上描述的矩阵运算无需对64个符号假设的每个来执行，而是可以仅执行一次以得到(方程8)：
X1    Xo           X2
Y1＝  Yo  - [B] x  Y2
Z1    Zo           Z2
其中，(X2，Y2，Z2)是要减去的假设的符号，(Xo，Yo，Zo)从表示为Adim的扩展A矩阵的前三列预先计算，以及所接收信号向量R表示为(方程9)：
Xo Yo Zo = [ A dim # . A dim ] - 1 A dim # . R
以及3×3矩阵B表示为(方程10)：
[B]＝[Adim #.Adim]-1Adim #.A′dim
其中，A’dim是扩展A矩阵的最后三列。
因此，对于各符号假设(X2，Y2，Z2)仅计算方程8。此外，如果A矩阵元素和噪声相关矩阵比每个符号一次更慢地改变，则矩阵运算甚至不一定需要在每一个码周期来计算。在A矩阵对于许多符号是相同的情况下，则同样的情况对于B矩阵也成立，并且因而B与64个符号假设的乘积可进行一次，并且所存储结果用于若干码周期。
参照图17，示出根据本发明的另一个实施例的基站1700，基站1700具有对无线电信号进行解码的接收器1702(注意：本文中仅描述与本发明相关的接收器的组件功能)。在这个实施例中，假定移动电话发射器902使用如下技术来生成无线电信号，其中星座点的大多数处于在由边界方程|x|+|y|+|z|＝1间隔的具有坐标轴X、Y和Z的三维空间中定义的菱形星座的表面上。接收器1702包括具有处理器1704的解码器1703，处理器1704通过下列步骤来执行来自存储器1706的处理器可执行指令以对所接收无线电信号解码：(a)确定所发射数据符号位于其上或其内的菱形星座的小平面(参见步骤1720)；(b)确定符号位于其内的小平面上的点的子集(步骤1722)；(c)确定该子集中最接近所发射符号的接收坐标值的点(步骤1724)；以及(d)从小平面、子集和最接近点的组合来确定所发射符号(步骤1726)。在一种情况下，所发射符号可通过使用查找表1708来确定，查找表1708通过使用小平面编号、子集编号和最接近点编号来寻址。
在比较该接收器1702与上述接收器1302时，前面所述的接收器1302通常在移动电话发射器902使用下列编码技术的任一种来生成无线电信号时使用：
(1)所发射无线电信号具有关联到一对星座点的数据符号，第一星座点从星座点的第一集合中选择，第一集合的大多数星座点位于在具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中由边界方程|I1|+|I2|+|I3|＝1所定义的第一菱形星座表面上，以及第二星座点从星座点的第二集合中选择，第二集合的大多数星座点位于在具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中由方程|Q1|+|Q2|+|Q3|＝1所定义的第二菱形星座表面上。
(2)所发射无线电信号具有关联到一对星座点的数据符号，第一星座点从星座点的第一集合中选择，第一集合的大多数星座点位于在具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中由边界方程|I1|+|I2|+|I3|＝A所定义的第一菱形星座表面上，以及第二星座点从星座点的第二集合中选择，第二集合的大多数星座点位于在具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中由方程|Q1|+|Q2|+|Q3|＝B所定义的第二菱形星座表面上，其中A和B的平方之和小于或等于期望最大值。
然后，接收器1302能够通过使用处理器1306对所接收无线电信号进行解码，处理器1306执行来自存储器1308的处理器可执行指令以执行下列步骤：(a)假设星座点的第一个，并且在给定假设的星座点的情况下确定第二星座点；(b)确定描述关于假设的星座点和关联的所确定第二星座点预测所接收信号的准确程度的量度；以及(c)比较第一星座点的所有可能假设的量度，并且选择具有最佳量度的假设作为正确假设，由此对无线电信号解码。以上针对图13-16提供了关于这种具体解码技术的更详细论述。
现在描述菱形星座的其它变化，它们可被考虑用于降低误比特率、进一步减小峰值-rms比或者增加所发射比特的数量。菱形模式可通过在彼此之上堆叠球体的连续正方形层来构成，球体半径为期望最小距离的一半。各层中球体的数量作为平方整数增加，即，1、4、9、16、25…。
因此，以5×5＝25个球体的矩形阵列开始，4×4＝16的层堆叠在其之上和之下，之后接着3×3＝9个球体的层，然后是2×2以及最后是1。因此，这个菱形模式中的球体总数为1+4+9+16+25+16+9+4+1＝66，如图6所示。但是，其它大小的菱形星座可如下所示构成，假设球体半径为0.25/√2。
阶数   星座                           总点数   表面点数
Max(|x|+|y|+|z|)
0      1                              1        1          0
1      1+4+1                          6        6          0.25
2      1+4+9+4+1                      19       18         0.5
3      1+4+9+16+9+4+1                 44       38         0.75
4      1+4+9+16+25+16+9+4+1           85       66         1.0
5      1+4+9+16+25+36+25+16+9+4+1     146      102        1.25
可以看到，阶数N的星座在其内包含阶数N-2的星座，并且它们是具有与阶数N-1星座不同的坐标的不同点。
以上描述的第一菱形星座600具有阶数4的85/66点模式，其中在删除任何两个的情况下仅使用66个表面点，。然后论述，有利的是，删除六个表面点、例如六个顶点，以及采用完全包含在外点中并且不违反最小距离要求的阶数1星座的六个点取代它们。因此，产生具有降低顶点的菱形星座800，如图8所示。另一个凹陷菱形星座1200如图12所示，其中插入顶点和边中心点，由此产生包括18个内点的阶数2星座。
可考虑并且测试对菱形星座的许多其它这类修改，以便确定峰值-rms和dmin-rms性能比。但是，可通过实现要约束的发射器峰值幅度的更一般量度为平方幅度(I1+I2+I3)2+(Q1+Q2+Q3)2，来找出一些有用组合。因此，在将阶数＝4菱形星座用于两种符号、其中I值之和与Q值之和均约束为小于或等于一时，则将幅度的平方约束为小于或等于2。如果另一方面符号之一从阶数＝3菱形星座中选取并且一个从阶数＝5菱形星座中选取，则平方幅度小于或等于1.252+0.752＝2.125，它是比两个阶数＝4菱形星座仅高大约0.25db的峰值。可用的不同点的数量则为44×146+102×44＝10192，它比对13个比特进行编码所需的8192要多2720。因此，对于13比特模式的第一集合，第一点从阶数＝3菱形星座中选取连同第二点从阶数＝5菱形星座中选取，其中对于其余13比特模式相反，同时避免对其中两个点均从阶数＝5菱形星座的内部44个点中选取的情况计数两次。实际上，如果一个点从阶数＝3菱形星座(阶数＝5菱形星座的内部44个点)中选取并且另一个点仅从阶数＝5菱形星座的102个表面点之中选取，则存在对13个比特进行编码的充分点。
在另一种变化中，通过从阶数＝3菱形星座的32之中选取一个点并且从阶数＝4菱形星座的64之中选取另一个点或者反之，可对12个比特进行编码，从而给出32×64+64×32个不同组合。对于这种情况，峰值平方幅度为1+0.752＝1.5625，它比从阶数＝4菱形星座中选取两个点要小1.07dB。在分配格雷编码以及可能给定星座、或者按照取决于应用(例如PCM、语音、ASCII文本等等)的另外某种方式将符号分配给数据之后，可产生和模拟许多不同变化。根据本发明，所有这类变化可设计成限制峰值-rms比，同时保存通信效率。
通过前面所述应当理解，本发明涉及用于生成具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的无线电信号的发射器和方法，它帮助改进发射器的功率放大器的发射效率。在一个实施例中，传递数据符号、从而产生具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的所发射信号的方法包括下列步骤：(a)同时使用各携带同相或实信号值和正交相位或虚信号值的多个加性组合扩频码，以便提供至少三个独立调制维，各维携带一个坐标值；以及(b)定义要与数据符号关联的一组星座点，星座点分布在由至少三个维所组成的空间内，使得星座点的任何两个之间的欧几里德距离不小于期望最小数，并且使得期望峰值幅度值没有被任何点超过，峰值由下列量度的任一个来确定：(i)与多个加性组合扩频码所携带的实信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；(ii)与多个加性组合扩频码所携带的虚信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；以及(iii)下列项的平方和：(a)与多个加性组合扩频码所携带的实信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；以及(b)与多个加性组合扩频码所携带的虚信号值所提供的维对应的任何点的星座坐标的绝对值之和。如本文所述，发射器发射包括至少三个正交分量的线性和的信号。在一个实现中，三个正交分量包括三个正交比特模式；在另一个实现中，三个正交分量包括第一和第二相互正交的码，在同相载波和正交相位载波上均发射第二码。
虽然在附图中已经示出以及在以上详细描述中描述本发明的若干实施例，但是应当理解，本发明并不局限于所公开的实施例，而是还能够在没有背离以下权利要求书提出和定义的本发明的精神的情况下有许多重新布置、修改和替换。

Claims (16)

1.一种用于传递数据符号、从而产生具有减小的峰值幅度-均方根幅度比的所发射无线电信号的方法，所述方法包括下列步骤：
同时使用各携带同相或实信号值以及正交相位或虚信号值的多个加性组合扩频码来提供至少三个独立调制维，各维携带坐标值；
定义要与所述数据符号关联的星座点集合，所述星座点分布在由至少三个维所组成的空间内，使得所述星座点的任何两个之间的欧几里德距离不小于期望最小数，并且使得期望峰值幅度值没有被任何点超过，所述峰值由下列量度的任一个来确定：
与所述多个加性组合扩频码所携带的实信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；
与所述多个加性组合扩频码所携带的虚信号值所提供的维对应的任何星座点的坐标的绝对值之和；以及
下列项的平方之和：(a) 与所述多个加性组合扩频码所携带的所述实信号值所提供的所述维对应的任何星座点的坐标的所述绝对值之和；以及(b) 与所述多个加性组合扩频码所携带的所述虚信号值所提供的所述维对应的任何点的所述星座坐标的所述绝对值之和,
其中，所述星座点的大多数处于在具有坐标轴X、Y和Z的三维空间中定义的菱形星座的外表面上，所述菱形星座的所述外表面由边界方程|x|+|y|+|z|=1来定义。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：对所述无线电信号进行接收和解码的所述步骤包括下列步骤：
确定所发射数据符号位于其上或其内的所述菱形星座的小平面；
确定所述所发射数据符号位于其内的所述小平面上的点的子集；
确定所述点的子集内最接近所述所发射数据符号的所接收坐标值的点；以及
从所述小平面、所述点的子集和所述最接近点的组合来确定所述所发射数据符号。
3.如权利要求2所述的方法，其中，确定所述所发射数据符号的所述步骤还包括使用通过小平面编号、点的子集编号和最接近点编号来寻址的查找表。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述数据符号关联到一对星座点，第一星座点从星座点的第一集合中选择，所述第一集合的大多数星座点位于在具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中由边界方程|I1|+|I2|+|I3|=1所定义的第一菱形星座的所述表面上，以及第二星座点从星座点的第二集合中选择，所述第二集合的大多数星座点位于在具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中由边界方程|Q1|+|Q2|+|Q3|=1所定义的第二菱形星座的所述表面上。
5.如权利要求4所述的方法，还包括：对所述无线电信号进行接收和解码的所述步骤包括下列步骤：
假设所述星座点的第一个，并且在给定所述假设的星座点的情况下确定所述第二星座点；
确定描述关于所述假设的星座点和所述关联的所确定第二星座点预测所接收无线电信号的准确程度的量度；
比较所述第一星座点的所有可能假设的所述量度，并且选择具有最佳量度的假设作为正确假设，由此对所述无线电信号解码。
6.如权利要求1所述的方法，其中，所述数据符号关联到一对星座点，所述第一星座点从星座点的第一集合中选择，所述第一集合的大多数星座点位于在具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中由边界方程|I1|+|I2|+|I3|=A所定义的第一菱形星座的所述表面上，以及所述第二星座点从星座点的第二集合中选择，所述第二集合的大多数星座点位于在具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中由边界方程|Q1|+|Q2|+|Q3|=B所定义的第二菱形星座的所述表面上，其中A和B的所述平方之和小于或等于期望最大值。
7.如权利要求6所述的方法，还包括：对所述无线电信号进行接收和解码的所述步骤包括下列步骤：
假设所述星座点的第一个，并且在给定所述假设的星座点的情况下确定所述第二星座点；
确定描述关于所述假设的星座点和所述关联的所确定第二星座点预测所述所接收无线电信号的准确程度的量度；
比较所述第一星座点的所有可能假设的所述量度，并且选择具有最佳量度的假设作为正确假设，由此对所述无线电信号解码。
8.一种用于减小所发射无线电信号中的峰值-rms比、同时在利用多维调制时对峰值合成符号幅度施加限制的方法，所述方法包括下列步骤：
将信息编码成二进制比特流；
从所述二进制比特流形成多个比特组，其中所述多个比特组表示多个数据符号；
由多维空间中的一组坐标来表示各数据符号，其中所述多维空间中的维数对应于最终包括所述所发射无线电信号的至少三个正交分量的数量；
选择各数据符号的坐标，使得各数据符号位于离开所述多维空间中的最近的其它数据符号最小的距离，并且还使得所述所发射无线电信号的所述峰值合成符号幅度-均方根幅度为最小,
其中，所述多维空间由菱形星座来定义,所述菱形星座在具有坐标轴X、Y和Z的三维空间中定义，并且所述菱形星座的外表面由边界方程|x|+|y|+|z|=1来定义。
9.如权利要求8所述的方法，其中，所述多维空间由具有降低顶点的菱形星座来定义。
10.如权利要求8所述的方法，其中，所述多维空间由凹陷菱形星座来定义。
11.一种减小无线电信号中的峰值-rms比、同时在利用多维调制时对所述峰值合成符号幅度施加限制的发射器，所述发射器包括：
编码器，将数据比特组分为第一小组和第二小组；
所述编码器使用所述第一小组比特来选择分布在第一多维空间内的多个星座点之一，其中所述星座点的位置已经确定，使得其坐标之和小于期望最大值，并且所述所选星座点的坐标用于设置对应复数的实部的值；
所述编码器使用所述第二小组比特来选择分布在第二多维空间内的多个星座点中的另一个，其中所述星座点的位置已经确定，使得其坐标之和小于期望最大值，并且所述所选星座点的坐标则用于设置对应复数的虚部的值；
所述编码器将一个实部和一个虚部组对以形成复数，并且其余实部和虚部同样地组对以得到一组复数；
所述编码器分配所述复数以便与多个多码片正交码中的关联码相乘，其中各复数与其码的乘积随后逐个码片相加，以便得到多码符号；
滤波器，接收所述多码符号流，并且对其滤波以约束发射频谱；
调制器，采用射频载波来调制已滤波信号；以及
天线，发射已调制无线电信号，
其中，各多维空间由菱形星座来定义,所述菱形星座在具有坐标轴X、Y和Z的三维空间中定义，并且所述菱形星座的外表面由边界方程|x|+|y|+|z|=1来定义。
12.如权利要求11所述的发射器，其中，各多维空间由具有降低顶点的菱形星座来定义。
13.如权利要求11所述的发射器，其中，各多维空间由凹陷菱形星座来定义。
14.一种对具有减小的峰值-rms比和受限峰值合成符号幅度的无线电信号进行解码的接收器，所述接收器包括：
解码器，具有执行来自存储器的处理器可执行指令以通过下列步骤对所述无线电信号进行解码的处理器：
确定所述无线电信号的数据符号位于其上或其内的菱形星座的小平面；
确定所述无线电信号的所述数据符号位于其内的所述小平面上的点的子集；
确定所述点的子集中最接近所述数据符号的坐标值的点；以及
从所述小平面、所述点的子集和所述最接近点的组合来确定所述数据符号，
其中，所述菱形星座在具有坐标轴X、Y和Z的三维空间中定义，并且所述菱形星座的外表面由边界方程|x|+|y|+|z|=1来定义。
15.一种对具有减小的峰值-rms比和受限峰值合成符号幅度的无线电信号进行解码的接收器，所述接收器包括：
解码器，具有执行来自存储器的处理器可执行指令以通过下列步骤对所述无线电信号进行解码的处理器：
假设第一菱形星座上的多个星座点的第一星座点，其中所述第一星座点与所述无线电信号的数据符号关联；
在给定所述假设的第一星座点的情况下，确定第二菱形星座上的第二星座点，其中所述第二星座点与所述无线电信号的数据符号关联；
确定描述关于所述假设的第一星座点和所述关联的所确定第二星座点预测所接收无线电信号的准确程度的量度；以及
比较所述第一星座点的所有可能假设的所述量度，并且选择具有最佳量度的假设作为正确假设，由此对所述无线电信号解码，
其中，在由边界方程|I1|+|I2|+|I3|=1所界定的具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中定义所述第一菱形星座，以及在由边界方程|Q1|+|Q2|+|Q3|=1所界定的具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中定义所述第二菱形星座。
16.如权利要求15所述的接收器，其中，在由边界方程|I1|+|I2|+|I3|=A所界定的具有坐标轴I1、I2和I3的三维空间中定义所述第一菱形星座，以及在由边界方程|Q1|+|Q2|+|Q3|=B所界定的具有坐标轴Q1、Q2和Q3的第二三维空间中定义所述第二菱形星座，其中A和B的所述平方之和小于或等于期望最大值。
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