CN101662331B - 多址编码、传输、译码的方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多址编码方法，该方法包括：将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。本发明同时公开一种多址传输方法、多址译码方法、多址编码装置、多址传输装置、多址译码装置及相应的通信系统。采用本发明可以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率。

Description

多址编码、传输、译码的方法、装置及系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及多址编码、传输、译码的方法、装置及系统。

背景技术

众所周知，对任何给定通信信道，都存在一个不可逾越的最高传信率，即信道容量C。单用户信息论的结论是：通过长约束的优良编码，实际传信率R可以逼于C，但不能超越C。多地址用户公用信道多用户信息论的结论为：虽然各地址用户传信率不能大于C，但在用户波形满足最佳编码关系时，系统总传信率可以大于甚至远大于C，即地址用户可以共享信道容量C。

现有多址技术如频分多址（Frequency Division Multiple Access，FDMA），正交频分多址（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA），时分多址（Time division multiple access，TDMA），传统码分多址（CodeDivision Multiple Access，CDMA）等，对C只能分配（分解）而不能共享，即除各地址用户传信率不能大于C以外，它们的系统总传信率也不能大于C。

从理论上讲，只有采用最佳异步（包括同步）多址用户波形与多用户联合检测就可解决共享C问题。由于多址用户波形一般由编码产生，所以又称之为“码分多址（CDMA）”。可惜，在本发明以前无人发现这种最佳波形！

众所周知：码字利用率是衡量多址系统能否共享信道容量C的唯一指标，码字利用率的定义是“地址”数与“地址码长”（包括频隙，时隙，码片等总数的广义码长）的比值。码字利用率小于等于1的多址系统只能分配而不能共享信道容量C，只有码字利用率大于1的多址系统才能共享信道容量C。遗憾地是除本发明外，所有现有多址系统的码字利用率至多等于1。

并且，在现有多址设计中还存在诸多问题，如：

1、现有技术中多用户联合检测一般不是采用理想的多用户序列联合检测，多数是采用逐符号联合检测，检测时需利用全部信道与用户参数，包括邻小区信道及用户参数，而邻小区信道及用户参数，包括地址用户数、各自到达时间与信号功率等多是随机或不可控制的，很难实现理想检测。有些简单些的检测则将邻小区全部或部分信号看作干扰，然而这种干扰往往很大，会严重影响系统性能。最终将导致多用户联合检测无法实现，或性能很差。

2、异步多址用户波形设计与地址数及其相对时延有关，然而由地址数确定的互相关函数与由相对时延确定的自相关函数无法都达到最佳性能，不但带来系统干扰，而且使系统容量，频谱效率与性能很难达到最佳。

发明内容

本发明实施例提供一种多址编码方法，用以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率，该方法包括：

将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。

本发明实施例还提供一种多址传输方法，用以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率，该方法包括：

在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由上述多址编码方法获得的经多址编码处理后的待传输的数据。

本发明实施例还提供一种多址编码装置，用以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率，该装置包括：

扩展模块，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

直积模块，用于将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

编码处理模块，用于采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对待传输的数据进行多址编码处理。

本发明实施例还提供一种多址传输装置，用以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率，该装置包括：

传输模块，用于在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由上述多址编码装置获得的经多址编码处理后的待传输的数据。

本发明实施例还提供一种通信系统，用以实现多址系统共享信道容量C，降低系统干扰，大幅度提升系统性能，提高系统的频谱效率，该系统包括：

多址编码装置，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；以及，采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理；

多址传输装置，用于在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由所述多址编码装置获得的经多址编码处理后的待传输的数据；

多址译码装置，用于接收所述在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输的数据；对接收的数据进行译码，译码时对地址码的分量码先分别进行检测运算再移位叠加；或，先分别移位，再进行检测运算，并将运算结果叠加。

本发明实施例中，采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对待传输的数据进行多址编码处理，可以使系统码字利用率（指地址数与码长之比）大于1，达到真正共享信道容量C的目的；并且，如果把不同扩展广义互补正交码组分配给不同的小区，就能够将多用户联合检测的压力从小区间转化为小区内；可实现地址码组间的互相关函数在广义互补意义上完全理想，从而避免小区间系统干扰；而地址码组内的自相关函数在广义互补的意义上可实现有高编码增益的编码约束关系，从而大幅度提升系统性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1为本发明实施例中多址编码方法的流程图；

图2为本发明实施例中扩展互补正交码对偶及其移位示意图；

图3为本发明实施例中图2中

与

分量码的并行卷积编码器结构举例示意图；

图4为本发明实施例中图2中与

分量码的并行卷积编码器结构举例示意图；

图5为本发明实施例中多址译码方法的流程图；

图6为本发明实施例中多址编码装置的结构示意图；

图7为本发明实施例中多址传输装置的结构示意图；

图8为本发明实施例中多址译码装置的结构示意图；

图9为本发明实施例中通信系统的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

为了提高码字利用率，使多址系统能够共享信道容量C，并且避免现有技术中多用户联合检测和异步多址用户波形设计时导致系统干扰的问题，本发明实施例提出重叠编码多地址技术方案，简称OVCDMA（OVerlapped Code Division Multiple Access，重叠码分多址）技术方案。该技术方案可以提供高于甚至远高于1的地址码字利用率，如果把不同扩展广义互补正交码组分配给不同的小区，则可以把多用户联合检测的压力从小区地址用户间转化为本小区地址用户内部。即使对异步与多用户传信率系统，不同小区地址用户信号间也不会出现干扰。

下面详细介绍本发明实施例的OVCDMA方案。

如图1所示，本发明实施例的OVCDMA方案中，多址编码方法流程如下：

步骤101、将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

步骤102、将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

步骤103、采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。

图1所示流程的实施为地址用户分配不同的扩展广义互补正交码组及其移位码组，可以确保地址用户信号之间，对任何相对移位（即异步条件）乃至不同传信率也没有干扰，可以大幅度提高地址码字利用率，从小于1到大于甚至远大于1，是真正共享信道容量C的码分多址技术；同时又提供了很高的编码增益，使多地址用户系统的容量更快地向理论多用户界逼近。

为实施图1所示流程方法，需构造扩展广义互补正交码组。而由于扩展广义互补正交码组是由广义互补正交码组与扩展矩阵的扩展运算（如直积、子矩阵级联交织变换等）而成，广义互补正交码组又是由完备互补正交码对偶扩展而成，则构造扩展广义互补正交码组时，首先需构造完备互补正交码对偶(Perfect Complete Complementary Orthogonal Code Pairs Mate)。本领域普通技术人员熟知，互补是指两个同类相辅相成运算的结果叠加后满足特定需求，而广义互补是指多个同类相辅相成运算的结果叠加后满足特定需求。本发明实施例中，该特定需求是：自相关函数是冲击函数（即除原点外处处为零），互相关函数处处为零。

完备互补正交码对偶的数学表示为:

${\tilde{b}}_k=C_k[+]S_k,k=\mathrm{0,1}.$

其中： ${\tilde{b}}_k\widehat{=}\left[{\tilde{b}}_{k,0,}{\tilde{b}}_{k,1,\…,}{\tilde{b}}_{k,N_0-1}\right]$ (k=0,1)码都是归一化N₀维行矢量（下同），归一化意味着矢量的能量为1，即

${\left|\right|{\tilde{b}}_k\left|\right|}^2={\left|\right|C_k\left|\right|}^2+{\left|\right|S_k\left|\right|}^2=1,$

符号 $\tilde{A}\widehat{=}[{\tilde{a}}_0,{\tilde{a}}_1,\…,{\tilde{a}}_{N-1}],$ ${\left|\right|\tilde{A}\left|\right|}^2\widehat{=}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{a}}_i\tilde{a}\stackrel{*}{i}$

[+]表示互补相加,即

(k=0,1)内或之间在作相关与任何其它运算时,

(k=0,1)中的分量码分别进行,分量码间不允许有相互运算,但运算结果相加。

完备互补正交码对偶具备的基本性质如下：

完备互补正交码对偶(k=0,1)的非周期自相关函数与互相关函数在互补意义上完全理想，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)\widehat{=}{C}_k{C}_{k^{\′}}^H\left(l\right)+S_k{S}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\mathrm{\δ}}_{{\mathrm{kk}}^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right),k,k^{\′}=\mathrm{0,1}$

其中：表示矢量的转置共轭；

${\mathrm{\δ}}_{{\mathrm{kk}}^{\′}}\widehat{=}\left\{\begin{array}{cc}1,& k=k^{\′}\\ 0,& k\≠k^{\′}\end{array}\right.,k,k^{\′}=\mathrm{0,1}$

$\mathrm{\δ}\left(l\right)\widehat{=}\left\{\begin{array}{cc}1,& l=0\\ 0,& l\≠0\end{array}\right.$

表示

的非周期l移位码矢量。

完备互补正交码对偶的生成有多种方式，为便于图1所示流程方法的实施，可以由如下步骤，根据需要的码长生成完备互补正交码对偶：

（1）根据编码约束长度选定完备互补正交码对偶的长度L。

（2）按照关系

L=L₀×2^l;l＝0,1,2，....

先决定一个最短基本完备互补码对（The Shortest Complete Perfect Complementary Code Pair）的长度L₀。基本完备互补码中只有一对分量码，它只要求其非周期自相关特性的互补性。例如要求L＝12，则L₀=3,l=2。

（3）或者按照关系

L=L₀₁×L₀₂×2^l+1;l=0,1,2,…

先决定两个最短基本完备互补码的长度L₀₁,L₀₂。例如，要求L=30，则L₀₁=3,L₀₂=5(l＝0)。

（4）根据（2）或（3）决定的最短码长，以及工程实现的要求，任意选定一码长为最短码长L₀的

码，

（5）根据非周期自相关函数完全互补性的要求，用数学上解联立方程组的办法，求解出与

非周期自相关函数完全互补（Complete Complementary）的

码，

的元素由下述联立方程组解出：

$C_{11}\·C_{1L_0}=-S_{11}\·S_{1L_0}$

$C_{11}\·C_{1L_0-1}+C_{12}\·C_{1L_0}=-(S_{11}\·S_{1L_0-1}+S_{12}\·S_{1L_0})$

$C_{11}\·C_{1L_0-2}+C_{12}\·C_{1L_0-1}+C_{13}\·C_{1L_0}=-(S_{11}\·S_{1L_0-2}+S_{12}\·S_{1L_0-1}+S_{13}\·S_{1L_0})$

$\begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}$

$C_{11}\·C_{12}+C_{12}\·C_{13}+...+C_{1L_0-1}\·C_{1L_0}=-(S_{11}\·S_{12}+S_{12}\·S_{13}+S_{{1L}_0-1}\·S_{{1L}_0})$

由上述联立方程解出的

码，一般有很多解，可以任选一个作为

例1：若

这里+,-分别代表+1与-1，可能的

解很多如：+0+;-0-;+j+;

-j-;

等。

其中

以下同。

例2：若

可能的

解有

等，这里a为任意不等于+1或-1的实数。

例3：若

的一个解为1,4,0,0,-1等。

很易检验上述三个例子都满足互补性的要求。有时，初选的

取值不当，则可能无解；或者尽管

有解，但不便于工程上应用，此时，需重新调整

的取值，直至对及

的取值均感满意为止。

（6）若由（3），因为有两个最短长度L₀₁,L₀₂，则重复（4），（5），求解出两对

及

其中

并按如下规则求解出长为2L₀₁×L₀₂的完全互补码对其中

它们的长度均为2L₀₁×L₀₂。

在数学上记为：

式中

表示直积，又称克罗内克积（Kronecker Product）,下划线

表示倒序列，即排列顺序颠倒（从尾部到头部）；上划线

表示非序列，即元素值全部取反（负）值；

（7）根据（5），（6）所解出的最短基本互补码对（The Shortest BasicComplete Complementary Code Pair）

解出与之完全互补正交的另一对最短基本互补码对

这新的一对最短基本互补码对从互补的意义上讲，也有完备的非周期自相关特性，但与前一对之间从互补的意义上讲还有完备的非周期互相关特性。这两对码就构成了完备互补正交码对偶，也就是说，从互补意义上讲，它们中每一对的非周期自相关函数以及两对之间的非周期互相关函数都是理想的。

可以证明，对于任一互补码对只存在一个与之配偶的互补码对

且它们满足如下关系：

这里：*表示复数共轭；a为任意复常数；

表示●的倒序列（排列顺序颠倒，即从尾部到头部）。

例如：若

令a=1，得

由于码长很短（N₀=3），很易验证这两对码的非周期自相关与互相关函数都是完全理想的。

（8）从码长为L₀的完备互补正交码对偶形成所需长度L=L₀×2^l(l=0,1,2,...)的完备互补正交码对偶。

若与

是一完备互补正交码对偶，则实施中可以用下述四种简单方法来使其长度加倍，而长度加倍后的两个新码对，仍然是一完备互补正交码对偶。

方法一：将短码按下述方法串接起来

方法二：C₁(S₁)码的奇偶位分别由

及

组成；

C₂(S₂)码的奇偶位分别由

及组成。

例如：若

则 $C_1=[C_{11}{C}_{21}{C}_{12}{C}_{22}...C_{{1L}_0}{C}_{{2L}_0}],$ $S_1=[S_{11}{S}_{21}{S}_{12}{S}_{22}...S_{{1L}_0}{S}_{2L_0}];$

$C_2=[C_{11}{\stackrel{\‾}{C}}_{21}{C}_{12}{\stackrel{\‾}{C}}_{22}...C_{{1L}_0}{\stackrel{\‾}{C}}_{{2L}_0}],$ $S_2=[S_{11}{\stackrel{\‾}{S}}_{21}{S}_{12}{\stackrel{\‾}{S}}_{22}...S_{{1L}_0}{\stackrel{\‾}{S}}_{{2L}_0}].$

方法三：将短码按下述方法串接起来：

方法四：C₁码的奇偶位分别由

及

组成；S₁码的奇偶位分别由及

组成；C₂码的奇偶位分别由及

组成；S₂码的奇偶位分别由

及组成。

还有很多其它等效的方法，这里不再赘述。连续使用上述方法，可最终形成所需长度L的完备互补正交码对偶。

为构造扩展广义互补正交码组，还需将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组(Perfect Complete Generalized Complementary Orthogonal Code Groups)，该广义互补正交码组需满足自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零的要求。

如此实施是考虑到，完备互补正交码对偶只能产生一对自相关与互相关函数均理想的地址码，为了构造更多自相关与互相关函数均理想的地址码,可以利用广义互补正交码组。这时互补作用是在多个分量码之间形成。其所形成的不再是K=2的两对码，而是K>2组，每组有K>2个码的广义互补正交码组。它们的非周期自相关与互相关函数在广义互补的意义上都是理想的。

广义互补正交码组的数学表示为:

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]...[+]{\tilde{b}}_k^{K-1}=\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\Σ}\right]}}{\tilde{b}}_k^l,k=\mathrm{0,1},...,K-1,$

这里: ${\tilde{b}}_k^l\widehat{=}[{\tilde{b}}_k^l\left(0\right),{\tilde{b}}_k^l\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^l(N_0-1)],$ l=0,1,…,K-1码都是归一化N₀维行矢量，即

${\left|\right|{\tilde{b}}_k\left|\right|}^2={\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_k^H=\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\tilde{b}}_k^l\left|\right|}^2=1$

[+]或[∑]表示广义互补相加，即

(k=0,1,2,…,K-1)无论在“码”内或之间作相关与其它运算时,只对相同上标l(l=0,1,…,K-1)的分量码

(k,l=0,1,…,K-1)进行,不同上标l的分量码间不允许有相互运算,但K个运算结果相加。

可以推知，广义互补正交码组

(k=0,1,…,K-1)的非周期自相关函数与互自相关函数在广义互补的意义上是完全理想的，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)+{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)+...+{\tilde{b}}_k^{K-1}{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{K-1,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{k.k^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right),$

k，k′＝0，1，...，K-1，l＝0，1，...，N₀-1。

K>2的广义互补正交码组可以从完备互补正交码对偶生成。

实施中，由完备互补正交码对偶经扩展生成广义互补正交码组的方法可以有多种，例如：

K>2组不同长度的广义互补正交码组可以从完备互补正交码对偶生成，例如：

k=0,1是一个完备互补正交码对偶（K＝2），为了简明和统一，重新表示为：

$B_2\widehat{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1\end{array}\right],$

其中： ${\tilde{b}}_k^0=C_k,$ ${\tilde{b}}_k^1=S_k,$

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1,k=\mathrm{0,1},$

则一种K=4的完备广义互补正交码组可以下述直积方式产生，即

$B_4=\left[\begin{array}{cc}+& +\\ +& -\end{array}\right]\⊗B_2=\left[\begin{array}{cc}{B}_2& B_2\\ B_2& {\stackrel{\‾}{B}}_2\end{array}\right],$

则对应所生成的K=4的广义互补正交码组为：

$B_4\widehat{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\\ {\tilde{b}}_2\\ {\tilde{b}}_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1& {\tilde{b}}_0^2& {\tilde{b}}_0^3\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1& {\tilde{b}}_1^2& {\tilde{b}}_1^3\\ {\tilde{b}}_2^0& {\tilde{b}}_2^1& {\tilde{b}}_2^2& {\tilde{b}}_2^3\\ {\tilde{b}}_3^0& {\tilde{b}}_3^1& {\tilde{b}}_3^2& {\tilde{b}}_3^3\end{array}\right]$

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]{\tilde{b}}_k^2[+]{\tilde{b}}_k^3,k=\mathrm{0,1,2,3}$

只要B₂是完备互补正交码对偶，很易检验这4组码（每组有4个码）的非周期自相关与互相关函数在广义互补的意义上都是理想的，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)[+]{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)[+]...[+]{\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{3,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{k.k^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right)$

$k,k^{\′}=\mathrm{0,1,2,3};l=\mathrm{0,1},...,N-1$

同样，K=8的广义互补正交码组可以用以下方式产生

$B_8=\left[\begin{array}{cc}{B}_4& B_4\\ B_4& {\stackrel{\‾}{B}}_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}+& +\\ +& -\end{array}\right]\⊗B_4=H_2\⊗B_4=H_4\⊗B_2,$

其中：H_K/2,K=4,8,16,…为K/2阶哈达玛(Hardmard)矩阵。B₈最终表示为：

$B_8=\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{b}}_7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1& ...& {\tilde{b}}_0^7\\ {\tilde{b}}_1& {\tilde{b}}_1& ...& {\tilde{b}}_1^7\\ ...& ...& ...& ...\\ {\tilde{b}}_7^0& {\tilde{b}}_7^1& ...& {\tilde{b}}_7^7\end{array}\right],$

对应的8组广义互补正交码组为：

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]......[+]{\tilde{b}}_k^7,k=\mathrm{0,1,2},....,7$

只要B₂是完备互补正交码对偶，很易检验这8组码（每组有8个码）的非周期自相关与互相关特性在广义互补的意义上都是理想的,即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)[+]{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)[+]...[+]{\tilde{b}}_k^7{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{7,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{k,k^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right)$

$k,k^{\′}=\mathrm{0,1,2},....,7;l=\mathrm{0,1},...,N-1.$

依此类推可生成16，32，64，….等更高阶的完备广义互补正交码组。即一般而言，有：

$B_K=\left[\begin{array}{cc}{B}_{K/2}& B_{K/2}\\ B_{K/2}& {\stackrel{\‾}{B}}_{K/2}\end{array}\right]=H_{K/2}\⊗B_2,K=\mathrm{4,8,16},...$

上面给出的例子采用了哈达玛矩阵与B₂的直积，实施中该矩阵也可以是任意的酉矩阵。具体扩展也可用其它等效运算与变换如：

下面再给出两种生成广义互补正交码组的方法：

设矩阵的元素为序列，那么：

定义矩阵conc(A,B)，其元素（序列）由A、B矩阵中对应位置元素（序列）级联而构成；

定义矩阵int(A,B)，其元素（序列）由A、B矩阵中对应位置元素（序列）交织而构成，其中两个序列a、b交织的含义是，所构成的新序列的奇、偶位分别由序列a和序列b的各位依次得到；

设

表示该矩阵中的序列是A中对应序列的非序列：

那么，对于任意分量码长为L的K阶广义互补码组

可以由以下两种递推方法得到分量码长为2L的2K阶广义互补码组

1. $B_{2K}^{2L}=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{conc}(B_K^L,B_K^L)& \mathrm{conc}(\stackrel{\‾}{B_K^L},B_K^L)\\ \mathrm{conc}(\stackrel{\‾}{B_K^L},B_K^L)& \mathrm{conc}(B_K^L,B_K^L)\end{array}\right]$

2. $B_{2K}^{2L}=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{int}(B_K^L,B_K^L)& \mathrm{int}(\stackrel{\‾}{B_K^L},B_K^L)\\ \mathrm{int}(\stackrel{\‾}{B_K^L},B_K^L)& \mathrm{int}(B_K^L,B_K^L)\end{array}\right]$

这两种方法在阶数扩大一倍的同时，也使分量码长扩大了一倍。

当然，在数学上还有很多与上述实施例方法类似的、产生高阶完备广义互补正交码组的方法，它们全属等效变换关系，不再赘述。

可以推知，上述实施例中，交换B_K中任意两列（行）或多列（行）不影响其广义互补正交性；

若B_K经列交换变换后，前后矩阵中没有相同的列（例如列平移变换等），则前后矩阵是正交的。

在构造出广义互补正交码组之后，将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，如直积、子矩阵级联交织变换与其它等效运算（含变换），构造扩展广义互补正交码组(Expanded Generalized Complementary Orthogonal CodeGroups)。下面以将广义互补正交码组与扩展矩阵进行直积，生成扩展广义互补正交码组为例进行说明。

实施中，先构造扩展互补正交码对偶(Expanded Generalized Complementary Orthogonal Code Pairs Mate)：

若原始码长为N₀的互补正交码对偶为：

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1,k=\mathrm{0,1}$

这里: ${\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\widehat{=}[{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(0\right),]{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}(N_0-1)],$ k,k'=0,1码都是N₀维矢量，其元素

是复标量，k,k'=0,1,n₀＝1,2,…,N₀-1。

令:

是一个A_row×A_col.阶基本扩展矩阵，

$\tilde{A}\widetilde{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{a}}_0\\ {\tilde{a}}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{a}}_{A_{\mathrm{row}}-1}\end{array}\right],$ ${\tilde{a}}_m\widehat{=}[{\tilde{a}}_m\left(0\right),]{\tilde{a}}_m\left(1\right),...,{\tilde{a}}_m(A_{\mathrm{col}.}-1)],$

$m=\mathrm{0,1},...,A_{\mathrm{row}}-1.$

则扩展互补正交码对偶的分量码长为N=N₀A_col.A_col.＝N/N₀（总码长为2N）。

扩展互补正交码对偶的构造方法可以如下：

${\tilde{B}}_k\left(\tilde{A}\right)\widehat{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_0\right)\\ {\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_1\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_{A_{\mathrm{row}}-1}\right)\end{array}\right]={\tilde{b}}_k^0\left(\tilde{A}\right)[+]{\tilde{b}}_k^1\left(\tilde{A}\right),k=\mathrm{0,1}$

其中：

${\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(\tilde{A}\right)\widehat{=}{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\⊗\tilde{A}$

$=[{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(0\right),{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}(N_0-1)]\⊗\tilde{A}$

${\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_m\right)\widehat{=}{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\⊗{\tilde{a}}_m$

$=[{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(0\right),]{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}(N_0-1)]\⊗{\tilde{a}}_m$

$k,k^{\′}=0,1;m=\mathrm{0,1},...,A_{\mathrm{row}}-1.$

可以推知：对

与

的扩展矩阵不要求相同。扩展矩阵还可以是同构矩阵。例如：与

就是同构矩阵，它们只在形式上相似，元素并不一定相等。

则扩展互补正交码对偶仍有2组码，但尺寸增大了A_row倍，即每组内有A_row个码，系统地址数随之提高A_row倍。特性是扩展互补正交码对偶间（不同k）的非周期互相关函数仍然保持理想，即

${\tilde{b}}_k\left[{\tilde{a}}_m\right]{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left[{\tilde{a}}_{m^{\′}}\left(l\right)\right]\≡0,k,k^{\′}=\mathrm{0,1},\∀k\≠k^{\′},\∀m,m^{\′},$

$m,m^{\′}=\mathrm{0,1},...,A_{\mathrm{row}}-1$

这里l甚至可以是非整数。该特性可以很容易用原始广义互补正交码组具有理想的互相关函数来证明。

但同一扩展互补正交码对偶内（相同k）各码的自相关函数与互相关函数不再理想，决定于扩展矩阵各行的自相关与互相关函数性质。例如原始的互补正交码对偶与选定的扩展矩阵分别为：

${\tilde{B}}_2=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}+& +& +& -\\ -& +& -& -\end{array}\right],$

$\tilde{A}=\left[\begin{array}{ccc}a& b& c\\ d& e& f\end{array}\right],$ ${\tilde{A}}^{\′}=\left[\begin{array}{ccc}{a}^{\′}& b^{\′}& c^{\′}\\ d^{\′}& e^{\′}& f^{\′}\end{array}\right]$

则其扩展互补正交码对偶及其移位如图2所示。

从图2按相关函数检验法检验，可以很易发现：扩展互补正交码对偶与

分量码间的非周期互相关函数仍然处处理想，但同一扩展互补正交码对偶

或

内各码的自相关函数与互相关函数不再理想，决定于扩展矩阵

或

各行的自相关与互相关函数。

在构造出扩展互补正交码对偶之后，构造扩展广义互补正交码组：

构造分量码长为N=N₀A_col.（总码长为KN）的扩展广义互补正交码组的方法可以如下：

${\tilde{B}}_k\left(\tilde{A}\right)\widehat{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_0\right)\\ b_k\left({\tilde{a}}_1\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{b}}_k\left({\tilde{a}}_{A_{\mathrm{row}}-1}\right)\end{array}\right]={\tilde{b}}_k^0\left(\tilde{A}\right)[+]{\tilde{b}}_k^1\left(\tilde{A}\right)[+]...[+]{\tilde{b}}_k^{K-1}\left(\tilde{A}\right),$

$k=\mathrm{0,1},...,K-1,$

其中：

${\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(\tilde{A}\right)\widehat{=}{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\⊗\tilde{A}$

$=[{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(0\right),]{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}(N_0-1)]\⊗\tilde{A}$

${\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left({\tilde{a}}_m\right)\widehat{=}{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\⊗{\tilde{a}}_m$

$=[{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(0\right),{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^{k^{\′}}(N_0-1)]\⊗{\tilde{a}}_m$

$k,k^{\′}=\mathrm{0,1},...,K-1,m=\mathrm{0,1},...,A_{\mathrm{row}}-1$

$\tilde{A}\widehat{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{a}}_0\\ {\tilde{a}}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{a}}_{A_{\mathrm{row}}-1}\end{array}\right]$

是A_row×A_col.阶扩展矩阵，

${\tilde{a}}_m\widehat{=}[{\tilde{a}}_m\left(0\right),{\tilde{a}}_m\left(1\right),...,{\tilde{a}}_m(A_{\mathrm{col}.}-1)]$

是A_col.＝N/N₀阶行矢量，m=0,1,…,A_row-1；

k,l=0,1,…,K-1的码长均为N=N₀A_row。

实施中，对

的扩展矩阵不一定完全相同，还可以是同构矩阵。

则扩展广义互补正交码组仍有K组码，但组的尺寸增大了A_row倍，系统的可用码字数将随之提高A_row倍。其特性是不同扩展广义互补码组间（不同的k）的非周期互相关函数仍然是理想的，即

${\tilde{b}}_k\left[{\tilde{a}}_m\right]{\tilde{b}}_{k^{\′}}^T\left[{\tilde{a}}_{m^{\′}}\left(l\right)\right]\≡0,\∀k\≠k^{\′},\∀m,m^{\′},$

$k,k^{\′}=\mathrm{0,1},...,K-1,m,m^{\′}=\mathrm{0,1},...,A_{\mathrm{row}}-1$

这里l甚至可以是非整数。这个特性可以很容易用原始广义互补正交码组具有理想的互相关函数来证明。

但同一广义互补正交码组内（相同的k）的自相关函数与互相关函数不再具有理想特性，它们决定于扩展矩阵

各行的自相关与互相关函数的性质。

由上可知，扩展广义互补正交码组将互相关函数理想的码字数提高了A_row.倍，但与之同时码长也增加了A_col.倍，因此，实施时若扩展矩阵的行数大于列数，即A_row.>A_col.，即可使系统容量与频谱效率的码字利用率有更大提高。

一个实施例中，若将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用，即利用重叠复用原理把相对移位为a码片的移位码组也作为组内码使用，N/a=N₀A_col./a组内码重叠，则组内码字数与码字利用率将随之提高N/a=N₀A_col./a倍。这种做法相当于重叠时分复用OVTDM，码字利用率可更大幅度地提高。特别是当a<1，即分数码片级移位时，码字利用率(系统容量与频谱效率)最高。与原始广义互补正交码组（既无扩展又无重叠复用）相比提高了N/a=N₀A_col./a倍。本发明实施例中，称这种重叠复用新多址方式为OVCDMA。OVCDMA会带来可观的高频谱效率与编码增益。将不同扩展广义互补正交码组及其移位码组分配给不同的小区，可以将多用户联合检测的压力从小区地址用户间转化为本小区地址用户内部；也避免异步多址用户波形设计的系统干扰问题。

OVCDMA地址码组间（不同k）的各码矢量具有理想的互相关函数，即对任何相对移位，地址码组间（不同k）任何一对码的互相关函数均处处为0，不需要联合检测。OVCDMA高码字利用率（高容量与高频谱效率）的代价是对同地址码组（相同k）的NA_row./a个内码译码需要采用复杂的多码联合检测，随后会证明，该联合检测算法正是编码矩阵为OVCDMA扩展矩阵的OVCDM（OVerlapped Code Division Multiplexing，重叠码分复用）译码算法。

码片级移位时的码字利用率计算（每次移位a=1个码片）：

总码长为KN₀A_col.，

分量码长为N₀A_col.

最大重叠数的移位次数为N₀A_col.，

每次移位相当于产生A_row.个新码字，

各地址码组的码字利用率为A_row./K，

系统总码字利用率为A_row.。

非码片级移位时的码字利用率计算（每次移位a>1个整数码片，或a<1个分数码片）：

总码长为KN₀A_col.，

分量码长为N₀A_col.

最大重叠数的移位次数为N₀A_col./a，

每次移位相当于产生A_row.个新码字，

各地址码组的码字利用率为A_row./Ka，

系统的总码字利用率为A_row./a。

可以推知：

1）扩展矩阵

的行数A_row.与移位码片数a的比值A_row/a决定了码字利用率，A_row/a>1时码字利用率（含整数码片与分数码片移位重叠）大于1。

2）OVCDMA是至今唯一能实现码字利用率高于1的多址技术！

3）a>1的整数码片级移位重叠，虽然降低了码字利用率（系统容量与频谱效率）但却以简单的方式实现了自适应调整系统传信率，这是任何自适应调制（AMC）技术根本无法比拟的！

4）在相同扩展矩阵时，分数码片级移位重叠复用的码字利用率最高！

实施时，重叠复用需要满足输入序列与输出序列之间的一一对应关系。为此扩展矩阵

的选择需满足OVCDM的约束条件：即并行编码离开有限域，A_row个编码抽头多项式a_m(x),m=0,1,…,A_row-1,只能有一个是数据多项式，其余为非数据多项式，且相互互质（线性无关）。

实施时需要选择较好的并行编码矩阵

根据OVCDM理论，现重复其编码矩阵（即OVCDMA扩展矩阵）选择原则：

1）离开有限域；

2）

各行矢量多项式最多只能有一个是数据多项式，其余为非数据多项式，且相互互质（线性无关）；

3）以

为编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

4）

各行矢量应尽量是相互独立复高斯矢量的样值；

除此之外，还可以选择较大的A_col.(

的列),以保证

各行矢量同时有较小的自相关与互相关附峰（即上述条件3）与较高的编码增益。因为系统的码字利用率只决定A_row(

的行数)，与A_col.无关。但是过高的A_col.虽然会导致较大的编码增益，但将引起指数增高的编码器状态数，大大增加最佳译码的复杂度。

一般说来，普适性越强的扩展矩阵

对任何具体数据信号序列输入，都不一定是最佳的。还是针对具体数据信号序列输入，选择与之对应的最佳扩展矩阵

最好。

因此，扩展矩阵可以是：酉矩阵、正交矩阵，或重叠编码OVCDM编码矩阵。另外，对扩展矩阵的移位重叠复用既可在码片级，也可在分数码片级进行，即相互移位的间隔可以为码片或分数码片的整数倍。

一个实施例中，当扩展矩阵为OVCDM编码矩阵时，该OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

一个实施例中，上述OVCDMA编码矩阵还可以具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

本发明实施例中，多址传输方法可以包括：

在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由上述多址编码方法获得的经多址编码处理后的待传输的数据。

具体在实施时，由于OVCDMA使用的是扩展广义互补正交码组，无论组间或组内，其K个分量码在运算时是不能相遇的，且在传输过程中应具有平坦同步的衰落特性。为此，上述具有平坦同步衰落特性的各子信道可以为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦衰落的不同时间段，即一个扩展广义互补正交码组占用的全部时间段内，信道冲击响应不变；

频率平坦衰落的不同正交子载波频率，即一个扩展广义互补正交码组占用的全部频段内，信道的频域响应不变；

空间平坦衰落的不同空间信道，即一个扩展广义互补正交码组占用的全部空间范围内，信道的空域响应不变；

码长内平坦衰落的正交码分信道，即在其码长内信道冲击响应不变，该码长等于扩展广义互补正交码组时间长度。

例如，可根据需要与可能将其K个分量码组分别安排在以下K个保证码长内平坦衰落的正交信道上：

时间平坦衰落的前后K个时间段上；

频率平坦衰落的相邻K个正交子载波频率上；

空间平坦衰落的相邻K个正交空间信道上；

K个保证码长内平坦衰落的正交码分信道上；

其它平坦衰落的混合信道。

K个分量码分别安排在在码长范围内相邻K个平坦衰落的正交信道上，正交意味着分量码“不相遇”，在码长范围内平坦同步衰落意味着分量码间的广义互补性即使在随机时变信道中也仍能被保持。

在选择好了K个平坦衰落的正交信道以后，下一步最重要的就是实现OVCDMA各分量码组的重叠复用编码了，其第k码组第k'分量码组（k,k'=0,1,2,…,K-1)的并行编码器结构由下式确定

这是约束长度为N=N₀A_col.的A_row.路并行卷积编码器结构。

其中：

是A_row×A_col.阶扩展矩阵。

其并行第m=0,1,…,A_row-1编码抽头系数为

例如图3就是K=2时，图2中

与

分量码的并行卷积编码器结构。图4就是K=2时,图2中

与分量码的并行卷积编码器结构。图3、图4也可以用来作为区分相邻两小区的OVCDMA小区编码结构图。它们均需要K=2个相邻正交平坦衰落的信道，以充分体现其互补正交性，至于如何选择相邻正交平坦衰落的信道需要根据具体情况而定。这里没有给出图3、图4中的具体编码抽头系数，这仅仅说明本发明实施例所给出的是一般性结构图。对于区分K>2个小区或提供K>2个地址码组OVCDMA编码系统结构图，可以根据具体需要而设计出来。

图3、图4中并行卷积编码器的时钟频率就是码片速率，为自适应地调整地址用户传信率，可以根据不同地址用户所处信道特性与传信率要求，通过自适应地改变地址码组的重叠重数，对各子信道的数据传输速率进行平滑调整。输入数据的速率可以是码片速率（实现a＝1的码片级重叠），半码片速率（实现a＝2码片的重叠）及其它分数码片速率。

下面说明OVCDMA传输的数学模型：

在OFDM系统中，以频谱效率最高的码片级移位（a＝1））建立扩展广义互补正交码组重叠复用系统的传输模型，a≠1的多码片移位的重叠复用情况完全类似。需先把编码序列与矩阵写成时间波形的关系。

已知：广义互补正交码组K个分量码的长度为N₀，所选扩展矩阵为

是A_row×A_col.阶矩阵。

是A_col.＝N/N₀阶行矢量。

令它们的时间波形分别为：

$\tilde{A}\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{\tilde{a}}_0\left(t\right)\\ {\tilde{a}}_1\left(t\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{a}}_{A_{\mathrm{row}}-1}\left(t\right)\end{array}\right]$

其中 $G\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& t\&NotElement;(0,T_C)\\ 1& t\&Element;(0,T_C)\end{array}\right.,$

m＝0，1，...，A_row-1，

T_C是码片宽度。

则从而

的持续期均为A_col.T_C，即

${\tilde{a}}_m\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& t\&NotElement;(0,A_{\mathrm{col}.}{T}_C)\\ \&NotEqual;0& t\&Element;(0,A_{\mathrm{col}.}{T}_C)\end{array}\right.,$

$\tilde{A}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& t\&NotElement;(0,A_{\mathrm{col}.}{T}_C)\\ \&NotEqual;0& t\&Element;(0,A_{\mathrm{col}.}{T}_C)\end{array}\right..$

现以K个分量码组分别安排在相邻K个正交信道为例来说明。则在按码片级重叠复用移位时，第k(k=0,1,…,K-1)地址用户码组发射信号的复包络为：

$\sqrt{2E_0^k}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{n_0=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{U}}_n^k{\tilde{b}}_k^l\left(n_0\right)\tilde{A}[t-(n+n_0{A}_{\mathrm{col}}+1)T_C],---\left(1\right)$

其中：

表示互补相加，

为第k(k=0,1,…,K-1)地址用户，在(nT_C,(n+1)T_c),n=0,1,……时隙内并行的A_row个传输数据；

(a=0,1,…,A_row-1)数据的尺寸为Q；

为该小区每载波发射符号的能量；

为原始的第k组互补正交码，第l分量码 ${\tilde{b}}_k^l=[{\tilde{b}}_k^l\left(0\right),{\tilde{b}}_k^l\left(1\right),...,{\tilde{b}}_k^l(N_0-1)]$ 的第n₀位符号（k,l＝0,1,…,K-1,n₀＝0,1,…,N₀-1），

$[{\tilde{b}}_k^l\left(0\right){\tilde{a}}_m\left(t\right),{\tilde{b}}_k^l\left(1\right){\tilde{a}}_m(t-A_{\mathrm{col}.}{T}_C),...,{\tilde{b}}_k^l(N_0-1){\tilde{a}}_m(t-(N_0-1)A_{\mathrm{col}.}{T}_C)]$ 是扩展互补正交码第l分量码组的第m码的归一化波形；

实施时，需满足如下条件：

1）l(l＝0,1,…,K-1)路信号是位于同步衰落的K个正交隔离的信道上。对l的相加是互补相加，由于正交隔离的信道间的正交性，不同l的信号之间当然不可能有相互运算。

2）受平均功率受限信道的特点的制约，这里的归一化是对扩展互补正交码的各分量码而不是对其整体码实施的。

由于是A_row×A_col.阶矩阵，（1）式是一个A_row路并行卷积编码传输模型。按下行信道为例，接收信号为K个地址用户传输信号之和，假定接收第k地址用户信号，则接收信号的复包络为

${\tilde{v}}_k\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{k^{\&prime;}=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\sqrt{2E_{S,n}^{k^{\&prime;}}}\underset{n_0=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{U}}_n^{k^{\&prime;}}{\tilde{b}}_{k^{\&prime;}}^l(n_0+n_{k^{\&prime;}/k})$

$\&CenterDot;\tilde{A}[t-(n+n_0{A}_{\mathrm{col}}+n_{k^{\&prime;}-k}+1)T_C]$

$+\tilde{n}\left(t\right),---\left(2\right)$

其中:

为接收第k'(k'=0,1,…,K-1)地址用户,第n位符号每载波的能量，受时间选择性衰落的影响，该符号能量可能随时间n而变；

为复高斯白躁声；

n_k′/kT_C是第k'地址码组信号相对k'(k'=0,1,…,K-1)第k地址码组信号的错位时延，n_k/k=0。

如图5所示，在进行多址传输之后，接收端的多址译码方法流程可以如下：

步骤501、接收上述在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输数据；

步骤502、对接收的数据进行译码，译码时对地址码的分量码先分别进行检测运算再移位叠加；或，先分别移位，再进行检测运算，并将运算结果叠加。

其中，所述检测运算可以有多种方式，例如序列检测运算、分组检测运算、多用户检测运算等。下面以序列检测运算中的最大似然序列检测算法为例进行说明。

在接收端，首要的任务是利用扩展广义互补码的性质消除其它地址用户信号的干扰，然后用最大似然序列检测算法求解出第k组地址用户的数据序列：

重叠复用的重叠很类似于多径展宽重叠，所以重叠复用接收机，特别是消除其它多址干扰的接收机结构将很类似于Rake接收机。但又有很多不同点，例如：

在传统Rake接收机中，所处理的多径荷载的是相同的数据信息。经Rake接收机合并处理后的信号一般不需要再处理。而重叠复用中的“多径”荷载的是不同的数据信息，经其“Rake”接收机合并后的信号必需再处理。

传统Rake接收机中的多径是可分离的。而重叠复用中的“多径”对本地址信号组来说一般不可分离，但对其他地址信号组信号是完全可分离的。

由于在接收信号中，对不同n的运算仅仅是线性移位叠加。为了简明，先求解n=0的情况，n≠0的情况仅仅是n=0情况的nI_C延时移位而已。将接收信号

分别乘以

$\frac{1}{2}\sqrt{2E_{S,0}^k}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{b}}_k^{*l}\left(n_0\right)\stackrel{0}{G}(t-n_0{A}_{\mathrm{col}.}{T}_C),---\left(3\right)$

其中：

$\stackrel{0}{G}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& t\&NotElement;(0,A_{\mathrm{col}}{T}_C)\\ 1& t\&Element;(0,A_{\mathrm{col}.}{T}_C)\end{array}\right.,,$

n₀＝0，1，...，N₀-1

这是N₀个互不重叠的间隔为A_col.T_C的本地信号。对每个具体的n₀，其乘积结果为

$\frac{1}{2}{\tilde{v}}_k\left(t\right)\sqrt{2E_{S,0}^k}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{b}}_k^{*l}\left(n_0\right)\stackrel{0}{G(t-n_0{A}_{\mathrm{col}.}{T}_C)={\stackrel{~}{D}}_k^{n_0}}\left(t\right)+{\tilde{n}}_0\left(t\right),---\left(4\right)$

n₀ ＝0，1，...，N₀-1

其中：

${\tilde{D}}_k^{n_0}\left(t\right)=\underset{K^{\&prime;}=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\sqrt{E_{S,0}^{k^{\&prime;}}{E}_{S,0}^k}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\right]}}{\tilde{U}}_k^{k^{\&prime;}}\left(n_0\right){\tilde{b}}_{k^{\&prime;}}^l(n_0+n_{k^{\&prime;}/k}){\tilde{A}}_{k^{\&prime;}-k}(t-n_0{A}_{\mathrm{col}.}{T}_C)$

$n_0=\mathrm{0,1},...,N_0-1---\left(5\right)$

式中：

${\tilde{A}}_{k^{\&prime;}-k}(t-n_0{A}_{\mathrm{col}.}{T}_C)=\stackrel{0}{G}(t-n_0{A}_{\mathrm{col}.}{T}_C)\tilde{A}(t-(n_{k^{\&prime;}-k}+n_0{A}_{\mathrm{col}.})T_C),---\left(6\right)$

当k'=k时，

（n₀＝0,1,…,N₀-1）是N₀个互不重叠的间隔为A_col.T_C的时间波形。为了利用广义互补正交码组的性质，完全消除相邻地址码组信号的干扰，对

实施下述移位求和,即“Rake”合并运算

$\underset{n_0=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{D}}_k^{n_0}(t-(N_0-n_0-1)A_{\mathrm{col}.}{T}_C),---\left(7\right)$

第k地址码组接收机在[(N₀-1)A_col.T_C,N₀A_col.T_C]内，即在最后一个时隙内所观察到的移位求和信号,即“Rake”合并信号（不计噪声）为

$\underset{k^{\&prime;}=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\sqrt{E_{S,0}^{k^{\&prime;}}{E}_{S,0}^k}\underset{n_0=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{U}}_0^{k^{\&prime;}}{\tilde{b}}_k^{*l}\left(n_0\right){\tilde{b}}_{k^{\&prime;}-k}^l(n_0+n_{k^{\&prime;}/k}){\tilde{A}}_{k^{\&prime;}-k}(t-(N_0-1)A_{\mathrm{col}.}{T}_C),---\left(8\right)$

根据扩展广义互补正交码组的性质，我们知道，对任何相对移位，下述关系始终成立：

$\underset{n_0=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\left[\mathrm{\&Sigma;}\right]}}{\tilde{b}}_k^{*l}\left(n_0\right){\tilde{b}}_{k^{\&prime;}}^l(n_0+n_{k^{\&prime;}/k})=\left\{\begin{array}{cc}K& k=k^{\&prime;}\\ 0& k\&NotEqual;k^{\&prime;}\end{array}\right.,\&ForAll;n_{k^{\&prime;}/k,}---\left(9\right)$

则第k地址码组接收机在[(N₀-1)A_col.T_C,N₀A_col.T_C]内所观察到的“Rake”合并信号（不计噪声）将为

$K{E}_{S,0}^k{\tilde{U}}_0^k\tilde{A}(t-(N_0-1)A_{\mathrm{col}.}{T}_C)=K{E}_{S,0}^k{\tilde{U}}_0^k{\tilde{A}}_0\left(t\right),---\left(10\right)$

式中 ${\underset{..}{A}}_0\left(t\right)=\tilde{A}(t-(N_0-1)A_{\mathrm{col},}{T}_C).$

其中已经完全消除了相邻其它K-1个地址码组信号的干扰。

同理，第k地址码组信号接收机在[(1+(N₀-1)A_col.)T_C,(1+N₀A_col.)T_C]内所观察到的“Rake”合并信号（不计噪声）将为

$K{E}_{S,1}^k{\tilde{U}}_1^k{\tilde{A}}_0(t-T_C),---\left(11\right)$

第k地址码组信号接收机在[(2+(N₀-1)A_col.)T_C,(2+N₀A_col.)T_C]内所观察到的“Rake”合并信号（不计噪声）将为

$K{E}_{S,1}^k{\tilde{U}}_1^k{\tilde{A}}_0(t-2T_C),---\left(12\right)$

●●●●●●●●●●●●●●●●

则最终观察到的第k地址码组信号接收机“Rake”合并信号序列（不计噪声）将为：

$K\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{E}_{S,n}^k{\tilde{U}}_n^k{\tilde{A}}_0(t-n{T}_C),---\left(13\right)$

其中毫无其它地址码组信号的影子！这正是本地址码组信号的A_row路并行数据输入，约束长度为A_col.的OVCDM编码输出信号！为了求解数据矢量

最后一步则是对编码矩阵为

的OVCDM进行译码，即对

并行卷积编码的译码。

事实上，无论扩展广义互补码长N=N₀A_col.有多长，当相对移位大于A_col.后，无论自相关函数或是互相关函数，它们的副峰将全部为0，这就是OVCDM编码约束长度只有A_col.的真正原因！

这样一来，经“Rake”接收机合并处理后，完全消除了其它地址码组信号干扰后的信号将是一个编码信号。其编码模型将是A_row路(的行数)并行卷积编码器，各路卷积编码器的抽头系数矢量正是扩展矩阵

对应的行矢量，编码约束长度为

的列数A_col.。在每次按码片级移位时,A_row路(

的行数)并行卷积编码器的总状态数为

移位寄存器按码片速率移位。若每次按两个码片重叠移位，则由于并行移位寄存器的输入数据速率减半，相当于在A_row路并行数据中，间隔地插入A_row路并行0数据。则A_row路并行卷积编码器的总状态数变为

依此类推可得多个码片的重叠移位情况。当每次移位码片数大于A_col.以后，就不存在A_row路并行卷积编码器了。

上述实施例中，接收数据并进行译码，译码时对地址码的分量码可以先分别进行检测运算，再移位叠加；实施中也可以先分别移位，再进行检测运算，将运算结果叠加。

即，实际Rake接收机对n₀＝0,1,…,N₀-1各项分别检测运算以后，既可以与上述实施例中推导公式一样将它们的运算结果延时相加。也可以是对接收信号经抽头延时线延时后，分别进行检测运算，然后直接相加的。抽头延时线的延时单元的间隔为A_col.T_C，共N₀-1节延时单元。最后一节的输出实施n₀＝0的检测运算；倒数第一节的输出实施n₀＝1的检测运算；……….；未经任何延时的输出实施n₀＝N₀-1的检测运算将这些检测运算的输出直接相加，就可得到所要的总输出了。

另外可以推知，扩展矩阵

实际上就是OVCDM串行或阵列级联最后一级的编码矩阵。例如第二级的交织星座图复用编码相当于

仅为列矩阵，即A_col.＝1。但在发射端实施编码时，需按扩展广义互补正交码组进行。两编码只是在译码时等效，译码等效并不等于编码时也可以用等效码取代。

也可以推知，最终译码算法就是编码矩阵为OVCDMA扩展矩阵的OVCDM译码算法。

对译码地址码组信号,其编码模型将是A_row路(

的行数)并行卷积编码器，各路卷积编码器的抽头系数矢量正是扩展矩阵

对应的各个行矢量，编码约束长度均为A_col.。而这正是OVCDM的模型!

这里再增加一些说明如下：

1）关于Rake接收机的实现问题：

实际Rake接收机对n₀＝0,1,…,N₀-1各项分别检测运算以后，不是与在文中推导公式一样将它们的运算结果延时相加。而是对接收信号经抽头延时线延时后，分别进行检测运算，然后直接相加的。抽头延时线的延时单元的间隔为A_col.T_C，共N₀-1节延时单元。

最后一节的输出实施n₀＝0的检测运算；倒数第一节的输出实施n₀＝1的检测运算；……….；未经任何延时的输出实施n₀＝N₀-1的检测运算将这些检测运算的输出直接相加，就可得到我们所要的总输出了。

2）扩展矩阵

实际上就是我们串行或阵列级联OVCDM的最后一级的编码矩阵。例如我们第二级的交织星座图复用编码相当于

仅为列矩阵，即A_col.＝1。但在发射端实施编码时，需要按扩展广义互补正交码组进行。两编码只是在译码时等效，译码等效并不等于编码时也可以用等效码取代。

另外，实施中为了确保互补正交性的准确实现，保证码长范围内各正交信道的平坦衰落性质，在实际系统设计中在译码之前、或译码之后，还可以进行均衡处理。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可以包括上述实施例方法中的全部或部分步骤，所述的存储介质可以包括：ROM、RAM、磁盘、光盘等。

本发明实施例中还提供了一种多址编码装置、多址传输装置、多址译码装置、通信系统，如下面的实施例所述。由于该些装置、系统解决问题的原理与上述方法相似，因此该些装置、系统的实施可以参见方法的实施，重复之处不再赘述。

本发明实施例中多址编码装置的结构如图6所示，该装置可以包括：

扩展模块601，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

直积模块602，用于将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

编码处理模块603，用于采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。

一个实施例中，编码处理模块603还可以用于：

将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用；

所述扩展矩阵为：酉矩阵、正交矩阵、或重叠编码OVCDM编码矩阵；所述扩展矩阵相互移位的间隔为码片或分数码片的整数倍。

一个实施例中，所述OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

一个实施例中，所述OVCDM编码矩阵还具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，行数大于列数的矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

一个实施例中，不同地址的扩展矩阵同构矩阵。

本发明实施例中多址传输装置的结构如图7所示，该装置可以包括：

传输模块701，用于在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输所述多址编码装置获得的经多址编码处理后的待传输的数据。

一个实施例中，若在进行所述多址编码处理时，将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用，则所述多址传输装置还可以包括：

速率调整模块，用于根据不同地址用户所处信道特性与传信率要求，通过自适应地改变地址码组的重叠重数，对各子信道的数据传输速率进行平滑调整。

一个实施例中，所述具有平坦同步衰落特性的各子信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦衰落的不同时间段；

频率平坦衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦衰落的不同空间信道；

码长内平坦衰落的正交码分信道。

本发明实施例中多址译码装置的结构如图8所示，该装置可以包括：

接收模块801，用于接收所述的在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输的数据；

译码模块802，用于对接收的数据进行译码，译码时对地址码的分量码先分别进行检测运算再移位叠加；或，先分别移位，再进行检测运算，并将运算结果叠加。

一个实施例中，所述检测运算包括序列检测运算、分组检测运算、或多用户检测运算。

一个实施例中，上述多址译码装置还可以包括：

均衡处理模块，用于在所述译码之前、或所述译码之后，还进行均衡处理。

本发明实施例中通信系统的结构如图9所示，该系统可以包括：

多址编码装置901，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；以及，采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理；

多址传输装置902，用于在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由所述多址编码装置获得的经多址编码处理后的待传输的数据；

多址译码装置903，用于接收所述在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输的数据；对接收的数据进行译码，译码时对地址码的分量码先分别进行检测运算再移位叠加；或，先分别移位，再进行检测运算，并将运算结果叠加。

一个实施例中，所述多址编码装置901还用于：

将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用；

所述扩展矩阵为：酉矩阵、正交矩阵、或重叠编码OVCDM编码矩阵；所述扩展矩阵相互移位的间隔为码片或分数码片的整数倍。

一个实施例中，所述OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

一个实施例中，所述OVCDM编码矩阵还具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，行数大于列数的矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

一个实施例中，不同地址的扩展矩阵为同构矩阵。

一个实施例中，若在进行所述多址编码处理时，将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用，则所述多址传输装置902还用于根据不同地址用户所处信道特性与传信率要求，通过自适应地改变地址码组的重叠重数，对各子信道的数据传输速率进行平滑调整。

一个实施例中，所述具有平坦同步衰落特性的各子信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦衰落的不同时间段；

频率平坦衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦衰落的不同空间信道；

码长内平坦衰落的正交码分信道。

一个实施例中，所述检测运算包括序列检测运算、分组检测运算、或多用户检测运算。

一个实施例中，所述多址译码装置903还用于在所述译码之前、或所述译码之后，还进行均衡处理。

为了使数字移动码分多址通信系统有更大的容量与频谱效率，更灵活的多址传输，本发明实施例中，采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对待传输的数据进行多址编码处理，无论码片级移位，或是分数码片级移位，都可以使系统的地址码字利用率大于1，达到共享信道容量C的目的，从而使系统有远高于3G甚至建议4G系统的容量与频谱效率；并且，在将不同扩展广义互补正交码组及其移位码组分配给不同小区时，能够将多用户联合检测的压力从小区地址用户间转化为小区地址用户内部；编码时可实现地址码组间互相关函数在广义互补意义上完全理想，从而避免地址用户间的干扰；地址码组内的自相关函数在广义互补的意义上可实现有高编码增益的编码约束关系，从而使系统同时具有很高的传输可靠性，大幅度提升系统性能。

本发明实施例的地址码组即使在纯异步条件下，其仍具有理想特性。本发明实施例的地址码组，在准异步或粗同步条件下，对同步精度的要求是非常低的。本发明实施例还根据需要与实际信道传播条件，不同用户的实际传信率可以仅仅依靠改变其地址码组的重叠重数而独立灵活平滑地改变。不仅可适用于直接扩频码分多址系统，也适用于OFDM等其它系统甚至窄带系统。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种多址编码方法，其特征在于，该方法包括：

将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理，包括：

将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用；

所述扩展矩阵为：酉矩阵、正交矩阵、或重叠编码OVCDM编码矩阵；所述扩展矩阵相互移位的间隔为码片或分数码片的整数倍。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵还具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，不同地址的扩展矩阵为同构矩阵。

6.一种多址编码装置，其特征在于，该装置包括：

扩展模块，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；

直积模块，用于将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

编码处理模块，用于采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述编码处理模块进一步用于：

将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用；

所述扩展矩阵为：酉矩阵、正交矩阵、或重叠编码OVCDM编码矩阵；所述扩展矩阵相互移位的间隔为码片或分数码片的整数倍。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵还具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，行数大于列数的矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

10.如权利要求6所述的装置，其特征在于，不同地址的扩展矩阵为同构矩阵。

11.一种通信系统，其特征在于，该系统包括：

多址编码装置，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述广义互补正交码组的自相关函数是冲击函数，互相关函数处处为零；将广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；以及，采用扩展广义互补正交码组及其移位码组对传输数据进行多址编码处理；

多址传输装置，用于在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输由所述多址编码装置获得的经多址编码处理后的传输数据；

多址译码装置，用于接收所述在具有平坦同步衰落特性的各子信道上，分别传输的数据；对接收的数据进行译码，译码时对地址码的分量码先分别进行检测运算再移位叠加；或，先分别移位，再进行检测运算，并将运算结果叠加。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述多址编码装置进一步用于：

将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用；

所述扩展矩阵为：酉矩阵、正交矩阵、或重叠编码OVCDM编码矩阵；所述扩展矩阵相互移位的间隔为码片或分数码片的整数倍。

13.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵中元素为非有限域元素，且各行矢量多项式至多有一个数据多项式，其余为线性无关的非数据多项式。

14.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述OVCDM编码矩阵还具备如下属性其中之一或任意组合：

所述OVCDM编码矩阵在给定编码约束长度下，编码输出序列间的自由欧式距离最大；

所述OVCDM编码矩阵的各行矢量是相互独立复高斯矢量的样值；

所述OVCDM编码矩阵是列矩阵，行数大于列数的矩阵，或级联OVCDM码的最后一级编码矩阵。

15.如权利要求11所述的系统，其特征在于，不同地址的扩展矩阵为同构矩阵。

16.如权利要求11所述的系统，其特征在于，若在进行所述多址编码处理时，将各个移位相互重叠的扩展广义互补正交码组作为用户地址码使用，则所述多址传输装置还用于根据不同地址用户所处信道特性与传信率要求，通过自适应地改变地址码组的重叠重数，对各子信道的数据传输速率进行平滑调整。

17.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的各子信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦衰落的不同时间段；

频率平坦衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦衰落的不同空间信道；

码长内平坦衰落的正交码分信道。

18.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述检测运算包括序列检测运算、分组检测运算、或多用户检测运算。

19.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述多址译码装置还用于在所述译码之前、或所述译码之后，还进行均衡处理。

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