CN101325419B - 一种空频编码的构造方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种空频编码的构造方法，包括以下步骤：生成空时块编码矩阵；将所述空时块编码矩阵重复Γ次得到重复矩阵，其中Γ为频率分集阶数；将所述重复矩阵级联得到空频码字。本发明实施例还公开了一种空频编码的构造方法，包括以下步骤：将数据符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码，得到空频码字。通过上述两种方法构造的空频编码能够在频率响应正常时保证生成的完全分集空频编码的正交性，因此降低了译码的复杂度，进一步提高了空频编码在不同信道条件下的性能。

Description

一种空频编码的构造方法与装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种空频编码的构造方法与装置。

背景技术

随着无线通信技术的发展，人们对无线传输的有效性和可靠性提出了更高的要求。MIMO(Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)技术在无线通信链路两端均使用多个天线，这样可以充分利用无线传播中的多径传输，使频谱利用率和链路可靠性都得到了极大的提高。在MIMO技术中，输入的比特信息需经过空时块编码才能发送。

空时块编码的研究假设信道是平坦衰落的，但在宽带无线系统中，如果符号长度小于信道的多径延时，符号间就存在ISI(InterSymbol Interference，相互干扰)，使数字信息信号波形产生严重失真，引起误码。在这种情况下，不仅接收信号的幅度和相位随机变化，而且其信息信号波形也产生了很大畸变，从频域看，即其不同频率分量受到不同程度的衰落，这种衰落被称作频率选择性衰落，这时无线信道呈现频率选择性的特性。在频率选择性信道中，除了空间分集外，还可以获得频率分集，因此设计合适的空时块编码以获得频率选择性MIMO信道中的空间分集和频率分集就成了大家关注的热点。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术是一种处理ISI非常有效的方法。其核心是将信道分成若干个正交子信道，在每个子信道上进行窄带调制和传输，这样减少了子信道之间的相互干扰。通过选择合适的离散傅立叶变换点数和C P(C yclic Prefix，循环前缀)长度，OFDM可以把频率选择性信道转化为平坦衰落信道，有效地减小了频率选择性衰落的影响。

从以上分析我们可以看出MIMO和OFDM有各自的优点，MIMO系统可以抗多径衰落，但无法克服频率选择性衰落；OFDM可以有效地减小频率选择性衰落的影响，但提高频谱利用率的能力有限。因此将MIMO系统结合MIMO技术，就可以在不增加系统带宽的情况下提高频谱效率。MIMO-OFDM技术可以提供更高的数据传输速率，又可以通过分集达到很高的可靠性，如果把合适的数字信号处理技术应用到MIMO-OFDM系统中能更好的增强系统的稳定性。为了充分利用MIMO-OFDM系统中的空间分集和频率分集，不少学者提出了空频编码。空频编码的基本思想是把待发送的数据符号经过编码后分别在不同的发射天线和OFDM符号的不同子载波上发送。如果系统可以容纳更大的解码延时和复杂度，那么可以将编码后的数据符号分布在不同的发射天线和若干个OFDM符号的不同子载波上发送，可获得空间、时间和频率分集，这样的编码被称为空时频编码。

最早的空频编码是把时间轴映射为频率轴，把空时块编码直接用作空频编码。一般来讲，频率选择性MIMO信道中可获得的最大分集为发射天线数M_t接收天线数M_r和多径分支数L的乘积。现有技术的空时块编码用作空频编码至少可以获得与原来一样的分集阶数，但不能获得MIMO-OFDM系统中所有的可能分集M_tM_rL。

现有技术的缺点是，通过对空时块编码进行行重复得到的完全分集空频编码不能够满足正交性条件，因此使得空频编码的译码难度增加。而且通过这种行重复的方法得到的空频编码的性能与信道的功率延时分布有关，虽然可以通过随机交织改善空频编码的性能，但仍没有达到最优性能。

发明内容

本发明实施例提供空频编码的构造方法与装置，解决现有技术中空频编码码字不正交的问题，实现了频率选择性信道的完全分集。

本发明实施例提出一种空频编码的构造方法，包括以下步骤：生成空时块编码矩阵，所述生成空时块编码矩阵具体包括：将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；将所述数据符号集合进行正交空时块编码后得到所述空时块编码矩阵；将所述空时块编码矩阵重复Γ次得到重复矩阵，具体包括：

其中G_p为所述重复矩阵，1_Γ×1为Γ×1矩阵且矩阵中每个元素都为1，X_p为所述空时块编码矩阵，其中Γ为频率分集阶数，将所述重复矩阵级联得到空频码字。

本发明实施例的技术方案还提出一种空频编码的构造方法，包括以下步骤：根据采用的正交空时块编码矩阵中的符号个数，把已调制符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码，得到空时编码矩阵，不同的空时编码矩阵中的数据符号是不同的，空时编码矩阵重复Γ次得到的重复矩阵，最终得到空频码字。

本发明实施例提出一种空频编码的构造装置，包括空时块编码矩阵生成模块、重复矩阵生成模块和空频码字生成模块，所述空时块编码矩阵生成模块，用于生成空时块编码矩阵，所述生成空时块编码矩阵具体包括：将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；将所述数据符号集合进行正交空时块编码后得到所述空时块编码矩阵；所述重复矩阵生成模块，用于将所述空时块编码矩阵生成模块生成的空时块编码矩阵重复Γ次后得到重复矩阵，具体包括：

其中G_p为所述重复矩阵，1_Γ×1为Γ×1矩阵且矩阵中每个元素都为1，X_p为所述空时块编码矩阵，其中Γ为频率分集阶数；所述空频码字生成模块，用于根据所述重复矩阵生成模块得到的重复矩阵得到空频码字。

本发明实施例还提出另一种空频编码的构造装置，包括调制分组模块，用于根据采用的正交空时块编码矩阵中的符号个数，，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；还包括正交空时块编码模块，用于对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码得到空时编码矩阵，不同的空时编码矩阵中的数据符号是不同的，空时编码矩阵重复Γ次得到的重复矩阵，最终得到空频码字。

本发明实施例提出了两种完全分集空频编码的构造方法，一种是先进行正交空时块编码，再将空时块编码重复Γ次后得到完全分集空频编码，其中Γ为频率分集阶数；另一种是对分组后的每组数据符号集合先进行Γ次重复，再进行正交空时块编码后得到完全分集空频编码，其中Γ为频率分集阶数。通过上述两种方法构造的完全分集空频编码能够在频率响应正常时保证生成的完全分集空频编码的正交性，从而降低了译码的复杂度，进一步提高了空频编码在不同信道条件下的性能。

附图说明

图1为本发明实施例重复映射空频编码构造方法的流程图；

图2为本发明实施例分组重复空频编码构造方法的流程图；

图3为本发明实施例延时为5微秒两径信道误码率示意图；

图4为本发明实施例延时为20微秒两径信道误码率示意图；

图5为本发明实施例COST207典型城市信道误码率示意图；

图6为本发明实施例COST207山区信道误码率示意图；

图7为本发明实施例一种MIMO-OFDM系统装置图；

图8为本发明实施例一种子载波交织序列构造方法的流程图；

图9为本发明实施例一种重复映射空频编码构造装置的结构图；

图10为本发明实施例一种分组重复空频编码构造装置的结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述：

本发明的实施例一中，一种重复映射空频编码构造方法如图1所示，包括以下步骤：

步骤S101，将数据符号集合{x_i}经过正交空时块编码，生成空时块编码矩阵X_p。

待编码的比特信息经调制后得到数据符号集合{x_i}，该调制方式为数字调制方式，如BPSK(Binary Phase Shift Key，二进制移相键控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制)、QPSK(QuadraturePhase Shift Key，四相移相键控)等，数据符号集合{x_i}经过正交空时块编码后得到空时块编码矩阵X_p，不同的X_p(1≤p≤P)中的数据符号是不同的。

步骤S102，将所述空时块编码矩阵X_p重复Γ次得到重复矩阵G_p。

重复矩阵G_p是空时块编码矩阵X_p重复Γ次得到的，其中Γ为频率分集阶数，即

$G_p=1_{\mathrm{\Γ}\×1}\⊗X_p---\left(1\right)$

其中，1_Γ×1为Γ×1矩阵，矩阵中每个元素都为1。

步骤S103，将所述重复矩阵G_p级联得到空频码字C。

所述空频码字C是由若干个矩阵级联组成的，即

$C={\left[\begin{array}{ccccc}{G}_1^T& G_2^T& ...& G_P^T& 0_{N-\mathrm{P\Γ}{M}_t}^T\end{array}\right]}^T---\left(2\right)$

其中，

重复矩阵G_p(1≤p≤P)是ΓM_t×M_t的矩阵，若N不是ΓM_t的整数倍，则需要填充0。

调制符号经过空频编码后得到的空频码字C可表示为：

其中，

表示从发射天线i上发送的第k个子载波上的数据符号。为了不失一般性，假设空频码字C满足能量限制E<||C||²>＝NM_t。

空频码字C的第i列经过OFDM调制后，从发射天线i发送。假设循环前缀的长度大于信道冲击响应的最大多径延时，则在接收端，经过OFDM解调后，第j个接收天线上第k个子载波的接收信号可表示为

$r_k^j=\sqrt{\frac{1}{M_t}}\underset{i=1}{\overset{M_t}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k^i{H}_{i,j}\left(k\right)+n_k^j---\left(6\right)$

其中，

表示第j个接收天线在第k个子载波上接收到的噪声，可建模为均值为零，方差为

的复高斯随机变量。归一化因子保证发射能量与发射天线数无关，则第k个子载波上的平均信噪比ρ可表示为 $\mathrm{\&rho;}=1/{\mathrm{\&sigma;}}_n^2.$

下面分析根据式(1)和(2)构造出的空频编码的性能。

假设MIMO-OFDM系统的发射天线数为M_t，接收天线数为M_r，OFDM符号的子载波数为N，如图7所示。

假设MIMO信道是准静态的，即在一个OFDM符号周期内保持不变，不同的收发天线对之间的频率选择性衰落信道有L个独立多径分支，且具有相同的功率延时分布。发射天线i与接收天线j之间的信道冲击响应可表示为

$h_{i,j}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i,j}\left(l\right)\mathrm{\&delta;}(\mathrm{\&tau;}-{\mathrm{\&tau;}}_l)---\left(10\right)$

其中，α_i，j(l)是发射天线i与接收天线j之间第1径的复多径增益，τ_l是第1径的延时，δ(·)为Dirac函数。假设信道是瑞利衰落的，即α_i，j(l)可建模为零均值的复高斯随机变量，其方差为

不失一般性，假设信道冲击响应的能量是归一化的，即

则发射天线i与接收天线j之间的信道频率响应可表示为

$h_{i,j}\left(f\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i,j}\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;f}{\mathrm{\&tau;}}_l}---\left(11\right)$

第k个子载波上的频率响应为

$h_{i,j}\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i,j}\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}{\mathrm{\&tau;}}_l}---\left(12\right)$

其中，Δf＝1/T表示OFDM符号子载波的间隔，T为OFDM符号的符号周期。

令h_i，j＝[α_i，j(0)α_i，j(1)…α_i，j(L-1)]^T， $w\left(k\right)=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cccc}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}{\mathrm{\&tau;}}_0}& e^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}{\mathrm{\&tau;}}_1}& ...& e^{-j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}{\mathrm{\&tau;}}_{L-1}}\end{array}\right]\end{array},$ 则H_i，j(k)＝w(k)h_i，j。N个子载波上的频率响应矢量可表示为H_i，j＝[H_i，j(0)H_i，j(1)…H_i，j(N-1)]^T＝W·h_i，j，其中W的第k行为w(k)。

H_i，j的自相关矩阵R_i，j可表示为

$R_{i,j}=E<H_{i,j}{H}_{i,j}^H>=\mathrm{WE}{<h_{i,j}{h}_{i,j}^H>W}^H=\mathrm{W\&Lambda;}{W}^H---\left(13\right)$

其中，

则自相关矩阵R_i，j与收发天线对(i，j)无关，记做R。

假设接收端已知信道的频率响应，则最大似然检测器根据以下准则进行译码

$\hat{C}=\underset{C}{\arg \min }\underset{j=1}{\overset{M_r}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|r_k^j-\sqrt{\frac{1}{M_t}}\underset{i=1}{\overset{M_t}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k^i{H}_{i,j}\left(k\right)|}^2---\left(7\right)$

对于两个不同的空频码字C和

记

则在空间不相关MIMO信道下，空频码字C和之间的成对出错概率为

$p(C-\tilde{C})\&le;\left(\begin{array}{c}2r{M}_r-1\\ r{M}_r\end{array}\right){\left(\underset{i=1}{\overset{r}{\mathrm{\&Pi;}}}{\mathrm{\&lambda;}}_i\right)}^{-M_r}{\left(\frac{\mathrm{\&rho;}}{M_t}\right)}^{-r{M}_r}---\left(8\right)$

其中，r表示ΔоR的秩，о表示哈达玛乘积，ΔоR的r个非零特征值分别为λ₁，λ₂，...，λ_r。

若ΔоR的秩的最小值为r₀，则该空频编码的分集阶数为r₀M_r，空频编码的归一化编码增益定义为：

$\mathrm{\&zeta;}=\frac{1}{2\sqrt{M_r}}\underset{C\&NotEqual;\tilde{C}}{\min }{\left|\underset{i=1}{\overset{r_0}{\mathrm{\&Pi;}}}{\mathrm{\&lambda;}}_i\right|}^{\frac{1}{2r_0}}---\left(9\right)$

如式(8)所示，空频编码的性能完全由矩阵ΔоR决定，其中，о表示哈达玛乘积。ΔоR的秩的最小值决定了空频编码所能获得的分集，ΔоR的非零特征值的乘积的最小值决定了空频编码的编码增益。

如式(2)所示的两个不同的空频码字C和分别由矩阵G₁，G₂，…，G_P和

构成，则对应的P个矩阵中，至少有一个是不相同的。假设1：两个不同的空频码字C和只有位置p₀(1≤p₀≤P)处的矩阵

其他位置p≠p₀处的矩阵都相等，即

该假设不会改变矩阵ΔоR的最小秩。

式(13)所示的信道频率响应的自相关矩阵R是一个Toeplitz矩阵，其元素为

1≤i，j ≤N。基于上述假设条件，矩阵ΔоR的非零特征值与

相同，其中Q也是一个Toeplitz矩阵，其元素为

1≤i，j≤ΓM_t。注意，Q的值与位置p₀无关。则

由于空时编码是基于正交构造的，即

把(14)式展开，可得

其中，矩阵Q₀的元素为

1≤i，j≤Γ。定义矩阵W₀，其元素为1≤i≤Γ，1≤j≤L，则有

式(15)的行列式的值为

若信道的最大多径延时满足M_tτ_max＜T，则W₀是满秩的矩阵，Q₀也是满秩的矩阵，即det(Q₀)≠0。根据假设

即有c≠0。因此

的行列式也不为零，即是满秩的矩阵，该矩阵的秩为ΓM_t。

根据假设1，矩阵ΔоR的秩的最小值等于

的秩，等于ΓM_t。所以根据式(1)和(2)构造的空频编码在频率选择性MIMO信道中可获得的分集阶数为ΓM_tM_r，若Γ＝L，则该空频编码可获得频率选择性MIMO信道中所有可能的分集M_tM_rL。

根据假设1，ΔоR的非零特征值与

的非零特征值相同，则式(6)所定义的空频编码的归一化编码增益为

$\mathrm{\&zeta;}=\frac{1}{2\sqrt{M_t}}\underset{C\&NotEqual;\tilde{C}}{\min }{\left|c^{{\mathrm{\&Gamma;M}}_t}\left(\det {\left(Q_0\right)}^{M_t}\right)\right|}^{\frac{1}{2\mathrm{\&Gamma;}{M}_t}}=\frac{1}{2\sqrt{M_t}}\underset{X\&NotEqual;\tilde{X}}{\min }{\left(\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{|x_i-{\tilde{x}}_i|}^2\right)}^{\frac{1}{2}}\&CenterDot;{\left|\det \left(Q_0\right)\right|}^{\frac{1}{2\mathrm{\&Gamma;}}}---\left(17\right)$

令，则空频编码的归一化编码增益可表示为内编码增益ζ₁和外编码增益ζ₂的乘积。其中内编码增益ζ₁取决于所采用的空时编码的欧几里德距离，外编码增益ζ₂取决于信道的功率延时分布。

本发明的实施例二中，一种分组重复空频编码构造方法如图2所示，包括以下步骤：

步骤S201，将数据符号集合{x_i}分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合{x′_i}；

根据采用的正交空时块编码矩阵中的符号个数，把已调制符号集合{x_i}分组，对每组符号重复Γ次，其中Γ为频率分集阶数，得到新的数据符号集合{x′_i}。

步骤S202，对数据符号集合{x′_i}进行正交空时块编码，得到空频码字C。

新的数据符号集合{x′_i}经过正交空时块编码后得到空时编码矩阵X_p，不同的X_p(1≤p≤P)中的数据符号是不同的。重复矩阵G_p是空时编码矩阵X_p重复Γ次得到的，即公式(1)，从而得到了完全分集的空频编码。

以两个发射天线、一个接收天线的MIMO-OFDM系统为例，假设系统的带宽为1MHz，OFDM符号的子载波数为128，我们通过系统仿真来验证完全分集空频编码的性能。

采用Alamouti编码方案作为正交空时块编码，则空时块编码矩阵为

$X_p=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]---\left(3\right)$

该空频编码的分集阶数为ΓM_tM_r＝4。

实施例二中的分组重复空频编码构造方法得到的空频编码的性能与实施例一中的重复映射空频编码构造方法得到的空频编码的性能一致。

下面分析实施例一和实施例二在两径信道和COST207信道模型下的性能。

(1)两径信道模型下空频编码的性能

假设在等功率延时分布的两径信道中，分别考虑延时为5μs和20μs的情形。由于系统的带宽为1MHz，OFDM的子载波为128个，则OFDM符号的周期T＝128μs，假设循环前缀CP的长度为T/4＝32μs，可保证OFDM符号之间没有符号间干扰ISI。

空频编码在两径信道下的性能如图3和图4所示，横坐标为平均比特信噪比E_b/N₀，纵坐标为平均误比特率BER。

现有技术中提出的空频编码(标记为+的虚线)、本文提出的空频编码(标记为ο的实线)和经过子载波交织后空频编码(标记为*的实线)的性能对比。误比特率为10^-4时，本文提出的空频编码比现有技术中提出的空频编码有大约2dB的增益。

(2)COST207信道模型下空频编码的性能

系统的带宽为1MHz，OFDM的子载波为128个，则OFDM符号的周期T＝128μs，假设循环前缀CP的长度为T/4＝32μs，可保证OFDM符号之间没有符号间干扰ISI。空频编码在COST207信道模型中的性能如图5、图6所示，横坐标为平均比特信噪比E_b/N₀，纵坐标为平均误比特率BER。

在COST207典型城市环境中，本发明实施例提出的空频编码(标记为ο的实线)和现有技术中提出的空频编码(标记为+的虚线)的性能相当。

在COST207山区环境中，误比特率为10^-4时，本发明实施例提出的空频编码比现有技术中提出的空频编码的性能提高2dB左右。

本发明的实施例三中，一种子载波交织序列的构造方法，可以使空频编码的性能更优，如图8所示，包括以下步骤：

步骤S801，把N个子载波分为K组，每个包括M_t个子载波。其中，M_t为MIMO-OFDM系统的发射天线数。

假设发射机已知信道的功率延时分布，即和τ₀，τ₁，...，τ_L-1已知。对式(2)所示的空频码字C的行进行重新排列，等价于对OFDM符号的子载波进行交织，得到一个新的空频码字π(C)，假设交织以M_t大小的块为单位。

步骤S802，根据式(17)，对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)；

基于假设1，则矩阵

中的Γ个子块经过交织后在新的空频码字π(C)中的位置分别为n₁，n₂，...，n_Γ，则新的空频码字π(C)的ΔоR中共有Γ×Γ个非零子块，可以证明π(C)的ΔоR的非零特征值的乘积为

其中

W_n的元素为 $w_{\mathrm{nij}}=e^{-j2\mathrm{\&pi;}(n_i-1)M_t\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{f\&tau;}}_{j-1}},$ 1≤i≤Γ，1≤j≤L。

新的空频码字π(C)的归一化编码增益为

$\mathrm{\&zeta;}={\mathrm{\&zeta;}}_1\&CenterDot;{\left|\det \left(Q_n\right)\right|}^{\frac{1}{2\mathrm{\&Gamma;}}}---\left(18\right)$

对序列{1，2，...，K}进行交织，假设间隔因子为μ(μ≥1)，则

π(k)＝v₁μΓ+e₀μ+v₀，k＝0，1，...K-1        (19)

其中，

v₀＝e₁-v₁μ。

步骤S803，根据交织序列π(k)得到OFDM符号的子载波交织序列。

式(19)使得相邻的Γ个子块之间的间隔为μ，交织后空频码字的外编码增益

其中v是一个Toeplitz矩阵，其元素为

1≤i≤Γ，1≤j≤L。若发射机已知

和τ₀，τ₁，...，τ_L-1，则可选择合适的间隔因子μ_op，使得外编码增益ζ₂最大。

(20)

在实施例二两径信道和COST207信道模型的条件下，分析子载波交织空频编码的性能。

两径信道模型中，在误比特率为10^-4时，在延时为5μs的两径信道下，经过子载波交织的空频编码的性能有2dB的改善；在延时为20μs的两径信道下，子载波交织对空频编码的性能改善不明显。

在COST207典型城市环境中，本发明实施例提出的空频编码经过子载波交织后，误比特率为10^-4时，空频编码的性能改善1dB，比现有技术中提出的空频编码的性能提高不到2dB。

在COST207山区环境中，误比特率为10^-4时，本发明实施例提出的空频编码经过子载波交织后，空频编码的性能改善1dB。

本发明的实施例四中，一种重复映射空频编码构造装置，如图9所示，所述重复映射空频编码构造装置1包括空时块编码矩阵生成模块11、重复矩阵生成模块12和空频码字生成模块13。

其中，空时块编码矩阵生成模块11，用于生成空时块编码矩阵；

其中，重复矩阵生成模块12，用于将所述空时块编码矩阵生成模块11生成的空时块编码矩阵重复Γ次得到所述重复矩阵，其中Γ为频率分集阶数。

其中，空频码字生成模块13，用于根据所述重复矩阵生成模块12得到的重复矩阵得到空频码字。

其中，空时块编码矩阵生成模块11还包括调制子模块111和空时块编码子模块112，调制子模块111，用于将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；空时块编码子模块112，用于将所述调制子模块111得到的数据符号集合进行正交空时块编码后得到空时块编码矩阵。

其中，所述重复映射空频编码构造装置1还包括交织模块14，用于对所述空频码字的行进行交织。其中，交织模块14还包括子载波分组子模块141和子载波交织子模块142，子载波分组子模块141用于将N个子载波分为K组，每个包括M_t个子载波；子载波交织子模块142，用于对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)，根据所述交织序列π(k)得到OFDM符号的子载波交织序列。

本发明的实施例五中，一种分组重复空频编码构造装置，如图10所示，所述分组重复空频编码构造装置2包括调制分组模块21和正交空时块编码模块22。

其中，调制分组模块21，用于将数据符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；调制分组模块21还包括调制子模块211、分组重复子模块212，调制子模块211，用于将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；分组重复子模块212，用于将所述数据符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到所述新的数据符号集合。

其中，正交空时块编码模块22，用于对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码后得到空频码字。

其中，所述分组重复空频编码构造装置2还包括交织模块23，用于对所述空频码字C的行进行交织；交织模块23还包括子载波分组子模块231和子载波交织子模块232，子载波分组子模块231，用于将N个子载波分为K组，每个包括M_t个子载波；子载波交织子模块232，用于对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)，根据所述交织序列π(k)得到OFDM符号的子载波交织序列。

在等功率延时分布的两径信道中，分别考虑延时为5μs和20μs的情形。条件如实施例二中两径信道模型的条件相同，如图3和图4所示。

现有技术中提出的空频编码、本文提出的空频编码(标记为ο的实线)和经过子载波交织后空频编码(标记为*的实线)的性能对比。误比特率为10^-4时，本文提出的空频编码比现有技术中提出的空频编码有大约2dB的增益，在延时为5μs的两径信道下，经过子载波交织的空频编码的性能又有2dB的改善；在延时为20μs的两径信道下，子载波交织对空频编码的性能改善不明显。

系统参数不变，空频编码在COST207信道模型下的性能如图5、图6所示。

在COST207典型城市环境中，本发明实施例提出的空频编码和现有技术中提出的空频编码的性能相当，经过子载波交织后，误比特率为10^-4时，空频编码的性能改善1dB，比现有技术中提出的空频编码的性能提高不到2dB。

在COST207山区环境中，误比特率为10^-4时，本发明实施例提出的空频编码比现有技术中提出的空频编码的性能提高2dB左右，经过子载波交织后，空频编码的性能改善1dB。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (22)

1.一种空频编码的构造方法，其特征在于，包括以下步骤：

生成空时块编码矩阵，所述生成空时块编码矩阵具体包括：将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；将所述数据符号集合进行正交空时块编码后得到所述空时块编码矩阵；

将所述空时块编码矩阵重复Γ次得到重复矩阵，具体包括：

其中G_p为所述重复矩阵，1_Γ×1为Γ×1矩阵且矩阵中每个元素都为1，X_p为所述空时块编码矩阵，其中Γ为频率分集阶数；

将所述重复矩阵级联得到空频码字。

2.如权利要求1所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述将重复矩阵级联得到空频码字具体包括：

所述空频码字是由所述重复矩阵级联组成，即

$C={[G_1^T{G}_2^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;G_P^T{0}_{N-\mathrm{P\&Gamma;}{M}_t}^T]}^T$

其中，C为空频码字，其中，N为子载波数，Mt为发射天线数，所述重复矩阵G_p(1≤p≤P)为ΓM_t×M_t的矩阵，若N不是ΓM_t的整数倍，则需要填充0。

3.如权利要求1所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述将重复矩阵级联得到空频码字后，还包括：

根据所述空频码字对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织。

4.如权利要求3所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述根据空频码字对正交频分复用符号的子载波进行交织具体包括：

所述交织以发射天线数M_t大小的块为单位对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织。

5.如权利要求4所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述交织以发射天线数M_t大小的块为单位对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织，具体包括：

将N个子载波分为K组，每个组包括M_t个子载波；

对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)；

根据所述交织序列π(k)得到正交频分复用OFDM符号的子载波交织序列。

6.如权利要求5所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)具体包括：

π(k)＝v₁μΓ+e₀μ+v₀

其中k＝0，1，...K-1，μ为间隔因子，μ≥1；

e₀＝k-e₁Γ，v₀＝e₁-v₁μ，

7.如权利要求6所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述间隔因子具体为：

其中，μ_op为外编码增益ζ₂最大时的间隔因子，V是一个Toeplitz矩阵，其元素为

1≤i≤Γ，1≤j≤L，Δf＝1/T表示OFDM符号子载波的间隔，τ_j-1表示第j-1径的延时，L为多径分支数。

8.一种空频编码的构造方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据采用的正交空时块编码矩阵中的符号个数，把已调制符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；

对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码，得到空时编码矩阵，不同的空时编码矩阵中的数据符号是不同的，空时编码矩阵重复Γ次得到的重复矩阵，最终得到空频码字。

9.如权利要求8所述空频编码的构造方法，其特征在于，在所述将数据符号集合分组之前，还包括：

将待编码的比特信息调制后得到所述数据符号集合。

10.如权利要求8所述空频编码的构造方法，其特征在于，在所述对新的数据符号集合进行正交空时块编码，得到空频码字后，还包括：

根据所述空频码字对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织。

11.如权利要求10所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述根据空频码字对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织具体还包括：

所述交织以发射天线数M_t大小的块为单位对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织。

12.如权利要求11所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述交织以发射天线数M_t大小的块为单位对正交频分复用OFDM符号的子载波进行交织具体包括：

将N个子载波分为K组，每个组包括M_t个子载波；

对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)；

根据所述交织序列π(k)得到正交频分复用OFDM符号的子载波交织序列。

13.如权利要求12所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)具体包括：

π(k)＝v₁μΓ+e₀μ+v₀

其中，k＝0，1，...K-1，μ为间隔因子，μ≥1；

e₀＝k-e₁Γ，

v₀＝e₁-v₁μ。

14.如权利要求13所述空频编码的构造方法，其特征在于，所述间隔因子具体为：

其中，μ_op为外编码增益ζ₂最大时的间隔因子，v是一个Toeplitz矩阵，其元素为

1≤i≤Γ，1≤j≤L，Δf＝1/T表示OFDM符号子载波的间隔，τ_j-1表示第j-1径的延时，L为多径分支数。

15.一种空频编码的构造装置，其特征在于，包括空时块编码矩阵生成模块、重复矩阵生成模块和空频码字生成模块：

所述空时块编码矩阵生成模块，用于生成空时块编码矩阵，所述生成空时块编码矩阵具体包括：将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；将所述数据符号集合进行正交空时块编码后得到所述空时块编码矩阵；

所述重复矩阵生成模块，用于将所述空时块编码矩阵生成模块生成的空时块编码矩阵重复Γ次后得到重复矩阵，具体包括：

其中G_p为所述重复矩阵，1_Γ×1为Γ×1矩阵且矩阵中每个元素都为1，X_p为所述空时块编码矩阵，其中Γ为频率分集阶数；

所述空频码字生成模块，用于根据所述重复矩阵生成模块得到的重复矩阵得到空频码字。

16.如权利要求15所述空频编码的构造装置，其特征在于，所述空时块编码矩阵生成模块还包括调制子模块和空时块编码子模块：

所述调制子模块，用于将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合；

所述空时块编码子模块，用于将所述调制子模块得到的数据符号集合进行正交空时块编码后得到空时块编码矩阵。

17.如权利要求15所述空频编码的构造装置，其特征在于，还包括交织模块，用于对所述空频码字的行进行交织。

18.如权利要求17所述空频编码的构造装置，其特征在于，所述交织模块还包括子载波分组子模块和子载波交织子模块：

所述子载波分组子模块，用于将N个子载波分为K组，每个包括Mt个子载波；

所述子载波交织子模块，用于对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)，根据所述交织序列π(k)得到正交频分复用OFDM符号的子载波交织序列。

19.一种空频编码的构造装置，其特征在于，包括调制分组模块和正交空时块编码模块：

所述调制分组模块，用于根据采用的正交空时块编码矩阵中的符号个数，把已调制符号集合分组，对每组符号重复Γ次，得到新的数据符号集合，其中Γ为频率分集阶数；

所述正交空时块编码模块，用于对所述新的数据符号集合进行正交空时块编码得到空时编码矩阵，不同的空时编码矩阵中的数据符号是不同的，空时编码矩阵重复Γ次得到的重复矩阵，最终得到空频码字。

20.如权利要求19所述空频编码的构造装置，其特征在于，所述调制分组模块包括调制子模块，用于将待编码的比特信息调制后得到数据符号集合。

21.如权利要求19所述空频编码的构造装置，其特征在于，还包括交织模块，用于对所述空频码字的行进行交织。

22.如权利要求21所述空频编码的构造装置，其特征在于，所述交织模块还包括子载波分组子模块和子载波交织子模块：

所述子载波分组子模块，用于将N个子载波分为K组，每个包括M_t个子载波；

所述子载波交织子模块，用于对序列{1，2，...，K}进行交织，得到交织序列π(k)，根据所述交织序列π(k)得到正交频分复用OFDM符号的子载波交织序列。

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