CN1156094C

CN1156094C - 一种具有零相关窗的扩频多址编码方法

Info

Publication number: CN1156094C
Application number: CNB008019703A
Authority: CN
Inventors: 李道本
Original assignee: Linkair Communications Inc
Current assignee: Linkair Communications Inc
Priority date: 2000-02-17
Filing date: 2000-02-17
Publication date: 2004-06-30
Anticipated expiration: 2020-02-17
Also published as: AU758238B2; WO2001061902A1; HK1040335B; HK1040335A1; EP1257077A1; KR20020079865A; AU2901800A; EP1257077A4; CN1321374A; JP2003523693A; CA2399830A1

Abstract

本发明公开了一种在任何含码分多址(CDMA)及扩频技术的无线数字通信系统中的扩频多地址编码方法。其利用两个正交的同步衰落的传输信道，分别传输两组扩频地址码，该两组扩频地址码的性质在运行时相反相成，从而使其相关特性具有零相关窗特性，即在零相关窗内各地址码间的相关函数及互相关函数没有付峰。使对应的码分多址(CDMA)及扩频系统能完全消除码间干扰及多址干扰，为建立超大容量的无线数字通信系统奠定基础，以解决日益尖锐的频率资源与通信容量之间的矛盾。

Description

一种具有零相关窗的扩频多址编码方法

技术领域

本发明涉及扩频与码分多址(CDMA)无线通信技术领域，特别是指在个人通信系统(PCS)中的一种具有零相关窗的高频谱效率的扩频多址编码方法。

发明背景

随着信息化社会及个人通信时代的到来，人们对提高无线通信系统中的频谱效率变得越来越迫切了，因为频率资源是十分有限的。所谓频谱效率是指在给定用户传信率与系统带宽时，在一个小区(cell)或扇区(sector)内系统可容纳的最大用户数，其度量单位是每小区(或扇区)每单位带宽系统所支撑的总传信率。显然，频谱效率越高的系统容量越大。

传统的无线多址接入技术，如频分多址(FDMA)，时分多址(TDMA)，其系统容量受系统的时间带宽积所限定，额外增加用户根本不可能。例如：用户的基本传信率为1/T符号秒，系统(含信道)带宽为B赫兹(Hertz)，则其时间带宽积为BT，BT就是系统内的最大用户数，多一个也不可能。

码分多址(CDMA)则完全不同，其系统容量仅决定于信扰比，具有大容量与软容量的特点，增加用户只会减小信扰比，降低通信质量，不会被拒绝。即系统容量不象频分多址(FDMA)或时分多址(TDMA)那样有一个不可愈越的界限BT值。

码分多址(CDMA)系统的容量取决于系统内的干扰电平，因此，能否控制系统内干扰电平将成为码分多址系统成败或好坏的关键。干扰可分为四大部分：一是本地及系统内部噪声电平，对于它除了采用低噪声放大器外，没有其它方法；二是码间又称符号间干扰(ISI)；三是多址干扰(MAI)，即来自小区内其他用户的干扰；四是相邻小区或信道间干扰(ACI)。对于ISI、MAI、ACI是可以靠选择性能良好的地址码来减少乃至消除的。

在码分多址(CDMA)系统中，各个用户都有自己特有的供相互识别的地址码。不仅如此，各个用户的扩频地址码间还应相互正交，这种正交性的要求对任何多址系统来说都是一致的。如果信道是一个理想的线性时间频率不扩散系统，同时系统内部又有严格的同步关系，则保证各用户地址码间的正交性还是能够实现的。但是现实信道没有一个是理想的，而严格同步对于时间、频率扩散信道中的信号而言，又是不可能的。因此，在非理想的时间频率扩散信道中仍然保持各地址码间的正交性是码分多址(CDMA)系统的生命所在。

众所周知，移动通信信道是典型的随机时变信道，其中存在着随机性的频率扩散(由多卜勒效应产生)，及随机性的时间扩散(由多径传播效应产生)。前者将使接收信号产生时间选择性衰落，即接收信号电平会随时间有不同的随机起伏变；后者将使接收信号产生频率选择性衰落，即接收信号不同频谱分量会有不同的随机起伏变化。衰落除严重恶化系统的性能以外，还将大幅度减小系统的容量。特别是由多径传播造成的信道的时间扩散，使信号不能同时到达接收点，而使同一用户相邻符号间的信号互相重叠，产生符号间的干扰(ISI)。另外，信道的时间扩散还会恶化多址干扰，这是因为当不同用户信号间的相对时延为零时，其正交性是很容易保证的，任何正交码都可以使用。但当信号间的相对时延不为零时，仍然保持其正交性将变得非常困难。

为了减小符号间干扰(ISI)，每个用户所选用的信号波形，也就是其地址码的自相关函数应该是一个理想的冲激函数，即除原点外，应处处为零。为了减小多址干扰(MAI)，各个用户所选用的信号波形，即其地址码间的互相关函数应对各种相对时延处处为零。从正交性的观点来讲，各个扩频地址码与其自身除相对零时延处外，对任何非零相对时延都应该相互正交，而扩频地址码间对任何相对时延(含零时延)都应相互正交。

为形象其见，将原点处的自相关函数值称为相关函数的主峰，将原点之外的自相关或互相关函数值称为相关函数的付峰。理想多址码间的自相关及互相关函数的付峰应全为零。遗憾的是，理论的Welch界指出：在二元域、有限域甚至复数域中均不存在付峰处处为零的多址码组。特别是自相关函数的付峰与互相关函数的付峰是一对矛盾，当要求一个减小时，另一个必然增大。另外，美国国家宇航局(NASA)亦宣布已穷举计算出各种码，并证明Welch界是无法突破的。

事实上，美国国家宇航局(NASA)穷举计算的仅仅是群码，而Welch界仅对复数以下域成立，在此之外理想性质的地址码是有可能存在的。例如在1971年，美国加州洛杉矶大学(UCLA)的B.P.Schweitzer在其博士论文“广义互补码组”(Generalized complementary Code Sets)中就已经找到了一种可以达到理想地址码组性能的编码方法。随后1993年欧洲NOKIA公司(NOKIA MOBILE PHONES LTD.；NOKIA TELECOMMUNICATIONS)的Leppanen，pentti等人又将其思想应用于时分/码分(TDMA/CDMA)混合系统中，并申请了欧洲专利，其专利公开号为EP 0600713A2，申请号为93309556.4。这种编码方式实际上是高维空间中的编码，高维空间已经突破了Welch界成立的条件。但是这种编码方式的频谱效率极低，不具有实用价值，这正是其提出近三十年仍没有人使用的原因。因为对于一个需要N个地址的通信系统，该编码方式需要使用N²个基本码而每个码至少需N位，也就是说共需N³位来支撑N个地址。例如：若地址数N为128，采用16QAM调制方式，则对应系统的频谱效率只有log₂16×128/128³＝2.441×10^-4bits/Hz(比特/赫)。可见，地址数越多，这种编码方式的频谱效率越低。但是这种编码方式给出了一个很好的启示，即可以通过“互补”的方法来构造性能良好的地址码组，不过一定要避免B.P.Schweitzer博士的所需总码位数随地址数的三次方而增长的缺点。

另外，如果采用双向同步技术，则在随机时变信道中，各个地址码内或相互之间的相对延时，将不会超过信道的最大时间扩散量(最大多径时延差)加上最大定时误差。设该量为Δ秒，那么，只要在(-Δ，Δ)内地址码间相关函数及互相关函数没有付峰，就可以保证使符号间干扰(ISI)及多址干扰(MAI)为零。具有这样性质的地址码，称之谓具有“零相关窗”的地址码。显然只要地址码的相关特性具有“零相关窗”且窗口宽度大于信道的最大时间扩散量(最大多径时延差)加上最大定时误差，则对应的码分多址(CDMA)系统的性能就将是理想的，同时传统码分多址(CDMA)系统中致命的“远近效应”将随之消失。“远近效应”是由地址码的自相关与互相关特性不理想所引起的，因为一个近距离信号的付峰可能会淹没远距离信号的主峰。为了克服“远近效应”，必须使各个地址用户的信号在到达基站时强度基本相等，这就导致必须采用精确、复杂及快速的功率控制算法，从而使系统复杂化。在采用具有“零相关窗”的地址码后，由于在工作条件下，地址码的自相关与互相关函数根本没有付峰，“远近效应”将完全消失，当然功率控制的重要性也随之大大减弱了。

发明内容

本发明的目的就在于给出一种新的扩频多地址码的编码方法，使所形成的扩频多地址码的相关特性具有“零相关窗”，即在零相关窗内各地址码间的相关函数及互相关函数没有付峰，从而消除多址干扰(MAI)及符号间干扰(ISI)，使其对应的双向同步码分多址(CDMA)系统不存在传统码分多址(CDMA)系统致命的“远近效应”，为建立起大容量的无线数字通信系统奠定基础。

上述的具有“零相关窗”的扩频多地址码具有以下两个特点：

第一，各个扩频地址码的自相关函数除原点外处处为零，即其具有最理想的特性。从正交性的观点来讲，各扩频地址码与其自身除零相对时延处外，对任何非零相对时延都完全正交。

第二，扩频地址码间的互相关函数在原点附近存在一个零相关窗口。从正交性观点讲，各扩频地址码之间在相对时延小于该零相关窗口的宽度时是完全正交的。

为实现上述发明目的，本发明一种具有零相关窗的扩频多址编码方法包含以下步骤：

选取一对各码长度均为N的基本正交互补码组(C1，S1)、(C2，S2)，其中C码与S码的非周期自相关与互相关函数除原点外相反相成，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述的基本正交互补码组对进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成一个零相关窗，其窗口的宽度大于或等于2N-1。

所述的零相关窗窗口的宽度应大于或等于系统各个地址码内或相互之间的最大相对时延量，该最大相对时延量由信道的最大时间扩散量与系统定时误差的和所确定。

在实际工程中应用上述形成的扩频地址码，必须保证C码只与C码运算(含自身及其他码)，S码只与S码运算(含自身及其他码)。因此，可利用两个正交的同步衰落的传输信道，分别传输上述的C码和S码，且在调制时荷载相同的信息比特，而在解扩与解调后将它们的输出进行相加。这里所述的两个正交的同步衰落的传输信道，可采取将C码和S码分别调制在相互正交的极化波上，或将C码和S码分别放在经传输后仍互不重叠的两个时隙内。

根据本发明技术方案，所述的在一树形结构中将基本正交互补码组对进行码长与码数目的扩展是指：

若(C1，S1)与(C2、S2)是一对各码长度均为N的基本正交互补码组，则可按以下方式生成两对各码长度均为2N的正交互补码组：

其中，扩展后上下两树枝所形成的正交互补码组的自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数则在原点附近存在一个零相关窗口，其窗口宽度大于或等于2N-1。

上述的扩展可按树形结构持续下去，以产生出编码长度为N2ⁿ，零相关窗口宽度大于或等于2N-1的2ⁿ⁺¹个正交互补码组，其中n＝0，1，2，...，为扩展的次数。

并且可对所形成的正交互补码组可进行等效变换。

根据本发明技术方案，所述的基本正交互补码组对(C1，S1)、(C2，S2)是指：其自相关与互相关函数分别为C码间的非周期自相关与互相关函数与S码间的非周期自相关与互相关函数之和。

该基本正交互补码组对可按如下方式进行码长和零相关窗窗口宽度的扩展：

其中，若基本正交互补码组对(C1，S1)、(C2，S2)的各码长度为N、零相关窗窗口的宽度为L，则扩展后的基本互补码组对的各码长度为2N、零相关窗窗口的宽度为2L+1。

上述的N＝2时的基本正交互补码组对为：

(++，+-)

(-+，--)

其中，“+”表示数字+1，“-”表示数字-1，零相关窗窗口宽度为3。

上述的扩展可按树形结构持续扩展下去，以产生出2ⁿ对编码长度为N2ⁿ、零相关窗窗口宽度为(2ⁿL+2^n-1+2^n-2+2^n-3+...+2¹+1)的基本正交互补码组，其中n＝0，1，2，...，为扩展的次数。

并且对所形成的基本正交互补码组可进行等效变换。

所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，可根据每个用户的不同的数据数率要求和业务要求分配一个或多个地址码，以实现不同质量的优先级服务。

所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，可根据不同的传播模式所需求的零相关窗、不同的用户数以及不同的数据数率要求和业务要求而自适应地生成所需的扩频地址码，从而使所对应的扩频与码分多址系统没有符号间干扰及多址干扰。

所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其可作为复合码成份之一，利用复合码进行编码。

所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其可应用于时分/码分混合多址(TD/CDMA)、频分/码分混合多址(FD/CDMA)、波分/码分混合多址(WD/CDMA)、空分/码分混合多址(SD/CDMA)或码分多址(CDMA)通信系统中。

附图简要说明

图1为本发明具有零相关窗的正交互补码组生成树之第一示意图。

图2为本发明具有零相关窗的正交互补码组生成树之第二示意图。

图3为本发明基本正交互补码组对生成树示意图。

实施本发明的方式

下面通过实施例及附图对本发明进行详细阐述。

首先从最简单的地址数为2，各个码长度亦为2的最基本码组开始，详述本发明的编码步骤：

现有两组长度均为2的基本码组：

C码组： C1＝(+，+) C2＝(-，+)

S码组： S1＝(+，-) S2＝(-，-)

其中“+”表示数字+1，“-”表示数字-1。

可以发现，在不存在相互移位(相对时延)时，C1与C2、S1与S2、C1与S1、C2与S2之间都是正交的，即相关函数值为零。但一旦存在相互移位(即相对时延)，它们之间的正交性即被破坏，即相关函数值不再为零。表一是C1与C2码对不同相互移位的自相关与互相关函数值，表二是S1与S2码对不同相互移位的自相关与互相关函数值。

表一：C码相关函数

C1＝(++)；C2＝(-+)

表二：S码相关函数

S1＝(+-)；S2＝(--)

从表一与表二所列出的相关函数值来看，它们都不理想。但是将表一与表二对应项的数字相加后，则出现了如表三所示的结果，即若自相关函数R₁(τ)定义为R_C1(τ)+R_S1(τ)，自相关函数R₂(τ)定义为R_C2(τ)+R_S2(τ)，互相关函数R₁₂(τ)定义为R_C1C2(τ)+R_S1S2(τ)，即新的相关函数(含自相关与互相关)定义为C码间的相关函数与S码间的相关函数之和后，码1与码2间的自相关与互相关函数值均变成理想的了。将具有这样性质的码称之谓“正交互补码”，即它们之间具有相反相成的性质。为方便起见可将上述码组表示成：(C1，S1)＝(++，+-)及(C2，S2)＝(-+，--)。

表三：正交互补相关函数

(C1，S1)＝(++；+-)；(C2，S2)＝(-+；--)

相对移位τ

地址码数为2，各个码的长度均为2的正交互补码组只有上述一种基本形式，其它形式如交换C1、C2及S1、S2位置，交换C、S码的位置，顺序取反或交错极性及旋转均属于上述基本形式的等效形式，其间并没有实质性的区别。需要说明的是对于正交互补码，对其作相关或匹配滤波运算时，C码只与C码、S码只与S码作运算，C码与S码在运算时不相遇。

较长的码，例如各个码长均为4，地址数仍为2的正交互补码组可由上述基本正交互补码组构成，其构成方法之一为：

(C_{1}^{'}, S_{1}^{'}) = (C 1 C 2, S 1 S 2); (C_{2}^{'}, S_{2}^{'}) = (C 1 - C 2, S 1 - S 2);

即

码由原C1与C2码的串连而成，

码由原C1与C2码的反码串连而成，

码由原S1与S2码的串连而成，码由原S1与S2码的反码串连而成，表示为：

(C_{1}^{'}, S_{1}^{'}) = (+ + - +, + - - -);

(C_{2}^{'}, S_{2}^{'}) = (+ + + -, + - + +);

表四给出了新码组的正交互补相关函数，可见其互补自相关函数及互相关函数全是理想的。另外一种构成方法是颠倒码的顺序，即

(C_{1}^{''}, S_{1}^{''}) = (C 2 C 1, S 2 S 1) = (- + + +, - - + -);

(C_{2}^{''}, S_{2}^{''}) = (C 2 - C 1, S 2 - S 1) = (- + - -, - - - +);

其互补自相关与互相关函数也全是理想的。该新码组的正交互补相关函数与前一组完全一样(表四)。

表四：正交互补相关函数表(各码长为2²＝4)

(C_{1}^{'}, S_{1}^{'}) = (+ + - +, + - - -); (C_{2}^{'}, S_{2}^{'}) = (+ + + -, + - + +)

或

(C_{1}^{''}, S_{1}^{''}) = (- + + +, - - + -); (C_{2}^{''}, S_{2}^{''}) = (- + - -, - - - +)

将这种方法继续执行下去，可得地址数为2，各码长度均为2ⁿ(n＝1，2，...)的正交互补码组，它们的自相关函数与互相关函数值很易验证也都是理想的。遗憾的是，这种编码方法所形成的地址码的自相关与互相关函数虽然是理想的，但地址码的数目只有两个，两个地址码对码分多址(CDMA)通信系统来说，显然是太少了。实际应用中，要求在给定码长条件下，正交的地址码数要尽量多，而他们的自相关与互相关函数并不一定要求处处理想，只要在原点附近存在一个满足实际需要的零相关窗口即可。

事实上，前面已经得到了四个各码长度均为4的互补码组，现将它们重新编号排列如下：

(C1，S1)＝(++-+，+---)；(C2，S2)＝(+++-，+-++)

(C3，S3)＝(-+++，--+-)；(C4，S4)＝(-+--，---+)

表五给出了该互补码组的相关函数值：

表五：互补相关函数表(各码长为2²＝4)

(C1，S1)＝(++-+，+---)；(C2，S2)＝(+++-，+-++)

(C3，S3)＝(-+++，--+-)；(C4，S4)＝(-+--，---+)

其中(C1，S1)与(C2，S2)以及(C3，S3)与(C4，S4)分别是特性理想的正交互补码组对，但是组与组之间的互相关函数却不再是理想的了。例如R₁₃(τ)与R₁₄(τ)，R₂₃(τ)与R₂₄(τ)都不再是处处为零，但却存在一个宽度为3的“零相关窗口”。这样，就得到了一个地址数为4，各码长均为4的存在零相关窗口的正交互补码组。在此，零相关窗口的宽度只有3，是因为上述四组正交互补码组均是由各码长度为2的基本正交互补码组(C1，S1)＝(++，+-)及(C2，S2)＝(-+，--)形成，而该基本码组由于各码长度为2，只有相对移位为-1，0，1的三种状态，在理想情况下，也只能开出宽度为3的零相关窗口。

为了得到零相关窗口较宽的正交互补码组，可以将原始的一对正交互补码组中各码的长度取得长一些，例如长度为4。各码长度为4的完全正交的基本互补码组共有两对。

它们是：(++-+，+---)，(+++-，+-++)，及

(-+++，--+-)，(-+--，---+)。

假定以第一对为原始正交互补码组，则由此按前述构成方法所形成的各码长度为8的四对正交互补码组为：

(C1，S1)＝(++-++++-，+---+-++)；(C2，S2)＝(++-+---+，+----+--)

(C3，S3)＝(+++-++-+，+-+++---)；(C4，S4)＝(+++---+-，+-++-+++)

可以期待，它们的零相关窗口的宽度为7，表六列出了该正交互补码组的相关函数值，其值完全在预料之中。

表六：互补相关函数表(各码长为2³＝8)

(C1，S1)＝(++-++++-，+---+-++)；(C2，S2)＝(++-+---+，+----+--)

(C3，S3)＝(+++-++-+，+-+++---)；(C4，S4)＝(+++---+-，+-++-+++)

因为由一对正交互补码组可以得到两对共四个新的正交互补码组，但各码的长度加倍，由这两对共四个正交互补码组又可派生出四对共八个正交互补码组，然后，八对共十六个正交互补码组......，其中各码组的自相关函数与对内码组间的互相关函数全是理想的，而对与对之间的码组的互相关函数存在一零相关窗口，其宽度由原始的正交互补码组而定。这种过程可由一生成树图关系来描述，图1就是这种生成树图的一种，图2是另一种生成树。还有其它很多种生成树，它们之间的关系均属等效变换，等效变换不会改变零相关窗口的宽度，但有时可改变零相关窗口外付峰的高度及分布。

请参见图3所示，这是一种基本互补码组对的生成树图。在具体的多地址编码过程中将利用图3中的基本正交互补码组对。图中凡是< >内的一对码组就是基本正交互补码组对，它们的互补自相关函数及互相关函数完全没有付峰，亦即呈完全理想特性。需要说明的是，图3中生成的仅仅是一种基本互补码组对，还有众多等效形式，例如，交换它们上下，或左右的顺序，颠倒它们前后的顺序，隔位取反，在复平面内旋转等。都可得到等效的基本互补码组对。它们的自相关函数与互相关函数也全是理想的。

下面描述本发明扩频地址码的生成过程：

首先，根据所应用系统的传播条件，系统所采用的基本扩频码速率(工程上称之谓切普率，以MCPS计)以及系统中的最大定时误差，确定所需的零相关窗口的宽度。

其次，根据所需零相关窗口的宽度，从图3中选出零相关窗口宽度大于或等于该所需宽度的任一对基本正交互补码组，作为原始正交互补码组对，并将之表示为：(C1，S1)，(C2，S2)。

然后，根据实际用户数，确定所需的最大用户地址数，并将所选用的原始基本互补码组对作为图2或图3中的原点，在树图中进行扩展。

扩展将根据所需最大用户数确定图2或图3中所需的扩展阶段数，例如所需最大用户数为120，由于2⁷＝128≥120，则所需扩展的阶段数为7，而图2或图3中第7阶段中的2⁷＝128组码就可作为所选的多地址码。此时实际最大用户地址数为128，它大于所需用户数120，完全可以满足要求。

在工程实际中，有时需要更多的地址码的变种。这就需要对所产生的多地址码进行等效变换，这些变换种类繁多，不能一一列它，现将一些最基本的等效变换列出如下：

交换C与S码的位置。

同时交换C1与C2及S1与S2的位置。

码序取反。

各码位取反。

交错各码位的极性：例如可将(++-+，+---)，(+++-，+-++)交错各码位的极性，即其中各码的第-，三等奇数码位的极性不变，而二，四等偶数码位变极性，得(+---，++-+)，(+-++，+++-)，或奇数码位极性改变，而偶数码位极性不变。

在复平面内对各码位作旋转变化：例如，可将(++-+，+---)，(+++-，+-++)各码位顺序旋转α度得

这里，_c1，_c2，_s1及_s2可为任意初始角度。可以验证经旋转变换后各地址码的自相关函数与互相关函数的性质不变，但“零相关窗口”外的付峰与旋转角度有关(变小或改变极性)。前面所述的基本互补码组可以认为是旋转角度为零度的码组。

适当选择不同的旋转角度，可使旋转后的码组之间正交，即可由一组正交码产生多组正交码，这对工程应用带来很大方便。特别是当码长较长时，有时能得出奇妙的结果，能满足各种实际工程需求，例如说组网要求，切换要求，乃至增加容量要求等。

在生成树中进行变化：例如，图3就是图2的一种等效变换，即图3是将图2中所有C1及S1移到左边，C2及S2移到右边而成。又如可将所生成的多地址码组中C码与S码的码位按一定规律交错，或改变极性排列。在数学上称这种变换为等效变换，等效变换的种类很多，请恕在此不可能一一列出。

在工程应用中使用正交互补码必须保证C码只与C码运算(含自身及其他码)，S码只与S码运算(含自身及其他码)，C码与S码之间是绝对不允许见面的。因此在实际应用中应采取特殊的分离措施。例如，可将C码与S码分别调制在相互正交的极化波上(水平及垂直极化波，左旋及右旋极化波)，又如，可将C码与S码分别放在经传输后仍互不重叠的两个时隙内。由于传输信道随时间有随机变化，为保证互补性的实现，在传输过程中两个极化波内及两个时隙内的信道特性应该保持一致。换句工程上的描述语言，它们的衰落应该同步。这就要求在利用极化分离时，必须使用能保证正交极化波同步衰落，无去极化的频段及相应措施，在利用时分方式分离时，必须使两个时隙间的间隔远小于信道的相关时间，在采用其它分离方式时也必须保证它们的同步衰落。

由于C码与S码应分离传输同时还要利用它们的互补性，显而易见，调制在它们上面的信息比特应该相同，而对C码与S码解扩与解调后的输出应该相加。

本发明编码方式，由于所需的总码位数只与所需地址数成正比(约是二倍关系)，即呈线性关系，相对于B.P.Schweitzer博士论文中以及Leppanen，Pentti等人专利中的方法有创造性的提高。在该方法中，所需的总码位数与所需地址数之间是呈三次方的关系，因此，应用本发明多址码的码分多址(CDMA)系统相比之下将有极高的频谱效率。

经过长达4年的充分计算机仿真验证，在与世界上第一个商用码分多址(CDMA)标准IS-95完全相同的条件下，例如传播衰落特性，多径传输展宽、系统带宽，用户传信率，乃至帧结构都完全相同的条件下，采用本发明多地址码的系统的频谱效率，至少为IS-95的6倍。

Claims

1、一种具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于该方法包含以下步骤：

选取一对各码长度均为N的基本正交互补码组(C1，S1)、(C2，S2)，其中C码与S码的非周期自相关与互相关函数除原点外相对应并互补，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述的基本正交互补码组对进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成一个零相关窗，其窗口的宽度大于或等于2N-1；

并且所述的基本正交互补码组对(C1，S1)、(C2，S2)是指：其自相关与互相关函数分别为C码间的非周期自相关与互相关函数与S码间的非周期自相关与互相关函数之和。

2、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的零相关窗窗口的宽度大于或等于系统各个地址码内或相互之间的最大相对时延量，该最大相对时延量由信道的最大时间扩散量与系统定时误差的和所确定。

3、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于利用两个正交的同步衰落的传输信道，分别传输上述的C码和S码，且在调制时荷载相同的信息比特，而在解扩与解调后将它们的输出进行相加。

4、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的在一树形结构中将基本正交互补码组对进行码长与码数目的扩展是指：

5、根据权利要求4所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可将该方式按树形结构持续下去，以产生出编码长度为N2ⁿ，零相关窗口宽度大于或等于2N-1的2ⁿ⁺¹个正交互补码组，其中n＝0，1，2，...。为扩展的次数。

6、根据权利要求4或5所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可对所形成的正交互补码组进行等效变换。

7、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交换所形成码的前后位置。

8、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交换所形成码的上下位置。

9、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是将各码的码序取反。

10、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交错各码位的极性。

11、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是在复平面内对各码位顺序或非顺序作旋转变化。

12、根据权利要求6所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的变换在数学上被证明属于等效变换。

13、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的基本正交互补码组对可按如下方式进行码长和零相关窗窗口宽度的扩展：

14、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于N＝2时的基本正交互补码组对为：

(++，+-)

(-+，--)

15、根据权利要求1或13所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可将该方式按树形结构持续扩展下去，以产生出2ⁿ对编码长度为N2ⁿ、零相关窗窗口宽度为(2ⁿL+2^n-1+2^n-2+2^n-3...+2¹+1)的基本正交互补码组，其中n＝0，1，2，...，为扩展的次数。

16、根据权利要求14所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可对所形成的基本正交互补码组进行等效变换。

17、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交换所形成码的前后位置。

18、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交换所形成码的上下位置。

19、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是将各码的码序取反。

20、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是交错各码位的极性。

21、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的等效变换可以是在复平面内对各码位顺序或非顺序作旋转变化。

22、根据权利要求15所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的变换在数学上被证明属于等效变换。

23、根据权利要求3所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的正交的同步衰落的传输信道是指正交极化波。

24、根据权利要求3所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于所述的正交的同步衰落的传输信道为互不重叠的时隙。

25、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于根据每个用户的不同的数据数率要求和业务要求分配一个或多个地址码，以实现不同质量的优先级服务。

26、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于根据不同的传播模式所需求的零相关窗、不同的用户数以及不同的数据数率要求和业务要求而自适应地生成所需的扩频地址码，从而使所对应的扩频与码分多址系统没有符号间干扰及多址干扰。

27、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于利用等效变换所形成的多地址码组，在蜂窝移动或固定点对多点无线通信系统中用以满足系统对组网、切换以及增加容量的需求等。

28、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可作为复合码成份之一，利用复合码进行编码。

29、根据权利要求1所述的具有零相关窗的扩频多址编码方法，其特征在于可应用于时分/码分混合多址、频分/码分混合多址、波分/码分混合多址、空分/码分混合多址或码分多址通信系统中。