CN102098122B - 数字无线通信系统中的导频处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字无线通信系统中的导频处理方法及装置，包括：将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；在数字无线通信系统中传输采用零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

Description

数字无线通信系统中的导频处理方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及数字无线通信系统中的导频处理方法及装置。

背景技术

在数字无线通信系统中，信道估计、帧同步、符号同步、接入定时等功能大多数是通过导频实现的。但引入导频系统需要付出额外的代价与开销，包括功率、频谱效率损失。所需导频数量越多，系统额外开销越大。

众所周知：在蜂窝通信系统中小区组网（例如4、7、19等小区网）是靠赋予不同小区不同“颜色”实现的，这里“颜色”是相互无干扰的意思，它们可以是正交频率、正交时隙、正交小区码等。当相同“颜色”的小区相距足够远之后，“颜色”可以重用。

在下一代无线通信系统中，采用多天线与协同通信技术是其特点之一，这要求系统中有更多的导频，导频开销也将更大。在组网与多径传播环境下，导频与导频之间、导频与业务信道之间是不允许有相互干扰的，因为导频一旦受到干扰，导频恢复精度将下降，系统性能将无法保证。因此在小区内部不同天线的导频应该不同“色”，导频与业务信道也应不同“色”。多天线与协同通信系统中的每个用户的每个发射天线都要有自己颜色的导频。而在组网系统中传播条件的变化会使原本相互无干扰的导频与导频之间、导频与业务信道之间重新出现干扰。在第三代（3G）移动通信以前，由于对系统性能的要求还不算高，人们仅仅考虑不同色小区间导频与导频、导频与业务信道之间的干扰，而同色导频与导频、导频与业务信道之间的干扰一般被忽略了。但在未来（4G）移动通信系统中，由于对系统性能要求非常高，同色干扰将不能被忽略。

例如，即使不考虑协同通信，4G系统的下行信道每基站可能有多达8个天线，上行信道每用户可能有多达4个天线。以LTE标准中的基本19小区57扇区的组网模式为例，在基本组网小区内，下行信道有57×8=456个导频，上行信道按每小区每次只有一个用户接入，最少也有57×4=228个导频。可见，4G系统中所需提供的无干扰导频数量将比已商用的2G和3G等系统有巨幅增长。

大量天线导频，加上同步与接入信道，在基本组网小区内，它们都应该不受其它56个相邻扇区信号的干扰。一旦同步与接入信道受到干扰，同步与定时恢复的精度就将下降，系统性能必将恶化。为此，系统设计必须保证同步与接入信道在任何情况下也基本不受其它相邻56个扇区的干扰。同样，如果导频信道受到了干扰，系统导频恢复的精度就难以保证，系统性能也将有所恶化。而这仅仅是在基本组网小区内部，若再考虑基本组网小区之间的干扰，问题将更为严重！这种大量且要求在传输以后相互无干扰的导频将给系统设计带来巨大的困难，并消耗大量系统资源。

现有技术中一种可能的解决方案是采用码分复用的多导频序列，力求构造出尽量多的相互无干扰的码字序列来满足信道估计的要求。但是，普通的正交码序列在通过多径衰落信道后，其正交性会受多径传播的严重破坏，出现严重相互干扰。常用的正交序列集如Walsh序列均是如此，根本无法满足要求。

发明内容

本发明实施例提供一种数字无线通信系统中的导频处理方法，用以大幅度减少导频数量，该方法包括：

将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理方法，用以大幅度减少导频数量，该方法包括：

根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理装置，用以大幅度减少导频数量，该装置包括：

第一扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理装置，用以大幅度减少导频数量，该装置包括：

第一确定模块，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

第二确定模块，用于确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

第三确定模块，用于根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

第一扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

本发明实施例的数字无线通信系统中的导频处理方法及装置，利用导频在空间域所形成的空间零相关窗性质，一方面提供了相当数量相互无干扰的“多色”导频，另一方面又使“同色”导频序列无干扰地自动复用，在空间重复使用可以极大幅度地减少组网系统总导频的数量。同时，本发明实施例的导频处理可为数字无线通信系统提供一揽子同步与定时信息，包括：帧同步定时、子帧同步定时、位同步定时、码片与分数码片同步与接入定时等。作为上下行信道导频，在多载波系统中可同时提供准确的多子载波信息，包括频率偏移、各子载波幅度与相位信息等。本发明实施例可适用于任何采用同频组网、全网同步的数字无线通信系统。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1为本发明实施例中数字无线通信系统中的导频处理方法的流程图；

图2为本发明实施例中零相关窗码序列互相关函数的时域与空域特性的示意图；

图3为本发明实施例中经多径信道传输后，零相关窗码序列的时域与空域特性的示意图；

图4为本发明实施例中采用360°或120°扇型天线的一种4色组网模式的示意图；

图5为本发明实施例中采用360°或120°扇型天线的一种7色组网模式的示意图；

图6为本发明实施例中四色原理组网最近同色干扰小区内归一化传播时延差分布示意图；

图7为本发明实施例中另一数字无线通信系统中的导频处理方法的流程图；

图8为本发明实施例中数字无线通信系统中的导频处理装置的结构示意图；

图9为本发明实施例中另一数字无线通信系统中的导频处理装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

本发明实施例提供一种数字无线通信系统中的导频处理方法，其处理流程如图1所示，可以包括：

步骤101、将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

步骤102、将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

步骤103、将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

步骤104、将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

步骤105、在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

具体实施时，上述零相关窗的宽度为完备互补正交码对偶的长度。事实上，本发明实施例中，零相关窗时长是等于完备互补正交码对偶的时长，零相关窗按码片数计算的长度等于完备互补正交码对偶的序列长度。完备互补正交码对偶的序列长度等于时长除以码片长度。

具体实施时，将完备互补正交码对偶进行扩展之前，还可以包括：

将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

下面具体说明如何生成所需零相关窗口宽度的完备互补正交码对偶（Perfect CompleteComplementary Orthogonal Code Pairs Mate）：

互补是指两个同类相辅相成的运算叠加，广义互补是指多个同类相辅相成的运算叠加。对于导频序列，本发明实施例对最终生成它们的完备互补正交码对偶的要求是：自相关函数是冲激函数，即除原点外处处为零，互相关函数处处为零。

完备互补正交码对偶的数学表示为：

${\tilde{b}}_k=C_k[+]S_k,$ k=0,1

其中：

${\tilde{b}}_k\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[{\tilde{b}}_{k,0},{\tilde{b}}_{k,1}{,...,\tilde{b}}_{k,N_0-1}]$

$=[{\tilde{c}}_{k,0}\text{,}{\tilde{c}}_{k,1},...,{\tilde{c}}_{k,N_0-1}][+][{\tilde{s}}_{k,0},{\tilde{s}}_{k,1},...,{\tilde{s}}_{k,N_0-1}]$

(k=0,1)

两个码序列都是归一化N₀维行矢量，归一化意味着矢量的能量为1，即

${\left|\right|{\tilde{b}}_k\left|\right|}^2={\left|\right|C_k\left|\right|}^2+{\left|\right|S_k\left|\right|}^2=1,$

符号 $\tilde{A}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[{\tilde{a}}_0,{\tilde{a}}_1{,...,\tilde{a}}_{N-1}],$ ${\left|\right|\tilde{A}\left|\right|}^2\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{a}}_i{\tilde{a}}_i^{*}$

[+]表示互补相加，即

(k=0,1)自身或(k=0,1)之间在作相关与其它运算时，

(k=0,1)的各分量码序列分别进行，分量码序列间不允许有相互运算，但最终运算结果相加。

可以得知，完备互补正交码对偶

(k=0,1)的非周期自相关函数与互相关函数在互补意义上完全理想，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{C}_k{C}_{k^{\′}}^H\left(l\right)+S_k{S}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\mathrm{\δ}}_{{\mathrm{kk}}^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right),$ k,k'=0,1

其中：

表示矢量

的转置共轭；

${\mathrm{\δ}}_{{\mathrm{kk}}^{\′}}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left\{\begin{array}{cc}1& ,k=k^{\′}\\ 0& ,k\≠k^{\′}\end{array}\right.k,k^{\′}=\mathrm{0,1}$

$\mathrm{\δ}\left(l\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left\{\begin{array}{cc}1& ,l=0\\ 0& ,l\≠0\end{array}\right.$

|l|=0,1,…,N₀-1

表示

的非周期l移位码矢量。

完备互补正交码对偶的生成步骤包括：

1）根据编码约束长度选定完备互补正交码对偶的长度L。

2）按照关系

L=L₀×2^l;l=0,1,2,...

先决定一个最短完备互补码对（The Shortest Complete Perfect Complementary CodePair）的长度L₀。最短完备互补码对中只有一对分量码，它只要求其非周期自相关特性的互补性。例如要求L=12，则L₀=3,l=2。

3）或者按照关系

L=L₀₁×L₀₂×2^l+1;l=0,1,2,…

先决定两个最短完备互补码对的长度L₀₁,L₀₂。例如，要求L=30，则L₀₁=3,L₀₂=5(l=0)。

4）根据2）或3）决定的最短码长，以及工程实现的要求，任意选定一码长为最短码长L0的

码，

5）根据非周期自相关函数完全互补性的要求，用数学上解联立方程组的办法，求解出与非周期自相关函数完全互补（Complete Complementary）的

码，

的元素由下述联立方程组解出：

$C_{11}\·C_{{1L}_0}=-S_{11}\·S_{{1L}_0}$

$C_{11}\·C_{{1L}_0-1}+C_{12}\·C_{{1L}_0}=-(S_{11}\·S_{{1L}_0-1}+S_{12}\·S_{{1L}_0})$ $C_{11}\·C_{{1L}_0-2}+C_{12}\·C_{1L_0-1}+C_{13}\·C_{{1L}_0}=-(S_{11}\·S_{{1L}_0-2}+S_{12}\·S_{{1L}_0-1}+S_{13}\·S_{{1L}_0})$

$C_{11}\·C_{12}+C_{12}\·C_{13}+...+C_{{1L}_0-1}\·C_{{1L}_0}=-(S_{11}\·S_{12}+S_{12}\·S_{13}+S_{{1L}_0-1}\·S_{{1L}_0})$

由上述联立方程解出的

码，一般有很多解，可以任选一个作为

例1：若

这里+,-分别代表+1与-1，可能的

解很多如：+0+;-0-;+j+;

-j-;

等。

其中

以下同。

例2：若

可能的

解有

$\sqrt{2}-\mathrm{1,1},-\frac{1}{\sqrt{2}-1};$ $\sqrt{2}+\mathrm{1,1},-\frac{1}{\sqrt{2}+1};$ $a,\frac{-2a}{a^2-1},-\frac{1}{a}$ 等，这里a为任意不等于+1、-1或0的实数。

例3：若

的一个解为

很易检验上述三个例子都满足互补性的要求。有时，初选的取值不当，则

可能无解；或者尽管

有解，但不便于工程上应用，此时，需重新调整

的取值，直至对

及

的取值均感满意为止。

6）若由3），因为有两个最短码长L₀₁,L₀₂，则重复4）、（5），求解出两对

及

其中

并按如下规则求解出长为2L₀₁×L₀₂的完全互补码对

其中

它们的长度均为2L₀₁×L₀₂。

在数学上记为：

式中

表示直积，又称克罗内克积（Kronecker Product），下划线●表示倒序列，即排列顺序颠倒（从尾部到头部）；上划线

表示非序列，即元素值全部取反（负）值；

7）根据5）、6）所解出的最短完备互补码对（The Shortest Complete PerfectComplementary Code Pair）解出与之完全互补正交的另一对最短完备互补码对

这新的一对最短完备互补码对从互补的意义上讲，也有完备的非周期自相关特性，但与前一对之间从互补的意义上讲还有完备的非周期互相关特性。这两对码就构成了完备互补正交码对偶（Perfect Complete ComplementaryOrthogonal Code Pairs Mate），也就是说，从互补意义上讲，它们中每一对的非周期自相关函数以及两对之间的非周期互相关函数都是理想的。

理论与遍搜索已经证明，对于任一互补码对

只存在一个与之配偶的互补码对

且它们满足如下关系：

这里：*表示复数共轭；a为任意复常数；

●表示●的倒序列（排列顺序颠倒，即从尾部到头部）。

例如：若

令a=1，得

由于码长很短（N₀=3），很易验证这两对码的非周期自相关与互相关函数都是完全理想的。这就是本发明实施例为什么称之为完备互补正交码对偶的原因。

8）从码长为L₀的完备互补正交码对偶形成所需长度L=L₀×2^l(l=0,1,2,...)的完备互补正交码对偶。

若

与是一完备互补正交码对偶，则可以用下述四种简单方法来使其长度加倍，而长度加倍后的两个新码对，仍然是一完备互补正交码对偶。

方法一：将短码按下述方法串接起来

方法二：C₁(S₁)码的奇偶位分别由

及

组成；

C₂(S₂)码的奇偶位分别由

及

组成。

例如：若

则 $C_1=[C_{11}{C}_{21}{C}_{12}{C}_{22}...C_{{1L}_0}{C}_{{2L}_0}],$ $S_1=[S_{11}{S}_{21}{S}_{12}{S}_{22}...S_{{1L}_0}{S}_{{2L}_0}];$

$C_2=[C_{11}{\stackrel{\‾}{C}}_{21}{C}_{12}{\stackrel{\‾}{C}}_{22}...C_{{1L}_0}{\stackrel{\‾}{C}}_{{2L}_0}],$ $S_2=[S_{11}{\stackrel{\‾}{S}}_{21}{S}_{12}{\stackrel{\‾}{S}}_{22}...S_{{1L}_0}{\stackrel{\‾}{S}}_{{2L}_0}].$

方法三：将短码按下述方法串接起来：

方法四：C₁码的奇偶位分别由

及

组成；S₁码的奇偶位分别由

及组成；C₂码的奇偶位分别由

及

组成；S₂码的奇偶位分别由及

组成。

还有很多其它等效的方法，这里不再赘述。连续使用上述方法，可最终形成所需长度L的完备互补正交码对偶。它们的两个非周期自相关与互相关函数在互补的意义上是理想的。即自相关函数只在原点有值，原点之外处处为零，互相关函数包括原点处处为零。

本发明实施例中，在获得完备互补正交码对偶之后，将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组。下面具体说明如何生成完备广义互补正交码组（PerfectComplete Generalized Complementary Orthogonal Code Groups）：

完备互补正交码对偶只产生一对自相关与互相关函数均理想的地址码序列，为构造更多自相关与互相关函数均理想的地址码序列，可利用完备广义互补正交码组。广义互补作用将在多个分量码序列之间形成。其所形成的不再是K=2的两对码，而是K>2组，每组有K>2个码的完备广义互补正交码组。它们的非周期自相关与互相关函数在广义互补的意义上都是理想的。即自相关函数只在原点有值，原点之外处处为零，互相关函数包括原点处处为零。

1）完备广义互补正交码组的数学表示为：

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]...[+]{\tilde{b}}_k^{K-1}=\left[\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\right]{\tilde{b}}_k^l,$ k=0,1,…,K-1,

这里： ${\tilde{b}}_k^l\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[{\tilde{b}}_k^l\left(0\right),{\tilde{b}}_k^l\left(1\right){,...,\tilde{b}}_k^l(N_0-1)],$ l=0,1,…,K-1

各码序列都是归一化N₀维行矢量，即

${\left|\right|{\tilde{b}}_k\left|\right|}^2={\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_k^H=\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\tilde{b}}_k^l\left|\right|}^2=1$

符号[+]或[∑]表示广义互补相加，即

(k=0,1,2,…,K-1)无论在“码序列”内或之间作相关与其它运算时，只对相同上标l(l=0,1,…,K-1)的分量码

(k,l=0,1,…,K-1)进行，不同上标l的分量码间不允许有相互运算，最终K个运算结果相加。

2）完备广义互补正交码组的基本性质：

完备广义互补正交码组

(k=0,1,…,K-1)的非周期自相关函数与互相关函数在广义互补的意义上是完全理想的，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)+{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)+\·\·\·+{\tilde{b}}_k^{K-1}{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{K-1,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{{k.k}^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right),$

k,k'=0,1,…,K-1,l=0,1,…,N₀-1。

3）完备广义互补正交码组的生成方法：

K>2组不同长度的完备广义互补正交码组完全可以从完备互补正交码对偶（K=2）生成。

例如

k=0,1是一个完备互补正交码对偶（K=2），为了简明和统一，重新表示为：

$B_2\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1\end{array}\right],$

其中： ${\tilde{b}}_k^0=C_k,$ ${\tilde{b}}_k^1=S_k,$

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1,$ k=0,1,

则一种K=4的完备广义互补正交码组可以下述直积方式产生，即

$B_4=\left[\begin{array}{cc}+& +\\ +& -\end{array}\right]\⊗B_2=\left[\begin{array}{cc}{B}_2& B_2\\ B_2& {\stackrel{\‾}{B}}_2\end{array}\right],$

则对应所生成的K=4的完备广义互补正交码组可重新记为：

$B_4\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\\ {\tilde{b}}_2\\ {\tilde{b}}_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1& {\tilde{b}}_0^2& {\tilde{b}}_0^3\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1& {\tilde{b}}_1^2& {\tilde{b}}_1^3\\ {\tilde{b}}_2^0& {\tilde{b}}_2^1& {\tilde{b}}_2^2& {\tilde{b}}_2^3\\ {\tilde{b}}_3^0& {\tilde{b}}_3^1& {\tilde{b}}_3^2& {\tilde{b}}_3^3\end{array}\right]$

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]{\tilde{b}}_k^2[+]{\tilde{b}}_k^3,$ k=0,1,2,3

只要B₂是完备互补正交码对偶，很易检验这4组码（每组有4个码）的非周期自相关与互相关函数在广义互补的意义上都是理想的，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)[+]{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)[+]...{[+]\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{3,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{{k.k}^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right)$

k,k'=0,1,2,3;l=0,1,…,N-1

则一种K=6的完备广义互补正交码组可以下述直积方式产生，即

$B_6=\left[\begin{array}{ccc}+& +& +\\ +& e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{-j2\mathrm{\π}/3}\\ +& e^{-j2\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}\end{array}\right]\⊗B_2,$

则对应所生成的K=6的完备广义互补正交码组可重新记为：

$B_4\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{c}{\tilde{b}}_0\\ {\tilde{b}}_1\\ {\tilde{b}}_2\\ {\tilde{b}}_3\\ {\tilde{b}}_4\\ {\tilde{b}}_5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1& {\tilde{b}}_0^2& {\tilde{b}}_0^3& {\tilde{b}}_0^4& {\tilde{b}}_0^5\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1& {\tilde{b}}_1^2& {\tilde{b}}_1^3& {\tilde{b}}_1^4& {\tilde{b}}_1^5\\ {\tilde{b}}_2^0& {\tilde{b}}_2^1& {\tilde{b}}_2^2& {\tilde{b}}_2^3& {\tilde{b}}_2^4& {\tilde{b}}_2^5\\ {\tilde{b}}_3^0& {\tilde{b}}_3^1& {\tilde{b}}_3^2& {\tilde{b}}_3^3& {\tilde{b}}_3^4& {\tilde{b}}_3^5\\ {\tilde{b}}_4^0& {\tilde{b}}_4^1& {\tilde{b}}_4^2& {\tilde{b}}_4^3& {\tilde{b}}_4^4& {\tilde{b}}_4^5\\ {\tilde{b}}_5^0& {\tilde{b}}_5^1& {\tilde{b}}_5^2& {\tilde{b}}_5^3& {\tilde{b}}_5^4& {\tilde{b}}_5^5\end{array}\right]$

，

${\tilde{b}}_k={\tilde{b}}_k^0[+]{\tilde{b}}_k^1[+]...[+]{\tilde{b}}_k^5,$ k=0,1,…5

只要B₂是完备互补正交码对偶，很易检验这6组码（每组有6个码）的非周期自相关与互相关函数在广义互补的意义上都是理想的，即

${\tilde{b}}_k{\tilde{b}}_{k^{\′}}^H\left(l\right)={\tilde{b}}_k^0{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{0,H}\left(l\right)[+]{\tilde{b}}_k^1{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{1,H}\left(l\right)[+]...[+]{\tilde{b}}_k^5{\tilde{b}}_{k^{\′}}^{5,H}\left(l\right)$

$={\mathrm{\δ}}_{{k.k}^{\′}}\mathrm{\δ}\left(l\right)$

k,k'=0,1,2,3,4,5;l=0,1,…,N-1

依此类推可生成更高阶的完备广义互补正交码组。即一般而言，有：

$B_{2K}=H_K\⊗B_2,$ K=2,3,4,…

其中H_K为K阶酉矩阵。

在数学上还有很多类似产生高阶完备广义互补正交码组的方法，它们全属等效变换关系，不再赘述。

可以得知：

交换B_K中任意两列（行）或多列（行）不影响其广义互补正交性；

B_K经列交换变换后，前后矩阵中没有相同的列（例如列平移变换等）。

本发明实施例中，在获得完备互补正交码对偶之后，还将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；另外在获得完备广义互补正交码组之后，还将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组。下面具体说明如何生成零相关窗广义或狭义互补正交码组（Complementary Orthogonal Code Groups With Zero CorrelationWindow）：

在工程上，有时不便提供K>2两个广义的互补运算，而只能提供K=2两个狭义的互补运算。此时可以只要求它们的非周期自相关与互相关函数在狭义互补的意义上，在一些给定的区间内，特别是在原点附近的某个区间内都是理想的。这些区间就是本发明实施例的“零相关窗”。

设完备互补正交码对偶的数学表示为：

${\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_1[+]{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_1,$ ${\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_2[+]{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_2$

这里： ${\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k\left(0\right),{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k\left(1\right){,...,\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k(N_0-1)],$ k=0,1

${\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k\left(0\right),{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k\left(1\right){,...,\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k(N_0-1)],$ k=0,1

各码序列都是归一化N₀维行矢量，即

${\left|\right|{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k\left|\right|}^2={\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_k^H=\underset{n=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\tilde{C}}_k\left(n\right)\left|\right|}^2=1$

${\left|\right|{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k\left|\right|}^2={\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_k^H=\underset{n=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\tilde{S}}_k\left(n\right)\left|\right|}^2=1$

符号[+]表示狭义互补相加，即无论在“码序列”内或之间作相关与其它运算时，只对相同的分量码序列C或S进行，C、S分量码序列间不允许有相互运算，最终运算结果相加。完备互补正交码对偶的序列长度就是“零相关窗”的宽度。

则一种K=4的具有零相关窗的狭义互补正交码组可以按下述方式产生：

${\tilde{C}}_1={\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_1{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_2$ ${\tilde{S}}_1={\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_1{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_2,$

${\tilde{C}}_2={\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_1{\stackrel{0}{\stackrel{\‾}{\stackrel{~}{C}}}}_2$ ${\tilde{S}}_2={\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_1{\stackrel{0}{\stackrel{\‾}{\stackrel{~}{S}}}}_2,$

${\tilde{C}}_3={\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_2{\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_1$ ${\tilde{S}}_3={\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_2{\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_1,$

${\tilde{C}}_4={\stackrel{0}{\stackrel{~}{C}}}_2{\stackrel{0}{\stackrel{\‾}{\stackrel{~}{C}}}}_1$ ${\tilde{S}}_4={\stackrel{0}{\stackrel{~}{S}}}_2{\stackrel{0}{\stackrel{\‾}{\stackrel{~}{S}}}}_1,$

很易检验：

与

都是完备互补正交码对偶。即它们的自相关函数在狭义互补的意义上都是理想的，互相关函数在各码对偶内部，即1、2或3、4码对偶之间都是理想的。但是码对偶之间，即1、3与1、4码对偶，或2、3与2、4码对偶之间的互相关函数在狭义互补的意义上就不理想了，它们均在±N₀的位置上出现副峰。这是由于经过移±N₀位以后相同的

与

与

相遇了。下文中提到的“可能出现”副峰，就是指这种某些码组之间无副峰，某些码组之间有副峰的情况。

同理，对K=4的每一对完备互补正交码对偶实施同样的扩展，将得到K=8的8对码序列。

很易检验：经新产生的码对偶

或

扩展以后产生的也都是完备互补正交码对偶。即它们的自相关函数在狭义互补的意义上都是理想的，但互相关函数只在同一码对偶内才是理想的，在不同码对偶之间就不是理想的了，它们可能在±N₀，±2N₀的位置上出现副峰。这是由于经过移±N₀，±2N₀位以后相同的与

与

可能会相遇。

同理，对K=8的每一对完备互补正交码对偶实施同样的扩展，将得到K=16的16对码序列。很易检验：经扩展以后产生了8个完备互补正交码对偶。即它们的自相关函数在狭义互补的意义上都是理想的，但互相关函数只在同一码对偶内才是理想的，在不同码对偶之间就不是理想的了，它们可能在±N₀的整数倍位置上出现副峰。这是由于经过±N₀的整数倍移位以后相同的

与

与

可能会相遇。

还有很多等效扩展变换生成方式。以上给出的例子中，码组的自相关函数都是理想的。但是某些生成方式会使自相关函数也变得不理想，使其自相关函数在±N₀的整数倍位置上出现副峰。实际中尽量采用使自相关函数理想的生成方式。无论如何，总能保证其扩展变换以后的自相关函数与互相关函数在±N₀以内是理想的，即最差情况下也有零相关窗的存在。

通过上述扩展方式，可以继续成倍地增加零相关窗狭义互补正交码组中码的数量。

进一步地，也可以通过类似方式，生成零相关窗广义互补正交码组。根据生成方式的不同，有的生成方式会使其自相关函数保持理想，也有的生成方式使其自相关函数有零相关窗。实际中尽量采用前一类生成方式。互相关函数则不再保持理想，不同的码组之间在±N₀的整数倍位置上可能出现副峰。

例如，根据K=4的完备广义互补正交码组

$B_4=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_0^1& {\tilde{b}}_0^2& {\tilde{b}}_0^3\\ {\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_1^1& {\tilde{b}}_1^2& {\tilde{b}}_1^3\\ {\tilde{b}}_2^0& {\tilde{b}}_2^1& {\tilde{b}}_2^2& {\tilde{b}}_2^3\\ {\tilde{b}}_3^0& {\tilde{b}}_3^1& {\tilde{b}}_3^2& {\tilde{b}}_3^3\end{array}\right]$

可以生成如下的8组零相关窗广义互补正交码组：

$\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{b}}_0^0{\tilde{b}}_1^0& {\tilde{b}}_0^1{\tilde{b}}_1^1& {\tilde{b}}_0^2{\tilde{b}}_1^2& {\tilde{b}}_0^3{\tilde{b}}_1^3\\ {\tilde{b}}_0^0\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_1^0}& {\tilde{b}}_0^1\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_1^1}& {\tilde{b}}_0^2\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_1^2}& {\tilde{b}}_0^3\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_1^3}\\ {\tilde{b}}_1^0{\tilde{b}}_0^0& {\tilde{b}}_1^1{\tilde{b}}_0^1& {\tilde{b}}_1^2{\tilde{b}}_0^2& {\tilde{b}}_1^3{\tilde{b}}_0^3\\ {\tilde{b}}_1^0\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_0^0}& {\tilde{b}}_1^1\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_0^1}& {\tilde{b}}_1^2\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_0^2}& {\tilde{b}}_1^3\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_0^3}\\ {\tilde{b}}_2^0{\tilde{b}}_3^0& {\tilde{b}}_2^1{\tilde{b}}_3^1& {\tilde{b}}_2^2{\tilde{b}}_3^2& {\tilde{b}}_2^3{\tilde{b}}_3^3\\ {\tilde{b}}_2^0\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_3^0}& {\tilde{b}}_2^1\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_3^1}& {\tilde{b}}_2^2\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_3^2}& {\tilde{b}}_2^3\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_3^3}\\ {\tilde{b}}_3^0{\tilde{b}}_2^0& {\tilde{b}}_3^1{\tilde{b}}_2^1& {\tilde{b}}_3^2{\tilde{b}}_2^2& {\tilde{b}}_3^3{\tilde{b}}_2^3\\ {\tilde{b}}_3^0\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_2^0}& {\tilde{b}}_3^1\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_2^1}& {\tilde{b}}_3^2\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_2^2}& {\tilde{b}}_3^3\stackrel{\‾}{{\tilde{b}}_2^3}\end{array}\right]$

通过上述扩展方式，可以继续成倍地增加零相关窗广义互补正交码组中码的数量。

本发明实施中，所述完备互补正交码对偶是由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述完备广义互补正交码组的各对码序列是由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列是由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

由于导频序列码组使用的是零相关窗广义或狭义互补正交码组，无论组间或组内，其K>2（零相关窗广义互补正交码组）或2（零相关窗狭义互补正交码组）个分量码在运算时是绝对不能相遇的，且在传输过程中应具有平坦同步衰落特性。为此可根据需要与可能在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。所述具有平坦同步衰落特性的正交信道可以是如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

例如，将K=2（零相关窗狭义互补正交码组）或K>2（零相关窗广义互补正交码组）个分量码组分别安排在以下2或K>2个保证码长内平坦同步衰落的正交信道上：

时间平坦同步衰落的前后K=2或K>2个时间段上；

频率平坦同步衰落的相邻K=2或K>2个正交子载波频率上；

空间平坦同步衰落的相邻K=2或K>2个正交空间信道上；

K≥2个保证码长内平坦同步衰落的正交码分信道上；

其它平坦同步衰落的K=2或K>2个正交混合信道。

2或K个分量码分别安排在相邻K=2或K>2个平坦同步衰落的正交信道上，正交意味着分量码“不相遇”，在码长之内平坦同步衰落意味着分量码间的互补正交性即使在随机时变信道中也仍能被保持。

为了确保互补正交性的准确实现，必须保证码长内各正交信道的平坦同步衰落性质，在实际系统设计中有时需要采用相应的均衡技术。即，在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频时，还可以包括：进行均衡处理。

由于实际中传输的信号必须是连续的带宽受限波形，因此互补正交码序列在传输前必须经过脉冲成形滤波处理。滤波会影响序列的相关特性。但是，只要采用的滤波器是常用的Nyquist滤波器，那么，在离散等效模型的意义下，码组的理想相关特性就不会受到破坏。

在本发明实施例中，为介绍简单起见，假设采用最简单的方波成形滤波器（也是一种Nyquist滤波器）。这不影响本发明实施例的具体实施。此时，在时间域：

完备广义互补正交码组的自相关和互相关函数：自相关函数在原点附近有一个等腰三角形的相关主峰，其底部宽度为2T_C，中心为原点，其它位置全部为零，即近似一个理想的冲激函数。互相关函数是处处理想的。

零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数：根据生成方法的不同，可以是理想的，也可以与下述零相关窗广义或狭义互补正交码组的互相关函数相同，有周期性出现的付峰（窗棂），即不再是理想的冲激函数。

零相关窗广义或狭义互补正交码组的互相关函数：无论狭义互补正交码组或广义互补正交码组的互相关函数都可能有一系列的零相关窗，图2是零相关窗码序列互相关函数的时域与空域特性的示意图。在原点附近它们都有一个[-(N₀-1)T_C,+(N₀-1)T_C]宽的零相关窗。在原点以外，都有一系周期性出现的零相关窗,宽度均为(N₀-2)T_C。相邻窗之间有一三角形副峰（窗棱），其底宽为2T_C，中心为N₀T_C的正负整倍数，对某些码组对有些副峰可能不出现（图2是最不利情况），副峰极性可正可负，大小不一定相等，但均为某值的整倍数。窗棂之间就是宽度均为(N₀-2)T_C的零相关窗。

总之，无论零相关窗广义或狭义互补正交码组，它们的自相关与互相关函数在完备互补正交码对偶长度，即在(-N₀,+N₀)以内均是理想的。

由于时间域信号经过空间传输以后就变成了空域信号，经过不同路径长度，即传输时延差（含多径展宽）的传输，时间移位就变成了空间移位。所以图2既可表示码序列的时域特性，又可表示其空域特性，只是T_C在时域图中表示的是时间单位，在空域图中表示的是T_C所对应的传播时延单位。

图3为经多径信道传输后，零相关窗码序列的时域与空域特性示意图。如图3所示，经过多径信道传输以后，零相关窗的窗棂将被展宽，展宽的宽度等于信道的最大多径时延扩散。形成零相关码组的完备互补正交码对偶的长度N₀T_C越长，窗棂相对越窄。因此可以充分利用空间零相关窗的特性安排组网系统中的导频。

图4是采用360°或120°扇型天线的一种4色组网模式的示意图。图5是采用360°或120°扇型天线的一种7色组网模式的示意图。

本发明实施例使用零相关窗广义或狭义互补正交码组作为导频码组，其目的是利用导频码序列的空间零相关特性使在组网小区内所需的无干扰导频数量大幅度减少。现以图4的4色组网模式为例说明在满足什么条件时可以大幅度减少导频数量。实施中可以充分利用导频码组的空间零相关窗的特性安排四色原理组网。

本发明实施例中希望组网小区外的同色干扰小区位于导频码组的空间自相关函数的零相关窗之内。图6为四色原理组网最近同色干扰小区内归一化传播时延差分布示意图。在四色原理组网系统中，对于中心小区的下行信号，在图6中以R(x)中的x表示在最近同色干扰小区内，对应点的归一化（以小区半径为单位）传播时延差。图6中特别标出了最近同色干扰小区中心与边界各点处的归一化传播时延差。中心小区和同色干扰小区的归一化传播时延差（含多径展宽）为x，在最近同色干扰小区中心点“4”与最远边界点“5”的连线上处处为x=4；在最近同色干扰小区最近边界点“3”处为x=2。而在最近同色干扰小区内的其他地点，该归一化传播时延差x均在2～4之间。因此，在组网小区的最近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=2～4之间。同理在次近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=6～8之间。在第二次近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=10～12之间。……等。总之，同色干扰区位于x=2～4，6～8，10～12，……等之内，其它区域x=0～2，4～6，8～10，……等之内为非同色干扰区。同色干扰区都应位于导频码组的空间自相关函数的零相关窗之内。非同色干扰区间都应位于导频码组的空间互相关函数的零相关窗之内！由于上下行信道完全是对称的，对上行信道也有同样的结论。

由于导频码组的零相关窗以N₀T_C为周期周期性地出现，所以同色干扰区x=2～4，6～8，10～12，……等内无导频码组自相关函数的副峰。同时，非同色干扰区x=0～2，4～6，8～10，……等内无导频码组互相关函数的副峰。这意味着：

小区半径必须大于1/2最大多径展宽所对应的传播时延，即自相关函数主峰不能落入最近的同色小区内，否则将导致导频码组无法重复使用。

在等效19小区网内，必须有N₀T_C>4个小区半径所对应的传播时延，即使最近同色干扰区位于导频码组原点附近的零相关窗内!

在等效61小区网内，必须有N₀T_C>8个归一化小区半径所对应的传播时延，即使连续两个同色干扰区位于导频码组原点附近的零相关窗内！

同理，TDD双工模式上下行信号间的最小保护间隔不应再由单小区的往返传播时延决定，而应由含同色干扰小区在内的组网小区内的最大传播时延差决定。

这里需要注意的是：在空间某点，不同传播信号间的空间相关函数只决定于它们传播信号到达该点的传播时延（含多径展宽）差，与具体传播方向无关。空间零相关窗的位置只决定于传播时延差（含多径展宽）。前提条件是：全网同步。

显然，实施中希望最近同色干扰小区位于导频码序列的空间自相关函数的某个零相关窗之内！在四色原理组网系统中，对于中心小区的下行信号，在图6中以R(x)表示在最近同色干扰小区内，归一化传播时延差（含多径展宽）为x各点的位置。图6中特别标出了同色干扰小区中心与边界各点处的归一化传播时延差。由于中心小区和同色干扰小区的归一化传播时延差（含多径展宽）x，在同色干扰小区中心点“4”与最远边界点“5”的连线上处处为x=4；在同色干扰小区最近边界点“3”处为x=2。而在同色干扰小区内的其他地点，该归一化传播时延差x均在2～4之间。因此，在组网小区的最近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=2～4之间。这个区间应位于导频码序列的空间自相关函数的某个零相关窗之内！含最近同色干扰小区的在内的最大归一化传播时延差（含多径展宽）为x=4，由于上下行信道完全是对称的，对于上行信道也有同样的结论。

基于此，本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理方法，其处理流程如图7所示，可以包括：

步骤701、根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

步骤702、确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

步骤703、根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

步骤704、将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

步骤705、将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

步骤706、将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

步骤707、将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

步骤708、在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

具体实施时，可以根据网络的最小拓扑结构（如4色网、7色网等）和目标网络结构（如19色网等），确定最不利同色干扰小区间传播时延；再决定所需空间零相关窗导频序列集零相关窗的宽度，它应大于最不利同色干扰小区间的传播时延+最大多径展宽。

如前所述，具体实施时，在将完备互补正交码对偶进行扩展之前，还可以包括：将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

具体实施时，将完备互补正交码对偶进行扩展，可以包括：按所需导频的最低数量，将完备互补正交码对偶进行扩展。

如前所述，具体实施时，所述完备互补正交码对偶是由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述完备广义互补正交码组的各对码序列是由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列是由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

具体实施时，可以在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。还可以进行均衡处理。

所述具有平坦同步衰落特性的正交信道可以是如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

具体实施时，在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频时，可以包括：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

在插入式导频结构中，可以根据数字无线通信系统的帧结构，安排所述导频分块或不分块的插入位置和/或插入密度。

在连续式导频结构中，可以将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

还可以通过配置多小区之间的导频序列分配方式，获得邻近多组网小区的正交化导频。即，通过适当设计多小区之间的基本导频序列分配方式，可以实现邻近若干组网小区的导频间正交化设计，从而在组网情况下实现导频重用。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理装置，如下面的实施例所述。由于数字无线通信系统中的导频处理装置解决问题的原理与数字无线通信系统中的导频处理方法相似，因此数字无线通信系统中的导频处理装置的实施可以参见数字无线通信系统中的导频处理方法的实施，重复之处不再赘述。

如图8所示，本发明实施例的数字无线通信系统中的导频处理装置可以包括：

第一扩展模块801，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块802，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块803，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块804，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块805，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

一个实施例中，所述零相关窗的宽度为所述完备互补正交码对偶的长度。

一个实施例中，图8所示的数字无线通信系统中的导频处理装置还可以包括：

第五扩展模块806，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

一个实施例中，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述传输模块805具体可以用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

一个实施例中，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

一个实施例中，所述传输模块805还可以用于：

进行均衡处理。

本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的导频处理装置，如图9所示，可以包括：

第一确定模块901，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

第二确定模块902，用于确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

第三确定模块903，用于根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

第一扩展模块904，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块905，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块906，用于将完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块907，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块908，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

一个实施例中，图9所示的数字无线通信系统中的导频处理装置还可以包括：

第五扩展模块909，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

一个实施例中，所述第一扩展模块904和第三扩展模块906具体可以用于：

按所需导频的最低数量，将完备互补正交码对偶进行扩展。

一个实施例中，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述传输模块908具体可以用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

一个实施例中，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

一个实施例中，所述传输模块908还可以用于：

进行均衡处理。

一个实施例中，所述传输模块908具体可以用于：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

一个实施例中，所述传输模块908具体可以用于：

在插入式导频结构中，根据数字无线通信系统的帧结构，安排所述导频分块或不分块的插入位置和/或插入密度。

一个实施例中，所述传输模块908具体可以用于：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

一个实施例中，所述传输模块908具体可以用于：

通过配置多小区之间的导频序列分配方式，获得邻近多组网小区的正交化导频。

综上所述，本发明实施例的数字无线通信系统中的导频处理方法及装置，利用导频在空间域所形成的空间零相关窗性质，一方面提供了相当数量相互无干扰的“多色”导频，另一方面又利用导频序列间时间空间的自然“移位”使“同色”导频序列无干扰地自动复用，在空间重复使用可以极大幅度地减少组网系统总导频的数量。同时，本发明实施例的导频处理可为数字无线通信系统提供一揽子同步与定时信息，包括：帧同步定时、子帧同步定时、位同步定时、码片与分数码片同步与接入定时等。作为上下行信道导频，在多载波系统中可同时提供准确的多子载波信息，包括频率偏移、各子载波幅度与相位信息等。本发明实施例可适用于任何采用同频组网、全网同步的数字无线通信系统，例如任何OFDM系统、单载波CDMA系统、多载波CDMA系统、任何单载波或多载波数字无线通信系统。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (44)

1.一种数字无线通信系统中的导频处理方法，其特征在于，该方法包括：

将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述零相关窗的宽度为所述完备互补正交码对偶的长度。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将完备互补正交码对偶进行扩展之前，还包括：

将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

7.如权利要求4至6任一项所述的方法，其特征在于，所述在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，包括：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，还包括：进行均衡处理。

10.一种数字无线通信系统中的导频处理方法，其特征在于，该方法包括：

根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，将完备互补正交码对偶进行扩展之前，还包括：

将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，将完备互补正交码对偶进行扩展，包括：

按所需导频的最低数量，将完备互补正交码对偶进行扩展。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

14.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

15.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

16.如权利要求13至15任一项所述的方法，其特征在于，所述在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，包括：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，还包括：进行均衡处理。

19.如权利要求10至15任一项所述的方法，其特征在于，在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，包括：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，包括：

在插入式导频结构中，根据数字无线通信系统的帧结构，安排所述导频分块或不分块的插入位置和/或插入密度。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，包括：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，包括：

通过配置多小区之间的导频序列分配方式，获得邻近多组网小区的正交化导频。

23.一种数字无线通信系统中的导频处理装置，其特征在于，该装置包括：

第一扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述零相关窗的宽度为所述完备互补正交码对偶的长度。

25.如权利要求23所述的装置，其特征在于，还包括：

第五扩展模块，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

26.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

27.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

28.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

29.如权利要求26至28任一项所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

30.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

31.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述传输模块还用于：

进行均衡处理。

32.一种数字无线通信系统中的导频处理装置，其特征在于，该装置包括：

第一确定模块，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定同色干扰小区间的传播时延；

第二确定模块，用于确定零相关窗的宽度，所述零相关窗的宽度大于所述传播时延与最大多径展宽之和；

第三确定模块，用于根据所述零相关窗的宽度及所需时间、所述数字无线通信系统的带宽与码片速率，确定完备互补正交码对偶的长度；

第一扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过直积或与直积属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将完备互补正交码对偶通过相乘或与相乘属等效变换关系的数学方法进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

传输模块，用于在数字无线通信系统中传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

33.如权利要求32所述的装置，其特征在于，还包括：

第五扩展模块，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

34.如权利要求32所述的装置，其特征在于，所述第一扩展模块和第三扩展模块具体用于：

按所需导频的最低数量，将完备互补正交码对偶进行扩展。

35.如权利要求32所述的装置，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

36.如权利要求32所述的装置，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

37.如权利要求32所述的装置，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

38.如权利要求35至37任一项所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

39.如权利要求38所述的装置，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

40.如权利要求38所述的装置，其特征在于，所述传输模块还用于：

进行均衡处理。

41.如权利要求32至37任一项所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

42.如权利要求41所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

在插入式导频结构中，根据数字无线通信系统的帧结构，安排所述导频分块或不分块的插入位置和/或插入密度。

43.如权利要求41所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

44.如权利要求41所述的装置，其特征在于，所述传输模块具体用于：

通过配置多小区之间的导频序列分配方式，获得邻近多组网小区的正交化导频。

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