CN101632247B - 一种码分复用的方法与系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种码分复用的方法与系统，所述方法包括以下步骤：构造基本分组完备正交互补码对偶；将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波或M个正交极化电波上；对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位。本发明的码分复用方法与系统，利用正交多载波使每个载波信号的平均时间带宽积逼近于1；在仍然保持地址码组间“零相关窗”特性的同时，利用移位重叠使码字利用率高于1；在丧失地址码组间“零相关窗”但保持地址码组间正交性的情况下，利用移位重叠可以使地址码字的利用率远高于1，从而使系统甚至在仅使用低维调制信号情况下就有很高的频谱效率。

Description

一种码分复用的方法与系统
技术领域
本发明关于无线通信领域，特别关于一种码分复用的方法与系统。
背景技术
多个国际标准化组织都在积极探讨未来移动通信系统的目标：国际电信联盟(ITU)最近提出了要建立未来无线通信的新标准-IMT-Advance，并设想在2010年左右，在高速移动及恶劣传播环境下应支持高达100Mbps的峰值速率，而在低速移动及良好传播环境下应支持1Gbps的峰值速率，以实现全球个人通信的需要。但是可用于移动通信的频率资源却十分有限，如何在极为有限频率资源条件下满足通信业务量爆炸式增长的需求，以目前的技术手段甚至理论概念来看，都有相当难度。这就要求必须从理论概念与技术上实现新的创新与突破，使无线通信的频谱效率、容量与速率有十倍乃至百倍的提高，借以解决频谱资源与通信业务量爆炸式增长的矛盾。
所谓频谱效率是指在给定系统带宽时系统所能支持的最大/峰值传信率(Peak Data Rate)，其度量单位为比特/秒/赫兹(bps/Hz)。
由基本信息理论知：对于任何一个给定信道，即给定系统带宽B，发射信号功率PS以及干扰信号功率PI时，系统所能支持的最大/峰值传信率，即信道容量(Channel Capacity)也就确定了。例如当干扰是高斯(Gaussian)随机信号/过程时，系统信道容量为：
C = B · Log 2 ( 1 + P S P I )
将信道容量C分配给多个地址用户使用的基本理论称为多用户信息理论(Multi-user Information Theory)。它指出：“波形分割多址”(Waveform Division Multiple Access)俗称CDMA是最佳的多址接入(MultipleAccess)方式。它能保证各地址用户对C的利用是共享(share)而不是分配(distribute)关系。确切地说，在“波形分割多址”系统中，每个地址用户的传信率(Data Rate)虽然都不可能超过C，但它们传信率之和却有可能超过C。而任何其它多址接入方式，如时分多址(Time Division Multiple Access-TDMA)，频分多址(Frequency Division Multiple Access-FDMA)等对C的利用只能是分配关系，即在这些多址接入系统中，每个地址用户的传信率及它们的和都不可能超过C。但遗憾地是传统CDMA系统的实际容量与频谱效率不但远远低于理论界，甚至还低于正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing-OFDM)等系统。虽然现有CDMA系统可以勉强实现频率全复用(Frequency Fully Reuse)，即在组网环境(Network of Cell(orsector)Environment)下的频率重用系数(Frequency Reuse Factor)可以为1，但小区边界线附近地区的容量却大大地打了折扣。目前人们在研究未来无线通信时，大部分人对CDMA采取了负面态度，究其原因在于传统CDMA是一个强自干扰系统，存在致命的“远近效应(Near Far Effect)”以至于其系统频谱效率还赶不上OFDM。之所以出现这种局面，主要在于它们所采用的地址码特性太坏，码字利用率(在码字时间带宽积为码长时，码字数与码长之比)过小。不用说传统CDMA，就连目前被公认为地址码特性接近理想，频谱效率最高的LAS-CDMA(Large Area Synchronized Code Division Multiple Access)，在总长为2N的码字中也只能提供约2N/(Δ+1)个地址码，这里Δ表示其单边“零相关窗”(Zero Correlation Window)的宽度，它必须适当大于信道的最大时间扩散量，其码字利用率只有1/(Δ+1)。除非Δ＝0其码字利用率才能为1，而此时的LAS-CDMA将退化为传统CDMA，与传统CDMA一样只能工作于毫无衰落的AWGN(加性高斯白噪声)信道。若要能工作于衰落信道，由于信道存在时间扩散与衰落，即使强迫Δ＝0，其码字利用率也绝不可能为1，同时LAS-CDMA还将完全丧失其没有“远近效应”及相应的技术优势，抗多径干扰(AntiMulti-path Interference)的能力也将下降。“零相关窗”宽度Δ越大，LAS-CDMA的技术优势越显著，但码字利用率也越低。而发明者以前的另一项发明-分组“零相关窗”多地址码(Grouped Multiple Access Codes with“Zero Correlation Window”-PCT/CN2006/000947)又称DBL-CDMA码，则是另外一种具有“零相关窗”，容量与频谱效率比LAS-CDMA高得多的“波形分割多址”技术，其可用地址码字数以及“零相关窗”的宽度与地址码字利用率几乎无关。虽然其码字利用率在保持“零相关窗”特性时可高至1/2甚至略高一点，但对未来无线通信的要求仍显太低。
另外，根据测不准原理(Uncertainty Principle)，任何物理信号的有效持续时间与有效占用带宽之积(Time Bandwidth Product)只能大于1而不可能等于1，即在给定系统符号率(Symbol Rate)1/TS，或码片速率(Chip Rate)1/TC时，系统带宽B只能宽于1/TS或1/TC，不可能取其理论最小值1/TS或1/TC。只有正交多载波频率系统在载波数M很大时，信号的总时间带宽乘积才有可能逼近于M，平均到每个子载波，其时间带宽乘积逼近了1。
本发明将发明者李道本之前申请的三个专利的内容合并于此。这三个专利分别为：申请号为PCT/CN2006/000947，发明名称为“一种分组时间、空间、频率多地址编码方法”的PCT专利申请；申请号为PCT/CN2006/001585，发明名称为“一种时间分割复用方法和系统”的PCT专利申请；申请号为PCT/CN2006/002012，发明名称为“一种频分复用的方法与系统”的PCT专利申请。
发明内容
本发明的目的是提供一种码分复用的方法与系统，本发明通过借鉴发明者所创立的高频谱效率“重叠复用理论”(Overlapped MultiplexingTheory)，将之开拓并结合应用于发明人所发明的分组“零相关窗”码分多址技术(PCT/CN2006/000947)，对其地址码实施移位重叠复用，简称码分重叠复用(Overlapped Code Division Multiplexing)，从而实现频谱效率的大幅度提高。
为了实现上述目的，本发明的技术方案为：一种码分复用的方法，所述方法包括以下步骤：构造基本分组完备正交互补码对偶；将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波上；对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位。
本发明还提供一种码分复用的系统，所述系统包括以下装置：码组生成器，用于构造基本分组完备正交互补码对偶；载波调制器，用于将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波或M个正交极化电波上；移位器，用于对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位。
通过采用本发明的技术方案，能够取得以下有益技术效果：本发明的码分复用方法与系统，利用正交多载波使每个载波信号的平均时间带宽积逼近于1；在仍然保持地址码组间“零相关窗”特性的同时，利用移位重叠使码字利用率高于1；在丧失地址码组间“零相关窗”但保持地址码组间正交性的情况下，利用移位重叠可以使地址码字的利用率远高于1，从而使系统甚至在仅使用低维调制信号情况下就有很高的频谱效率。
本发明的码分复用方法与系统，使其多地址码组之间仍然保持“零相关窗”特性，并使系统完全没有致命的“远近效应”，从而避免在系统中使用复杂的快速功率控制等技术；
本发明的码分复用方法与系统，与其它单天线传输技术相比，在同等工作条件下有更低的门限信扰比，从而节约发射功率或增大服务半径；
本发明的码分复用方法与系统，通过对其多载波频率组的正交时间频率编码等技术使系统的频率重用系数达到一，并使邻小(扇)区干扰降低到零或最低，使之在多小(扇)区组网环境下不需要频率规划，大大简化系统设计，其多小(扇)区的系统容量与频谱效率将远远高于OFDM等任何现有技术。
本发明的码分复用方法与系统，利用其自动具有隐分集(ImplicitDiversity)增益的“时间、空间与频率”地址码扩展矩阵A的设计，以及采用数据在其正交多载波频率(或载波组)间交织的纠错编码技术，使之在随机时变信道中工作时自动有充分大的隐分集增益，改善系统的传输可靠性。
综上所述，本发明提供一个在组网环境下大幅度提高通信系统频谱效率，有效的、可靠的、实用的、全新的码分复用方法与系统。
附图说明
图1为本发明重叠码分复用系统的功能框图；
图2为本发明分组完备正交互补码对偶B1，1与B2，1的自相关函数图；
图3为本发明分组完备正交互补码对偶B1，2与B2，2的自相关函数图；
图4为本发明分组完备正交互补码对偶B1，3与B2，3的自相关函数图；
图5为本发明分组完备正交互补码对偶B1，4与B2，4的自相关函数图；
图6为本发明分组完备正交互补码对偶B1，12与B2，12的互相关函数图；
图7为本发明分组完备正交互补码对偶B1，13与B2，13的互相关函数图；
图8为本发明分组完备正交互补码对偶B1，14与B2，14的互相关函数图；
图9为本发明分组完备正交互补码对偶B1，23与B2，23的互相关函数图；
图10为本发明分组完备正交互补码对偶B1，24与B2，24的互相关函数图；
图11为本发明分组完备正交互补码对偶B1，34与B2，34的互相关函数图；
图12为本发明分组完备正交互补码对偶B1，i与B2，k 各组间码的互相关函数图；
图13为本发明重叠重数l为2时，相互移位的基本分组完备正交互补码对偶示意图；
图14为本发明重叠重数l为2，正交载波数M为4时，基本分组完备正交互补码对偶以时分复用方式进行排列的示意图；
图15为本发明分组完备正交互补码对偶移位后B1，15与B2，15互相关函数图；
图16为本发明分组完备正交互补码对偶移位后B1，25与B2，25互相关函数图；
图17为本发明分组完备正交互补码对偶移位后B1，35与B2，35互相关函数图；
图18为本发明分组完备正交互补码对偶移位后B1，18与B2，18互相关函数图；
图19为重叠重数l为2时，重叠码分复用系统的抽头延时线逻辑结构图；
图20为重叠重数l为2时，重叠码分复用系统的细化抽头延时线逻辑结构图；
图21为重叠重数l为N时，重叠码分复用系统的抽头延时线逻辑结构图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行说明。如图1所示，本发明提供一种码分复用的系统，该系统包括以下功能单元：码组生成器，用于构造基本分组完备正交互补码对偶；载波调制器，用于将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波上；移位器，用于对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位；如果需要生成更多的码组，该系统还可包括编码扩展器，用于以经过调制和移位的基本分组完备正交互补码对偶为根进行码的长度与数目的扩展；该系统还包括数据调制器，用于将信息载荷到经过移位或扩展的所述基本分组完备正交互补码对偶上；系统接收端还包括检测器，用于对基本分组完备正交互补码对偶所载荷信息实施多码联合检测。
虽然此实例中是先对分组完备正交互补码对偶进行移位再进行扩展，在实际应用中也可根据需要先对分组完备正交互补码对偶进行扩展然后再进行移位，并且，编码扩展器并非实现本发明一个必须的装置，而是为了能够获得更多的地址码而设置。
本发明的重叠码分复用方法与系统通过提高码组的重叠重数来提高通信系统的频谱效率，并使码字利用率随之提高，直至远大于1。重叠码分复用后的地址码组间开始仍会保持“零相关窗”，但随着重叠重数的提高“零相关窗”会逐步变窄。当码字利用率高到一个特定值NA(NA＞1)时，地址码组间将失去“零相关窗”但仍会保持正交特性。此时系统容量与频谱效率达到最大值。当然系统容量与频谱效率的提高必然要以信号处理复杂度以及门限信扰比增加为代价。
本发明重叠码分复用方法与系统的地址码组仍保持“零相关窗”特性的前提条件是地址码组之间“零相关窗”的宽度至少二倍于信道的最大时间扩展量Δ。众所周知LAS-CDMA，DBL-CDMA都是具有“零相关窗”特性的地址码，但后者由于用固定或随机的扩展矩阵(Expansion Matrix)取代了地址码中的元素，除了能够大幅度增加其可用码字数量以外，又大幅度展宽了其地址码组互相关函数“零相关窗”的宽度。由于“零相关窗”的宽度在DBL-CDMA系统中可以任意展宽。因此，完全有可能根据系统设计的需要，使其宽度不窄于信道最大时间扩散量的某个倍数，这就为重叠码分复用提供了必要条件。
DBL-CDMA分组完备互补正交码对偶(Grouped Perfect ComplementaryOrthogonal Code Pairs Mate)为：
Bj＝Cj[+]Sj，j＝1，2；
这里Bj(j＝1，2)是一个基本分组完备互补正交码对偶，符号[+]表示互补相加，其定义是Bj(j＝1，2)码组内或组间在运算时，其C部与S部是各自分别进行的，两部之间没有相互运算，但是运算结果相加；
现以如下一个最短(分组互补正交码对偶的码长以NA为单位)最简单的基本码长为N＝2NA的基本分组完备互补正交码对偶为例来说明，其中Cj，Sj(j＝1，2)分别为：
C1码组为：A，A；S1码组为：
Figure GPA00000245270600061
C2码组为：
Figure GPA00000245270600062
S2码组为：
Figure GPA00000245270600063
A为K×NA阶扩展矩阵(N＝2NA为偶数；K为正整数)，
Figure GPA00000245270600064
为A的负
Figure GPA00000245270600065
A可以是固定元素的常量矩阵，也可以是随机元素的随机矩阵。
A的K个行矢量形式为：
A = a 0 T a 1 T . . . a K - 1 T , a k T = a k , 0 a k , 1 a k , 2 · · · a k , N A - 1 ;
k＝0，1，……，K-1，
A的NA个列矢量形式为：
A = α → 0 α → 1 · · · α → N A - 1 ;
α → k ′ = α 0 , k ′ α 1 , k ′ · · · α K - 1 , k ′ T ;
k′＝0，1，….NA-1，
则分组完备互补正交码对偶的基本C与S码的码长均为N＝2NA，即各个码都含有N＝2NA个码片(Chip)；B1，B2各组中都含有K对互补码。
可以很易证明与检验，从互补意义上讲：对任何扩展矩阵A，B1与B2两组之间任何一对码间的非周期性互相关函数(Non-cyclic Cross Correlation Function)是完全理想的(互相关处处为零)，俗称毫无付峰。这正是所谓的分组完备正交互补码对偶的含义。
但从互补意义上讲：不管B1＝C1[+]S1还是B2＝C2[+]S2码对组，其组内K个码的非周期自相关与互相关函数，在相互移位小于A的列数NA时均不理想(存在付峰)，在相互移位等于或大于NA后，自相关与互相关函数的付峰(Side lobe)才处处为零。在相互移位小于NA时的相关特性完全决定于矩阵A中对应行矢量或行矢量间的相关特性。但是两组之间各码的互相关函数对任何矩阵A都绝对是完全理想的。
请参见如下的一个更具体的例子(NA＝4，N＝8，K＝4)：
设 A = + + + + + - + - + + - - + - - + ;
第一组码B1为：B1＝C1[+]S1
其中： C 1 = C 1,1 C 1,2 C 1,3 C 1,4 = + + + + + + + + + - + - + - + - + + - - + + - - + - - + + - - + ;
S 1 = S 1,1 S 1,2 S 1,3 S 1,4 = + + + + - - - - + - + - - + - + + + - - - - + + + - - + - + + - ;
第二组码B2为：B2＝C2[+]S2
其中： C 2 = C 2,1 C 2,2 C 2,3 C 2,4 = - - - - + + + + - + - + + - + - - - + + + + - - - + + - + - - + ;
S 2 = S 2,1 S 2,2 S 2,3 S 2,4 = - - - - - - - - - + - + - + - + - - + + - - + + - + + - - + + - ;
其基本码长N＝8，NA＝4，每组码中都有K＝4对互补码，两组码共有8对互补码，码字利用率为1/2。B1与B2组中对应码序码字的自相关函数rj，k(τ)(j＝1，2；k＝1，2，3，4；τ＝0，±1，±2，…，±7)均相等，具体自相关函数图参见图2-图5。
可见，无论B1或B2码组中各码的自相关函数在相互移位τ小于NA＝4，即τ＝0，±1，±2，±3时，与扩展矩阵A中对应顺序行矢量的自相关函数完全一致，而在相互移位τ大于NA＝4，即τ＝±4，±5，±6，±7时，它们处处为0。
而无论B1或B2码组，其组内对应码序的码之间的互相关函数rj，kl(τ)(j＝1，2；k，l＝1，2，3，4；τ＝0，±1，±2，…，±7)也完全相等，具体组内互相关函数图参见图6-图11。
可见，无论B1或是B2组内各码间的互相关函数在相互移位τ小于NA＝4，即τ＝0，±1，±2，±3时，与扩展矩阵A中对应顺序行矢量间的互相关函数完全一致，在相互移位τ大于NA＝4，即τ＝±4，±5，±6，±7时，处处为0。
而B1与B2两码组之间任何一对码，例如B1k与B2l(k，l＝1，2，….4)间的互相关函数r1k，2l(τ)(k，l＝1，2，3，4；τ＝0，±1，±2，…，±7)，对任何相对移位τ都是理想的(即
Figure GPA00000245270600091
)，见图12所示的组间码互相关函数图。
可见其组间码的互相关特性是完全理想的，组内码的自相关与互相关特性在相互移位小于NA(τ＜NA)时并不理想，但是相互移位大于NA(τ≥NA)后组内码的自相关与互相关特性就理想了。显然，当地址用户按码组分配，而组内码只分配给同一地址用户使用时，就绝对不可能出现致命的“远近效应”。可以检验，上述特性对任何K×NA阶扩展矩阵A的分组“零相关窗”地址码组(基本码长为NA倍数)都是成立的。
设码片宽度为TC，则基本码的时间宽度为NTC，B1＝C1[+]S1码组与B2＝C2[+]S2码组内都包含K对互补码。在扩展矩阵A中没有扩展带宽因素的多频率元素，并是正交矩阵(即组内各码字正交)时，根据Welch界，只能有K＝NA。此时B1＝C1[+]S1与B2＝C2[+]S2码组内都最多包含NA个码字，码字总数为N，码字利用率为1/2。可以很易检验：不管B1＝C1[+]S1还是B2＝C2[+]S2码组，在组内无论自相关或互相关函数，其组内码的特性在相互移位小于NA(τ＜NA)时并不理想，其特性完全决定于矩阵A的设计。虽然当A是正交矩阵时，可以保证组内码相互正交，但是根据Welch界，组内码的自、相关函数在|τ|＜NA时绝对不会理想，在|τ|＞NA后才理想。但最重要的是组间各码的互相关函数对任何扩展矩阵A都绝对是完全理想的，这正是保证系统没有致命的“远近效应”的关键所在，也正是DBL-CDMA地址码的特点。至于组内码之间的非理想相关函数，在接收时完全可由多码联合检测(俗称多用户检测)的方法来解决。由于组内码是给同一用户使用并是完全同步的，其信道传播特性完全一致，组内码的个数又是完全固定的，这就给实施多码联合检测带来极大的方便。当然，组内码间相关性会使多码联合检测的门限信扰比，相对于码间没有相关性，也就是不需要实施多码联合检测时，要有所增加，但只要门限信扰比损失以及多码联合检测的复杂度实际能够容忍，就可以最大限度地去增加组内码的数量，而没有必要保持A为正交矩阵。只是A为正交矩阵时会对信号处理带来方便。
显然，以本分组基本完备互补正交码对偶为“根(Root)”或“核(Kernel)”所产生的DBL-CDMA地址码单边“零相关窗”的宽度为N-1。若(N-2)TC≥2Δ(Δ为信道的最大时间扩展量)，则在同步条件下，我们就可以同时使用其码组移位NC＝NA＝N/2的码对偶，而使实际系统的可用地址码字数加倍，经过适当安排后系统的容量也会加倍。同理，若(N-l)TC≥lΔ，(l＝1，2，3，…)，用码组移位NC＝N/l的办法可以使实际系统的可用地址码字数与容量提高l倍，同时大幅度提高系统的频谱效率。
为了简明，本发明先讨论最简单的l＝2情况，并由此组成简单的重叠码分复用系统。请再见前面的具体例子：
其中基本C，S码长为N＝2NA，扩展矩阵A是K×NA阶，移位码片数NC＝NA，即重叠重数l＝2，这样就得到两组移位基本分组完备正交互补码对偶B1＝C1[+]S1，B2＝C2[+]S2，如图13所示。
为了提高系统容量，图13矩阵中的0元素在实际系统中可用M1(M1≥2)个正交载波频率(或载波组)调制的DBL分组基本完备正交互补码对偶所填充。填充的正交载波频率(或载波组)数M1越多，系统的容量越高。正交载波频率的时间排列如：f1，f2，f3，……，
Figure GPA00000245270600101
，其中fk⊥fk′，
Figure GPA00000245270600102
fk，fk′分别表示第k，k′组(k，k′＝1，2，…，M1)正交载波频率(或载波组)，符号⊥表示正交。这种安排是为了确保任何正交载波频率调制的分组基本完备正交互补码对偶在连续移位时，遇到填充有正交载波频率(或载波组)的“0”时，在运算中确实可以当作是0矩阵。其中，M1个正交载波频率(或载波组)的时间排列可以是任意排列。图14就是这样一种安排方式，其中码组的C部与S部是按时分方式安排的。由于码组的C与S部在未移位时相距M1NTC，最大移位次数只能为l(M1-1)，在l＝2时为2(M1-1)，否则C与S码组就要相遇了。可以看出，在同步条件下，这样一种安排方式的同一载波频率(或载波组)地址码组中的C与S码组之间的间隔为
Figure GPA00000245270600103
当然C与S码组在发射端不会相遇，接收端在同步情况下也不会相遇，但是为了确保C与S码组之间的互补特性，在系统设计时应保证时间上相距M1NTC的C与S码组有相同的信道衰落特性，即信道的相干时间要远大于M1NTC。C与S码组当然也可以有其它的安排方式，例如可以让它们分别调制在具有相同衰落特性的正交极化电波上等。
经过图13，14这样连续移位NC＝N/l后产生了两大组码。可以很易证明与检验：从互补意义上讲：对于这两大组码，在不同大组的各码之间，它们的互相关特性仍然是处处理想的(无付峰)，在大组内的各个码，其自、互相关特性同样不理想，但是当相互移位被限定在±NC＝±N/l(而不是±N)以内时，其自互、相关特性只决定于扩展矩阵A对应行矢量或之间的相关特性，其付峰决不会比基本码组非移位时大。需要特别指出的是：当A是正交矩阵时，无论大小组内或组间各个码均是相互正交的。为了使问题更加清楚明了，以l＝2，N＝2NA，NC＝NA＝4，
A = + + + + + - + - + + - - + - - + ,
为例来检验一下上述结论的正确性。则经过NC＝N/l＝8/2＝4个码片(chip)相对移位后，可以得到以下两大组码：
B1＝C1[+]S1，
C1码组： + + + + + + + + 0 0 0 0 0 0 0 0 + - + - + - + - 0 0 0 0 0 0 0 0 + + - - + + - - 0 0 0 0 0 0 0 0 + - - + + - - + 0 0 0 0 0 0 0 0 · · · · · ·
0 0 0 0 + + + + + + + + 0 0 0 0 0 0 0 0 + - + - + - + - 0 0 0 0 0 0 0 0 + + - - + + - - 0 0 0 0 0 0 0 0 + - - + + - - + 0 0 0 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S1码组： + + + + - - - - 0 0 0 0 0 0 0 0 + - + - - + - + 0 0 0 0 0 0 0 0 + + - - - - + + 0 0 0 0 0 0 0 0 + - - + - + + - 0 0 0 0 0 0 0 0 . . . . . .
0 0 0 0 + + + + - - - - 0 0 0 0 0 0 0 0 + - + - - + - + 0 0 0 0 0 0 0 0 + + - - - - + + 0 0 0 0 0 0 0 0 + - - + - + + - 0 0 0 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
B2＝C2[+]S2
C2码组： - - - - + + + + 0 0 0 0 0 0 0 0 - + - + + - + - 0 0 0 0 0 0 0 0 - - + + + + - - 0 0 0 0 0 0 0 0 - + + - + - - + 0 0 0 0 0 0 0 0 . . . . . .
0 0 0 0 - - - - + + + + 0 0 0 0 0 0 0 0 - + - + + - + - 0 0 0 0 0 0 0 0 - - + + + + - - 0 0 0 0 0 0 0 0 - + + - + - - + 0 0 0 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S2码组： - - - - - - - - 0 0 0 0 0 0 0 0 - + - + - + - + 0 0 0 0 0 0 0 0 - - + + - - + + 0 0 0 0 0 0 0 0 - + + - - + + - 0 0 0 0 0 0 0 0 . . . . . .
0 0 0 0 - - - - - - - - 0 0 0 0 0 0 0 0 - + - + - + - + 0 0 0 0 0 0 0 0 - - + + - - + + 0 0 0 0 0 0 0 0 - + + - - + + - 0 0 0 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
令： C 1 = C 1,1 C 1,2 C 1,3 C 1,4 C 1,5 C 1,6 C 1,7 C 1,8 . . . ; S 1 = S 1,1 S 1,2 S 1,3 S 1,4 S 1,5 S 1,6 S 1,7 S 1,8 . . . ;
C 2 = C 2,1 C 2,2 C 2,3 C 2,4 C 2,5 C 2,6 C 2,7 C 2,8 . . . ; S 2 = S 2,1 S 2,2 S 2,3 S 2,4 S 2,5 S 2,6 S 2,7 S 2,8 . . . ;
显然，经过移位安排，在各个大码组内，每个码的自相关函数与未移位前应该是完全一样的，没有必要检验。同样，两大码组之间各码的互相关函数与未移位前也应该完全一样是处处理想的，即处处为0，也没有必要检验。我们只需要检验组内码之间有相对移位时的互相关特性，组内码间有些也没有相对移位(例如码1到码4之间，码5到码8之间等)，显然也没有必要检验。相互移位τ当然应被限定在±NA＝±N/2＝±4以内，虽然在相互移位τ在±NA以外至±N(码长)之间，特别是τ＝±NA时(此时移位码组与未移位码组相遇)的特性可能很坏，但是没有必要研究。而相互移位τ在±N以外的情况也没有必要研究，因为它们肯定全是0。为了说明问题，现抽查检验几对在大码组B1及B2之间不同码间的互相关函数在相互移位在±NA以内，即-4＜τ＜4时的情况，详见图15-图18。
由于组合情况较多，没有必要一一检验。总之无论对任何l，在大组之间，任何一对码的互相关特性都是绝对理想的，而在大组内部，各码或之间的自、互相关特性在相互移位小于NA时，与矩阵A对应行矢量或之间的相关特性完全一致。特别需要说明的是：对于两大移位码组，它们之中任何一对码互相关函数的“零相关窗”的宽度事实上是非常宽的，它将覆盖正负全部移位码组长。但是由于已经限定组内码相互移位为±NC，若相对移位超出±NC，它已经进入组内另一个移位码组了，所以移位码组的单边“零相关窗”的宽度在应用中只能有NC-1。这就是为什么码组移位叠加后，零相关窗”宽度变窄的原因。
众所周知，地址码间不理想的互相关特性是传统CDMA系统产生致命“远近效应”的根源。利用DBL-CDMA或重叠DBL-CDMA组间码的完美互相关特性，都可以建立毫无“远近效应”的CDMA系统。而本发明的重叠码分复用方法与系统利用正交多载波频率(或载波组)DBL-CDMA的码组重叠，大大地提高了系统的码字利用率及频谱效率。至于地址码组的数量，完全类似，可以利用发明者在其PCT/CN2006/000947专利中所介绍的“生成树”方法，或者类似像扩展正交哈达玛(Hadmard)矩阵一样，利用完备正交互补码对组偶为“根”或“核”产生更多数量的具有“零相关窗”特性的更长的地址码。当然，也可以利用本发明的正交多载波频率(或载波组)分组基本完备正交互补码对偶，直接利用时分，频分或时频正交编码方式产生更多数量的具有“零相关窗”特性的多地址码。由于这些组合方式太多，而且都是对信道容量的在某种意义上的分配关系，占用过多篇幅介绍它们将冲淡本发明的初衷与核心内容--大幅度提高系统的容量与频谱效率。专利使用者完全可以根据实际情况和可能自行处理。
下面举详细的例子来说明本发明重叠码分复用系统的结构及工作原理：
为了简明仍以前面l＝2，N＝2NA，NC＝NA最简单的例子来说明问题，令：(Ck(t)Sk(t))为实际系统中分组基本完备互补正交码对偶{CkSk}(k＝1，2)的波形，A(t)为实际系统中扩展矩阵A的波形，
A ( t ) = a 0 ( t ) a 1 ( t ) . . . a K - 1 ,
其中： a k ( t ) = Σ i = 0 N / 2 - 1 a k , i g T C ( t - i T C ) , k＝0，1，…，K-1，
g T C ( t ) = u ( t ) - u ( t - T C ) = 1 t ∈ ( 0 , T C ) 0 t ∉ ( 0 , T C ) ,
u(t)是单位阶跃函数。
Figure GPA00000245270600153
为码片成型函数，在工程上由于带宽受限的因素，它一般不可能是以上的矩形波而是经过滤波滚降的波形，对于本发明的正交多载波情况，当载波数M1＞＞1时，
Figure GPA00000245270600154
应该十分逼近上述定义的矩形波形。
则分组基本完备互补正交码对偶的波形为：
C1(t)＝A(t)+A(t-NTc/2)，S1(t)＝A(t)-A(t-NTc/2)，
C2(t)＝-A(t)+A(t-NTc/2)，S2(t)＝-A(t)-A(t-NTc/2)，
实际系统设计应保证C(t)与S(t)有同样的信道传播条件，C(t)与S(t)不相遇，没有交叉运算，即C(t)只与C(t)，S(t)只与S(t)运算，运算结果相加。经过在时间上连续T＝NTC/2，即半个码长的2(M1-1)次连续移位叠加以后，会得到两大组码。由于两大组码之间有完美的互相关特性，在接收其中一大组码时，另一大组码对之完全没有干扰，同样，正交载波频率(或载波组)调制的码组也不会对之产生任何影响。所以在以下的分析中可以只考虑其中任何一大组码的传输。
令：B(t)＝C(t)[+]S(t)，t∈(0，NTC]为所传输的任一组码，且
B(t)＝0， t ∉ ( 0 , N T C )
完全同前，这里符号[+]表示互补相加，即C(t)与S(t)“同时”(指传输特性一致)传输且运算结果相加，在运算时C(t)与S(t)分别运算，C(t)与S(t)间不允许有交叉相互运算。
假定中各个码的能量是归一的，即
∫ 0 NT C | | b k ( t ) | | 2 dt = ∫ 0 NT C ( | | C k ( t ) | | 2 + | | S k ( t ) | | 2 ) dt = 1 , k＝0，1，…，K-1，
并假定在传输时各个码均独立地荷载信息，则发送信号的复包络可表示为：
2 E Σ n U ~ n T B ( t - nT ) , n＝0，1，2，……
其中：
T＝NTC/2，为半个基本码长；
B(t)＝0， t ∉ ( 0,2 T ] ;
E为发射符号能量；
U ~ n = u ~ 0 , n u ~ 1 , n · · · u ~ K - 1 , n T ,
Figure GPA00000245270600164
为t∈(nT，(n+1)T]时，组内第k(k＝0，1，…，K-1)个码所传输的复数据符号。
在实际运算的码组时间内，信道在时间域呈平坦衰落，否则DBL-CDMA地址码的互补特性就很难保证。另外为了简明，下面仅研究TC＞＞Δ，即信道时间扩散Δ可以被忽略的情况，这时信道在频率域呈平坦衰落，问题变得极为简单，特别是矩阵A是正交矩阵时，无论大小码组内或之间，所有的码全部都是正交的。众所周知，对于正交码的处理是非常简单的。由于T只有一半码长，所以本系统是典型的时间重叠复用情况，其重叠重数为l＝2。需要特别强调的是本发明是针对的是一般的(N-1)TC/2≥Δ的情况，其中当然包括Δ＞TC甚至Δ＞＞TC的情况，即信道呈频率选择性衰落时的情况，这时除了接收机中多码联合检测的复杂度，以及理论特别是差错概率性能分析的复杂性会比平坦衰落情况有所增加以外，二者并没有实质区别，在本发明书中就不再介绍这种相对复杂的情况了。
则接收信号的复包络为：
V ~ ( t ) = 1 2 2 E S Σ n U ~ n T B ( t - nT ) + n ~ ( t ) , n＝0，1，……
其中：
B(t)＝0， t ∉ ( 0,2 T ] ;
ES为接收符号能量；
为复白高斯噪声的复包络，其功率谱密度为N0，
令： S ~ ( t ) = Σ n U ~ n T B ( t - nT ) ,
则当t∈(nT，(n+1)T]时，即第n个时隙符号的传输期内，接收信号的复包络为：
V ~ n ( t ) = 1 2 2 E S S ~ n ( t ) + n ~ n ( t ) ,
其中： S ~ n ( t ) = Σ i = 0 1 U ~ n - i T B i ( t - nT ) ,
V ~ n ( t ) = Δ V ~ ( t ) g T ( t - nT ) ;
S ~ n ( t ) = Δ S ~ ( t ) g T ( t - nT ) ;
这里： n ~ n ( t ) = Δ n ~ ( t ) g T ( t - nT ) ;
B i ( t ) = Δ B ( t + iT ) g T ( t ) ;
g T ( t ) = Δ u ( t ) - u ( t - T ) .
n＝0，1，2……
显然，接收信号
Figure GPA00000245270600179
的复包络正是传输数据序列
Figure GPA000002452706001710
与矩阵序列[B0(t)，B1(t)]T的复数卷积。
对于(C1，S1)码组：B0(t)＝A(t)[+]A(t)， B 1 ( t ) = A ( t ) [ + ] A ‾ ( t ) ,
对于(C2，S2)码组： B 0 ( t ) = A ‾ ( t ) [ + ] A ( t ) , B 1 ( t ) = A ‾ ( t ) [ + ] A ‾ ( t ) ,
这里，任何·(t)都是含有NC(本例中NC＝NA＝N/2)个码片的时间波形，在作信号处理时可以根据具体情况分别以NC维矢量(如
Figure GPA000002452706001714
等)与K×NC阶矩阵(如B(t)→B等)来表示。
这样一来，本实施例l＝2重重叠码分复用系统就完全可以用一个只有l-1＝1节移位寄存器的“抽头延时线”模型所描述，如图19所示。
图19中第一个抽头系数为B0，第二个抽头系数为B1，它们都是K×N/2阶矩阵。信道在时隙n时的输入为
Figure GPA000002452706001715
它是一个K维的Q元矢量，其中Q为每基本调制符号所荷载的数据比特数，噪声信道输出
Figure GPA000002452706001717
都是NC＝N/2维矢量。
为了使系统模型描述的更为清晰，令
B i = b 0,0 i b 0,1 i · · · b 0 , N / 2 - 1 i b 1,0 i b 1,1 i · · · b 1 , N / 2 - 1 i · · · · · · · · · · · · b K - 1,0 i b K - 1,1 i · · · b K - 1 , N / 2 - 1 i , i＝0，1，
这样一来，图19系统模型中的“抽头延时线”部分更可具体细化为图20，它与一个码率为2K/N，约束长度为1的卷积编码器模型极为相似。
显然，l＝2重重叠系统“抽头延时线”模型的稳定状态数为QK，二重重叠的码分系统不会有过渡状态，其最初与最终状态为0，输入数据Un有QK种可能组合。系统的约束长度为1，每个状态可向其它QK个状态转移。完全类似，高于二重(l＞2)重叠的码分系统模型中将含有更多节移位寄存器。其稳定状态有QK(l-1)种，其最初与最终状态仍为0，但是有前与后过渡状态，具体状态转移的原理请参考发明人的另外两份专利申请，申请号分别为PCT/CN2006/2012和PCT/CN2006/001585，此处不再赘述。
在信道噪声为白高斯噪声时，众所周知，最佳接收机应是最小欧氏距离接收机，即寻找最佳的数据序列
Figure GPA00000245270600182
，使序列
Figure GPA00000245270600183
与序列
Figure GPA00000245270600184
之间的欧氏距离最小，这可以用最大似然多码联合序列检测(Maximum Likelihood Sequential Multi-codes JointDetection-MLSMCD)算法来实现，其算法复杂度仅决定于系统的状态数QK(l-1)。
例如：当l＝2，N＝8，K＝4，Q＝4(16QAM或16PM调制)时，系统“抽头延时线”模型的状态数为QK＝44＝256，输入数据Un也有QK＝44＝256种组合，每个状态可向其它256个状态转移。具体最大似然多码联合序列检测(MLSMCD)算法请参考发明人的另外两份专利申请，申请号分别为PCT/CN2006/2012和PCT/CN2006/001585，此处不再赘述。
需要特别强调的是：当A是正交矩阵(包括A中含有L个正交子载波的情况)且TC＞＞Δ时，由于各个码在接收端是完全正交的，最大似然多码联合序列检测算法将退化为分别对每个码的逐码检测，与传统逐码检测不同，在对它们分别实行相关检测运算时，其积分时间是相互重叠的。这也是本发明着重介绍低码片速率(TC＞＞Δ)情况的原因之一。
为了进一步提高系统的频谱效率，码组移位叠加可以NC＜NA为单位，其最大频谱效率应该出现在以码片TC为移位单位，即NC＝1，l＝N时，下面详细分析这种情况：
令： A = α → 0 α → 1 · · · α → N / 2 - 1 ,
B＝C[+]S＝[b0，b1，…，bN-1]，
S ~ ( t ) = Σ n U ~ n T B ( t - n T C ) ,
则当t∈(nTC，(n+1)TC]时，即第n个码片的传输期内，接收信号的复包络为：
V ~ n ( t ) = 1 2 2 E S S ~ n ( t ) + n ~ n ( t ) ,
其中： S ~ n ( t ) = Σ i = 0 N - 1 U ~ n - i T b i ( t - n T C ) ,
这里：
V ~ n ( t ) = Δ V ~ ( t ) g T ( t - n T C ) ;
S ~ n ( t ) = Δ S ~ ( t ) g T ( t - n T C ) ;
n ~ n ( t ) = Δ n ~ ( t ) g T ( t - n T C ) ;
b i ( t ) = Δ b ( t + iT ) g T ( t ) ;
g T ( t ) = Δ u ( t ) - u ( t - T C ) .
n＝0，1，2……
显然，接收信号(n＝0，1，……)的复包络正是传输数据序列的转置与矢量序列[b0(t)，b1(t)，…，bN-1(t)]T的复数卷积。
显然，对于(C1，S1)码组：
Figure GPA000002452706001912
i＝0，1，…，N/2-1，
Figure GPA000002452706001913
i＝N/2，N/2+1，…，N-1，，
对于(C2，S2)码组：
Figure GPA00000245270600201
i＝0，1，…，N/2-1，，
i＝N/2，N/2+1，…，N-1，
Figure GPA00000245270600203
表示矢量
Figure GPA00000245270600204
的负。
同样，这里·(t)是只有一个码片的波形，在作信号处理时它们可以分别是标量与矢量。这样一来，N重(l＝N)，即码片级重叠码分复用系统就完全可以用一个有l-1＝N-1节移位寄存器的“抽头延时线”模型所描述，如图21所示。
图21的系统模型可以提供最高的频谱效率。这里只有
Figure GPA00000245270600205
bk是K维矢量，其它为标量，其细化模型这里从略。综上所述可知：
当相对移位是以NC＝mNA(m为任意正整数，NA为扩展矩阵A的列数)为单位进行时，系统的重叠重数l＝N/mNA，码字利用率在m大于1时小于1，在m等于1时达到1，系统地址码组间具有“零相关窗”特性，其单边窗口宽度为mNA-1。
当相对移位以NC＜NA个码片为单位进行时，系统的重叠重数l＝N/NC，系统地址码组间仍有“零相关窗”特性，其单边窗口宽度为NC-1。码字利用率大于1，系统具有较高的频谱效率。
当相对移位是单个码片为单位(NC＝1，l＝N)进行时，系统地址码组间失去“零相关窗”特性，但仍保持正交。码字利用率最高，系统具有最高的频谱效率，它决定于扩展矩阵A的列数NA，NA越大最高频谱效率越高。
不推荐移位单位NC大于NA且不为NA整倍数，这时码字利用率低，系统频谱效率低，而且当NC/NA为非整数时系统处理复杂度也高；也不推荐移位单位NC＜1，因为这将导致扩展系统处理带宽。
下面具体分析本发明码分复用系统当不使用正交频率子帧(即M2＝1，M＝M1，单小区不组网情况)，扩展矩阵A中含有L个频率元素(子载波)，基本码长为N，移位单位为NC个码片，重叠重数为l＝N/NC时，系统所需要占用的带宽B、系统总容量R、频谱效率η等主要技术指标。
这里：
Figure GPA00000245270600211
A0是NA×NA阶矩阵，
Δf＝0.5fC或fC(因为根据仿真与实验，对于这种LNA×NA阶矩阵A，即使Δf＝0.5fC，甚至更小一些，最大似然多码联合序列检测也能够处理，只是门限信扰比要有所提高，而小的Δf显然对提高系统的频谱效率有益，但是Δf＜0.5fC后信扰比损失就显太大了，因此不建议使用。
系统所用的基本参数如下：
N～基本C，S码长；
K×NA～扩展矩阵A的阶数；
NC～相对移位的码片数；
l～码组重叠重数：l＝N/NC；
M～各子帧中的正交载波频率组数(M≥2)；
L～扩展矩阵A内的子载波数，即用L个组内子载波来扩展正交矩阵A的列数，使K＝NAL；
Q～每调制符号(码)所荷载的信息比特数，2Q为调制信号电平数；
R～系统总容量(bps，Mbps，Kbps)；
η～系统频谱效率(bps/Hz/cell(seetor))；
B～系统带宽(Hz，KHz，MHz)；
fc～码片速率(cps)；    Tc～码片长度(s，μs).
系统总容量(bps)计算：
由于基本C，S码长为NTc，有M个正交载波频率(当矩阵A中有L个子载波频率时为M个正交载波组)的分组基本完备正交多载波码对偶的总长度(总码组长)为2MNTC。假定系统每帧内安排了
Figure GPA00000245270600212
个这种分组基本正交多载波码对偶，则帧长为M≥2，其中[M-(1+1/l)]NTC是由码组移位所产生的拖尾长度。
在重叠数为l＝N/NC时，最大移位码组数为l(M-1)＝N(M-1)/NC，每组内有NA对码，共两组，载波组总数为M，A内还有L个子载波。由于每载波每对码(含移位码)均可荷载Q比特信息，则每帧系统可传输
Figure GPA00000245270600221
比特。当系统帧长较长，
Figure GPA00000245270600222
时，拖尾长度可以忽略，则系统总容量近似为：
R ≅ 2 N ( M - 1 ) N A LMQ 2 M N C T C = ( M - 1 ) N A LQ N C · f C bps
可见系统容量与在移位以扩展矩阵A为单位时(NC＝NA，l＝N/NC)与重叠重数l无关。当移位以码片为单位时(NC＝1，l＝N)，系统容量最高达NAL(M-1)QfC bps。
系统带宽计算：
(1)若TC＞＞Δ，即信道为AWGN或平坦频率衰落时，载波间的“正交”性在系统带宽不受限时，只要载波间隔等于码片速率fC(或其整倍数)就可以满足，当取fC时各个子载波信号的频谱有一半相互重叠。系统带宽就是重叠信号的总带宽。众所周知OFDM系统中载波间隔就是这样选择的，为了近似于带宽不受限，系统不对各子载波信号而只对总信号滤波，只要子载波数目很大，相对各个子载波信号而言，可以近似于带宽不受限。这时系统的平均时间带宽积逼近1。
(2)若TC＜Δ，即频率选择性衰落信道时，情况将完全不同，只要子载波信号频谱有重叠，它们之间就一定会出现干扰。因此各子载波信号必需先行滤波，载波间隔也必须大于fC，否则难以确保正交性。因此，当TC＜Δ时，系统带宽应是互不重叠子载波信号的总带宽。这将最终导致利用多正交载波频率(或载波组)的办法无法在频率选择性信道中使系统各载波信号的平均时间带宽积逼近1。不过多正交载波频率(或载波组)能提供一些其他众所周知的优势。
为此如果仅仅要求高频谱效率，应用本发明最好像OFDM一样选择TC＞＞Δ，并选用尽可能多的子载波。以下的带宽计算是仅仅是TC＞＞Δ，即平坦频率衰落条件下，而系统带宽则是指重叠频谱最外端零点间的带宽，组间载波最小间隔以fc计：
1.矩阵A中L(L≥1)个子载波最小间隔为fc时
B1＝M(L-1)fc+(M+1)fc＝(ML+1)fc Hz，
2.矩阵A中L(L≥1)个子载波最小间隔为0.5fc时(以主瓣带宽计算)
B 2 = M 2 ( L + 3 ) Hz ,
当TC＜Δ时，带宽计算与选用的滤波器有关，不再赘述。
系统频谱效率计算：
A中子载波间隔Δf＝fC时
η 1 ≅ R B 1 = N A ( M - 1 ) LQ N C ( ML + 1 ) → ML > > 1 N A N C Qbps / Hz ,
Maxη1＝NAQ bps/Hz。
A中子载波间隔Δf＝0.5fC时
η 2 ≅ M - 1 M · L L + 3 · 2 N A N C Q → ML > > 1 L L + 3 · 2 N A N C Qbps / Hz
Max η1＝2NAQ bps/Hz。
基本完备互补正交码对组偶的相互移位NC＝NA时，l＝N/NC，系统的频谱效率与重叠重数l无关，其地址码字利用率与基本码长无关也为1，这时地址码组间的“零相关窗”宽度为(NA-1)TC，当然有：
Figure GPA00000245270600234
及
Figure GPA00000245270600235
众所周知，OFDM系统在载波频率数M＞＞1时的频谱效率也是Q bps/Hz，只与这里的η1相当。而众所周知，OFDM允许有Δf＝0.5fC的情况，而且也不可能有“零相关窗”。
当移位是以NC＜NA个码片为单位进行时，系统的频谱效率将随重叠重数l的增加而增加，系统的最大频谱效率发生在以码片为单位(NC＝1，l＝N)移位时。增加扩展矩阵A的列数NA可以增加最大频谱效率。此时，甚至只用低维(小Q)调制信号就可获得高频谱效率。显然现有的OFDM等技术绝对不可能与之匹敌。
另外，子帧内正交载波数M1越大，系统的频谱效率会高一些，但在实际系统中M1的取值必须满足条件：
Figure GPA00000245270600236
为信道的相干时间，决定于工作频段与移动速度。
为实现组网的要求，本发明考虑使用下述方法：首先用
Figure GPA00000245270600241
个在时间上连续排列，M1个正交载波频率(或载波组)调制的移位地址码组形成子帧，M2个子帧组成帧，各子帧中的正交载波频率(或载波组)相互正交，这样系统共需M＝M1M2个正交载波频率(或载波组)；
其次，对M2(M2≥4)个频率域相互正交的子帧实施正交时频编码，并将不同的正交时频编码，即相互正交的不同子帧排列分配给不同的小区，以使相邻小区间的干扰为零或降低至最低程度。
频率域正交的子帧数M2取决于频率重用系数，根据四色原理，M2≥4，即至少要有四组正交的载波频率(或载波组)才能实现组网的要求。
步骤一：根据所给定的信道参数，系统参数，列出最基本的设计参数以及制约条件等：
1.信道参数：主要有信道的最大时间扩散量Δ(s，秒)或信道的相干带宽
Figure GPA00000245270600242
(Hz，赫)；信道的最大频率扩散量
Figure GPA00000245270600243
(Hz，赫)或信道的相干时间
Figure GPA00000245270600244
(s，秒)；使用频段(GHz，千兆赫)，移动速度(Km/Hr，公里/小时)等；
2.系统参数：主要有系统带宽B(Hz，赫)；门限信扰比SIR、频谱效率η、覆盖、蜂窝组网的要求等；
3.基本设计参数：
基本调制电平数2Q，其中Q为每码所荷载的信息比特数；
码片长度TC，或码片速率fC＝1/TC；
基本分组互补码长NTC；
基本K×NA阶扩展矩阵A(含A内的载波数L)；
子帧内正交载波(组)数M1；
频率域正交子帧数M2；
重叠复用的重叠重数l(l≥2)或移位码片数NC(l＝N/NC)；
NA/NC(1≤NA/NC≤NA，本发明不推荐使用NC＞NA)，该比值就是码字利用率，其越大系统频谱效率提高的倍数越大。(NC-1)TC就是地址码组的“零相关窗”口宽度。
参数之间需满足的前提条件：
i)(N-l)TC≥lΔ，(l≥2)，或(NC-1)TC＞Δ，因为相邻移位码组的间隔必须大于信道的最大时间扩散；
ii)这是当分组完备正交互补码对偶的C，S部分以时分方式安排时，由M1(M1≥2)个正交载波频率(或载波频率组)所组成的码组长度所应满足的基本条件(因为同一正交载波频率(或载波频率组)码组的C，S部分在经过信道传输后，必须具有相同的衰落特性，否则难以体现互补码的互补特性)；
iii)M2≥4，M2越大相邻小(扇)区之间的干扰将越小，M为4是四色原理所要求的最小频率重用系数。
上述八个设计参数在系统带宽B一定时是互相制约的，要反复组合精心选择。
步骤二：根据系统对频谱效率的要求确定系统的码字利用率NA/NC
因为本发明不推荐使用NA＜NC，该比值在NA/NC≥1时就是码字利用率，其值与Q越大系统频谱效率越高，系统处理复杂度也越高，其最大比值为NA，即扩展矩阵A的列数。这要根据对频谱效率提高的要求以及容忍的处理复杂度而定。
步骤三：根据给定的系统带宽B，确定码片速率fC(或码片长度TC＝1/fC)，正交载波总数M＝M1M2(在组网条件下M2是定值)以及扩展阵A中的载波数L(如果需要)；
1)选择TC＞＞Δ，此时系统可有最高的频谱效率，
2)选择TC＜Δ，此时系统虽然没有最高的频谱效率，但可有其它的技术优势。
在选择1)时，应根据初步选择的TC及给定的B确定M1，M2，L等载波数，该过程可能需要反复调整多次才能最终确定。
在选择2)时，选择TC确定M1，M2，L等载波数时还必须考虑“零相关窗”的大小，打算采用何种滤波器及其参数等因素。
步骤四：根据系统对地址码组的“零相关窗”口宽度的要求确定NC及NA
系统地址码组的“零相关窗”口宽度等于(NC-1)TC，在确定码片速率fC后，就可确定NC，
1)若选TC＞＞Δ，则可选NC＝1，也可选NC＞1此时系统能容忍较大的定时与接入误差，
2)若选TC＜Δ，则要根据所需系统“零相关窗”口的宽度决定NC。
在NC确定后，就可根据步骤二所选定的NA/NC比值确定NA。
步骤五：确定基本互补码
基本互补码(Basic Complementary Code)的选择。
该子步骤又可细分如下：
1)决定基本互补码对的长度l′；
l′取较大值的主要优点有：
i)大l′将导致长的基本码长N＝L′NA，与大的系统扩频处理增益G＝N，从而会带来一系列众所周知的优点；
ii)组内码的相关特性相对较好，这是因为组内码的相关特性只在相对移位|τ|＜NC≤NA以内时才不理想，其它范围全是理想的，当l′较大时，由于N＝l′NA，显然不理想的范围就相对较小了，这对于降低ACI电平等是极为有用的。
l′较大的缺点主要有：
i)系统所需的最大似然序列检测算法的复杂度随l′的增大而指数增长；
ii)N＝l′NA较长后会导致最大正交载波频率(或载波组)数M减小，在某些情况下这也会产生一些负面影响。
因此，对l′的实际取值要由实际与可能全面考虑而定。
2)按照关系
l′＝l0×2k；k＝0，1，2，...
先决定一个最短基本互补码(the shortest complementary code)的长度l0。例如要求l′＝12，则l0＝3，k＝2。
3)或者按照关系
l′＝l01×l02×2k+1；k＝0，1，2，...
先决定两个最短基本互补码的长度l01，l02。例如，要求l′＝30，则l01＝3，l02＝5(k＝0)。
4)根据2)或3)决定的最短码长，以及工程实现的要求，任意选定一最短码长l0的
Figure GPA00000245270600271
码，
Figure GPA00000245270600272
5)根据自相关函数完全互补性的要求，用数学上解联立方程组的办法，求解出与
Figure GPA00000245270600273
自相关函数完全互补(complete complementary)的
Figure GPA00000245270600274
码，
Figure GPA00000245270600275
Figure GPA00000245270600276
的元素由下述联立方程组解出：
C 11 · C 1 l 0 = - S 11 · S 1 l 0
C 11 · C 1 l 0 - 1 + C 12 · C 1 l 0 = - ( S 11 · S 1 l 0 - 1 + S 12 · S 1 l 0 )
C 11 · C 1 l 0 - 2 + C 12 · C 1 l 0 - 1 + C 13 · C 1 l 0 = - ( S 11 · S 1 l 0 - 2 + S 12 · S 1 l 0 - 1 + S 13 · S 1 l 0 )
C 11 · C 12 + C 12 · C 13 + . . . + C 1 l 0 - 1 · C 1 l 0 = - ( S 11 · S 12 + S 12 · S 13 + S 1 l 0 - 1 · S 1 l 0 )
由上述联立方程解出的
Figure GPA000002452706002711
码，一般有很多解，可以任选一个作为
Figure GPA000002452706002712
例1：若这里+代表+1；-代表-1，可能的
Figure GPA000002452706002714
解很多，如：+0+；-0-；+j+；+-j+；-j-；--j-等。
例2：若
Figure GPA000002452706002715
可能的
Figure GPA000002452706002716
解有
Figure GPA000002452706002717
1，
Figure GPA000002452706002718
1，
Figure GPA000002452706002720
a，
Figure GPA000002452706002722
等，这里a为任意不等于+1或-1的数。
例3：若
Figure GPA000002452706002723
2，-2，2，1；
Figure GPA000002452706002724
的一个解为
1，4，0，0，-1等。
若初选的
Figure GPA000002452706002725
取值不当，则
Figure GPA000002452706002726
可能无解；有时尽管
Figure GPA000002452706002727
有解，但不便于工程上应用，此时，需重新调整
Figure GPA000002452706002728
的取值，直至我们对
Figure GPA000002452706002729
及的取值均感满意为止。
6)若由3)，因为有两个最短长度l01，l02，则重复4)5)，求解出两对
Figure GPA000002452706002731
及
Figure GPA000002452706002732
其中：
Figure GPA000002452706002733
Figure GPA000002452706002734
Figure GPA000002452706002735
Figure GPA000002452706002736
并按如下规则求解出长为2l01×l02的互补码
Figure GPA00000245270600281
其中
Figure GPA00000245270600282
Figure GPA00000245270600283
它们的长度均为2l01×l02。
式中
Figure GPA00000245270600284
表示克罗内克积(Kroneckzer product)；·表示倒序列；
Figure GPA00000245270600285
表示非序列，即元素值取反(负)。
步骤六：确定基本完美正交互补码对偶(Basic Perfect CompleteOrthogonal Complementary Code Pair Mate)
子步骤一：根据步骤五的5)6)所解出的最短基本互补码(The ShortestBasic Complementary Code)
Figure GPA00000245270600286
求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码对
Figure GPA00000245270600287
Figure GPA00000245270600288
Figure GPA00000245270600289
被称为完美正交互补码对偶(Perfect Complete Orthogonal Complementary codepair mate)，也就是说，从互补意义上讲，它们中每一对的自相关函数以及两对之间的互相关函数都是理想的。
理论与遍搜索已经证明，对于任一互补码
Figure GPA000002452706002810
只存在一个与之配偶的互补码
Figure GPA000002452706002811
且它们满足如下关系：
Figure GPA000002452706002812
Figure GPA000002452706002813
这里：下划线·表示倒序列，即排列顺序颠倒(从尾部到头部)；
上划线表示非序列，即元素值全部取反(负)值；
*表示复数共轭；
k为任意复常数。
例如：若
Figure GPA000002452706002815
Figure GPA000002452706002816
令k＝1，得
Figure GPA000002452706002817
Figure GPA000002452706002818
容易检验，它们的互补意义上的自相关与互相关函数值都是处处理想的。
子步骤二：从码长为l0的完美正交互补码对偶(perfect completeorthogonal complementary code pair mate)形成所需长度l′＝l0×2k(k＝0，1，2，...)的完美正交互补码对偶。
若
Figure GPA00000245270600291
与
Figure GPA00000245270600292
是一完美正交互补码对偶，则我们可以用下述四种简单方法来使其长度加倍，而长度加倍后的两个新码对，仍然是一完美正交互补码对偶。
方式一：将短码按下述方法串接起来
Figure GPA00000245270600293
Figure GPA00000245270600294
Figure GPA00000245270600295
Figure GPA00000245270600296
方式二：C1(S1)码的奇偶位分别由
Figure GPA00000245270600297
及
Figure GPA00000245270600298
组成；
C2(S2)码的奇偶位分别由
Figure GPA00000245270600299
及
Figure GPA000002452706002910
组成。
例如：若
Figure GPA000002452706002911
Figure GPA000002452706002912
Figure GPA000002452706002914
则 C 1 = [ C 11 C 21 C 12 C 22 . . . C 1 l 0 C 2 l 0 ] , S 1 = [ S 11 S 21 S 12 S 22 . . . S 1 l 0 S 2 l 0 ] ;
C 2 = [ C 11 C ‾ 21 C 12 C ‾ 22 . . . C 1 l 0 C ‾ 2 l 0 ] , S 2 = [ S 11 S ‾ 21 S 12 S ‾ 22 . . . S 1 l 0 S ‾ 2 l 0 ] .
方式三：将短码按下述方法串接起来：
Figure GPA000002452706002920
Figure GPA000002452706002921
Figure GPA000002452706002922
方式四：C1码的奇偶位分别由及
Figure GPA000002452706002924
组成；S1码的奇偶位分别由
Figure GPA000002452706002925
及
Figure GPA000002452706002926
组成；C2码的奇偶位分别由及组成；S2码的奇偶位分别由
Figure GPA000002452706002929
及
Figure GPA000002452706002930
组成。
还有很多其它等效的方法，这里不再赘述。
连续使用上述方法，可最终形成所需长度l′的完美正交互补码对偶。
步骤七：基本扩展矩阵A(Basic expanding matrix)的选择
A的列数NA(已由步骤四基本确定)越大，系统的码字利用率与最高频谱效率越高，另外根据发明者之前的专利“一种分组时间、空间、频率多地址编码方法”(PCT/CN2006/000947)可知：扩展矩阵A是将基本码间“零相关窗”地址编码扩展为码组间“零相关窗”地址编码的重要组成部分。它可以保证在同样“窗口”宽度条件下，将可用码数大幅度提高，同样，在保证一定可用码数条件下，使“零相关窗”口更宽。
若扩展矩阵A的阶数为K×NA，这里K代表扩展矩阵的行数，NA代表扩展矩阵A的列数。
一般来说，扩展矩阵A的行数K等于组内码的个数。K越大，系统的频谱效率越高，但一般当K＞NA后，系统所需的门限信扰比及处理复杂度亦越高。
扩展矩阵的列数NA越大，系统码字利用率与频谱效率越高，所形成的地址码组与组之间互相关函数的“零相关窗”口的宽度越宽。根据PCT/CN2006/00947知：A可以是常量矩阵也可以是随机矩阵。当A是随机矩阵时，系统会自动产生隐分集增益。其最大分集重数为NA，即可提供的衰落不相关或弱相关的时间、空间、频率等随机变量的个数，这些随机变量就是扩展矩阵A中的元素，在传统系统设计中，人们往往要求不相关分集，这将导致要求编码元素应具有不相关或者独立衰落。但在一定可处理的“空间”范围内，如地理空间尺寸，处理时间、系统可使用带宽等约束条件下，可供使用的具有不相关衰落或独立衰落的随机元素数目将受到限制。理论与实际均已证明，可适当放松对所用随机元素相关性的要求。李道本教授在其著作中提出了e-1准则，即相关性为零与相关性高至e-1(约为0.37)在性能上几乎没有区别。根据实验结果，相关性甚至可放松至0.5左右，这样在给定可处理的“空间”范围内就可以达到更高的隐分集重数，但相关性进一步放松并不可取，虽然这样做可以造成更高的视在隐分集重数，但真正有效的分集重数提高非常有限。因此对相关性的放松一定要适度。
步骤七又可细分如下：
1)扩展矩阵的列数NA就是系统所能达到的最大码字利用率及隐分集重数；
2)在决定A为随机矩阵时，根据可用时间、频率、空间的“空间”大小及系统复杂性等工程要求，选取基本“弱”相关随机变量(编码元素)的个数。
3)根据系统复杂性及对提高频谱效率等要求，决定每“组”地址码内码的个数K，K就是扩展矩阵的行数。
4)根据可用时间、频率、空间弱相关随机变量(编码元素)的个数，所需扩展矩阵A的行数K及列数NA，构造基本编码扩展矩阵。该矩阵只需满足以下三个基本条件即可：
a)该扩展矩阵应是行满秩矩阵，即各行向量间应线性无关；
b)各行向量的非周期与周期自相关函数应具有尽可能“小”的付峰，例如说绝对值不大于e-1甚至0.5以上。
c)各行向量间的非周期与周期互相关函数应具有尽可能“小”的付峰，例如说绝对值不大于e-1甚至0.5以上。
其中：
a)各行向量中“弱”相关随机元素的个数，即是对应无线通信系统的隐分集重数(在A是常量矩阵时，不会有分集效果)；
b)各行向量的自相关函数的好坏将决定组内对应码在“窗口”内的自相关函数的好坏；
c)各行向量间的互相关函数的好坏将决定组内对应码之间在“窗口”内的互相关函数的好坏。
以下举例给出几种实用的基本扩展矩阵A：
a)编码扩展矩阵A的行、列数K＝NA＝2，
基本编码扩展矩阵可为 A 0 = a 1 a 2 * a 2 a ‾ 1 * ,
这是一个正交矩阵，其中a1，a2是两个空间或其它任何随机变量，甚至是两个常量，对它们的相关性毫无要求。当它们的相关性为1(常量矩阵或a1＝a2，即二者是同一随机变量)时，隐分集增益消失，但仍然对提高系统容量及频谱效率有益。
b)编码扩展矩阵的行、列数K＝NA＝4
基本编码扩展矩阵可为 A 0 = a 1 a 2 a 3 a 4 a 2 a ‾ 1 a 4 a ‾ 3 a 3 a ‾ 4 a ‾ 1 a 2 a 4 a 3 a ‾ 2 a ‾ 1
这也是一个正交矩阵，其中a1，a2，a3，a4可以是任何空间或其它随机变量或由它们组合而生的新分集随机变量，也可以部分是随机变量部分是常量甚至全部是任意常量。
c)组内多载波的编码扩展矩阵的列数为NA，行数为K＝LNA，其中L为组内的载波数。
这种扩展矩阵的基本形式为：
Figure GPA00000245270600321
其中A0为NA×NA阶正交矩阵，f0，f0+Δf，...，f0+(L-1)Δf是L个组内载波，分别是它们的相位，则A为LNA×NA阶矩阵。采用多个载波是为了增加系统的容量及频谱效率。显然，当Δf＝1/TC时，A仍然是正交矩阵，增加L对提高频谱效率无益。
实际可应用的基本编码扩展矩阵还有很多不再赘举，只要它们满足前述三项基本条件，甚至常量矩阵均可应用，但是需要说明的是，常量编码扩展矩阵A，只对提高系统频谱效率，增加系统容量有用，对提高系统传输可靠性不但不会起任何作用，甚至起相反作用。
步骤八：构成基本分组完备正交互补码对偶(Basic Grouped PerfectComplementary Orthogonal Code pair Mate)。
基本分组完备正交互补码对偶Bj＝Cj[+]Sj(j＝1，2)是由步骤六决定的基本正交互补码对偶
Figure GPA00000245270600323
与步骤七决定的扩展矩阵A的克罗内克乘积而来，
即
Figure GPA00000245270600324
其中Cj，Sj的码长都是N。
本发明中的基本分组完备正交互补码对偶与发明者李道本在PCT/CN2006/000947中的基本分组完备正交互补码对偶看起来似乎一样，但确有所不同的，因为本发明不需要其0尾巴(或头部)部分。
步骤九：将基本分组完备正交互补码对偶的C与S部按设计的正交载波(或载波组)数M分别调制到对应的M个正交载波频率(或载波组)上，并在时间上链接起来，最后再将M个正交载波频率(或载波组)链接排列后的C与S部分交替链接起来，如：
Figure GPA00000245270600325
Figure GPA00000245270600326
Figure GPA00000245270600327
Figure GPA00000245270600328
●●●●
其中：
Figure GPA00000245270600329
为调制在载波频率(或载波组)fM(m＝0，1，…，M-1)上的基本分组完备正交互补码对偶，
Figure GPA00000245270600331
即各个载波频率(或载波组)相互正交。
C，S重复链接的次数完全由系统设计的帧长而定，但一帧中必须有偶数个链接的C，S否则互补码特性就难以体现，同时还要加上由于码组连续移位所产生的“码尾巴”，它等于[M-(1+1/l)]NTC。
上述基本分组完备正交互补码对偶的C，S部分是按时分方式安排的，如果信道衰落对其两个正交极化电波分量是完全同步的，同时信道又没有去极化效应，则完备正交互补码对偶的C，S部分可以分别调制到这两个正交极化的电波上。
步骤十：对步骤九的链接调制基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位，相邻移位间隔为NTC/l，最大移位次数为l(M-1)。
不同移位(含零移位)、不同正交载波频率(或载波组)fm(m＝0，1，…，M-1)调制的基本分组完备正交互补码对偶均可独立地或联合地荷载被传输的信息。
步骤十一：以不同移位(含零移位)、不同正交载波频率(或载波组)fm(m＝0，1，…，M-1)调制的基本分组完备正交互补码对偶为“核”(Kernel)或“根”(Root)进行码的长度与数目的扩展，以产生更多数量的地址码组。这些方法主要有：
按PCT/CN2006/000947中的生成树法，对同一载波频率(或载波组)fm(m＝0，1，…，M-1)，相距M1NTC的基本分组完美正交互补码对偶(注意：这里不再需要额外补上0矩阵)进行码的长度与数目扩展。经扩展后的各组地址码，若基本编码扩展矩阵A的元素是由“弱”相关分集随机变量组成时，它将具有与随机变量种类和个数相应的隐分集重数，同时，不同码组地址码间的互相关函数在原点附近存在一“零相关窗”口，其“窗”口宽度由移位分组完备正交互补码偶的移位码片数决定。
基本编码扩展矩阵A有可能是随机矩阵。不同地址用户只有在基站端才有可能使用同一扩展矩阵A，而处于不同移动站的地址用户，在基本编码矩阵A是随机矩阵时，绝对不可能是同一矩阵了。在这种情况下，能否仍然保证各组码对偶之间互相关函数的“零相关窗”特性呢？答案是肯定的。理论与实践均已证明，只要各地址用户的地址码所用的扩展矩阵是同构矩阵(Homomorphic matrices)，则由生成树所生成的分组地址码间的“零相关窗”及其它性质均将保留而不会遭到破坏，所谓同构矩阵(Homomorphicmatrices)是指矩阵的结构形态完全一致而矩阵中的元素并不相同的矩阵，如
Figure GPA00000245270600341
与就是同构矩阵，其中元素a1，a2与b1，b2可以完全不同，又如与
Figure GPA00000245270600344
也是同构矩阵，其中元素a1，a2，a3，a4与b1，b2，b3，b4可以毫无关系。
同码组中的编码扩展矩阵，可以是同一矩阵(例如说在基站中应用)，也可以是同构矩阵(例如说在移动站中应用)，但是无论何种情况必须保证同一地址的码组中的编码扩展矩阵是同一矩阵。
将一个或若干个正交载波频率(或载波组)fm(m＝0，1，…，M-1)调制的互补码组
Figure GPA00000245270600345
作为“根”，对之连续实施时、频正交编码扩展，以得到不同长度与数目的地址码组，例如：
哈达玛正交扩展(Hardmard Orthogonal Expanssion)
H n = H n - 1 ⊗ + + + - , n＝1，2，……
其中H0是正交扩展的“根”，它可以是任一个正交载波频率(或载波组)调制的互补码对组
Figure GPA00000245270600347
或是由两个或多于两个不同正交频率(或载波组)调制的互补码对组所组成的原始正交矩阵，n＝1，2，…代表扩展的阶段，每一个阶段都将会前一阶段的码组的数量与长度加倍，扩展前后的码组都是正交码组，且相互都具有同样的“零相关窗”。
还有很多其它种类的正交扩展变换，它们在数学上基本上都是等效的，不再赘述。
步骤十与十一的顺序可以交换，即可以先扩展地址码组的数量与长度，再实施连续重叠移位，又可以先实施连续重叠移位再实施扩展地址码组的数量与长度。
李道本在PCT/CN00/0028中的“零相关窗”LAS-CDMA多地址编码方法，仅仅是本发明中扩展矩阵A为1×1矩阵(常数)且没有相对移位时的特例。李道本在PCT/CN2006/000947中的组间“零相关窗”DBL-CDMA分组多地址编码方法，也仅仅是本发明中基本分组完备正交互补码对偶中补上0，正交载波(或载波组)数M1为1，且没有相对重叠移位时的特例。
步骤十二：在接收端对重叠复用正交多载波分组“零相关窗”多地址码信号实施多码联合序列检测。
多码联合序列检测可以是最大似然联合序列检测，最大后验概率联合序列检测，以及它们的各种准最佳算法，快速算法等。具体多码联合检测算法也可以参考发明人之前的两项专利，申请号为PCT/CN2006/001585，发明名称为“一种时间分割复用方法和系统”的PCT专利申请；申请号为PCT/CN2006/002012，发明名称为“一种频分复用的方法与系统”的PCT专利申请。本发明进行多码联合检测需要注意的是，需要对基本分组完备正交互补码对偶的C码和S码所载荷信息分别实施多码联合序列检测，最后将检测结果相加。
以上具体实施方式仅用于说明本发明，而非用于限定本发明。

Claims (15)

1.一种码分复用的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
选择基本完备正交互补码对偶；选择基本扩展矩阵A；将所述基本完备正交互补码对偶和所述基本扩展矩阵A进行克罗内克乘积得到所述基本分组完备正交互补码对偶；所述基本分组完备正交互补码对偶的零相关窗的宽度大于信道的最大时间扩散，所述零相关窗的宽度为（Nc－1）×Tc，其中Nc为移位码片数，Tc为码片长度；同一正交载波调制的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码和S码在经过信道传输后具有相同的衰落特性；
将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波上；其中，M≥2；
对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位；
以经过调制和移位的基本分组完备正交互补码对偶为根进行码的长度与数目的扩展；
将信息载荷到经过移位或扩展的所述基本分组完备正交互补码对偶上；
对基本分组完备正交互补码对偶所载荷信息实施多码联合检测。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
所述码片长度Tc由给定的系统带宽确定；
在加性高斯白噪声信道或平坦频率衰落信道中，所述移位码片数Nc为大于或等于1的整数，在频率选择性衰落信道中，所述移位码片数Nc由系统所需零相关窗的宽度以及码片长度Tc决定。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述选择基本完备正交互补码对偶，具体包括以下步骤：
根据系统所需零相关窗的宽度决定基本完备正交互补码对偶的长度l′；
按照关系l′＝l0×2k决定最短基本互补码对偶的长度l0，其中，k＝0,1,2，...；根据工程实现的要求选定一最短码长l0的
Figure FDA00001727131800011
码，根据自相关函数完全互补性的要求，求解出与自相关函数完全互补的
Figure FDA00001727131800014
码，
Figure FDA00001727131800015
根据所述最短基本互补码
Figure FDA00001727131800016
求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码
Figure FDA00001727131800017
从码长为l0的完备正交互补码对偶形成所需长度l′＝l0×2k的完备正交互补码对偶。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述选择基本完备正交互补码对偶，具体包括以下步骤：
根据系统所需零相关窗的宽度决定基本完备正交互补码对偶的长度l′；
按照关系l′＝l01×l02×2k+1决定两个最短基本互补码的长度l01,l02，其中k＝0,1,2，...；
根据工程实现的要求选定一最短码长l01的
Figure FDA00001727131800021
码，
Figure FDA00001727131800022
以及一最短码长l02的
Figure FDA00001727131800023
Figure FDA00001727131800024
根据自相关函数完全互补性的要求，分别求解出与
Figure FDA00001727131800025
和
Figure FDA00001727131800026
自相关函数完全互补的
Figure FDA00001727131800027
和
Figure FDA00001727131800028
Figure FDA00001727131800029
按照以下规则求解出长为2l01×l02的互补码
Figure FDA000017271318000211
其中：
Figure FDA000017271318000212
Figure FDA000017271318000213
根据所述最短基本互补码
Figure FDA000017271318000214
求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码
Figure FDA000017271318000215
从码长为2l01×l02的完备正交互补码对偶形成所需长度l′＝l01×l02×2k+1;k＝0,1,2,...的完备正交互补码对偶。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，要形成所需长度l′的完备正交互补码对偶，是通过将所述和
Figure FDA000017271318000217
最短基本互补码对连续进行长度加倍直到形成长度为l′的完备正交互补码对偶。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述长度加倍通过以下方式获得：
方式一：
Figure FDA000017271318000218
Figure FDA000017271318000220
Figure FDA000017271318000221
或者
方式二：C1(S1)码的奇偶位分别由
Figure FDA000017271318000222
及
Figure FDA000017271318000223
组成，C2(S2)码的奇偶位分别由
Figure FDA000017271318000224
及
Figure FDA000017271318000225
组成；或者
方式三：
Figure FDA000017271318000226
Figure FDA000017271318000228
Figure FDA000017271318000229
或者
方式四：C1码的奇偶位分别由
Figure FDA00001727131800031
及组成；S1码的奇偶位分别由
Figure FDA00001727131800033
及
Figure FDA00001727131800034
组成；C2码的奇偶位分别由
Figure FDA00001727131800035
及
Figure FDA00001727131800036
组成；S2码的奇偶位分别由
Figure FDA00001727131800037
及
Figure FDA00001727131800038
组成。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述选择基本扩展矩阵A，具体包括以下步骤：
根据可用时间、频率、空间的空间大小及系统复杂性的工程要求，选取基本弱相关随机变量；
根据系统复杂性及频谱效率要求，决定所述基本分组完备正交互补码对偶的组内码个数K，K即是扩展矩阵A行数；
根据系统频谱效率的要求以及移位码片数Nc，确定矩阵A的列数NA；
根据所述基本弱相关随机变量的个数、所需扩展矩阵A的行数K及列数NA，构造基本编码扩展矩阵A。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述扩展矩阵A的行数K＝NA。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当所述基本分组完备正交互补码对偶的组内为多载波时，所述组内码个数K＝LNA，其中L为组内载波数，NA为矩阵A的列数。
10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：
所述扩展矩阵是行满秩矩阵，各行向量间线性无关；
各行向量的非周期与周期自相关函数应具有尽可能小的付峰；
各行向量间的非周期与周期互相关函数应具有尽可能小的付峰。
11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波上，具体包括以下步骤：
Figure FDA00001727131800039
个在时间上连续排列、M1个正交载波频率或载波组调制的基本分组完备正交互补码对偶形成子帧；其中，
Figure FDA000017271318000310
远大于1；
M2个频率域相互正交的子帧组成帧；
对M2个频率域相互正交的帧实施正交时频编码，所述M=M1M2。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，
当单小区不组网时：M2＝1，M＝M1；
在组网情况下，M2大于等于4。
13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩展方式为：
生成树法，对同一载波频率的基本分组完备正交互补码对偶进行码的长度与数目的扩展；或
将一个或若干个正交载波频率调制的基本分组完备正交互补码对偶作为根，对它进行连续时频正交编码扩展。
14.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对基本分组完备正交互补码对偶所载荷信息实施多码联合检测，具体包括以下步骤：
对基本分组完备正交互补码对偶的C码和S码所载荷信息分别实施多码联合序列检测；
将检测结果相加。
15.一种码分复用的系统，其特征在于，所述系统包括以下装置：
码组生成器，用于选择基本完备正交互补码对偶；选择基本扩展矩阵A；将所述基本完备正交互补码对偶和所述基本扩展矩阵A进行克罗内克乘积得到所述基本分组完备正交互补码对偶；所述基本分组完备正交互补码对偶的零相关窗的宽度大于信道的最大时间扩散，所述零相关窗的宽度为（Nc－1）×Tc，其中Nc为移位码片数，Tc为码片长度；同一正交载波调制的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码和S码在经过信道传输后具有相同的衰落特性；
载波调制器，用于将在时间上连续排列的所述基本分组完备正交互补码对偶的C码与S码分别调制到M个正交载波或M个正交极化电波上；其中，M≥2；
移位器，用于对经过调制的基本分组完备正交互补码对偶实施连续移位；
编码扩展器，用于以经过调制和移位的基本分组完备正交互补码对偶为根进行码的长度与数目的扩展；
数据调制器，将信息载荷到经过移位或扩展的所述基本分组完备正交互补码对偶上；
检测器，对基本分组完备正交互补码对偶所载荷信息实施多码联合检测。
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