CN102148792B - 数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置，其中方法包括：根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频。采用本发明可以大幅度减少导频数量，降低系统资源消耗，并完全消除导频间、导频与业务信道间的干扰。

Description

数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置。

背景技术

在数字无线通信系统中，对随机时变的信道冲激响应（Channel Impulse Response，CIR）或传输函数（Transfer Function）实时进行估计，对实现高效、可靠信息传输具有极其重要的意义。而信道估计又是依赖发送已知的参考信号（又称导频）来实现的。

参考信号（导频）设计应该保证在任何传播环境下，参考信号（导频）间，参考信号（导频）与业务信道间没有相互干扰（正交），以避免参考信号（导频）的恢复准确性使系统性能受到影响。虽然也有人提出过非正交式参考信号（导频），但是由于其性能较差，少见有实际应用。

正交一般指时间、频率、以及编码域内的正交。时间正交又称“插入式参考信号（导频）”，它在时域将参考信号（导频）插入业务信号传输的间隙中，但插入的间隔应小于信道相干时间，即插入导频的时间间隔应位于信道的平坦时间衰落范围内。频率正交一般用于OFDM或其它多载波系统以及某些基于频域处理的单载波系统，即采用“梳状参考信号（导频）”，且梳齿间隔应小信道的相干带宽，即插入导频的频率间隔应位于信道的平坦频率衰落范围内。上述插入方式，虽然导频信号并未占据系统的全部时间或带宽，但是通过插值运算，能够对系统的全部时间和带宽提供信道估计。编码正交方式以前主要用于CDMA等扩频系统中，它以一个与业务信道信号正交的参考信号（导频）来实现，这种方式可称为“连续参考信号（导频）”，其中的业务信号与参考信号（导频）在全部时间和带宽内重叠传输。这三种方式可以结合使用。

上述三种方式由于分别占用系统的时间、带宽及扩频码字资源，最终都可归结为系统频谱效率的开销。

由于4G与LTE系统普遍采用多天线的MIMO技术，甚至协同通信技术，这将对导频与同频组网设计带来很多特殊困难。例如ITU-LTE规定下行每基站最多有8个天线，上行每用户最多有4个天线。ITU-LTE同时又规定了19小区57扇区的组网模式。这样一来，4G与LTE系统中所需的导频数量将比2G、3G系统有巨幅增长。则下行必须有57×8=456个参考信号（导频），上行最少必须有57×4=228个参考信号（导频）。海量天线参考信号（导频），加上同步与接入信道，它们都应该不受其它56个相邻扇区信号的干扰。因为一旦同步与接入信道受到干扰，同步与定时恢复的精度就将下降，系统性能必将恶化。为此，系统设计必须保证同步信道在任何情况下都基本不受其它相邻56个扇区的干扰。同样，如果参考信号（导频）信道受到了干扰，系统参考信号（导频）恢复的精度就难以保证，系统性能也将有所恶化。如果再考虑协同通信,所需参考信号（导频）数量更将呈量级增加！这种海量且要求在传输以后相互无干扰的参考信号（导频）将给系统设计带来很大的困难，并消耗大量系统资源。

如果不计所消耗的频率时间等资源。单纯依赖频率重用与传播衰减差来隔离同色干扰实现异频小区组网，是非常简单的方法。但后果是导频占据资源太多，频率重用系数太大，系统频谱效率损失将非常之大！

发明内容

本发明实施例提供一种数字无线通信系统中的连续导频处理方法，用以大幅度减少导频数量，降低系统资源消耗，并消除导频间、导频与业务信道间的干扰，该方法包括：

根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频；

所述根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度，包括：

根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；

根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小；

所述根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度，包括：

根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。

本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的连续导频处理装置，用以大幅度减少导频数量，降低系统资源消耗，并消除导频间、导频与业务信道间的干扰，该装置包括：

零相关窗宽度确定模块，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

完备互补正交码对偶长度确定模块，用于根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

导频传输结构确定模块，用于将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

导频传输模块，用于按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频；

所述零相关窗宽度确定模块，包括：

最小网络拓扑结构确定单元，用于根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；

空间零相关窗大小确定单元，用于根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小；

所述完备互补正交码对偶长度确定模块具体用于：

根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。

本发明实施例提供的数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置，可以完全消除导频间、导频与业务信道间的干扰，且能够大幅度地减少导频数量，降低系统资源消耗。本发明实施例的导频在时间域特性应用，可作为上下行接入与同步信道，能提供准确的一揽子接入同步与定时信息，包括：帧同步定时，子帧同步定时，位同步定时，码片同步定时等；在频率域特性应用，可作为上下行信道导频，能提供准确的多子载波信息，包括频率偏移，各子载波幅度与相位信息等；且具有很高的扩频增益，可以大幅度提高导频恢复精度与定时精度；导频码组在同色小区间可以重复使用，不会产生任何相互干扰。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1为本发明实施例中数字无线通信系统中的连续导频处理方法的处理流程图；

图2为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）情况的示意图；

图3为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）情况的示意图；

图4为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）的情况的示意图；

图5为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）的情况的示意图；

图6为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）（导频码组排列

或

）的情况的示意图；

图7为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）（导频码组排列

或

）的情况的示意图；

图8为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）的情况的示意图；

图9为本发明实施例中OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）的情况的示意图；

图10为本发明实施例中零相关窗码序列互相关函数的时域与空域特性的示意图；

图11为本发明实施例中经多径信道传输后，零相关窗码序列的时域与空域特性示意图；

图12为本发明实施例中采用360°或120°扇型天线的一种4色组网模式的示意图；

图13为本发明实施例中采用360°或120°扇型天线的一种7色组网模式的示意图；

图14为本发明实施例中四色原理组网最近同色干扰小区内归一化传播时延差分布示意图；

图15为本发明实施例中数字无线通信系统中的连续导频处理装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

本发明实施例提供一种在全网同步的条件下，组网系统内导频之间、参考信号（导频）与业务信道之间毫无干扰、全新的占据资源很少的无干扰宽带码分连续参考信号（导频）设置方式。在OFDM系统中，本发明实施例不再采用传统的梳状或块状参考信号（导频），而是采用占据系统全部带宽的广义或狭义零相关码组序列作为参考信号（导频）。除OFDM系统外，宽带广义或狭义零相关码组序列码组也可作为多载波CDMA和其它多载波系统，乃至频域处理的单载波系统的参考信号（导频）。

众所周知，参考信号（导频）结构可分为连续式与插入式两种。在采用连续式参考信号（导频）结构时，只要系统的正交子载波数足够多，例如OFDM系统，或带宽足够宽，连续传送的宽带广义或狭义零相关码组序列不会对OFDM等系统的各个窄带子载波，即业务信道TCH信号产生干扰。这是因为宽带广义或狭义零相关码组序列参考信号（导频）信道的带宽远宽于其业务信道TCH（各子载波）的带宽，基本可被视作为“零信号”。同样，单独窄带子载波（单个业务信道TCH）信号由于带宽太窄，也基本上不会对宽带广义或狭义零相关码组信号造成干扰。但是众多窄带载波最终所形成的宽带信号,就会对宽带广义或狭义零相关码组序列参考信号（导频）信号产生干扰！

为了消除这种干扰，本发明实施例设计了一种干扰抵消的连续宽带参考信号（导频）。由于连续导频可以很容易提供更大量参考信号（导频），往往有更好的性能，后续的实施例中详细说明了无干扰连续参考信号（导频）的构成原理与方法。宽带参考信号（导频）的最大优点是具有很高的扩频增益，可大幅度提高系统参考信号（导频）恢复精度及同步与定时精度。重要的是，由于宽带广义或狭义零相关码组序列导频的相关函数除了自相关在原点有一很窄的主峰外，不管自相关还是互相关函数在原点以外还有宽窄完全相同且呈周期性出现的零相关窗口，窗口之间仅有很窄的窗棂（相关副峰）。经传播以后，这些零相关窗口会在空间域对应产生若干零相关区域。适当安排这些零相关区域的位置，使之与同色干扰区域重合，就可使同色干扰在这些区域内降为零，从而同色导频码组就可以重复使用，大幅度地减少了导频码组的数量，彻底解决了同频组网问题。

系统带宽越宽，宽带广义或狭义零相关码组序列参考信号（导频）的自相关函数在其第一个零相关窗口内，就越接近理想的冲激函数。经过在该窗口内的简单FFT变换，就可准确得到OFDM系统全部频率域的特性，包括各个天线各个子载波的幅度与相位信息。本发明实施例的无干扰导频就是具有零相关窗特性的宽带广义或狭义零相关码组序列参考信号（导频），其鲜明特点是：

在传播时延差+定时抖动位于给定范围内时，组网小区内部的各参考信号（导频）码组之内，之间的互相关系数全部是零！也就是说，组网小区内全部参考信号（导频）之间，绝对没有相互干扰！

在传播时延差+定时抖动位于一定范围内时，在组网小区之外，经本发明实施例设计的广义或狭义零相关码组序列参考信号（导频）的空间零相关区域会与空间同色干扰区重合，同色干扰又可降低为零！

只要在同色干扰区域与参考信号（导频）的空间零相关窗重合，其参考信号（导频）就可以重复使用，这样就可大大节约参考信号（导频）资源。

为最大限度地减小资源消耗，本发明实施例采用具有空间零相关窗特性的广义或狭义零相关窗码组序列导频作为宽带参考信号（导频）。

在组网环境下，本发明实施例的无干扰宽带连续多参考信号（导频）信道满足如下基本要求：

1)宽带参考信号（导频）信道应能同时提供数量足够多的相互无干扰参考信号（导频），且应对业务信道没有干扰；

2)单个窄带与总体宽带业务信道对宽带参考信号（导频）信道应都没有干扰；

3)宽带参考信号（导频）信道应提供尽可能高的扩频增益，以大幅度提高系统导频恢复精度及同步与定时精度；

4)宽带参考信号（导频）信道应该容易地被无干扰地重复使用（复用）。

本发明实施例中宽带参考信号（导频）的主要特点如下：

利用宽带参考信号（导频）码组的空间零相关窗特性与干扰对称性，在组网环境下，将网内业务信道对参考信号（导频）信道的干扰降低为零，同时将同色干扰小区设计在参考信号（导频）空间零相关区域之内，使同色小区参考信号（导频）码组间无干扰；

利用空间零相关窗宽带参考信号（导频）码组的周期性排列提供连续参考信号（导频）；

利用周期性排列参考信号（导频）码组的正交排列来进一步增加参考信号（导频）码组的数量；

只要同色干扰小区位于参考信号（导频）码组的空间零相关窗内，参考信号（导频）码组就可以重复使用，从而大幅度节约参考信号（导频）的资源。

本发明实施例的多参考信号（导频）序列采用宽带零相关窗的狭义或广义正交互补码序列，还可采用其它方式生成，例如“一种具有零相关窗的扩频多址编码方法”（ZL专利号00801970.3）、或者“多址编码、传输、译码的方法、装置及系统”（申请号200910092522.8）中描述的生成方法。

基于此，如图1所示，本发明提供一种数字无线通信系统中的连续导频处理方法，其处理流程可以包括：

步骤101、根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

步骤102、根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

步骤103、将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

步骤104、按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频。

下面详细介绍本发明实施例中导频的周期性传输结构：

众所周知：由于插入式参考信号（导频）与业务信道尽管在频率域完全重叠，但它们在时间域互不重叠，二者之间根本不可能有干扰，而连续参考信号（导频）与业务信道在频率域与时间域都是重叠的,不经特殊设计必然存在相互干扰。本发明实施例中无干扰连续参考信号（导频）的特点是：利用连续参考信号（导频码组）的周期性结构，首先使绝大部分业务OFDM子载波对其无干扰，然后利用干扰抵消技术完全消除剩余的小部分OFDM子载波的干扰。

干扰消除原理是：设参考信号（导频码组）与业务信号经过OFDM信道传输以后分别为D(t),T(t)，它们的持续时间均为T_S，二者同步传送。接收信号为

D(t)+T(t)+n(t)

提取参考信号（导频）的运算（忽略噪声n(t)影响）为

$[D\left(t\right)+T\left(t\right)]\⊗D(-t)=D\left(t\right)\⊗D(-t)+T\left(t\right)\⊗D(-t),$

其中：

是提取参考信号（导频）的匹配滤波或相关运算；

是所需要的运算；

则是业务信道对参考信号（导频）信道的干扰。

为了消除干扰项

可以在同步衰落的另一信道中传送D(t)-T(t)或-D(t)+T(t)并与对应的D(t)或-D(t)作提取参考信号（导频）的匹配滤波运算。则有（忽略噪声影响）

$[D\left(t\right)-T\left(t\right)]\⊗D(-t)=D\left(t\right)\⊗D(-t)-T\left(t\right)\⊗D(-t),$

或者

$[-D\left(t\right)+T\left(t\right)]\⊗[-D(-t)]=D\left(t\right)\⊗D(-t)-T\left(t\right)\⊗D(-t),$

只要将上两式之一与前式相加就消除了业务信道对参考信号（导频）的干扰

同理，这种结构在提取业务信息时，

信道对业务信道也完全没有干扰。这种干扰抵消设计可适用于任何系统，但是这种简单干扰抵消方法需要降低一倍系统频谱利用率。为了不损失系统频谱利用率最好在业务符号周期之内作抵消。

基于此，本发明实施例提出用参考信号码组在OFDM符号内的周期排列消除干扰的方法如下：

由于在OFDM系统中业务符号呈恒定的“直流”形式，似乎令参考信号（导频码组）D(t)的长度为OFDM符号长度之半T_S/2，并在OFDM符号T_S内正反发送，就可消除二者之间的相互干扰了。但是OFDM符号并不是“直流”，而是正弦波。在OFDM符号内的子载波数为偶数时，D(t)一次正反或反正发送（一个周期排列）的确前后波形可以抵消（如图2所示的OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）情况的示意图）。图2中

表示D(t)的非（取反）。但在OFDM符号内的子载波数为奇数时，前后波形就不能抵消反而加倍了（如图3所示的OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）情况的示意图）。

对于导频D(t)的正反周期排列，为了克服OFDM奇数子载波对导频的干扰，可将导频D(t)的长度进一步减半为T_S/4,作如下的正反反正排列，并将奇数子载波的数据重发，即它们的数据率减半，保持偶数子载波的数据率不变。

这样一来，偶数子载波的频谱利用率仍为1，而奇数子载波的频谱利用率将只有0.5，系统总频谱利用率最终减低到0.75。

实际上，在OFDM符号周期T_S内，导频D(t)并没有必要采用正反排列，D(t)的重复性排列也可以，见图4所示的OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）的情况的示意图，以及图5所示的OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）的情况的示意图。

D(t)的重复排列与正反排列相反，在OFDM符号内的子载波数为奇数时，D(t)一次重复发送（一个周期排列）二者可以抵消（如图4所示）。但在OFDM符号内的子载波数为偶数时，二者就不能抵消反而相加了（如图5所示）。

对于导频D(t)的重复周期排列，为了克服OFDM偶数子载波对导频的干扰，同样可将导频D(t)的长度进一步减半为T_S/4,作如下的正反重复排列，并将偶数子载波的数据重发，即它们的数据率减半，保持奇数子载波的数据率不变。

这样一来，奇数子载波的频谱利用率仍为1，而偶数子载波的频谱利用率将只有0.5，系统总频谱利用率最终也只减低到0.75。

为进一步提高系统的频谱利用率，可增加导频D(t)在T_S内重复次数，例如4次重复的两次正反排列（如图6所示的OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）（导频码组排列

或

）的情况的示意图，以及图7所示的OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）（导频码组排列

或

）的情况的示意图）与4次全重复排列（如图8所示的OFDM符号周期T_S内有偶数正弦波（载波）的情况的示意图，以及图9所示的OFDM符号周期T_S内有奇数正弦波（载波）的情况的示意图）。

可见图6～图9中的奇数子载波的干扰都完全抵消了，但是偶数子载波的干扰确有一半不能抵消，反而加倍。但是干扰出现的频率较前种D(t)在OFDM符号T_S内只重复两次的安排降低了一半，即只有1/4。解决办法当然仍是将导频D(t)在连续两个T_S内作正反排列，并对有剩余干扰的子载波的数据重发。而无干扰子载波的数据不需要重发。需要特别指出的是：在OFDM符号周期T_S内，导频D(t)只要作重复性排列就可消除大部分OFDM子载波对D(t)的干扰，而只剩下1/N的OFDM子载波对D(t)有干扰，这里N为在OFDM符号周期T_S内，导频D(t)的重复性排列次数，对D(t)的极性没有限制。只要D(t)在T_S内做N次重复，并在相邻两个T_S内做正反排列就可以了，例如N=4次重复的下列正交性正反反正重复性排列：

但是它们需要干扰抵消的剩余子载波频率各不相同，在同一组网小区内无法同时利用它们，只能将它们分配给不同组网小区。它们的系统总频谱利用率都能提高到0.875。

如果进一步增加D(t)在T_S内的重复次数N，并在相邻的两个T_S内作正反或重复排列。在正反排列时，需在剩余有干扰的子载波频率上对所传输的数据重发。在重复排列时需剩余有干扰的子载波频率上对所传输的数据正反发送。这都可逐渐提高系统的频谱利用率，达(2N-1)/2N。但是本发明实施例所采用的具有空间零相关窗特性的D(t)码组又要分为C(t)与S(t)两个经信道传输以后不相遇的码组，它们的码长受含同色干扰小区在内的总覆盖区域半径，最大多径扩展以及所需导频码组数量限制，不能过短，D(t)的重复次数N在实际应用中会受到一些限制。

基于此，本发明实施例中，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构，可以包括：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于2N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构或重复传输结构。

按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，可以包括：

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构，则重复发送剩余1/N存在干扰的子载波；

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的重复传输结构，则正反传输剩余1/N存在干扰的子载波。

根据比较结果，确定导频的周期性传输结构，可以包括：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构。

按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，可以包括：

所述导频的传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构时，空传剩余1/N存在干扰的子载波。

具体实施时，在按上述导频的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，还可以包括：

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将所述完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

一个实施例中，将所述完备互补正交码对偶进行扩展之前，还可以包括：

将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

一个实施例中，将所述完备互补正交码对偶进行扩展，可以包括：

按所需传输的最低导频数量，将所述完备互补正交码对偶进行扩展。

具体实施时，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

由于导频序列码组使用的是零相关窗广义或狭义互补正交码组，无论组间或组内，其K>2（零相关窗广义互补正交码组）或2（零相关窗狭义互补正交码组）个分量码在运算时是绝对不能相遇的，且在传输过程中应具有平坦同步衰落特性。为此可根据需要与可能在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。所述具有平坦同步衰落特性的正交信道可以是如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

例如，将K=2（零相关窗狭义互补正交码组）或K>2（零相关窗广义互补正交码组）个分量码组分别安排在以下2或K>2个保证码长内平坦同步衰落的正交信道上：

时间平坦同步衰落的前后K=2或K>2个时间段上；

频率平坦同步衰落的相邻K=2或K>2个正交子载波频率上；

空间平坦同步衰落的相邻K=2或K>2个正交空间信道上；

K≥2个保证码长内平坦同步衰落的正交码分信道上；

其它平坦同步衰落的K=2或K>2个正交混合信道。

2或K个分量码分别安排在相邻K=2或K>2个平坦同步衰落的正交信道上，正交意味着分量码“不相遇”，在码长之内平坦同步衰落意味着分量码间的互补正交性即使在随机时变信道中也仍能被保持。

为了确保互补正交性的准确实现，必须保证码长内各正交信道的平坦同步衰落性质，在实际系统设计中有时需要采用相应的均衡技术。即，在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频时，还可以包括：进行均衡处理。

由于实际中传输的信号必须是连续的带宽受限波形，因此互补正交码序列在传输前必须经过脉冲成形滤波处理。滤波会影响序列的相关特性。但是，只要采用的滤波器是常用的Nyquist滤波器，那么，在离散等效模型的意义下，码组的理想相关特性就不会受到破坏。

在本发明实施例中，为介绍简单起见，假设采用最简单的方波成形滤波器（也是一种Nyquist滤波器）。这不影响本发明实施例的具体实施。此时，在时间域：

完备广义互补正交码组的自相关和互相关函数：自相关函数在原点附近有一个等腰三角形的相关主峰，其底部宽度为2T_C，中心为原点，其它位置全部为零，即近似一个理想的冲激函数。互相关函数是处处理想的。

零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数：根据生成方法的不同，可以是理想的，也可以与下述零相关窗广义或狭义互补正交码组的互相关函数相同，有周期性出现的副峰（窗棂），即不再是理想的冲激函数。

零相关窗广义或狭义互补正交码组的互相关函数：无论狭义互补正交码组或广义互补正交码组的互相关函数都可能有一系列的零相关窗，图10是零相关窗码序列互相关函数的时域与空域特性的示意图。在原点附近它们都有一个[-(N₀-1)T_C,+(N₀-1)T_C]宽的零相关窗。在原点以外，都有一系周期性出现的零相关窗,宽度均为(N₀-2)T_C。相邻窗之间有一三角形副峰（窗棱），其底宽为2T_C，中心为N₀T_C的正负整倍数，对某些码组对有些副峰可能不出现（图10是最不利情况），副峰极性可正可负，大小不一定相等，但均为某值的整倍数。窗棂之间就是宽度均为(N₀-2)T_C的零相关窗。

总之，无论零相关窗广义或狭义互补正交码组，它们的自相关与互相关函数在完备互补正交码对偶长度，即在(-N₀,+N₀)以内均是理想的。

由于时间域信号经过空间传输以后就变成了空域信号，经过不同路径长度，即传输时延差（含多径展宽）的传输，时间移位就变成了空间移位。所以图10既可表示码序列的时域特性，又可表示其空域特性，只是T_C在时域图中表示的是时间单位，在空域图中表示的是T_C所对应的传播时延单位。

图11为经多径信道传输后，零相关窗码序列的时域与空域特性示意图。如图11所示，经过多径信道传输以后，零相关窗的窗棂将被展宽，展宽的宽度等于信道的最大多径时延扩散。形成零相关码组的完备互补正交码对偶

的长度N₀T_C越长，窗棂相对越窄。因此可以充分利用空间零相关窗的特性安排组网系统中的导频。

图12是采用360°或120°扇型天线的一种4色组网模式的示意图。图13是采用360°或120°扇型天线的一种7色组网模式的示意图。

本发明实施例使用零相关窗广义或狭义互补正交码组作为导频码组，其目的是利用导频码序列的空间零相关特性使在组网小区内所需的无干扰导频数量大幅度减少。现以图12的4色组网模式为例说明在满足什么条件时可以大幅度减少导频数量。实施中可以充分利用导频码组的空间零相关窗的特性安排四色原理组网。

本发明实施例中希望组网小区外的同色干扰小区位于导频码组的空间自相关函数的零相关窗之内。图14为四色原理组网最近同色干扰小区内归一化传播时延差分布示意图。在四色原理组网系统中，对于中心小区的下行信号，在图14中以R(x)中的x表示在最近同色干扰小区内，对应点的归一化（以小区半径为单位）传播时延差。图14中特别标出了最近同色干扰小区中心与边界各点处的归一化传播时延差。中心小区和同色干扰小区的归一化传播时延差（含多径展宽）为x，在最近同色干扰小区中心点“4”与最远边界点“5”的连线上处处为x=4；在最近同色干扰小区最近边界点“3”处为x=2。而在最近同色干扰小区内的其他地点，该归一化传播时延差x均在2～4之间。因此，在组网小区的最近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=2～4之间。同理在次近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=6～8之间。在第二次近同色干扰区内，归一化传播时延差（含多径展宽）在x=10～12之间。……等。总之，同色干扰区位于x=2～4，6～8，10～12，……等之内，其它区域x=0～2，4～6，8～10，……等之内为非同色干扰区。同色干扰区都应位于导频码组的空间自相关函数的零相关窗之内。非同色干扰区间都应位于导频码组的空间互相关函数的零相关窗之内！由于上下行信道完全是对称的，对上行信道也有同样的结论。

由于导频码组的零相关窗以N₀T_C为周期周期性地出现，所以同色干扰区x=2～4，6～8，10～12，……等内无导频码组自相关函数的副峰。同时，非同色干扰区x=0～2，4～6，8～10，……等内无导频码组互相关函数的副峰。这意味着：

小区半径必须大于1/2最大多径展宽所对应的传播时延，即自相关函数主峰不能落入最近的同色小区内，否则将导致导频码组无法重复使用。

在等效19小区网内，必须有N₀T_C>4个小区半径所对应的传播时延，即使最近同色干扰区位于导频码组原点附近的零相关窗内!

在等效61小区网内，必须有N₀T_C>8个归一化小区半径所对应的传播时延，即使连续两个同色干扰区位于导频码组原点附近的零相关窗内！

同理，TDD双工模式上下行信号间的最小保护间隔不应再由单小区的往返传播时延决定，而应由含同色干扰小区在内的组网小区内的最大传播时延差决定。

这里需要注意的是：在空间某点，不同传播信号间的空间相关函数只决定于它们传播信号到达该点的传播时延（含多径展宽）差，与具体传播方向无关。空间零相关窗的位置只决定于传播时延差（含多径展宽）。前提条件是：全网同步。

现以最小的四色原理组网为例说明本发明实施例的连续导频是如何设计的。由于在小区边沿的用户有可能收到信号强度差不多的相邻小区信号，另外，四色原理组网小区内的网内传播衰减不大，同色小区干扰信号相对较强，设计导频信号必须完全消除所有这些干扰。为此目的，本发明实施例的D(t)可采用具有空间零相关特性的码组的周期性结构的正反或重排列。正反或重复结构是为了保证任何窄带业务信道对宽带导频毫无干扰；具有空间零相关特性的码组则是为了保证在包括同色干扰小区在内的组网小区内，导频信道不受其它小区导频的干扰。这是因为，如果系统的上下行导频信道受到了干扰，系统导频就难以精确恢复，系统性能也将难以保证。为统一结构，本发明实施例的上行业务信道中的导频结构与下行同步信道的结构完全相同，上行业务信道中的导频结构与上行接入信道的结构完全相同。本发明实施例的下行导频同时也起到了下行同步信道的作用，上行导频同时也起到了上行接入同步信道的作用，不需要再专门设计。

导频的总数量,将由宽带导频码组D（D(t)）本身所能提供的正交导频数量及D的正交排列数量的乘积决定。本发明实施例中D（D(t)）可由具有空间零相关窗特性的宽带码组的周期性排列结构组成。D又可分为下行D_d与上行D_u两种。业务信道TCH的小区区分在本发明实施例中暂以OFDM子载波的正交时频编码序列区分为例来说明。利用时频编码序列区分小区也是一种OFDMA技术，它的最大优点是：正交时频编码序列之间的正交性不受信道频率选择性衰落与信道时间选择性衰落的影响。这是由于在各小区的时频序列中，每个时隙（OFDM符号周期T′_S）每个频率只出现一次，所以信道的频域不平坦性（频率选择性衰落）根本破坏不了时频编码序列的正交性。信道的时域不平坦性（时间选择性衰落）更不可能破坏时频编码序列的正交性。虽然信道的时域不平坦性（时间选择性衰落）有可能破坏宽带导频码组D正交排列序列的正交性，但是实践与仿真均证明了只要宽带导频码组D正交排列序列的总长度小于信道的相关时间

(为信道的最大频率扩散），就可忽略这种不平坦性。

以下是在OFDM系统中针对上或下行，N=8，四色原理组网时导频结构设计的一个具体例子。本例只针对四色原理组网，因为在使用了空间零相关窗导频码组以后，四色网起码可以等效于19小区网。以下设计完全可保证无干扰地提供下行每小区8个天线，共8组；上行用户4个天线，共4组相互正交的具有空间零相关窗特性的连续导频码组。本设计能为四色原理组网小区无干扰地提供下行32组，上行16组相互正交的具有空间零相关窗特性的连续导频码组，并保证业务信道有较高的频谱利用率。最为重要地是这些宽带导频码组还可以无干扰地在同色小区间重复使用，从而大幅度地减少了所需的导频码组数量。

本设计的具有零相关窗特性的导频码组的C，S分量码组拟分别放在OFDM不同的符号号内，且C，S分量码组在一个OFDM符号内作相同的周期性排列，周期性排列后的总码长应等于OFDM的有效符号长度Ts（不含CP）。在以下设计中暂定该Ts=512Tc，即一个OFDM有效符号内含有512个扩频码片。

一个具体设计如下：

选定OFDM系统的基本符号率1/Ts（即OFDM子载波间隔），有效符号宽度Ts；

根据系统上下行带宽，决定导频码组的码片速率1/Tc。设一个OFDM的有效符号长度内含有Ts=512Tc个码片；

选定小区最大半径定为X米，相当于<8T_C的传播时延差，实际小区半径不大于上述设计值，同时又不小于多径展宽之半所对应的传播距离；

设小区内最大多径传播时延差最大约为16Tc；

则在四色网内，同色干扰小区间的最大传播路径差（含多径展宽）为4×8T_C=32T_C；

选定生成导频码组的完备互补正交码对偶(C₁₀,S₁₀),(C₂₀,S₂₀)的长度上下行均为32T_C。

则由它们生成的导频码组的零相关窗口宽度为32T_C。本例中可以利用这个特点，把同色干扰区放置在这些零相关窗口内。

以下设计，均要求连续导频子帧的时隙与数据子帧的时隙不但完全相等，而且同步重叠。在导频子帧时隙中分别置入码组与码组：

其中：C与S码组的长度都为64Tc，0的宽度等于OFDM符号的CP。

与

码组的长度都与与之重叠的OFDM符号（含CP）相等。

(C,S)是4组由长为32T_C的完备互补正交码对偶所生成的导频码组，其零相关窗宽度为32Tc。本例中可以利用这个特点，把同色干扰区就放在这些零相关窗口内。本设计的

与码组拟分开放在相邻的两个导频子帧中。导频子帧的间隔就是要求的系统平坦衰落时间。在一个OFDM符号中C或S码组作8次全重复排列。

由于本设计的(C,S)只能产生4组导频码，为了至少生成32组零相关码组，需要至少8个时隙。由于(C,S)可本身可以提供4个具有零相关窗的导频码组。利用导频子帧内有8个时隙的特点，再用时隙的8重正交排列最终生成32组导频码组。其数学表示为：

$H_8\&CircleTimes;\underset{~}{C},$ $H_8\&CircleTimes;\underset{~}{S}$

$H_8\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{H}_2\&CircleTimes;H_4=H_2\&CircleTimes;H_2\&CircleTimes;H_2$

$H_2\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left[\begin{array}{cc}+& +\\ +& -\end{array}\right]$

其中

表示矩阵直积，即结果矩阵为左矩阵中每个元素与右矩阵相乘。

一个完整导频码组将由两个连续的导频子帧形成。其

码组与码组的间隔为导频子帧长，这也是要求信道的平坦衰落时间。这种设计适用于四色原理组网，而且可以重复无干扰地在同色小区间重复使用。

尽管是连续导频，由于N=8，有八分之一个子载波会出现干扰。消除它们干扰最简单的办法是让这些子载波空缺不传送数据，此时导频码组将占据系统1/8=12.5%的频谱资源。另一种办法是导频码组采用正反或重复结构，并让在干扰子载波的数据重发或正反发送，此时导频码组将占据系统1/16=6.25%的频谱资源。

由于宽带连续导频具有尖锐的自相关特性，有一系列非常优秀的性能，如：

1）时间域特性应用。可作为上下行接入与同步信道，能提供准确的一揽子接入同步与定时信息，包括：帧同步定时，子帧同步定时，位同步定时，码片同步定时等；

2）频率域特性应用。作为上下行信道导频，能提供准确的多子载波信息，包括频率偏移，各子载波幅度与相位信息等；

3）有很高的扩频增益，可以大幅度提高导频恢复精度与定时精度；

4）导频码组在同色小区间可以重复使用，不会产生任何相互干扰！

基于此，实施本发明实施例的数字无线通信系统中的连续导频处理方法步骤可以如下：

1、根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

具体的，可以根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小。

例如，图12所示目标小区组网结构拓扑为19小区网，当空间零相关窗覆盖最近同色小区时，最小组网拓扑结构是四色网。当空间零相关窗覆盖最近与此近两个同色小区时，最小组网拓扑结构是四色网，而最终组网拓扑结构是61小区网等。

2、根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

具体的，可以根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。例如，可以根据空间零相关窗的大小、最大多径展宽及目标网络拓扑结构，确定完备互补正交码对偶的长度。

例如，空间零相关窗等长的生成宽带正交互补码组的完备互补正交码对偶的码长N₀T_C（这里的空间长度与时间域内的电磁波传播时间相对应）。在利用四色原理组网时，对于最终19小区网，空间零相关窗N₀T_C应大于等于4倍小区半径，且不能短于1/2多径展宽。对于最终61小区网，该空间零相关窗N₀T_C应大于等于8倍小区半径等。

3、将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

在此之前，还可以包括：

根据最大多径展宽，确定所述数字无线通信系统的符号宽度及循环前缀宽度；例如确定OFDM的符号宽度TS与循环前缀宽度CP，可参考常规OFDM系统设计；

根据所述数字无线通信系统的带宽，确定导频的码片速率1/T_C及一个符号宽度内所能容纳的码片数MT_C；

根据所述数字无线通信系统中信道的平坦同步衰落时间LT_S及所述码片数，确定导频子帧的长度LMT_C；

根据导频子帧的长度，确定所述数字无线通信系统所能提供的导频数量LM/N₀。

4、按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频。

具体实施时，若LM/N₀大于2N倍所需导频码组数量，则导频码组就可以在T_S内重复N次。并使用导频码组的正反结构，重复结构，使系统的频谱效率损失降低至1/2N。

若LM/N₀大于N倍所需导频码组数量，则导频码组可以在T_S内重复N次。此时只能使用导频码组的单一结构，系统的频谱效率损失将能降低至1/N。

在导频码组采用正反结构时，在剩余1/N有干扰的子载波的数据需要重发。在导频码组采用重复结构时，在剩余1/N有干扰的子载波的数据需要正反发送。在导频码组只能采用单一结构，其1/N剩余子载波频率空出，不传送任何数据。

具体实施时，将导频码组在OFDM的符号TS以内重复N次，并充满TS。

具体在传输导频时，可以包括：将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

一个实施例中，可以在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

一个实施例中，将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中时，可以将数字无线通信系统的导频子帧中放置的导频正交排列。例如，将导频子帧内的L个OFDM符号内填充的宽带导频码组作正交排列。

具体实施时，上述完备互补正交码对偶生成的导频，可以是上述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频；也可以是其它生成方式，例如“一种具有零相关窗的扩频多址编码方法”（ZL专利号00801970.3），或者是“多址编码、传输、译码的方法、装置及系统”（申请号200910092522.8）中描述的生成方式，来设计OFDM符号T_S内的导频码组。

例如，利用“多址编码、传输、译码的方法、装置及系统”（申请号200910092522.8）中描述的方法，具体实施时按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，可以包括：

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述完备互补正交码对偶与所述广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；

将所述广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

采用所述扩展广义互补正交码组及其移位码组生成所述导频。

又如，利用“一种具有零相关窗的扩频多址编码方法”（ZL专利号00801970.3）中描述的方法，具体实施时按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，可以包括：

根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述完备互补正交码对偶进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成所述零相关窗；

采用所述扩展后的码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列的非周期自相关与互相关函数除原点外相对应并互补，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

且所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

综上所述，本发明实施例的数字无线通信系统中的连续导频处理方法，可利用宽带零相关窗扩频码组时间域的尖锐的自相关特性，在空间域形成无干扰的零相关区域（窗），提供OFDM系统中全部子载波的幅度与相位信息，在多载波系统和某些采用块传输的单载波系统中依靠参考信号（导频）实现信道估计；并且，利用宽带零相关窗扩频码组的宽带特点，可同时提供多组导频，具体的，可利用宽带导频码组及其在时间域的正交排列生成多个导频码组；实施时只利用系统功率资源，而不占或少占系统的频谱资源，具体的，宽带零相关窗扩频码组在空间域形成空间无干扰的零相关区域（窗），使导频码组可以重复利用，节约导频资源，也可使网络的拓扑结构大幅度地扩展。宽带导频码组的“重复性”结构，可减少OFDM子载波的干扰。宽带导频码组的正反结构或重复结构，可使OFDM少量剩余干扰子载波传输的数据重发，以消除它们的干扰。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供一种数字无线通信系统中的连续导频处理装置，如下面的实施例所述。由于该装置解决问题的原理与数字无线通信系统中的连续导频处理方法相似，因此该装置的实施可以参见数字无线通信系统中的连续导频处理方法的实施，重复之处不再赘述。

如图15所示，本发明实施例中的数字无线通信系统中的连续导频处理装置可以包括：

零相关窗宽度确定模块1501，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

完备互补正交码对偶长度确定模块1502，用于根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

导频传输结构确定模块1503，用于将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

导频传输模块1504，用于按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频。

一个实施例中，零相关窗宽度确定模块1501可以包括：

最小网络拓扑结构确定单元，用于根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；

空间零相关窗大小确定单元，用于根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小；

完备互补正交码对偶长度确定模块1502具体可以用于：

根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。

一个实施例中，完备互补正交码对偶长度确定模块1502具体可以用于：

根据空间零相关窗的大小、最大多径展宽及目标网络拓扑结构，确定完备互补正交码对偶的长度。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

符号宽度及循环前缀宽度确定模块，用于根据最大多径展宽，确定所述数字无线通信系统的符号宽度及循环前缀宽度；

码片确定模块，用于根据所述数字无线通信系统的带宽，确定导频的码片速率及一个符号宽度内所能容纳的码片数；

导频子帧长度确定模块，用于根据所述数字无线通信系统中信道的平坦同步衰落时间及所述码片数，确定导频子帧的长度；

导频数量确定模块，用于根据导频子帧的长度，确定所述数字无线通信系统所能提供的导频数量。

一个实施例中，导频传输结构确定模块1503具体可以用于：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于2N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构或重复传输结构。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构，则重复发送剩余1/N存在干扰的子载波；

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的重复传输结构，则正反传输剩余1/N存在干扰的子载波。

一个实施例中，导频传输结构确定模块1503具体可以用于：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

所述导频的传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构时，空传剩余1/N存在干扰的子载波。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

第一扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将所述完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

导频生成模块，用于采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

第五扩展模块，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

一个实施例中，第一扩展模块和第三扩展模块具体可以用于：

按所需传输的最低导频数量，将所述完备互补正交码对偶进行扩展。

一个实施例中，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

一个实施例中，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

均衡处理模块，用于进行均衡处理。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

一个实施例中，导频传输模块1504具体可以用于：

将数字无线通信系统的导频子帧中放置的导频正交排列。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

第一扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述完备互补正交码对偶与所述广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；

第二扩展模块，用于将所述广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

导频生成模块，用于采用所述扩展广义互补正交码组及其移位码组生成所述导频。

一个实施例中，上述数字无线通信系统中的连续导频处理装置还可以包括：

扩展模块，用于根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述完备互补正交码对偶进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成所述零相关窗；

导频生成模块，用于采用所述扩展后的码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列的非周期自相关与互相关函数除原点外相对应并互补，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

且所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

综上所述，本发明实施例提供的数字无线通信系统中的连续导频处理方法及装置，可以使组网系统内导频之间、导频与业务信道之间无相互干扰，且大幅度地减少导频码组的数量，降低资源消耗。本发明实施例的导频在时间域特性应用，可作为上下行接入与同步信道，能提供准确的一揽子接入同步与定时信息，包括：帧同步定时，子帧同步定时，位同步定时，码片同步定时等；在频率域特性应用，可作为上下行信道导频，能提供准确的多子载波信息，包括频率偏移，各子载波幅度与相位信息等；且具有很高的扩频增益，可以大幅度提高导频恢复精度与定时精度；导频码组在同色小区间可以重复使用，不会产生任何相互干扰。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (42)

1.一种数字无线通信系统中的连续导频处理方法，其特征在于，该方法包括：

根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频；

所述根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度，包括：

根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；

根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小；

所述根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度，包括：

根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度，包括：

根据空间零相关窗的大小、最大多径展宽及目标网络拓扑结构，确定完备互补正交码对偶的长度。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较之前，还包括：

根据最大多径展宽，确定所述数字无线通信系统的符号宽度及循环前缀宽度；

根据所述数字无线通信系统的带宽，确定导频的码片速率及一个符号宽度内所能容纳的码片数；

根据所述数字无线通信系统中信道的平坦同步衰落时间及所述码片数，确定导频子帧的长度；

根据导频子帧的长度，确定所述数字无线通信系统所能提供的导频数量。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据比较结果，确定导频的周期性传输结构，包括：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于2N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构或重复传输结构。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，包括：

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构，则重复发送剩余1/N存在干扰的子载波；

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的重复传输结构，则正反传输剩余1/N存在干扰的子载波。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据比较结果，确定导频的周期性传输结构，包括：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，包括：

所述导频的传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构时，空传剩余1/N存在干扰的子载波。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，包括：

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

将所述完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，将所述完备互补正交码对偶进行扩展之前，还包括：

将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，将所述完备互补正交码对偶进行扩展，包括：

按所需传输的最低导频数量，将所述完备互补正交码对偶进行扩展。

11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

12.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

13.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

14.如权利要求11至13任一项所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，包括：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频，还包括：进行均衡处理。

17.如权利要求8至13任一项所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频，包括：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，包括：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，包括：

将数字无线通信系统的导频子帧中放置的导频正交排列。

20.如权利要求1所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，包括：

将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述完备互补正交码对偶与所述广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；

将所述广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

采用所述扩展广义互补正交码组及其移位码组生成所述导频。

21.如权利要求1所述的方法，其特征在于，按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频之前，包括：

根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述完备互补正交码对偶进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成所述零相关窗；

采用所述扩展后的码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列的非周期自相关与互相关函数除原点外相对应并互补，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

且所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

22.一种数字无线通信系统中的连续导频处理装置，其特征在于，该装置包括：

零相关窗宽度确定模块，用于根据数字无线通信系统的最小网络拓扑结构和目标网络拓扑结构，确定导频码组零相关窗的宽度；

完备互补正交码对偶长度确定模块，用于根据导频码组零相关窗的宽度，确定完备互补正交码对偶的长度；

导频传输结构确定模块，用于将所述数字无线通信系统所能提供的导频数量与所需传输的导频数量进行比较，根据比较结果，确定导频的周期性传输结构；

导频传输模块，用于按所述确定的周期性传输结构，在所述数字无线通信系统中传输根据所述完备互补正交码对偶生成的导频；

所述零相关窗宽度确定模块，包括：

最小网络拓扑结构确定单元，用于根据空间零相关窗与目标网络最大小区半径之间的关系，以及目标网络拓扑结构，确定最小网络拓扑结构；

空间零相关窗大小确定单元，用于根据最小网络拓扑结构、目标网络拓扑结构及目标网络最大小区半径，确定空间零相关窗的大小；

所述完备互补正交码对偶长度确定模块具体用于：

根据空间零相关窗的大小，确定完备互补正交码对偶的长度。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述完备互补正交码对偶长度确定模块具体用于：

根据空间零相关窗的大小、最大多径展宽及目标网络拓扑结构，确定完备互补正交码对偶的长度。

24.如权利要求22所述的装置，其特征在于，还包括：

符号宽度及循环前缀宽度确定模块，用于根据最大多径展宽，确定所述数字无线通信系统的符号宽度及循环前缀宽度；

码片确定模块，用于根据所述数字无线通信系统的带宽，确定导频的码片速率及一个符号宽度内所能容纳的码片数；

导频子帧长度确定模块，用于根据所述数字无线通信系统中信道的平坦同步衰落时间及所述码片数，确定导频子帧的长度；

导频数量确定模块，用于根据导频子帧的长度，确定所述数字无线通信系统所能提供的导频数量。

25.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述导频传输结构确定模块具体用于：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于2N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构或重复传输结构。

26.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的正反传输结构，则重复发送剩余1/N存在干扰的子载波；

若所述导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的重复传输结构，则正反传输剩余1/N存在干扰的子载波。

27.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述导频传输结构确定模块具体用于：

若所述数字无线通信系统所能提供的导频数量大于N倍所需传输的导频数量，其中N为在所述数字无线通信系统的符号宽度内导频的重复传输次数，则确定导频的周期性传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构。

28.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

所述导频的传输结构为：在所述数字无线通信系统的符号宽度内重复传输N次，并采用导频的单一传输结构时，空传剩余1/N存在干扰的子载波。

29.如权利要求22所述的装置，其特征在于，还包括：

第一扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成完备广义互补正交码组；

第二扩展模块，用于将所述完备广义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗广义互补正交码组；

第三扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成具有周期性零相关窗特性的狭义互补正交码组；

第四扩展模块，用于将狭义互补正交码组进行扩展，生成零相关窗狭义互补正交码组；

导频生成模块，用于采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶与完备广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；所述零相关窗广义或狭义互补正交码组的自相关函数是冲激函数或在零相关窗内是冲激函数，互相关函数在零相关窗内处处为零。

30.如权利要求29所述的装置，其特征在于，还包括：

第五扩展模块，用于将最短完备互补码对进行扩展，生成所述完备互补正交码对偶，其中：所述最短完备互补码对由一对分量码序列构成。

31.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述第一扩展模块和第三扩展模块具体用于：

按所需传输的最低导频数量，将所述完备互补正交码对偶进行扩展。

32.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

33.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述完备广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加。

34.如权利要求29所述的装置，其特征在于，所述零相关窗广义互补正交码组的各对码序列由至少三个不同的分量码序列构成，所述至少三个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述至少三个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述至少三个不同的分量码序列的运算结果相加；

所述零相关窗狭义互补正交码组的各对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

35.如权利要求32至34任一项所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

在数字无线通信系统中具有平坦同步衰落特性的正交信道上，传输采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频。

36.如权利要求35所述的装置，其特征在于，所述具有平坦同步衰落特性的正交信道为如下信道之一或它们的混合信道：

时间平坦同步衰落的不同时间段；

频率平坦同步衰落的不同正交子载波频率；

空间平坦同步衰落的不同正交空间信道；

码长内平坦同步衰落的正交码分信道。

37.如权利要求35所述的装置，其特征在于，还包括：

均衡处理模块，用于进行均衡处理。

38.如权利要求29至34任一项所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

将采用所述零相关窗广义或狭义互补正交码组生成的导频分块或不分块地放置于数字无线通信系统的导频子帧中，其中，所述导频占据数字无线通信系统的全部或部分带宽。

39.如权利要求38所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

在连续式导频结构中，将导频信道与业务信道同步平行排列且同时传送，并分配给导频信道匹配的功率。

40.如权利要求38所述的装置，其特征在于，所述导频传输模块具体用于：

将数字无线通信系统的导频子帧中放置的导频正交排列。

41.如权利要求22所述的装置，其特征在于，还包括：

第一扩展模块，用于将所述完备互补正交码对偶进行扩展，生成广义互补正交码组，所述完备互补正交码对偶与所述广义互补正交码组的自相关函数是冲激函数，互相关函数处处为零；

第二扩展模块，用于将所述广义互补正交码组与扩展矩阵进行扩展，生成扩展广义互补正交码组；

导频生成模块，用于采用所述扩展广义互补正交码组及其移位码组生成所述导频。

42.如权利要求22所述的装置，其特征在于，还包括：

扩展模块，用于根据实际所需的最大用户地址数，在一树形结构中将所述完备互补正交码对偶进行码长及码数目的扩展，扩展后的码组其自相关函数值除原点外处处为零，而互相关函数在原点附近形成所述零相关窗；

导频生成模块，用于采用所述扩展后的码组生成所述导频；

其中：所述完备互补正交码对偶由两对码序列构成，其中每对码序列由两个不同的分量码序列构成，所述两个不同的分量码序列的非周期自相关与互相关函数除原点外相对应并互补，相加后的自相关函数值与互相关函数值除原点外处处为零；

且所述两个不同的分量码序列在传输时不相遇，所述两个不同的分量码序列间不进行相互运算，运算在同样的分量码序列间进行，运算结果为所述两个不同的分量码序列的运算结果相加。

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