JP2011508465A - 差動コモンモード共鳴フィルタ - Google Patents

Abstract

フィルタが、２つの互いに対向する接地プレートと該接地プレートと接続された導電性のサイドウォールとで形成されている共振器を含む多層基板と、該共振器を通過するように設けられた２つの信号ビアと、信号ビアに接続されて一対の信号を受け取る２つの端子とを備えている。共振器は、接地プレートに垂直な第１対称面を有している。信号ビアは、前記第１対称面から離れて第１対称面に対して対称的に配置されている。

Description

本発明は、通信及び演算装置における、デジタル、アナログ、又は、デジタルアナログ混合システムのための多層基板技術に基づく差動モード／コモンモードフィルタリング部品に関する。

２本の分離された導体上で伝送される２つの相補信号を用いるシグナリング（それは、しばしば差動シグナリングと呼ばれる）は、シングルエンドでのシグナリングと比較して明らかに現れる利点のために、近年の高周波及び高速デジタル及びアナログ機器において広く使用される。例えば、差動シグナリングは、データ転送チャンネルにおけるノイズや放射の問題を顕著に低減することができる。また、差動及びコモンモード（奇数及び偶数モードとする定義も伝送線理論では用いられる）が直交するものであるので、これらのモードの両方が、データ転送においてチャンネルの容量を増大させるために使用可能である。

このため、差動及びコモンモードの周波数応答を制御すること、即ち、差動及びコモンモードを分離すること、又は、それらの送受信を独立にするためにこれらのモードの一つを抑制することが重要である。

この観点からは、差動−コモンモードフィルタは、アナログ及びデジタル機器において決定的に重要な部品である。また、フィルタを、機器に使用される多機能システムに容易に集積化可能な低コスト部品とすることも重要である。

米国特許第５，３２１，３７３号は、差動モード・コモンモードの組み合わせフィルタを開示している。このフィルタは、フェライトコアを通過する複数のＵ型ワイヤを備えている。

米国特許第６，６４２，６７２号は、コモンモード、差動モードの両機能を備えた集積型フィルタを開示している。このフィルタは、磁性コアと、２つの巻線と、これらの巻線を搭載するフレームとを備えている。

米国特許出願公開第２００５／００６３１２７Ａ１号は、差動及びコモンモードフィルタリングを実現するペアード多層誘電独立受動素子構造を開示している。

しかしながら、提案されたコモン及び差動モードフィルタは、周波数領域における差動及びコモンモードの選択的な分離を提供するものではないし、所定の周波数帯におけるコモンモード、差動モード、又はこれらの両方の損失を増大させるための仕組みを持っているわけではない。

米国特許第５，３２１，３７３号 米国特許第６，６４２，６７２号 米国特許出願公開第２００５／００６３１２７Ａ１号

従って、本発明の目的は、周波数領域における差動及びコモンモードの選択的な分離を実現する技術を提供することにある。

本発明の一の実施形態では、フィルタが、２つの互いに対向する接地プレートと該接地プレートを接続する導電性のサイドウォールで形成された共振器を組み込んだ多層基板と、共振器を通過するように設けられた２つの信号ビアと、一対の信号を受け取るために該信号ビアに接続された２つの端子とを備えている。共振器は、接地プレートに垂直な第１対称面を有している。該信号ビアは、該第１対称面からある距離をおいて、該第１対称面に対して対称に配置されている。

本発明の、上記及びその他の目的、利点及び特徴は、下記の添付図面と併せて特定の実施形態の記載からより明らかになろう。
図１Ａは、本発明の一実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図１Ｂは、図１Ａに図示されている１Ｂ−１Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１Ｃは、図１Ａに図示されている１Ｃ−１Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図２Ａは、本発明の他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図２Ｂは、図２Ａに図示されている２Ｂ−２Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図２Ｃは、図２Ａに図示されている２Ｃ−２Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図２Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図２Ｅは、当該フィルタの共振器の構造を示している。 図３は、サイドウォールが長方形に配置されている差動−コモンモード共鳴フィルタの挿入ロスを図示するグラフである。 図４Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図４Ｂは、図４Ａに図示されている４Ｂ−４Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図４Ｃは、図４Ａに図示されている４Ｃ−４Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図４Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図５は、サイドウォールが正方形に配置されている差動−コモンモード共鳴フィルタの挿入ロスを図示するグラフである。 図６Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図６Ｂは、図６Ａに図示されている６Ｂ−６Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図６Ｃは、図６Ａに図示されている６Ｃ−６Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図６Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図７Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図７Ｂは、図７Ａに図示されている７Ｂ−７Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図７Ｃは、図７Ａに図示されている７Ｃ−７Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図７Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図８Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図８Ｂは、図８Ａに図示されている８Ｂ−８Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図８Ｃは、図８Ａに図示されている８Ｃ−８Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図８Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図９Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図９Ｂは、図９Ａに図示されている９Ｂ−９Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図９Ｃは、図９Ａに図示されている９Ｃ−９Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図９Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図１０Ａは、４つの金属のチューニング素子を持つ図９Ａ−図９Ｄに図示されたフィルタのコモンモードの挿入ロスを示している。 図１０Ｂは、４つの誘電体のチューニング素子を持つ図９Ａ−図９Ｄに図示されたフィルタのコモンモードの挿入ロスを示している。 図１１Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図１１Ｂは、図１１Ａに図示されている１１Ｂ−１１Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１１Ｃは、図１１Ａに図示されている１１Ｃ−１１Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１１Ｄは、当該フィルタの上面図である。 図１２は、電磁波吸収材でできたチューニング素子を備える図１１Ａ−１１Ｄに図示されているフィルタの差動及びコモンモードの挿入ロスを示している。 図１３Ａは、本発明の更に他の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタの水平断面図である。 図１３Ｂは、図１３Ａに図示されている１３Ｂ−１３Ｂ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１３Ｃは、図１３Ａに図示されている１３Ｃ−１３Ｃ’面における当該フィルタの垂直断面図である。 図１３Ｄは、当該フィルタの上面図である。

以下、本発明の実施形態による差動−コモンモード共鳴フィルタについて添付図面を参照しながら説明する。

図１Ａ〜図１Ｄには、差動−コモンモード共鳴フィルタが図示されている。このフィルタは、多層基板１１１中に形成された共振器１１０を通過する２つの信号ビア１０１を備えている。この実施形態では、多層基板１１１は、絶縁体でできた絶縁基板１１２〜１１４を備えている。図解の目的だけに、共振器１１０中の絶縁基板１１３の部分は、他の部分と異なるハッチングで示されている（他の図でも同様である）ことに留意されたい。絶縁体は、誘電材料であっても、電磁波吸収材であっても、磁性材料であってもよい。第１の導電層１Ｌは、絶縁基板１１２の上面に設けられており、第２の導電層２Ｌは、絶縁基板１１２、１１３の間に設けられており、第３の導電層３Ｌは、絶縁基板１１３、１１４の間に設けられており、そして、第４の導電層４Ｌは、絶縁基板１１４の裏面に設けられている。

共振器１１０は、接地ビア１０２と２枚の互いに対向する接地プレート１０３とで形成されている。接地ビア１０２は、共振器１１０のサイドウォールを形成しており、接地プレート１０３に接続されている。接地プレート１０３は、第２及び第３導電層２Ｌ及び３Ｌに設けられており、絶縁基板１１０によって分離されている。共振器１１０内の絶縁基板１１３の部分は、共振器１１０外の部分とは異なるハッチングで示されていることに留意されたい。この例では、接地ビア１０２は、共振器１１０が２つの互いに垂直な対称面Ｂ−Ｂ’及びＣ−Ｃ’を持つように配置されている。２つの信号ビア１０１は、面Ｂ−Ｂ’上に配置され、面Ｃ−Ｃ’から等じ間隔に離れており、ここではマクロストリップ構造として形成された２つの端子１０５に接続されている。図１Ｄに図示されているように、入力信号としては、差動及びコモンモードが端子１０５に入力される。

接地又は電源導体の近傍に設けられた２つの信号導電体が、差動及びコモンモード（混合モードとも呼ばれる）として２つの直交するモードに対応していることは、よく知られている。これらのモードは、機器に含まれているシステムにおいて情報を運ぶ伝播信号として使用可能である。

しかしながら、インピーダンスの不均質性により、有用な信号におけるノイズに加え、混合モード（差動又はコモンモード）上のシグナリングが適用されたデバイスからの放射を顕著に増加させ得る差動モードとコモンモード間の変換が、相当なものになり得る。

よって、差動及びコモンモードを別々に送受信することや、これらのモードの一つをキャンセルすることは、重大な問題である。

特に、この問題は、本実施形態の差動−コモンモード共鳴フィルタによって解決される。本実施形態では、共振器が２つの対称面を持っており、信号ビア１０１がそれらの対称面の一つの上にあり、もう一方の対称面に対して対称に配置されている。

信号は、基板１１１の最上層の導電層１Ｌに設けられた端子１０５から基板の最下層の導電層４Ｌの対応する端子１０５を伝搬する。共振器１１０の適用が、提案のフィルタの、際立って特徴的な特性を与えている。

図２Ａ−図２Ｅに図示されているような差動−コモンモード共鳴フィルタの数値例を考えよう。これらの図では、長方形の共振器２１０を持つフィルタが、４層導電層基板２１１中に形成され、信号ビアパッド２０５が端子として使用される。４層導電層基板２１１は、３枚の絶縁基板２１２〜２１４を備えている。差動モード及びコモンモードが、上部及び下部信号ビアパッド２０５の間を伝搬する。２つの信号ビア２０１は、当該フィルタのこの例ではｌ＝５ｍｍで分離されているが、寸法は、次のとおりである：ｄ_ｒ＝０．６５ｍｍ、ｄ_ｐ＝０．９５ｍｍ；ｄ_ｃ＝１．６５ｍｍであり、ここで、ｄ_ｒは、信号ビア２０１の外径であり、ｄ_ｐは、信号ビアパッド２０５の外径であり、ｄ_ｃは、信号ビア２０１が設けられた内部導電層２０３を通過するように設けられた開口の直径である。共振器２１０は、４層導電層基板２１１の第２及び第３導電層２Ｌ、３Ｌの間に形成されており、４層導電層基板２１１における近接する導電層の間の距離は、ｈ＝ｈ_１＝ｈ_２＝ｈ_３＝０．７５ｍｍであり、上部及び下部導電層１Ｌ、４Ｌの厚さは、ｔ_ｏ＝０．０５５ｍｍであり、共振器を形成している内部導電層２０３の厚さは、ｔ_ｉ＝０．０３５ｍｍである。基板２１１の接地プレート２０の間の絶縁体は、ε＝４．０、μ＝１．０、ｔａｎδ＝０．０２３である。ここで、εは比誘電率であり、μは比透磁率であり、ｔａｎδは、誘電正接である。

共振器２１０は、接地ビア２０２が、その上部及び下部の導電性境界として機能する内部導電層２０３の両方に接続されたサイドウォールを構成することによって得られる。これらの接地ビアサイドウォールは、直径がｄ_ｇ＝０．３ｍｍでｌ_ｇ＝１．０ｍｍの距離で等間隔に離れて配置された接地ビア２０２で構成されている。共振器２１０の水平面内の寸法は、ａ＝２０ｍｍ、ｂ＝４０ｍｍである。これらの寸法は、接地ビア２０２の中心を通る想像上の外形の線の間の距離として定義されることに留意されたい。

図３においては、上記のパラメータを有する図２Ａ〜図２Ｅに図示されているフィルタの挿入ロス（｜Ｓ_２１｜値）のシミュレーションデータが図示されている。これらの結果は、よく確立されており、最も正確な数値演算方法の一つである時間領域差分法を使用することによって得られている。

提示したデータから得られるように、当該構造は、当該差動−コモンモードフィルタの明確に現れる性質を示している。更に、差動モードの阻止帯域がコモンモードと比較して異なる位置にあることに着目することも重要である。例えば、約４．２ＧＨｚの周波数においてコモンモードは阻止帯域を持つ。しかしながら、この周波数においては、差動モードは実際上挿入ロスなしにフィルタを通過する。逆に、約７．９ＧＨｚの周波数では、明確に現れた阻止帯域を有しているが、同時に、コモンモードがこの周波数では非常に小さい損失でフィルタを通過して伝搬する。これは、本実施形態における提案の差動−コモンモードフィルタの顕著な特性である。

図２Ａ〜図２Ｅに図示されている構造を用いた差動−コモンモードフィルタの根底にある物理的メカニズムを考察しよう。共振器２１０内の各信号ビア２０１の位置（ｘ_１，ｙ_１），（ｘ_２，ｙ_２）における電磁界は、近似的には、下記の式で表わすことができる：

ここで、ｍ、ｎ及びｐは、共振モードの次数を与えるものであり、ａ及びｂは、共振器２１０の辺の水平面内の寸法であり、Ｅ（１）は、（ｘ_１，ｙ_１）に位置する信号ビア２０１における電界であり、Ｅ（２）は、（ｘ_２，ｙ_２）に位置する信号ビア２０１における電界であり、Ｅ_０ ^ｍｎｐは、共振モードの振幅であり、ｚは、共振器２１０の上部及び下部の接地プレート２０３に垂直な方向の単位ベクトルである。共振モードの周波数ｆ_ｍｎｐが近似的に下記のように表わすことができることに留意することは重要である：

ここで、ｃは光速である。

フィルタの出力における差動モードの電磁界は、信号ビア２０１における電界の差に比例し、即ち、

である。

同時に、フィルタの出力におけるコモンモードの電磁界は、信号ビア２０１における電界の和に比例し、下記のように書くことができる：

差動モードとコモンモードの分離を実現するためには、信号ビア２０１の位置は、それらの間の通過する垂直対称面に対して対称であるように選ばれる。それは、ｘ_２＝ｂ−ｘ_１であることを意味している。この場合、式（１ｂ）は、次のように書ける：

結果として、式（３）によれば、式（１ａ）、（５）を考慮に入れると、差動モードの電磁界Ｅ_ｄ ^ｍｎｐは、次のように表わせる：

同様に定義すれば、コモンモードの電磁界Ｅ_ｃ ^ｍｎｐは、次のように得られる：

従って、式（６）、（７）から得られるように、実際上、損失を起こさずに共振器を通る数次の差動モードを伝播させるこれらの差動共鳴モードがキャンセルされる。しかしながら、同時に、同じ次数のコモン共鳴モードは、損失の顕著な増大につながるように共鳴し、該次数におけるコモンモードの阻止帯域を形成する。共振の他の次数についても、差動モードについては阻止帯域が形成されるが、コモンモードは重大な損失を起こさずに共振器２１０を通過して伝搬する。

例えば、差動及びコモンモードについて挿入ロスが存在する図３について考えよう。

最低次の差動モードの電磁界は、次の式で表わすことができる：

式（８）は、式（２）によっても定義可能な４．２ＧＨｚの共振周波数での損失なしに、差動モードが共振器２１０を伝搬することを意味している。

同時に、コモンモードの電磁界は、次のように得られる：

式（９）から得られるように、コモンモードは共鳴し、このモードでは、図３と一致する約４．２ＧＨｚの周波数のあたりで阻止帯域が形成される。

約７．９ＧＨｚの周波数では、差動モードが阻止帯域を有しており、しかしながら同時に、コモンモードは、共振器を通過して伝搬する。これは、式（６）、（７）で説明可能である。

これは、本実施形態のフィルタの、際立って特徴的な特性である。このように、本実施形態のフィルタは、一つのモード（差動又はコモン）について、共鳴時におけるこのモードのフィルタを通しての伝播を可能にする一のグループ共振のキャンセルを有効に実現する。同時に、他のモード（それぞれ、コモン又は差動）は、検討した周波数に阻止帯域を形成するのにつながるように、これらの周波数において共振する。

従って、周波数領域において、差動及びコモンモードの分離を得られる。

これは、差動モードについて帯域通過フィルタを形成し、同時にコモンモードについて帯域阻止特性を提供する基礎である。

よって、垂直対称面とその面日して対称に設けられた一対の信号ビアとを持つ多層基板内の共振器を設けるという提案された手法を使用することにより、数々のフィルタを得ることができる。

サイドウォールを形成する接地ビアの配置が異なった様々な共振器が開発可能である。ただし、このような配置がフィルタの周波数応答を制御するために使用可能であることに留意されたい。

図４Ａ〜図４Ｄには、共振器４１０のサイドウォールにおいて接地ビア４０２が正方形は位置された差動−コモンモード共鳴フィルタが提示されている。このフィルタは、共振器４１０に埋め込まれ、３枚の絶縁基板４１２〜４１４を含む４層導電層基板４１１の上部及び下部導電層１Ｌ及び４Ｌに設けられた端子４０５に接続された一対の信号ビア４０１で形成されている。

図５には、図４Ａ〜図４Ｄに図示されている構造の数値例が提示されている。４層導電層基板４１１、信号ビア４０１、及び共振器４１０の寸法は図３と同じであるが、共振器４１０だけは、ａ＝２０ｍｍの辺を持つ正方形のものになっている。シミュレーション結果から得られるように、このタイプのフィルタも、阻止帯域が異なる位置にある（コモンモードについては阻止帯域の中心周波数が５．３ＧＨｚで、しかし差動モードについてはこの周波数は８．７ＧＨｚである）差動及びコモンモードの分離をはっきり示している。また、これらのデータから、サイドウォールにおける接地ビアの配置の形態（この形態は、円形、楕円、又は具体的応用によって決定されるより複雑なもの）が周波数応答を制御するために有効なアプローチであることを示している。

提案されたフィルタが、ボード搭載の応用のための集積素子として使用可能であるのみならず、独立したデバイスとしても使用可能であることを強調することは重要である。

図６Ａ〜図６Ｄには、差動−コモンモードフィルタが提示されている。この実施形態では、共振器６１０のサイドウォールを形成するために接地ビアの代わりに側面導電プレート６０４が使用されている。

より具体的には、この共振器６１０は、３枚の絶縁基板６１２〜６１４を含む４層導電層基板６１１中に形成された接地プレート６０３と４層導電層基板６１１の側面に形成された側面導電プレート６０４とにより構成されている。垂直面６Ｃ−６Ｃ’に対して対称に設けられた信号ビア６０１は、４層導電層基板６１１の上部及び下部導電層１Ｌ、４Ｌに設けられた端子６０５に接続されている。そのようなタイプの差動−コモン共鳴フィルタは、独立したデバイスとして応用可能である。

上記の実施形態のフィルタは２つ対称面を有しているが、一つの対称面を有する共振器を備え、信号ビアが該対称面に対して対称に配置されている差動−コモンモード共鳴フィルタにおいても、差動及びコモンモードの分離は、達成可能である。図７Ａ〜図７Ｄにおいては、差動−コモンモード共鳴フィルタの他の実施形態が提示されている。このフィルタは、信号ビア７０１と、共振器７１０と、５枚の絶縁基板７１２〜７１６を含む多層基板７１１の上部及び下部導電層１Ｌ、６Ｌに設けられた端子７０５とを備えている。共振器７１０は、接地プレート７０３に接続された接地ビア７０２によって形成されており、台形の外形のサイドウォールが得られるように配置されている。この構造では、信号ビア７０１は、面７Ｃ−７Ｃ’に対して対称である。

本発明の他の実施形態では、差動−コモンモード共鳴フィルタが、共振器に埋め込まれたチューニング素子を組み込んでいてもよい。そのようなフィルタは、阻止帯域のシフトを行えるだけでなく、阻止領域の拡大も行うことができる。

図８Ａ〜図８Ｄにおいては、２つのチューニング素子を備える差動−コモンモード共鳴フィルタが図示されている。このフィルタは、共振器８１０に埋め込まれ、端子８０５に接続された２つの信号ビア８０１を備えている。共振器８１０は、接地プレート８０３と、これらの接地プレートに接続された接地ビアウォール８０２とで構成されている。フィルタは、３枚の絶縁基板８１２〜８１４を含む４層導電層基板８１１を元にしている。このフィルタの格別な特徴として、チューニング素子８１６が共振器８１０に埋め込まれている。これらのチューニング素子８１６は、共振器８１０を貫通するように設けられており、共振の位置とＱ値に影響する。図示された実施形態では、信号ビア８０１に対して同じ効果を及ぼすために、チューニング素子８１６は信号ビア８０１に対して対称的に設けられている。

チューニング素子８１６は、要求されたフィルタの特性を提供するような材料でできていてもよい。この材料は、金属であっても、誘電体であっても、電磁波吸収材（例えば、フェライト）であってもよい。チューニング素子８１６は、中実の構造体ではなく、中空のチューブの形態で形成されてもよいことに留意されたい。チューニング素子８１６は、共振器８１０を通過する開口の側壁に形成された金属体として形成されてもよい。また、チューニング素子８１６の数や寸法は、必要とされる特性を達成するように修正されてもよい。

図９Ａ〜図９Ｄには、４つのチューニング素子９１６を備えた差動−コモンモードフィルタが提示されている。このフィルタは、３枚の絶縁基板９１２−９１４を含む多層基板９１１を備えている。多層基板９１１の中には、接地プレート９０３に接続された接地ビア９０２が正方形に配置された共振器９１０が形成されている。接地ビア９０２は、共振器９１０のサイドウォールを形成している。共振器９１０の中には、信号ビア９０１が埋め込まれている。

フィルタの電気的性能へのチューニング素子９１６の影響を実証するために、図８の数値例におけるのと同じようにフィルタの構造及び寸法と基板の材料とが選ばれている。４つの同じチューニング素子９１６が、図９Ａ−図９Ｄの表記に従って下記の寸法を持つ信号ビア９０１に対して対称的に配置されている。即ち、ｄ_ｔ＝２ｍｍ、ｌ_ｔ＝５ｍｍ、及び、ｃ_ｔ＝５ｍｍである。

図１０Ａには、４つの金属のチューニング素子９１６を備えた図９Ａ〜図９Ｄに図示されているフィルタのコモンモードの挿入ロスが提示されている。また、この図には、比較のために、同じであるがチューニング素子がないフィルタの挿入ロスが提示されている。提示されたデータから得られるように、４つの金属チューニング素子を適用することにより、共振周波数がより高い値にシフトする。この結果は、共振周波数の位置を決める、共振器９１０の水平面内の有効寸法の低減で説明できる。

図１０Ｂには、誘電体のチューニング素子９１６を備えたフィルタのコモンモードの挿入ロスが図示されている。フィルタの構造と寸法は、図１０Ａと同様であり、４つのチューニング素子９１６が、金属ではなく比誘電率が４０の誘電体でできているだけである。チューニング素子９１６の誘電材料の比誘電率が、多層基板９１１の絶縁基板９１２〜９１４の絶縁材料の比誘電率よりも高いことに留意されたい。図１０Ｂから理解できるように、多層基板９１１の絶縁材料よりも高い誘電率の誘電材料を使用すると、同じであるがチューニング素子を使わないフィルタと比較して、より低い周波数への共振周波数のシフトが起こる。フィルタのこの特性は、式（２）を考慮することにより理解できる。

基板材料の誘電率より高い比誘電率の材料でできているチューニング素子９１６では、共振器９１０の有効誘電率が高くなり、これは、結果として、共振周波数をより低い値にシフトする。

また、差動−コモンモード共鳴フィルタの好適な特性は、電磁波吸収材料をチューニング素子９１６として使用することによっても得ることができる。フィルタの共振器９１０にそのような材料を導入することにより、下記の式で説明できる共振線を広げることができる：

ここで、Δｆは帯域幅であり、ｆ_０は共振周波数であり、そして、ｔａｎδ_ｅｆｆは、チューニング素子９１６と多層基板９１１の材料の誘電正接から得られる、共振器９１０の複合材料の有効誘電正接である。

差動及びコモンモードの独特の特性を考慮に入れ、そして、チューニング素子９１６内で吸収材料を使用して、コモンモードの抑制の周波数帯を高くした差動−コモンモード共鳴フィルタを設計することができる。

差動モードの電磁界は、信号ビアの間の距離が十分に小さければ該信号ビアの間に集中することに留意されたい。同時に、これらの信号ビアのコモンモードの電磁界は、共振器の側面接地ビアウォールまで延伸する。

信号ビア９０１から離れた電磁波吸収材料のチューニング素子を適用することにより、コモンモードの抑制を実現できる。同時に差動モードも相当に低い損失で伝搬することに留意されたい。チューニング素子９１６を配置可能な距離は、与えられた電磁波吸収材料に対して、チューニング素子９１６の位置や数をステップバイステップで変えるシミュレーションにより、得ることができる。

図１１Ａ〜図１１Ｄには、このようなフィルタの更に他の実施形態が提示されている。図１１Ａ〜図１１Ｄに図示されているフィルタは、端子１１０５に接続された２つの信号ビア１１０１を備えている。これらの信号ビア１１０１は、接地プレート１１０３と接地プレート１１０３に接続された接地ビア１１０２とで多層基板１１１１の内部に形成された共振器１１１０に埋め込まれている。この実施形態では、多層基板１１１１は、３枚の絶縁基板１１１２〜１１１４を備えている。複数のチューニング素子１１１６が、広い周波数帯においてコモンモードを抑制するために信号ビア１１０１の近傍において共振器１１１０内に設けられている。

共振器１１１０が、それを通過して伝搬するコモンモードの損失を顕著に増加させるので、このフィルタにおいては共振器１１１０が重要な役割を果たしていることに留意されたい。

このフィルタの数値的な実施態様について検討する。この実施態様では、フィルタの構造と寸法は図３と同じであるが、信号ビア１１０１の距離がｌ＝２ｍｍであり、チューニング素子１１１６の数は１６である。これらのチューニング素子１１１６は、図１１Ａ〜図１１Ｄに図示されているように、信号ビア１１０１に対して対称に配置されている。チューニング素子１１１６の寸法は、次のとおりである：ｄ_ｔ＝２ｍｍ、ｌ_ｔ＝５ｍｍ、ｃ_ｔ＝５ｍｍ。

この数値例から理解できるように、信号ビア１１０１の間の距離は、上述の数値例と比較して小さい。これは、共振器１１１０が差動モードに及ぼす効果を小さくしながら、差動モードが共振器１１１０を通過して伝搬させる。この場合には、共振器１１１０がコモンモードに及ぼす効果が大きくなることに留意されたい。この数値例では、１６のチューニング素子１１１６は、比誘電率ε＝４０、比透磁率μ＝１．２、誘電正接ｔａｎδ＝０．２６、及び、磁気損失正接ｔａｎδ_ｍ＝１．５の吸収材料で満たされている。

図１２には、図１１Ａ〜図１１Ｄに図示されている構造の差動モード及びコモンモードについてのシミュレートされた挿入ロスが提示されている。図１２に図示されているように、約２．３ＧＨｚから約３．７ＧＨｚまで、そして約８ＧＨｚから１５ＧＨｚまでの周波数帯域において、コモンモードの損失が、顕著に、差動モードの損失より高くなる。これは、これらの周波数帯では、当該構造がコモンモードを有効に抑制すると共に、差動モードには小さい影響しか及ぼさないことを意味している。この種のフィルタは、デジタル応用にとって特に重要である。

差動−コモンモードフィルタの共振器に満たされる材料が、この共振器の所定の特性を規定するために使用可能であることを強調することは重要である。

差動−コモンモード共振フィルタは、異なる数の接地プレートを有する多層基板に形成してもよいということは、良く理解できるであろう。図１３Ａ〜図１３Ｄは、本発明の更に他の実施形態における、５つの絶縁基板１３１２〜１３１６を含む６層導電層基板１３１１に設けられた、差動−コモンモード共鳴フィルタを示している。

このフィルタは、６層導電層基板１３１１に埋め込まれた２つの信号ビア１３０１を備えている。信号ビア１３０１は、接地ビア１３０２と接地プレート１３０３によって形成された共振器１３１０内に設けられている。接地ビア１３０２は、共振器１３１０のサイドウォールとして使用される。このフィルタの顕著な特徴は、接地ビア１３０２が円形に配置されていることである。この実施形態では、接地プレート１３０３に垂直で共振器１３１０の中心を通る任意の面が、垂直対称面となる。そのような円形の基板内蔵型共振器の特性は、信号ビア１３０１の対を所定の方向に向ける必要がある場合に有用である。なぜなら、この共振器では、共振器１３１０の中心に対して態様的に配置されている信号ビア１３０１の対の向きが如何なるものであっても、周波数領域において差動モードとコモンモードの分離を行うことができるからである。

図１３Ａ〜図１３Ｄのフィルタにおいて、差動−コモンモード共鳴フィルタのもう一つの重要な特徴が提示されている。この実施形態では、共振器１３１０を構成する接地プレート１３０３の間に設けられる材料（比誘電率をε_２、比透磁率μ_２を有する）は、接地プレート１３０３と接地プレート１３０６との間の空間に充填される材料（比誘電率をε_１、比透磁率μ_１を有する）と異なっている。比誘電率ε_１は、比誘電率ε_２と異なっており、及び／又は、比透磁率μ_１は、比透磁率μ_２と異なっている。具体的な実施においては、ε_２とμ_２の材料は、所望の共振器１３１０の共振周波数を提供し、結果として、所望のフィルタの阻止帯域の中心周波数を提供するように選択することが許容されるから、このような構造は重要である。更に、相当なロスを有するε_２とμ_２の材料を使用することにより、差動モード又はコモンモードのいずれかについてフィルタの阻止帯域を広げることができる。

このように、差動−コモンモード共鳴フィルタは、異なった構成パラメータを有する材料で分離された異なった数の接地プレートを有する多層基板に形成することができることは良く理解できる。また、共振器は多層基板の任意の位置に設けられ得ることに留意されたい。

以上には、いくつかの実施形態と共に本発明が説明されているが、それらの実施形態は単に本願発明を説明するために提供されているのであり、添付の請求項を限定的な意味で解釈するために援用されてはならないことは、当業者には明白であろう。

Claims (32)

1. ２つの互いに対向する水平導電プレートと前記水平導電プレートに接続された垂直導電サイドウォールとで形成される共振器と、
   前記共振器を垂直方向に貫通するように設けられ、前記水平導電プレートから絶縁された２つの信号導電体と、
   前記信号導電体に接続され、一対の信号を受け取る２つの端子
   とを備え、
   前記共振器は、前記共振器の水平面内の寸法と前記水平導電プレートの間の材料とによって所定の周波数で前記信号導電体に共振効果を確立させ、
   前記共振器は、前記水平導電プレートに垂直な第１対称面を有しており、
   前記信号導電体は、前記第１対称面から離れて、前記第１対称面に対して対称に設けられている
   フィルタ。
2. 請求項１のフィルタであって、
   前記共振器は、多層基板内に組み込まれ、
   前記水平導電プレートは、前記多層基板の接地層に設けられ、第１絶縁材料で分離されており、
   前記信号導電体は、信号ビアとして構成されている
   フィルタ。
3. 請求項２に記載のフィルタであって、
   前記第１絶縁材料の比誘電率は、前記多層基板の他の部分に設けられた第２絶縁材料の比誘電率と異なっている
   フィルタ。
4. 請求項２又は３に記載のフィルタであって、
   前記第１絶縁材料の比透磁率は、前記多層基板の他の部分に設けられた第２絶縁材料の比透磁率と異なっている
   フィルタ。
5. 請求項２乃至４のいずれかに記載のフィルタであって、
   第１絶縁材料は、誘電材料である
   フィルタ。
6. 請求項２乃至４のいずれかに記載のフィルタであって、第１絶縁材料は、電磁波吸収材料である
   フィルタ。
7. 請求項２乃至４のいずれかに記載のフィルタであって、
   第１絶縁材料は磁性材料である
   フィルタ。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載のフィルタであって、
   前記共振器は、更に、前記水平導電プレートに垂直な第２対称面を有し、
   前記信号ビアは、前記第２対称面から等間隔で離れている
   フィルタ。
9. 請求項８に記載のフィルタであって、
   前記信号ビアは、前記第２対称面の上にある
   フィルタ。
10. 請求項２乃至９のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記サイドウォールは、前記多層基板において前記水平導電プレートに接続された接地ビアを備えている
    フィルタ。
11. 請求項１乃至９のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記サイドウォールは、前記水平導電プレートに接続された側面導電プレートを含む
    フィルタ。
12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記サイドウォールは、長方形の共振器を形成するように配置された
    フィルタ。
13. 請求項１乃至１１のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記サイドウォールは、正方形の共振器を形成するように配置された
    フィルタ。
14. 請求項１乃至１１に記載のフィルタであって、
    前記サイドウォールは、円形の共振器を形成するように配置された
    フィルタ。
15. 請求項１４に記載のフィルタであって、
    前記２つの信号ビアが、前記円形の共振器の中心に対して対称的に配置された
    フィルタ。
16. 請求項１乃至１５のいずれかに記載のフィルタであって、
    更に、前記共振器を貫通するように形成されたチューニング素子を備えている
    フィルタ。
17. 請求項１６に記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子が金属でできている
    フィルタ。
18. 請求項１６に記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子が誘電体でできている
    フィルタ。
19. 請求項１６に記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子が磁性材料でできている
    フィルタ。
20. 請求項１６に記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子は、電磁波吸収材料でできている
    フィルタ。
21. 請求項１６乃至２０のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子は、前記第１対称面に対して対称に形成されている
    フィルタ。
22. 請求項１６乃至２１のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子の数、位置、材料、及び寸法は、前記共振器の共振周波数の所定のシフトが起こるように選択される
    フィルタ。
23. 請求項１６乃至２１のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子の数、位置、材料、及び寸法は、コモンモードの減衰が起こるよう選択される
    フィルタ。
24. 請求項１６乃至２１のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記チューニング素子の数、位置、材料、及び寸法は、所定の周波数帯において差動モードのレベルを必要なレベルに保ちながら、前記所定の周波数帯においてコモンモードの減衰が起こるように選択される
    フィルタ。
25. 差動モードとコモンモードの分離を周波数領域で行う方法であって、
    対称面を有する共振器を提供することと、
    前記共振器を通過し、前記対称面に対して対称的に配置された一対の信号導電体を提供すること
    とを備える
    方法。
26. コモンモードを抑制する方法であって、
    対称面を有する共振器を提供することと、
    前記共振器を通過し、前記対称面に対して対称的に配置された一対の信号導電体を提供することと、
    チューニング素子を前記共振器を貫通するように設けること
    とを備え、
    前記チューニング素子は、電磁波吸収材料でできている
    方法。
27. 共振器含有フィルタの共振周波数を制御する方法であって、
    互いに対向する水平導電プレートと前記水平導電プレートに接続された垂直導電サイドウォールとを含む共振器を提供することと、
    前記共振器を貫通するように設けられた一対の信号導電体を提供することと、
    前記信号導電体に対して対称的に前記共振器を貫通するように設けられたチューニング素子を提供すること
    とを具備する
    方法。
28. 請求項２７に記載の方法であって、
    前記チューニング素子が金属でできている
    方法。
29. 請求項２７に記載の方法であって、
    前記チューニング素子が誘電体でできている
    方法。
30. 請求項２７に記載の方法であって、
    前記チューニング素子が磁性材料でできている
    方法。
31. 請求項１乃至２４のいずれかに記載のフィルタであって、
    前記共振効果は、所定の大きさのＱ値を有している
    フィルタ。
32. 請求項３１に記載のフィルタであって、
    前記所定の大きさのＱ値は、０．５以上である
    フィルタ。

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