JP2011250072A - キャンセラー及び通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信アンテナから受信アンテナに回り込んだ回込信号を精度良く除去する。
【解決手段】利得制御器２１は、振幅誤差検出信号Ｓ１０が０となるように、送信信号Ｓ１の振幅を調節する。可変移相器２２は、位相誤差検出信号Ｓ８が０となるように利得制御器２１から出力された信号の位相を角度φ変化させる。第１遅延器２３は、キャンセル信号Ｓ２の位相をπ／２遅らせて位相誤差検出部３に出力する。第２遅延器２４は第１遅延信号Ｓ５の位相を更にπ／２遅らせて第２遅延信号Ｓ６を生成する。位相誤差検出部３は、キャンセル済受信信号Ｓ４及び第１遅延信号Ｓ５を基に、キャンセル済受信信号Ｓ４に残存する回込信号の振幅誤差成分を示す位相誤差検出信号Ｓ８を生成する。振幅誤差検出部４は、キャンセル済受信信号Ｓ４及び第２遅延信号Ｓ６を基に、キャンセル済受信信号Ｓ４に残存する回込信号の振幅誤差成分を示す振幅誤差検出信号Ｓ１０を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信アンテナから受信アンテナに回り込んだ送信信号をキャンセルするキャンセラー及びそのキャンセラーを備える通信装置に関するものである。

特許文献１には、送信部から受信部に回り込む妨害波をキャンセルする複信方式無線機が開示されている。具体的には、送信部は出力する電力の一部を可変増幅器及び可変移相器を介してキャンセル波としてキャンセル部に入力する。キャンセル部は、キャンセル作用の度合いに応じた強さの電力を有する残余波ｂを出力する。制御用受信部は、ピックアップを介して残余波の強さに逆比例した直流電圧をコントローラに出力するコントローラは、直流電圧の大きさを常時監視し、その直流電圧が最大となるように可変増幅器の増幅度及び可変移相器の位相を制御する。

特許文献２には、Ｉ及びＱ送信リーク信号成分を個別にフィードバックをかけて、受信機入力での送信リーク信号を減少させる通信装置が開示されている。

特開平１−２６０９３２号公報 特表２００４−５００７４３号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、残余波から位相成分及び振幅成分を抽出し、それぞれを個別にモニタして、可変増幅器及び可変移相器がそれぞれ個別に制御されていないため、妨害波を精度良く除去することができないという問題がある。

また、特許文献２の技術では、送信リーク信号の位相成分及び振幅成分をそれぞれ個別にモニタすることが行われていないため、送信リーク信号を精度良く除去することができないという問題がある。

本発明の目的は、送信アンテナから受信アンテナに回り込んだ回込信号を精度良く除去することができる技術を提供することである。

（１）本発明の一局面によるキャンセラーは、送信アンテナから受信アンテナに回り込んだ回込信号を除去するキャンセラーであって、前記送信アンテナに供給される送信信号からキャンセル信号を生成すると共に、前記キャンセル信号に対して位相がπ／２遅れた第１遅延信号及び前記キャンセル信号に対して位相がπ遅れた第２遅延信号を生成するキャンセル信号生成部と、前記キャンセル信号に前記受信アンテナにより受信された受信信号を加算して前記回込信号をキャンセルするキャンセル部と、前記キャンセル部から出力されたキャンセル済受信信号及び前記第１遅延信号を基に、前記キャンセル済受信信号に残存する前記回込信号の位相誤差成分を示す位相誤差検出信号を生成する位相誤差検出部と、前記キャンセル済受信信号及び第２遅延信号を基に、前記キャンセル済受信信号に残存する前記回込信号の振幅誤差成分を示す振幅誤差検出信号を生成する振幅誤差検出部とを備え、前記キャンセル信号生成部は、前記位相誤差検出信号及び前記振幅誤差検出信号が０となるように前記キャンセル信号を生成する。

この構成によれば、送信アンテナに供給される送信信号からキャンセル信号が生成され、このキャンセル信号が受信信号に加算されて受信信号に含まれる回込信号が除去される。キャンセル部により除去されなかった回込信号はキャンセル済受信信号に含まれている。

位相誤差検出部は、キャンセル信号に対して位相がπ／２遅れた第１遅延信号が入力され、この第１遅延信号を用いて、キャンセル済受信信号に残存する回込信号の位相誤差成分を示す位相誤差検出信号を生成する。振幅誤差検出部は、キャンセル信号に対して位相がπ遅れた第２遅延信号が入力され、この第２遅延信号を用いてキャンセル済受信信号に残存する回込信号の振幅誤差成分を含む振幅誤差検出信号を生成する。そして、キャンセル信号生成部は、位相誤差検出信号及び振幅誤差検出信号が０となるようにキャンセル信号を生成する。

つまり、キャンセル済受信信号に残存する回込信号の位相誤差成分と振幅誤差成分とが個別にモニタされ、両成分が０となるようにキャンセル信号が生成されて、受信信号に加算されるため、受信信号から回込信号を精度良く除去することができる。

（２）前記キャンセル信号生成部は、前記振幅誤差検出信号が０となるように前記送信信号の振幅を調節する利得制御器と、前記位相誤差検出信号が０となるように前記利得制御器から出力された信号の位相を調節する可変移相器とを備えることが好ましい。

この構成によれば、利得制御器及び可変移相器を用いてキャンセル信号が生成されるため、受信信号から回込信号を精度良く除去することができる。

（３）前記キャンセル信号生成部は、前記キャンセル信号の位相をπ／２遅らせて前記第１遅延信号を生成する第１遅延器と、前記第１遅延信号の位相を更にπ／２遅らせて前記第２遅延信号を生成する第２遅延器とを備えることが好ましい。

この構成によれば、第１及び第２遅延器を共にπ／２移相器により構成することができ、回路構成が簡略化される。

（４）前記キャンセル信号生成部は、前記可変移相器から出力された信号の位相をπ／２遅らせることで前記キャンセル信号を生成し、かつ、前記可変移相器から出力された信号の位相をπ遅らせることで前記第１遅延信号を生成する９０°ハイブリッドカプラと、前記９０°ハイブリッドカプラから出力された前記第１遅延信号の位相を更にπ／２遅らせることで前記第２遅延信号を生成する遅延部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、可変移相器及びキャンセル部間に９０°ハイブリッドカプラが配置されているため、加算器を介して位相誤差検出部側に受信信号が出力されることを防止することができる。

（５）前記キャンセル信号生成部は、前記可変移相器から出力された信号の位相をφ１遅らせて前記第１遅延信号を生成する第１位相調整器と、前記可変移相器から出力された信号の位相をφ２遅らせて前記第２遅延信号を生成する第２位相調整器とを備え、前記可変移相器から前記キャンセル部までの配線による位相遅れをθ０、前記キャンセル部から前記位相誤差検出部までの配線による位相遅れをθ１、前記キャンセル部から前記振幅誤差検出部までの配線による位相遅れをθ２とすると、φ１＝π／２＋θ１＋θ０に設定され、φ２＝π＋θ２＋θ０に設定されていることが好ましい。

この構成によれば、可変移相器からキャンセル部までの配線による位相遅れ、キャンセル部から位相誤差検出部までの配線による位相遅れ、及びキャンセル部から振幅誤差検出部までの配線による位相遅れがあったとしても、位相誤差検出部に入力されるキャンセル済受信信号のキャンセル信号成分及び第１遅延信号の位相差がπ／２とされるため、位相遅れθ１により位相誤差検出信号に現れる誤差成分を抑制することができる。加えて、振幅誤差検出部に入力されるキャンセル済受信信号のキャンセル信号成分及び第２遅延信号の位相差がπとされるため、位相遅れθ２により振幅誤差検出信号に現れる誤差成分を抑制することができる。

（６）送信アンテナと、前記送信アンテナに送信信号を供給する送信部と、受信アンテナと、上記のキャンセラーと、前記キャンセラーにより受信信号から前記回込信号が除去された信号を受信する受信部とを備える。

この構成によれば、受信信号から回込信号を精度良く除去することができる通信装置を提供することができる。

本発明によれば、受信信号から回込信号を精度良く除去することができる。

本発明の実施の形態１による通信装置のブロック図を示している。 本発明の実施の形態２による通信装置のブロック図を示している。 ９０°ハイブリッドカプラ２５の回路図を示している。 本発明の実施の形態３による通信装置のブロック図を示している。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による通信装置のブロック図を示している。図１に示す通信装置は、キャンセラー１、送信アンテナＴＡ、送信部ＴＸ、受信アンテナＲＡ、及び受信部ＲＸを備えている。

送信部ＴＸは、送信対象の信号を周波数ｆｃのキャリア信号Ｓｃで例えば振幅変調して送信信号Ｓ１を生成し、送信アンテナＴＡに供給する。送信アンテナＴＡは、送信信号Ｓ１によって励振され、送信信号Ｓ１を無線信号として出力する。

受信アンテナＲＡは、無線信号を受信して受信信号Ｓ３としてキャンセラー１に出力する。受信部ＲＸは、キャンセラー１により受信信号Ｓ３から回込信号が除去されたキャンセル済受信信号Ｓ４が供給され、キャンセル済受信信号Ｓ４をキャリア信号Ｓｃで復調し、他の通信装置から送信された送信信号から送信対象となる信号を抽出する。

キャンセラー１は、キャンセル信号生成部２、位相誤差検出部３、振幅誤差検出部４、加算器５（キャンセル部の一例）を備え、送信アンテナＴＡから受信アンテナＲＡに回り込んだ回込信号を除去する。キャンセル信号生成部２は、利得制御器２１、可変移相器２２、第１遅延器２３、及び第２遅延器２４を備えている。

利得制御器２１は、振幅誤差検出信号Ｓ１０が０となるように、送信信号Ｓ１の振幅を調節する。具体的には、利得制御器２１は、振幅誤差検出信号Ｓ１０がプラスの場合は、ゲインＡを所定値増加させ、得られたゲインＡで送信信号Ｓ１の振幅を制御し、振幅誤差検出信号Ｓ１０がマイナスの場合は、ゲインＡを所定値減少させ、得られたゲインＡで送信信号Ｓ１の振幅を制御する処理を繰り返す。

なお、利得制御器２１は、振幅誤差検出信号Ｓ１０が入力されていない場合は、デフォルトのゲインＡで送信信号Ｓ１の振幅を制御する。ここで、デフォルトのゲインＡとしては、予め想定される受信信号Ｓ３に含まれる回込信号の振幅を相殺するような所定の制御範囲の任意の値が採用されている。

可変移相器２２は、位相誤差検出信号Ｓ８が０となるように利得制御器２１から出力された信号の位相を角度φ変化させ、キャンセル信号Ｓ２として加算器５に出力する。具体的には、可変移相器２２は、位相誤差検出信号Ｓ８がプラスの場合は、角度φをマイナス方向に所定値変化させ、位相誤差検出信号Ｓ８がマイナスの場合は、角度φをプラス方向に所定値変化させる処理を繰り返す。

なお、可変移相器２２は、位相誤差検出信号Ｓ８が入力されていない場合は、デフォルトの角度φで送信信号Ｓ１の位相を遅らせる。ここで、デフォルトの角度φとしては、予め想定される受信信号Ｓ３に含まれる回込信号の位相の値が採用されている。また、角度φがマイナスになる場合は、利得制御器２１から出力された信号の位相は角度φ進められる。

第１遅延器２３は、例えばπ／２移相器により構成され、キャンセル信号Ｓ２の位相をπ／２遅らせて第１遅延信号Ｓ５を生成し、位相誤差検出部３に出力する。つまり、第１遅延器２３は、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ／２遅れた信号を第１遅延信号Ｓ５として生成する。

第２遅延器２４は、例えばπ／２移相器により構成され、第１遅延信号Ｓ５の位相を更にπ／２遅らせて第２遅延信号Ｓ６を生成する。つまり、第２遅延器２４は、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ遅れた信号を第２遅延信号Ｓ６として生成する。

位相誤差検出部３は、ミキサ３１及びフィルタ３２を備え、キャンセル済受信信号Ｓ４及び第１遅延信号Ｓ５を基に、キャンセル済受信信号Ｓ４に残存する回込信号の位相誤差成分を示す位相誤差検出信号Ｓ８を生成する。

ミキサ３１は、第１遅延信号Ｓ５とキャンセル済受信信号Ｓ４とを乗算し、第１乗算信号Ｓ７を生成する。フィルタ３２は、例えば、ローパスフィルタにより構成され、第１乗算信号Ｓ７に含まれる高周波成分を除去し、得られた信号を位相誤差検出信号Ｓ８として可変移相器２２に出力する。

振幅誤差検出部４は、ミキサ４１及びフィルタ４２を備え、キャンセル済受信信号Ｓ４及び第２遅延信号Ｓ６を基に、キャンセル済受信信号Ｓ４に残存する回込信号の振幅誤差成分を示す振幅誤差検出信号Ｓ１０を生成する。ミキサ４１は、第２遅延信号Ｓ６とキャンセル済受信信号Ｓ４とを乗算し、第２乗算信号Ｓ９を生成する。フィルタ４２は、例えばローパスフィルタにより構成され、第２乗算信号Ｓ９に含まれる高周波成分を除去し、得られた信号を振幅誤差検出信号Ｓ１０として利得制御器２１に出力する。

加算器５は、受信アンテナＲＡにより受信された受信信号Ｓ３にキャンセル信号Ｓ２を加算し、得られた信号をキャンセル済受信信号Ｓ４として出力する。

このように、構成されたキャンセラー１は、下記のように動作する。まず、送信信号Ｓ１が送信アンテナＴＡに供給されると、利得制御器２１は送信信号Ｓ１を取り込み、ゲインＡで送信信号Ｓ１の振幅を制御する。可変移相器２２は、利得制御器２１から出力された信号の位相を角度φ変化させ、キャンセル信号Ｓ２を出力する。

キャンセル信号Ｓ２は、加算器５により受信信号Ｓ３に加算され、キャンセル済受信信号Ｓ４とされ、ミキサ３１，４１に入力される。また、キャンセル信号Ｓ２は、第１遅延器２３により位相がπ／２遅れて、第１遅延信号Ｓ５としてミキサ３１に入力される。また、第１遅延信号Ｓ５は、第２遅延器２４により位相がπ／２遅れて第２遅延信号Ｓ６としてミキサ４１に入力される。

ここで、受信信号Ｓ３をｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）、キャンセル信号Ｓ２を、−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋φ）とおく。すると、第１遅延信号Ｓ５は、−ｃｏｓ（２π・ｆｃ・ｔ＋φ）と表され、第２遅延信号Ｓ６は、ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋φ）と表される。

したがって、第１乗算信号Ｓ７は、（１／２）・（ｓｉｎ（φ）−ｓｉｎ（４π・ｆｃ・ｔ＋φ）＋Ａ×ｓｉｎ（４π・ｆｃ・ｔ＋２φ））と表される。また、第２乗算信号Ｓ９は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ）−ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋φ）−Ａ（１−ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋２φ）））と表される。

フィルタ３２は、第１乗算信号Ｓ７の第２項と第３項とを除去するように遮断周波数が設定されているため、位相誤差検出信号Ｓ８は、（１／２）・ｓｉｎ（φ）となる。また、フィルタ４２は、第２乗算信号Ｓ９のｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋φ）の項と、ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋２φ）の項とを除去するように遮断周波数が設定されているため、振幅誤差検出信号Ｓ１０は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ）−Ａ）となる。

可変移相器２２より、位相の調節が完了された後は、角度φはφ＝０となるため、振幅誤差検出信号Ｓ１０は１−Ａに比例した信号となり、利得制御器２１には１−Ａに比例した振幅誤差検出信号Ｓ１０が入力される。したがって、利得制御器２１は、振幅誤差検出信号Ｓ１０がプラスの場合は、ゲインＡを所定値増加させ、振幅誤差検出信号Ｓ１０がマイナスの場合は、ゲインＡを所定値減少させることを繰り返すことで、最終的に受信信号Ｓ３に含まれる回込信号を除去するキャンセル信号Ｓ２が得られる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による通信装置のブロック図を示している。実施の形態２による通信装置は、はキャンセル信号生成部２の第１遅延器２３に代えて９０°ハイブリッドカプラ２５を設けたことを特徴としている。つまり、キャンセル信号生成部２は、利得制御器２１、可変移相器２２、第２遅延器２４、及び９０°ハイブリッドカプラ２５を備えている。なお、本実施の形態において実施の形態１と同一のものは同一の符号を付し、説明を省く。

９０°ハイブリッドカプラ２５は、端子Ｐ１〜Ｐ４の４つの端子を備えている。端子Ｐ１は可変移相器２２に接続され、端子Ｐ２は加算器５に接続され、端子Ｐ３はミキサ３１に接続され、端子Ｐ４は終端器ＴＲに接続されている。

９０°ハイブリッドカプラ２５は、可変移相器２２から出力された信号Ｓ２´が端子Ｐ１を介して入力され、端子Ｐ１に入力された信号Ｓ２´の位相をπ／２遅らせ、キャンセル信号Ｓ２として端子Ｐ２から出力させる。また、９０°ハイブリッドカプラ２５は、信号Ｓ２´の位相をπ遅らせ、第１遅延信号Ｓ５として端子Ｐ３を介してミキサ３１に出力する。

実施の形態１では、可変移相器２２からの信号がキャンセル信号Ｓ２として、直接、加算器５に入力されていたが、実施の形態２では、可変移相器２２からの信号Ｓ２´の位相が９０°ハイブリッドカプラ２５によりπ／２遅れた信号がキャンセル信号Ｓ２として、加算器５に入力されている。

一方、位相誤差検出部３は、ミキサ３１に、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ／２遅れた信号が入力されれば、（１／２）・ｓｉｎ（φ）の位相誤差検出信号Ｓ８を生成することができる。また、振幅誤差検出部４は、ミキサ４１に、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ遅れた信号が入力されれば、（１／２）・（ｃｏｓ（φ）−Ａ）の振幅誤差検出信号Ｓ１０を生成することができる。

９０°ハイブリッドカプラ２５は、信号Ｓ２´の位相をπ遅らされた信号を第１遅延信号Ｓ５として端子Ｐ３介して出力している。そのため、第１遅延信号Ｓ５は、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ／２遅れることになり、位相誤差検出部３は、（１／２）・ｓｉｎ（φ）の位相誤差検出信号Ｓ８を生成することができる。

また、第１遅延信号Ｓ５は第２遅延器２４によって位相がπ／２遅れて第２遅延信号Ｓ６としてミキサ４１に入力されている。そのため、第２遅延信号Ｓ６は、キャンセル信号Ｓ２に対して位相がπ遅れることになり、振幅誤差検出部４は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ）−Ａ）の振幅誤差検出信号Ｓ１０を生成することができる。

したがって、実施の形態２の通信装置は、実施の形態１と同様、受信信号Ｓ３に含まれる回込信号を精度良く除去することが可能となる。

図３は、９０°ハイブリッドカプラ２５の回路図を示している。図３に示す９０°ハイブリッドカプラ２５は、マイクロストリップラインにより構成されており、４つの配線Ｌ１〜Ｌ４により構成されている。配線Ｌ１〜Ｌ４はそれぞれ、入力された信号の位相をπ／２遅らせる配線長を有している。

配線Ｌ１は端子Ｐ１及び端子Ｐ２間を繋ぎ、配線Ｌ２は端子Ｐ３及び端子Ｐ４間を繋ぎ、配線Ｌ３は端子Ｐ１及び端子Ｐ４間を繋ぎ、配線Ｌ４は端子Ｐ２及び端子Ｐ３間を繋ぐ。

また、配線Ｌ１，Ｌ２は特性インピーダンスがＺｏ／２に設定され、配線Ｌ３，Ｌ４は特性インピーダンスがＺｏに設定されている。端子Ｐ１〜Ｐ４のインピーダンスをそれぞれＺｏとして、端子Ｐ１から信号を入力すると、端子Ｐ２からは、入力された信号に対して電力が半分で、位相がπ／２遅れた信号が出力され、端子Ｐ３からは、入力された信号に対して電力が半分で、位相がπ遅れた信号が出力され、端子Ｐ４からは、信号が出力されない。

９０°ハイブリッドカプラ２５は対称な構成を有しているため、端子Ｐ２から信号を入力すると端子Ｐ１，Ｐ４から信号が出力され、端子Ｐ３から信号が出力されなくなる。

本実施の形態では、端子Ｐ１に可変移相器２２を接続し、端子Ｐ２に加算器５を接続し、端子Ｐ３にミキサ３１及び第２遅延器２４を接続し、端子Ｐ４に終端器ＴＲを接続している。

そのため、可変移相器２２からの信号Ｓ２´は、端子Ｐ２，Ｐ３から出力されてミキサ３１、加算器５に供給されるが、加算器５からの信号は端子Ｐ１，Ｐ４から出力されて可変移相器２２と終端器ＴＲに出力される。つまり、加算器５からの信号が、９０°ハイブリッドカプラ２５から漏れ出て、第１遅延信号Ｓ５及び第２遅延信号Ｓ６に含まれることが阻止される。そのため、位相誤差検出信号Ｓ８及び振幅誤差検出信号Ｓ１０に誤差成分が含まれることを防止することができる。

各端子Ｐ１〜Ｐ４のポートのインピーダンスが理想どおりＺｏとなっていれば信号は反射されず、受信信号Ｓ３はミキサ３１及び第２遅延器２４に入力されなくなる。実際にはインピーダンスのズレによりいくらか漏れるが、漏れが無視できるレベルになればよい。

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３による通信装置のブロック図を示している。実施の形態３による通信装置は、キャンセラー１を構成する回路素子を繋ぐ配線による位相遅れを考慮して、第１位相調整器２６及び第２位相調整器２７をキャンセル信号生成部２に設けたことを特徴とする。

すなわち、本実施の形態では、キャンセル信号生成部２は、図１に示す第１遅延器２３及び第２遅延器２４に代えて、第１位相調整器２６及び第２位相調整器２７を備えている。

第１位相調整器２６は、例えば可変移相器により構成され、可変移相器２２から出力された信号Ｓ２´の位相を角度φ１遅らせて第１遅延信号Ｓ５を生成し、ミキサ３１に出力する。第２位相調整器２７は、例えば可変移相器により構成され、信号Ｓ２´の位相を角度φ２遅らせて第２遅延信号Ｓ６を生成し、ミキサ４１に出力する。

図４の例では、可変移相器２２から加算器５までの配線による位相遅れをθ０、加算器５からミキサ３１までの配線による位相遅れをθ１、加算器５からミキサ４１までの配線による位相遅れをθ２としている。また、図４の例では、可変移相器２２が変化させる位相の角度をφ０で表している。

そして、第１位相調整器２６は、角度φ１を、φ１＝π／２＋θ１＋θ０に設定し、第２位相調整器２７は、角度φ２を、φ２＝π＋θ２＋θ０に設定する。

キャンセル信号Ｓ２は、−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋φ０）と表されるため、可変移相器２２及び加算器５間の配線による位相遅れθ０を考慮すると、可変移相器２２から出力された直後の信号Ｓ２´は、−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ−θ０＋φ０）と表される。

また、加算器５及びミキサ３１間の配線による位相遅れθ１を考慮すると、ミキサ３１に入力される直前のキャンセル済受信信号Ｓ４＿１は、ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ１）−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ１＋φ０）となる。また、加算器５及びミキサ４１間の配線による位相遅れθ２を考慮すると、ミキサ４１に入力される直前のキャンセル済受信信号Ｓ４＿２は、ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ２）−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ２＋φ０）となる。

したがって、φ１＝π／２＋θ１＋θ０に設定すると、第１遅延信号Ｓ５は、−ｃｏｓ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ１＋φ０）となり、キャンセル済受信信号Ｓ４＿１のキャンセル信号成分である−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ１＋φ０）に対して位相がπ／２ずれる。

そのため、第１乗算信号Ｓ７は、（１／２）・（ｓｉｎ（φ０）−ｓｉｎ（４π・ｆｃ・ｔ＋２θ１＋φ０）＋Ａ×ｓｉｎ（４π・ｆｃ・ｔ＋２θ１＋２φ０））となる。

第１乗算信号Ｓ７はフィルタ３２により高周波成分が除去されるため、位相誤差検出部３は、（１／２）・ｓｉｎ（φ０）の位相誤差検出信号Ｓ８を生成することができる。

また、φ２＝π＋θ２＋θ０に設定すると、第２遅延信号Ｓ６は、ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ２＋φ０）となり、キャンセル済受信信号Ｓ４＿２のキャンセル信号成分である−Ａ×ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ＋θ２＋φ０）に対して位相がπずれる。

そのため、第２乗算信号Ｓ９は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ０）−ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋２θ２＋φ０）−Ａ（１−ｃｏｓ（４π・ｆｃ・ｔ＋２θ２＋２φ０）））となる。

第２乗算信号Ｓ９はフィルタ４２により高周波成分が除去されるため、振幅誤差検出部４は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ０）−Ａ）の振幅誤差検出信号Ｓ１０を生成することができる。

よって、位相誤差検出信号Ｓ８及び振幅誤差検出信号Ｓ１０に位相遅れθ０〜θ２が含まれなくなり、両信号に位相遅れθ０〜θ２による誤差成分が含まれることが阻止され、受信信号Ｓ３から精度良く回込信号を除去することができる。

次に、図４の通信装置において、受信信号Ｓ３が加算器５を介して、第１位相調整器２６及び第２位相調整器２７に漏れ出た場合の位相遅れθ０〜θ２の影響について説明する。

図４の構成において、受信信号Ｓ３が第１位相調整器２６及び第２位相調整器２７側にＢ（Ｂ＜１）倍されて漏れ出たとする。この位相誤差検出信号Ｓ８は、（１／２）・ｓｉｎ（φ０）＋（Ａ×Ｂ／２）・ｓｉｎ（２θ０−φ０）−（Ｂ／２）・ｓｉｎ（２θ０）となる。受信信号Ｓ３が第１位相調整器２６に漏れ出ることで、位相誤差検出信号Ｓ８の第２項と第３項とに位相遅れθ０に起因する誤差成分が現れている。位相誤差検出信号Ｓ８は、可変移相器２２により０となるように制御されるため、第２項、第３項が大きい場合、φ０が０から離れるようにφ０が設定される。

また、振幅誤差検出信号Ｓ１０は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ０）−Ａ）＋（Ｂ／２）・（Ａ・ｃｏｓ（２θ０−φ０）−ｃｏｓ（２θ０）））となる。つまり、受信信号Ｓ３が加算器５を介して第２位相調整器２７に漏れ出ることで、振幅誤差検出信号Ｓ１０の第２項に位相遅れθ０に起因する誤差成分が現れている。そのため、振幅誤差検出信号Ｓ１０の第２項が大きい場合、ゲインＡが１から離れるように設定されてしまう。

このように、加算器５を介して漏れ出た場合、漏れ出る受信信号Ｓ３の大きさに比例して、位相誤差検出信号Ｓ８及び振幅誤差検出信号Ｓ１０の誤差成分が増大してしまう。

そこで、θ０をπ／２＋ｎπ（ｎは整数）に設定する。これにより、位相誤差検出信号Ｓ８は、（１／２）・ｓｉｎ（φ０）＋（Ａ×Ｂ／２）・ｓｉｎ（φ０）∝ｓｉｎ（φ０）となり、位相遅れθ０及び漏れ出る受信信号Ｓ３による誤差成分が除去される。

また、θ０＝π／２＋ｎπ（ｎは整数）になると、振幅誤差検出信号Ｓ１０は、（１／２）・（ｃｏｓ（φ０）−Ａ）＋（Ｂ／２）・（−Ａ・ｃｏｓ（φ０）＋１））となり、φ０＝０となると、この信号は（１−Ａ）に比例する信号となり、位相遅れθ０及び漏れ出る受信信号Ｓ３による誤差成分が除去される。よって、θ０＝π／２＋ｎπ（ｎは整数）に設定することが好ましいことが分かる。θ０＝π／２＋ｎπ（ｎは整数）を設定するには、可変移相器２２及び加算器５間の配線の長さを調節することで実現することができる。実際には加算器５による遅延もθ０，θ１，θ２に含める必要があり、θ０の条件が十分に満足されない可能性もある。そこで、実施の形態２のように９０°ハイブリッドカプラ２５を設けて、可変移相器２２及び加算器５間の配線の位相遅れをπ／２に設定してもよい。

１ キャンセラー
２ キャンセル信号生成部
３ 位相誤差検出部
４ 振幅誤差検出部
５ 加算器
２１ 利得制御器
２２ 可変移相器
２３ 第１遅延器
２４ 第２遅延器
２５ ９０°ハイブリッドカプラ
２６ 第１位相調整器
２７ 第２位相調整器
３１，４１ミキサ
３２，４２ フィルタ
ＲＡ 受信アンテナ
ＲＸ 受信部
Ｓ１ 送信信号
Ｓ２ キャンセル信号
Ｓ３ 受信信号
Ｓ４，Ｓ４＿１，Ｓ４＿２ キャンセル済受信信号
Ｓ５ 第１遅延信号
Ｓ６ 第２遅延信号
Ｓ７ 第１乗算信号
Ｓ８ 位相誤差検出信号
Ｓ９ 第２乗算信号
Ｓ１０ 振幅誤差検出信号
ＴＡ 送信アンテナ
ＴＸ 送信部
θ０ 位相遅れ
θ１ 位相遅れ
θ２ 位相遅れ
φ 角度
φ１ 角度
φ２ 角度

Claims (6)

1. 送信アンテナから受信アンテナに回り込んだ回込信号を除去するキャンセラーであって、
   前記送信アンテナに供給される送信信号からキャンセル信号を生成すると共に、前記キャンセル信号に対して位相がπ／２遅れた第１遅延信号及び前記キャンセル信号に対して位相がπ遅れた第２遅延信号を生成するキャンセル信号生成部と、
   前記キャンセル信号に前記受信アンテナにより受信された受信信号を加算して前記回込信号をキャンセルするキャンセル部と、
   前記キャンセル部から出力されたキャンセル済受信信号及び前記第１遅延信号を基に、前記キャンセル済受信信号に残存する前記回込信号の位相誤差成分を示す位相誤差検出信号を生成する位相誤差検出部と、
   前記キャンセル済受信信号及び第２遅延信号を基に、前記キャンセル済受信信号に残存する前記回込信号の振幅誤差成分を示す振幅誤差検出信号を生成する振幅誤差検出部とを備え、
   前記キャンセル信号生成部は、前記位相誤差検出信号及び前記振幅誤差検出信号が０となるように前記キャンセル信号を生成するキャンセラー。
2. 前記キャンセル信号生成部は、
   前記振幅誤差検出信号が０となるように前記送信信号の振幅を調節する利得制御器と、
   前記位相誤差検出信号が０となるように前記利得制御器から出力された信号の位相を調節する可変移相器とを備える請求項１記載のキャンセラー。
3. 前記キャンセル信号生成部は、
   前記キャンセル信号の位相をπ／２遅らせて前記第１遅延信号を生成する第１遅延器と、
   前記第１遅延信号の位相を更にπ／２遅らせて前記第２遅延信号を生成する第２遅延器とを備える請求項１又は２記載のキャンセラー。
4. 前記キャンセル信号生成部は、
   前記可変移相器から出力された信号の位相をπ／２遅らせることで前記キャンセル信号を生成し、かつ、前記可変移相器から出力された信号の位相をπ遅らせることで前記第１遅延信号を生成する９０°ハイブリッドカプラと、
   前記９０°ハイブリッドカプラから出力された前記第１遅延信号の位相を更にπ／２遅らせることで前記第２遅延信号を生成する遅延部とを備える請求項２記載のキャンセラー。
5. 前記キャンセル信号生成部は、
   前記可変移相器から出力された信号の位相をφ１遅らせて前記第１遅延信号を生成する第１位相調整器と、
   前記可変移相器から出力された信号の位相をφ２遅らせて前記第２遅延信号を生成する第２位相調整器とを備え、
   前記可変移相器から前記キャンセル部までの配線による位相遅れをθ０、前記キャンセル部から前記位相誤差検出部までの配線による位相遅れをθ１、前記キャンセル部から前記振幅誤差検出部までの配線による位相遅れをθ２とすると、φ１＝π／２＋θ１＋θ０に設定され、φ２＝π＋θ２＋θ０に設定されている請求項２記載のキャンセラー。
6. 送信アンテナと、
   前記送信アンテナに送信信号を供給する送信部と、
   受信アンテナと、
   請求項１〜５のいずれかに記載のキャンセラーと、
   前記キャンセラーにより受信信号から前記回込信号が除去された信号を受信する受信部とを備える通信装置。

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