JP2011228824A - コモンモードフィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】 超高速差動信号を通過させ、コモンモードノイズを通過させ難くする差動遅延線型コモンモードフィルタを得る。
【解決手段】 差動線路１、３中に直列配置したインダクタＬｏ１〜Ｌｏ３を含む受動直列素子と、インダクタＬｏ１〜Ｌｏ３を橋絡する橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３と、差動線路１、３間に並列配置された２個の直列キャパシタＣｏを含む受動並列素子とから全域通過型差動遅延線を形成する。キャパシタＣｏの接続点Ｔ１〜Ｔ３とグランド間にコモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３を挿入し、１区間の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１〜ＣＭＦ３を形成する。複数の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１〜ＣＭＦ３を従属接続し、各区間のコモンモードノイズ減衰用インダクタ値および橋絡容量値を異ならせる。
【選択図】 図３

Description

本発明はコモンモードフィルタに係り、特に、超高速差動線路を伝搬する望ましい超高速差動信号を通過させる一方、望ましくないコモンモードノイズを遮断し、電磁障害も引き起こし難いコモンモードフィルタの改良に関する。

電子機器においてノイズは有害な存在であることから、ノイズを除去するための多くの提案がなされている。

特に、最近の高速シリアル伝送では、伝送速度がＧＨｚ帯と速くなり、波長が短くなることから、その波長が回路パターン長の整数倍と一致する確率が高まり、回路パターンがアンテナとなって信号が空間に放射される電磁放射ノイズが問題となっている。

もっとも、高速シリアル伝送では、ほとんどの場合、差動線路を用いるため、電磁界は差動線路間で結合して外部へは放射し難い。

しかしながら、差動線路のわずかな非対称性や、ＩＣでのわずかな位相ずれ等に起因して生じるコモンモードノイズは、差動線路間を同相信号で伝播し、差動線路間の結合がないため外部へ放射し易く、電磁放射ノイズとなり易い。

そのため、差動線路を用いた高速シリアル伝送の分野では、コモンモードノイズ対策が必須のものとなっており、コモンモードノイズの除去手段としてコモンモード・チョークコイルが使用されることが多い。

この種の公知例として、特開２００４−２６６６３４号公報（特許文献１）のように、ノーマルモード信号の周波数帯域の下限を２ＭＨｚとした構成や、特開２０００−５８３４３号公報（特許文献２）のように、差動信号伝送用のコモンモード・チョークコイルをトロイダルコアに巻線する構成がある。

ところで、理想的なコモンモード・チョークコイルは、図９の等価回路に示すように、磁性体磁芯に巻かれ結合係数が「１」に近い１対のコイルと、入出力間の線間容量を低く抑えたコイル間容量とによって伝送線路を形成し、特性インピーダンスを管理する構成である。

このコモンモード・チョークコイルでは、コモンモードノイズに対して、伝送線路上に挿入される等価なインダクタンスが大きい値となり、図１０の符号Ｓｃｃ２１に示す特性のように、コモンモードノイズの通過阻止が可能である。

他方、コモンモード・チョークコイルは、差動信号（ノーマルモード信号）に対して、インダクタンスが零に近く、しかもライン間容量と組み合わせて低損失伝送線路を形成するため、図１０の符号Ｓｄｄ２１に示す特性のように、少ない損失で通過する。

このような理想的なコモンモード・チョークコイルは、現状では製品化されていないので、図１０は通過帯域を１５ＧＨｚに設定し、本発明の効果と比較するために図示したものである。

特開２００４−２６６６３４号公報 特開２０００−５８３４３号公報

今後、伝送速度が５〜１０ギガビット／秒と高速化することは必至であり、その場合のクロック周波数は２．５〜５ＧＨｚとなるため、コモンモード・チョークコイルでの波形劣化を防ぐには、少なくともその３倍の高調波である７．５〜１５ＧＨｚまでの差動信号を振幅劣化なく、かつ群遅延特性を平坦に通過させる必要があり、しかも同じ帯域のコモンモードノイズを遮断させねばならない。

しかし、上述した図９の構成では、扱う周波数が５ＧＨｚを超えると磁性体の透磁率の低下により、差動信号回路に直列に等価的なインダクタンスが挿入されることが避けられなくなる。それに分布容量が加わり、差動信号の振幅特性の劣化と、それに伴う群遅延特性の直線性劣化が避けられない。

具体的にシミュレーションしてみると、そのやり方にもよるが、図１０においてインダクタ間の結合係数が０．９８から０．９７に下がるだけで、差動信号に対する通過帯域は半分に激減する。

従って、５ＧＨｚを超える周波数範囲でも磁性体に巻かれたコイル間の結合係数を１に近い値に維持しなければならないコモンモード・チョークコイルは、その性能向上への限界がある。

さらに、コモンモード・チョークコイルは、コモンモードノイズに対し、大きなインダクタンスすなわち高い直列インピーダンスで遮断するため、コモンモードノイズから見ると、入力端子部の内部は終端開放に近くなり、入力端子に印加されたコモンモードノイズが、入力端子部で終端開放線路と同様の応答を示す。

そのため、入力端子部においては、印加されたコモンモードノイズと、これが開放終端的に反射した、反射コモンモードノイズとが重畳され、入力端子部でのコモンモードノイズのピーク電圧が上昇する。

入力端子部は、実装を容易にするためむき出しで、シールドすることが困難なため、ここから電磁放射され易く、電磁障害を引き起こす要因となり得るから、入力端子部でのコモンモードノイズのピーク電圧上昇は好ましくない。

本発明はそのような課題を解決するためになされたもので、コモンモードノイズの通過を阻止するとともに反射コモンモードノイズの発生を抑えたコモンモードフィルタの提供を目的とする。

そのような課題を解決するために本発明の請求項１に係るコモンモードフィルタは、差動線路中に直列的に配置されたインダクタを含む受動直列素子および差動線路間に並列的に配置されたキャパシタを含む受動並列素子からなる梯子型の差動４端子回路を有し、２個のそれらインダクタが相互に正結合状態で直列接続され、２個のインダクタの接続箇所にキャパシタの１端が接続され、直列接続されたインダクタの両端間に橋絡容量が接続された橋絡Ｔ型の全域通過型差動遅延線であって、それらキャパシタが当該キャパシタと等価にして値の等しい２個の直列接続されたキャパシタからなる全域通過型差動遅延線と、直列接続されたキャパシタどうしの接続点とグランド電位との間に接続されたコモンモードノイズ減衰用インダクタと、を具備して１区間分の差動遅延線型コモンモードフィルタが形成されている。

しかも、上記差動遅延線型コモンモードフィルタを複数縦続接続して複数区間を構成するとともに、それらコモンモードノイズ減衰用インダクタおよび橋絡容量を複数区間で異なる値とすることを特徴としている。

本発明の請求項２に係るコモンモードフィルタは、上記コモンモードノイズ減衰用インダクタに直列又は並列に抵抗を接続した構成である。

本発明の請求項３に係るコモンモードフィルタは、上記橋絡容量に直列又は並列に抵抗を接続した構成である。

本発明の請求項４に係るコモンモードフィルタは、個々の上記全域通過型差動遅延線における直列接続されたキャパシタどうしの接続点間に抵抗を接続した構成である。

このような本発明の請求項１に係るコモンモードフィルタ用インダクタでは、橋絡Ｔ型の全域通過型差動遅延線と、直列接続されたキャパシタどうしの接続点とグランド電位との間に接続されたコモンモードノイズ減衰用インダクタとを具備した１区間分の差動遅延線型コモンモードフィルタを複数縦続接続して複数区間を構成し、それらコモンモードノイズ減衰用インダクタおよび橋絡容量を複数区間で異なる値に設定したから、複数の減衰極が効果的に分散され、コモンモードノイズの通過を阻止することが容易である。

本発明の請求項２に係るコモンモードフィルタは、上記コモンモードノイズ減衰用インダクタに直列又は並列に抵抗を接続したから、ダンピング効果によって回路素子のばらつきを目立たなくし、更に、抵抗によってコモンモードノイズを熱として消費するので、コモンモードノイズの反射を低く抑えることが可能である。

本発明の請求項３に係るコモンモードフィルタは、上記橋絡容量に直列又は並列に抵抗を接続したから、減衰極を鈍らせて平均化し、そのバラツキを目立たなくさせることが可能である。

本発明の請求項４に係るコモンモードフィルタは、個々の上記全域通過型差動遅延線における直列接続されたキャパシタどうしの接続点間に抵抗を接続したから、少ない抵抗数で減衰極を効果的にダンピングすることが可能で、回路素子のばらつきを目立たなくし、更に、それらの抵抗によってコモンモードノイズを熱として消費するので、コモンモードノイズの通過を阻止するとともに反射コモンモードノイズの発生を抑えることが可能である。

本発明に係るコモンモードフィルタの基本構成を説明するための回路図である。 図１に示すコモンモードフィルタ通過特性図である。 本発明のコモンモードフィルタに係る第１の実施例を説明する回路図である。 図３の回路図のコモンモードフィルタに係る特性図である。 本発明のコモンモードフィルタに係る第２の実施例を説明する回路図である。 図５に示すコモンモードフィルタの特性図である。 本発明のコモンモードフィルタに係る第３の実施例を説明する回路図である。 図７に示すコモンモードフィルタの特性図である。 従来のコモンモード・チョークコイルの等価回路である。 図９に示す従来のコモンモード・チョークコイルの特性図である。

以下、本発明に係るコモンモードフィルタの実施の形態を図面を参照して説明する。

まず、本発明に係るコモンモードフィルタを説明する前に、本発明の基本となる１区間分のコモンモードフィルタを図１を参照して説明する。

図１において、差動入力端子１Ａ、１Ｂと差動出力端子２Ａ、２Ｂ間の差動線路１、３には受動直列素子が直列的に接続され、それら差動線路１、３間に受動並列素子が並列的に接続され、梯子型の差動４端子回路が形成されている。

すなわち、差動入出力端子１Ａ、２Ａ間の差動線路１および差動入出力端子１Ｂ、２Ｂ間の差動線路３において、受動直列素子として２個のインダクタＬｏ／２が互いに正結合するよう各々直列接続され、それら２個のインダクタＬｏ／２の接続箇所には受動並列素子としての直列接続された２個のキャパシタＣｏの１端が接続されている。

直列接続された２個のインダクタＬｏ／２の両端間には橋絡容量Ｃａが接続され、上述した梯子型の差動４端子回路が橋絡Ｔ型の全域通過型差動遅延線ＤＬを形成している。

差動線路１、３に接続された受動並列素子として直列接続された２個のキャパシタＣｏの他端どうしは、これが互いに接続されて接続点Ｔとなっている。

接続点Ｔとグランド電位との間にはコモンモードノイズ減衰用のインダクタＬｃが接続されて、１区間の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦが構成されている。

なお、図１中の差動入力端子１Ａ、１Ｂ側の符号＋ｖｄ、−ｖｄはインピーダンスＺｏの差動電源であり、差動出力端子２Ａ、２Ｂ側の符号Ｚｏは終端インピーダンスであり、符号ｖｃはコモンモードノイズ源である。

図２は図１に示す差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦの特性例を示しており、同図中の符号Ｓｄｄ２１は差動信号の通過特性、符号Ｓｃｃ２１はコモンモードノイズ通過特性である。

図２の特性は、１区間の遅延時間を３２ｐｓ、差動インピーダンスを１００Ωとするとともに、インダクタＬｏ／２間の結合係数ｋは全域通過型で最適と言われている０．４３とし、橋絡容量Ｃａもその結合係数ｋに対して理論的に最適な０．０６４ｐＦとした場合である。

そのような条件では、図示は省略するが良好な群遅延特性が得られ、整合条件も最適となるため、図２の符号Ｓｄｄ２１で示すように、差動信号が２０ＧＨｚまで減衰がなく、グラフの上枠に一致した特性が得られる。

図２の符号Ｓｃｃ２１から分かるように、図１に示す差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦでは、コモンモードノイズ通過特性に２個の減衰極Ｆｃ、Ｆｕが存在する。

そして、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃの値を１．３７ｎＨに設定すると低い方の減衰極Ｆｃが４ＧＨｚになり、高い方の減衰極Ｆｕは１４．５ＧＨｚとなる。

これら２つの減衰極Ｆｃ、Ｆｕを数式から求めると、次のようになる。

符号ωｃ、ωｕは、次のように角周波数ωの複２次方程式の根を求めることで得られる。

上述した図２の特性では、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃの値が０．４５３ｎＨ（これらの数字の有効桁数はもっと多いが四捨五入してある）の場合には平方根の中の値が零となり、減衰極Ｆｃ、Ｆｕが一致して９．８ＧＨｚとなる。すなわち、減衰極が１個となる。

さらに、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃの値を０．４５３ｎＨよりも小さくすると、減衰極は存在しなくなる。

もっとも、図２の符号Ｓｃｃ２１で示すコモンモードノイズ通過特性では凹みが存在し、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃの値を小さくしていくと、凹みの周波数が高くなるとともに凹みの深さが浅くなる。なお、係数ａ、ｂに関する図１の構成における回路定数との関係式の表示は省略する。

ここで、図１の構成において、結合係数ｋの場合の相互誘導をｍとすると、ｍは次ように求められる。

この場合、コモンモードノイズだけに関して考察すれば、図１のＴ型回路の並列素子としては負の値の相互誘導ｍ、２倍の値のコモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃおよびキャパシタＣｏの直列共振回路が構成され、その直列回路だけの共振周波数を減衰極Ｆｏとすると、減衰極Ｆｏは次のように求められる。

ここで、減衰極Ｆｏ、Ｆｃの関係に着目すると、減衰極Ｆｃの増加に伴って減衰極Ｆｏも増加するが、減衰極Ｆｏは減衰極Ｆｃより常に小さく、かつ、減衰極Ｆｃが５ＧＨｚ以下の範囲では、極めて接近した値である。

しかし、５ＧＨｚを過ぎると次第に差が生じ、７ＧＨｚを過ぎると急速に乖離し、減衰極Ｆｃ、Ｆｕが一致する周波数９．８ＧＨｚでの減衰極Ｆｏは７．７２ＧＨｚである。

一方、減衰極Ｆｃ、Ｆｕの関係は減衰極Ｆｃが増加すると減衰極Ｆｕは逆に減少し、減衰極Ｆｃが４ＧＨｚ以下の範囲では減衰極Ｆｃの変化に対する減衰極Ｆｕの変化は比較的に小さい。

そして、減衰極Ｆｃが５ＧＨｚを超えて増加すると減衰極Ｆｕも減少の割合が大きくなり、前述の９．８ＧＨｚで双方の減衰極Ｆｃ、Ｆｕが一致する。

図１の１区間構成の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦでは、一般的に、コモンモードノイズに対する通過特性Ｓｃｃ２１の性能が十分とは言えない場合があり、複数区間構成とすることが必要となる。

しかし、複数区間構成とする場合、少ない区間数で必要とされるコモンモードノイズ通過特性Ｓｃｃ２１を実現するためには、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃによる低域の減衰極Ｆｃの配置が最適になるように分配しなければならない。

その場合、高域の減衰極Ｆｕも複数存在することになるが、それら複数の減衰極Ｆｕは、上述した遅延時間３２ｐｓ、結合係数０．４３として得られた橋絡容量Ｃａ＝０．０６４ｐＦの条件の場合でも上述した「数４」によって一義的に決定され、かつ互いに接近した値となっており、自由には配置を変えることが困難である。

ところで、これまでコモンモードフィルタでなく一般的な複数区間の遅延線を構成する場合、複数区間の遅延線素子は全て同じ素子を用いていたし、それが最も経済的であり、何の支障もなかった。

さらに、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃによる減衰極Ｆｃを求める場合も、上述した「数６」による減衰極ＦｏをＦｃとして求めても、殆ど一致しているので何の差し支えもなかったし、計算も容易であった。

このような状況の下、本発明者は、図１の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦで複数区間構成のコモンモードフィルタとする場合、低域のコモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃの値を区間毎に変えることにより複数の減衰極Ｆｃを効果的に配置するとともに、高域でも複数の減衰極Ｆｕを自由に配置できれば、高性能のコモンモードフィルタが得られる点に着目し、本発明を完成させた。

以下、本発明に係るコモンモードフィルタの第１の実施例を説明する。

図３は本発明の第１の実施例を説明する回路図であり、図４はその特性図である。

図３に示す本発明のコモンモードフィルタは、上述した図１の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦを３個縦続接続して複数区間構成としたものである。

しかも、個々の差動遅延線型コモンモードフィルタをＣＭＦ１〜ＣＭＦ３とし、個々の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１〜ＣＭＦ３におけるインダクタをＬｏ１／２、Ｌｏ２／２、Ｌｏ３／２、橋絡容量をＣａ１、Ｃａ２、Ｃａ３、キャパシタＣｏどうしの接続点をＴ１、Ｔ２、Ｔ３、接続点Ｔ１〜Ｔ３とグランド電位との間に接続されたコモンモードノイズ減衰用のインダクタをＬｃ１、Ｌｃ２、Ｌｃ３としている。差動電源およびコモンモードノイズ源の図示は省略した。

図３のコモンモードフィルタに係る以下の説明では、図２の具体例と同じ１区間の遅延時間を３２ｐｓとし、３区間合計の遅延時間が９６ｐｓとなる場合を説明する。

図３のコモンモードフィルタにおいて、差動入力端子１Ａ、１Ｂ側の区間から順に、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１は減衰極Ｆｃ１が３．５ＧＨｚに、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ２は減衰極Ｆｃ２が２．８ＧＨｚに、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ３は減衰極Ｆｃ３が２．５ＧＨｚとなるように、それらの値を互いに異ならせている。

結合係数も３個で各々異なった値に設定されており、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３も、その結合係数に合わせるため３種類の異なった値に設定されている。

すなわち、入力側の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１〜ＣＭＦ３から順に、結合係数ｋ１が０．３で橋絡容量Ｃａ１が０．０８６ｐＦに、結合係数ｋ２が０．４３で橋絡容量Ｃａ２が０．０６４ｐＦに、結合係数ｋ３が０．５７で橋絡容量Ｃａ３が０．０４４ｐＦに設定されている。

さらに、直列素子としてのインダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２も、１区間の遅延時間をそれぞれ３２ｐｓに設定すると、結合係数の変化に従って異なった値となり、入力側から順にインダクタＬｏ１／２が０．６１５ｎＨに、インダクタＬｏ２／２が０．５６ｎＨに、インダクタＬｏ３／２が０．５１ｎＨに設定されている。

このように設定された本発明のコモンモードフィルタでは、図４に示すコモンモードノイズに対する通過特性がＳｃｃ２１（２）の特性となり、高域において減衰極Ｆｕ１が１２．７４ＧＨｚに、減衰極Ｆｕ２が１５．１５ＧＨｚに、減衰極Ｆｕ３が１８．４２ＧＨｚとなって分散され、高域部のコモンモードノイズの通過特性が２０ＧＨｚまで十分に抑圧されている。

図４のＳｃｃ２１（１）の特性は、本発明によらない場合を比較のために表示したもので、図３において結合係数ｋ１〜ｋ３を０．４３に、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３を０．０６４ｐＦに、インダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２を０．５６ｎＨに揃えた場合である。

すなわち、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３を除いて複数区間全てを、図１および図２で例示した場合と同じ回路定数にしてある。

この構成では、コモンモードノイズの通過特性Ｓｃｃ２１（１）において１５ＧＨｚ付近の減衰は大きいが、１６ＧＨｚ付近で０ｄＢにまで達する跳ね返りがあり、高域部の特性が大幅に劣化している。

このように、本発明のコモンモードフィルタに係る第１の実施例において、高域部の減衰極Ｆｕ１〜Ｆｕ３が分散された特性が得られている。この分散特性が得られる理由は、従来の構成と比較して、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３および橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３を異なる値に設定した結果であり、これは上述した「数４」により得られる値である。

従来の考え方によれば、図１に示した橋絡Ｔ型の全域通過型遅延線の場合、結合係数ｋが０．４３の場合では良好な群遅延特性が得られるが、結合係数ｋが０．３や０．５７の場合は結合係数ｋが０．４３の場合と比較すると劣る群遅延特性となる。

しかし、図３のように複数区間の組合構成では、結合係数ｋ１〜ｋ３のうちの２個が０．３および０．５７となる場合、群遅延特性の劣化の方向が互いに逆方向であり、両者は互いに特性を補正しあい、結果として３区間全体の群遅延特性が、従来のＳｃｃ２１（１）での回路定数と本発明のＳｃｃ２１（２）での回路定数とで殆ど同じ群遅延特性となる。

もっとも、図３の構成において、高域の減衰極Ｆｕ１〜Ｆｕ３を分散配置するために橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３を変えるととともに、結合係数ｋ１〜ｋ３も変えた理由は、整合条件を理論的な最適値とするためである。

しかし、若干の整合条件の劣化を許容するのであれば、結合係数ｋ１〜ｋ３は全て同じ０．４３とし、インダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２も全て同じ０．５６ｎＨとし、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３だけを変えても図４のＳｃｃ２１（２）と殆ど一致するコモンモードノイズ通過特性が得られる。

この場合の群遅延特性の表示は省略するが、結合係数ｋ１〜ｋ３を変化させて整合させた場合と比較して１０ＧＨｚ以上でプラスマイナス３〜５％程度変動する波状特性となり、差動信号に対する通過特性Ｓｄｄ２１も高域で波状特性となり、２０ＧＨｚで−０．８ｄＢ程度の変動となる。

一般の遅延線の場合、製品化されているのは殆どが誘導ｍ型の回路構成であり、かつ必ず複数区間構成である。

誘導ｍ型を複数区間構成にすると、群遅延特性および振幅通過特性は遮断周波数付近で大幅な波状特性となり、その誘導ｍ型の波状特性と比較をすると、本発明の前述の波状特性はかなり小さい値である。

すなわち、本発明の第１の実施例を実用化する場合、理論的な最適条件にしなくても十分に良好な特性が得られるし、インダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２の設計が容易になる。

次に、本発明のコモンモードフィルタに係る第２の実施例を図５を参照して説明する。

図５は本発明のコモンモードフィルタに係る第２の実施例を示す回路図であり、図６はコモンモードノイズに対する通過特性図である。

図５に示す構成は、上述した図３との関係で、個々の差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１〜ＣＭＦ３において、橋絡容量Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３に各々抵抗Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒａ３を直列接続した回路を橋絡するとともに、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１、Ｌｃ２、Ｌｃ３に各々抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２、Ｒｃ３を直列接続した構成であり、他の回路構成は図３と同様である。

この図５に示す構成では、１区間の遅延時間は３２ｐｓで、３区間合計は９６ｐｓである。結合係数ｋは３区間すべて０．４３であり、インダクタＬｏ／２も３区間すべて０．５６ｎＨであるが、橋絡容量Ｃａ１は０．０８６ｐＦに、橋絡容量Ｃａ２は０．０６４ｐＦに、橋絡容量Ｃａ３は０．０４４ｐＦに設定し、異なる値になっている。

コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３に関しても、図３の第１の実施例と同じ減衰極となるように、減衰極Ｆｃ１が３．５ＧＨｚに、減衰極Ｆｃ２が２．８ＧＨｚに、減衰極Ｆｃ３が２．５ＧＨｚになるよう異なる値になっている。なお、抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３、Ｒａ１〜Ｒａ３は全て１０Ωに設定されている。

これらの設定による特性が図６であり、符号Ｓｄｄ２１は差動信号の通過特性であり、符号Ｓｃｃ２１はコモンモードノイズの通過特性である。

なお、参考までに述べれば、図５の抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３、Ｒａ１〜Ｒａ３を除去した場合のコモンモードノイズの通過特性は図４のＳｃｃ２１（２）と殆ど一致する。

すなわち、図５のように抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３、Ｒａ１〜Ｒａ３を接続することにより、コモンモードノイズの通過特性は図４のＳｃｃ２１（２）から図６のＳｃｃ２１に変化する。

この変化は、図４の減衰極Ｆｃ１〜Ｆｃ３、Ｆｕ１〜Ｆｕ３が抵抗による損失のためダンピングされて特性が鈍ったものである。この特性の鈍りの中、図６中の低域の符号Ｒｃと表示してある鈍りは主に抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３によるものであり、高域の符号Ｒａと表示してある鈍りは主に抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３によるものである。

さらに、図６の符号Ｓｄｄ２１は図５のコモンモードフィルタの差動信号に対する通過特性である。

図３の場合の差動信号に対する通過特性は、整合条件の良い全域通過型遅延線の特性となり、広域まで殆ど減衰がなく、例えば図４で表示したとしても特性グラフの枠の上部に一致してしまう。

しかし、図５の構成において、差動信号に対して減衰が生じる理由は２つあり、その第１は、高域の減衰極Ｆｕ１〜Ｆｕ３が分散するように橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３を変化させたのに対し、結合係数ｋは対応させずに一定にしたために生じる高域での波状特性によるものである。

その第２は、抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３によって高域で差動信号にも減衰が生じたためである。

その結果、７ＧＨｚで−０．１ｄＢ、１０ＧＨｚで−０．５ｄＢ、１５ＧＨｚで−１ｄＢ、２０ＧＨｚでは−２．３ｄＢの減衰となる緩い波状特性となっている。

次に図５のコモンモードフィルタにおける利点を述べると、次の２点がある。

第１の利点は、図６のように減衰極が鈍って減衰部の特性が平均化され、そのバラツキが目立たなくなる点である。

一般に、コモンモードフィルタを実用化する場合、製品の小型化のためＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics）等の印刷、積層技術によるチップ部品化が要求され易い。

その場合、印刷導体の幅や厚み、積層誘電体の厚み、積層誘電体の誘電率等のバラツキは必ず発生する。特に、本発明のコモンモードフィルタの場合、コモンモードノイズの通過特性は、縦続接続する差動遅延線型コモンモードフィルタ数の２倍の減衰極を設定して、理論的には効果的な特性を実現することが可能である。

しかし、それらのバラツキにより、減衰極の配置がずれてしまうと減衰極が多い分だけ特性に及ぼす影響があり、減衰極の位置がずれると減衰部の山の高さが不揃いになってしまうが、図６のように減衰極を鈍らせると、バラツキが目立たなくなる。

第２の利点は、コモンモードノイズの反射を抑える点である。

従来、コモンモードフィルタではコモンモードノイズを通過させない場合、全てコモンモードフィルタの入力端で反射させていた。

しかし、図５のように抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３、Ｒａ１〜Ｒａ３で損失とさせると、その分はコモンモードフィルタの内部で熱となって吸収されてしまい、出力側への通過信号が入力側への反射もし難くなる。

そして、図６の符号Ｓｄｄ２１に示すような差動信号の緩い減衰は実用上殆ど問題とならないし、図６の符号Ｓｃｃ２１の場合は共振電流での消費エネルギーとなるので遥かに大きい。

図５ではコモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３と橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３に対し、すべての抵抗を直列接続してある。

しかし、これらを全て接続する必要はなく、例えば、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３だけに抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ３を接続してもよいし、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３にだけ抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３を接続してもよい。

要は、ダンピングしたい減衰極に関する位置に抵抗を接続すればよい。更に、これら抵抗は直列に接続する代わりに並列に接続しても、同様に本発明の目的達成が可能である。

なお、図５において、インダクタＬｏ／２および結合係数ｋを、図３と同様に区間毎に、インダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２および結合係数ｋ１〜ｋ３とし、さらに橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３と結合係数ｋ１〜ｋ３を理論的な最適値にした場合でも有効なことは当然である。

さらに、本発明のコモンモードフィルタに係る第３の実施例を図７および図８を参照して説明する。

図７は本発明のコモンモードフィルタに係る第３の実施例を説明する回路図であり、図８はその特性図である。

図７に示す構成は、上述した図３との関係で、隣合う差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ１とＣＭＦ２において、キャパシタＣｏどうしの接続点であるＴ１とＴ２の間を抵抗Ｒ１２で接続し、隣合う差動遅延線型コモンモードフィルタＣＭＦ２とＣＭＦ３において、キャパシタＣｏどうしの接続点であるＴ２とＴ３の間を抵抗Ｒ２３で接続した構成であり、他の回路構成は図３と同様である。

この図７に示す構成においては、インダクタＬｏ／２と結合係数ｋ、コモンモードノイズ減衰用インダクタＬｃ１〜Ｌｃ３、キャパシタＣｏ、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３は、図３の構成と同じである。

図３の構成では、ダンピングする減衰極を選択することができたが、図７の構成ではダンピングする減衰極を選択することができず、２箇所の抵抗Ｒ１２、Ｒ２３をそれぞれ５０Ωとして、図８の符号Ｓｃｃ２１のように全ての減衰極をダンピングする。しかし、少ない抵抗で効果的にダンピングができる点に特徴がある。

図８中の符号Ｓｄｄ２１は差動信号の通過特性であるが、図６の場合よりも減衰が少なく、１０ＧＨｚで−０．１ｄＢの減衰が始り、１２．３ＧＨｚで一度谷となって−０．３４ｄＢになるが１６ＧＨｚでは殆ど０ｄＢに戻り、２０ＧＨｚで−０．８５ｄＢとなる。

図７のコモンモードフィルタにおける利点は、図３の構成よりもコモンモードノイズがコモンモードフィルタ内部で消費される電力が多く、その分コモンモードノイズが出力側へ出ないだけでなく、入力側への反射も少なくなり、コモンモードフィルタとして望ましい特性が得られている。

図７においても、図３と同様に、区間毎にインダクタＬｏ１／２〜Ｌｏ３／２および結合係数ｋ１〜ｋ３とし、橋絡容量Ｃａ１〜Ｃａ３と結合係数ｋ１〜ｋ３を理論的な最適値にした場合でも有効なことは当然である。

１ 差動線路（正相側）
１Ａ、１Ｂ 差動入力端子
２Ａ、２Ｂ 差動出力端子
３ 差動線路（負相側）
ＣＭＦ、ＣＭＦ１、ＣＭＦ２、ＣＭＦ３ 差動遅延線型コモンモードフィルタ
Ｃｏ、Ｃａ、Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３ キャパシタ
ｋ、ｋ１、ｋ２、ｋ３ 結合係数
Ｌｏ／２、Ｌｏ１／２、Ｌｏ２／２、Ｌｏ３／２ インダクタ
Ｌｃ、Ｌｃ１、Ｌｃ２、Ｌｃ３ コモンモードノイズ減衰用インダクタ
Ｒｃ１、Ｒｃ２、Ｒｃ３、Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒａ３、Ｒ１２、Ｒ２３ コモンモードノイズ吸収用抵抗
Ｔ、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３ 接続点
＋ｖｄ、−ｖｄ 差動電源
ｖｃ コモンモードノイズ源

Claims (4)

1. 差動線路中に直列的に配置されたインダクタを含む受動直列素子および前記差動線路間に並列的に配置されたキャパシタを含む受動並列素子からなる梯子型の差動４端子回路を有し、２個の前記インダクタが相互に正結合状態で直列接続され、２個の前記インダクタの接続箇所に前記キャパシタの１端が接続され、直列接続された前記インダクタの両端間に橋絡容量が接続された橋絡Ｔ型の全域通過型差動遅延線であって、前記キャパシタが当該キャパシタと等価にして値の等しい２個の直列接続されたキャパシタからなる全域通過型差動遅延線と、
   直列接続された前記キャパシタどうしの接続点とグランド電位との間に接続されたコモンモードノイズ減衰用インダクタと、
   を具備して１区間分の差動遅延線型コモンモードフィルタが形成され、
   前記差動遅延線型コモンモードフィルタを複数縦続接続して複数区間を構成するとともに、前記コモンモードノイズ減衰用インダクタおよび前記橋絡容量を複数区間で異なる値とすることを特徴とするコモンモードフィルタ。
2. 前記コモンモードノイズ減衰用インダクタに直列又は並列に抵抗が接続されてなる請求項１記載のコモンモードフィルタ。
3. 前記橋絡容量に直列又は並列に抵抗が接続されてなる請求項１又は２記載のコモンモードフィルタ。
4. 個々の前記全域通過型差動遅延線における直列接続された前記キャパシタどうしの前記接続点間に抵抗が接続されてなる請求項１〜３いずれか１項記載のコモンモードフィルタ。

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