JP2011215129A - 温度センサと、半導体装置およびその較正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率が小さく、レイアウト面積が小さな温度センサを提供する。
【解決手段】この温度センサは、アノードがノードＮ１に接続されたダイオードＤ０と、アノードが抵抗素子８を介してノードＮ２に接続されたダイオードＤ１〜Ｄｎと、ノードＮ１，Ｎ２の電圧を一致させる演算増幅器１と、抵抗素子９，１０を介してノードＮ１，Ｎ２に接続され、抵抗素子９，１０に流れる電流を調整し、温度センサの出力電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線の曲率を小さくする電圧調整回路１２を備える。したがって、２つのサブ温度センサを設ける従来に比べ、レイアウト面積が小さくて済む。
【選択図】図１

Description

この発明は温度センサと、半導体装置およびその較正方法に関し、特に、温度に応じたレベルの信号を出力する温度センサと、半導体装置およびその較正方法に関する。

プロセッサ、画像処理ＬＳＩのようなＡＳＩＣロジック、混載ＤＲＡＭ、ＡＤＣ、ＤＡＣなどのアナログＩＰを同一の半導体チップ上に集積化したシステムＬＳＩは、高速で大量のデータ処理を可能にするものの、動作周波数の増大、回路規模の増大、半導体素子の微細化に伴うリーク電流の増大などによる、チップの発熱量の急激な増加が大きな問題となっている。

このために、チップ上の温度をリアルタイムに検出する温度センサをチップ上に配置し、動作周波数を制御することが必要になってきた。また、混載ＤＲＡＭの消費電力を削減するために、データ保持特性が温度によって変化することを利用し、チップ温度に基づいてリフレッシュ間隔を制御する技術も開発されている。このような背景により、システムＬＳＩに温度センサを搭載するニーズが大きくなってきた。

このような温度センサとしては、サイズ（すなわち電流駆動能力）が異なる２つのダイオードの順方向電圧の差が温度Ｔに略比例して変化する特性を利用したものがある。また、温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率を小さくするため、２つのサブ温度センサの出力電流の差に基づいて出力電圧を生成するものもある（たとえば、特許文献１参照）。

特開２００７−２００２３３号公報

しかし、特許文献１では、出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率を小さくするために２つのサブ温度センサを設けるので、温度センサのレイアウト面積が大きくなると言う問題があった。

また、製造ばらつきなどに起因して温度センサの出力電圧に誤差が発生すると言う問題もあった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率が小さく、レイアウト面積が小さな温度センサと、それに用いられる半導体装置を提供することである。

また、この発明の他の目的は、出力電圧の誤差を較正することが可能な温度センサと、それを用いた半導体装置と、その半導体装置の較正方法とを提供することである。

この発明に係る温度センサは、温度に応じたレベルの電圧を出力端子に出力する温度センサであって、第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、第２のノードと基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、第３のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第２の抵抗素子と、それらの一方電極がそれぞれ第１および第２のノードに接続され、それらの他方電極がともに第２の抵抗素子の端子間電圧を受ける第３および第４の抵抗素子と、出力端子と基準電圧のラインとの間に接続された第５の抵抗素子と、第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を第１〜第３のノードおよび出力端子の各々に供給するカレントミラー回路と、第１および第２のノードの電圧が一致するようにカレントミラー回路を制御する演算増幅器とを備えたものである。第２のダイオードの電流駆動能力は第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きい。第２の抵抗素子の抵抗値は、出力端子の電圧の温度依存性を示す曲線の曲率が小さくなるように設定されている。したがって、出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率を小さくすることができる。また、２つのサブ温度センサを設ける従来に比べ、レイアウト面積が小さくて済む。

また、この発明に係る他の温度センサは、温度に応じたレベルの電圧を出力する温度センサであって、第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、第２のノードと基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、第３のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第２の抵抗素子と、第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を第１〜第３のノードの各々に供給するカレントミラー回路と、第１および第２のノードの電圧が一致するようにカレントミラー回路を制御する第１の演算増幅器とを備えたものである。第２のダイオードの電流駆動能力は、第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きい。第２の抵抗素子の端子間電圧である第１の電圧は温度上昇に応じて増大し、第２のダイオードの順方向電圧である第２の電圧は温度上昇に応じて減少する。第１の電圧の温度依存性を示す第１の曲線は正の曲率を有し、第２の電圧の温度依存性を示す第２の曲線は負の曲率を有する。温度センサは、さらに、第１および第２の曲線の曲率が一致するように、第１および第２の電圧のうちの少なくとも一方の電圧を温度に応じて補正する補正回路と、補正回路によって少なくとも一方が補正された第１および第２の電圧の差の電圧を求め、その電圧を温度に応じたレベルの電圧として出力する減算回路とを備える。したがって、出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率を小さくすることができる。また、２つのサブ温度センサを設ける従来に比べ、レイアウト面積が小さくて済む。

また、この発明に係るさらに他の温度センサは、温度に応じたレベルの電圧を出力する温度センサであって、第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、第２のノードと基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、第３のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１の可変抵抗素子と、第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を第１〜第３のノードの各々に供給するカレントミラー回路と、第１および第２のノードの電圧が一致するようにカレントミラー回路を制御する第１の演算増幅器とを備えたものである。第２のダイオードの電流駆動能力は第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きき。第１の可変抵抗素子の端子間電圧である第１の電圧は温度上昇に応じて増大する。第２のダイオードの順方向電圧である第２の電圧は温度上昇に応じて減少する。第２の電圧の温度依存性を示す曲線は負の曲率を有する。この温度センサは、さらに、第２の電圧の温度依存性を示す曲線の曲率がなくなるように、第２の電圧を温度に応じて補正する補正回路と、第１の電圧と補正回路によって補正された第２の電圧との差の電圧を求め、その電圧を温度に応じたレベルの電圧として出力する減算回路とを備える。第１の可変抵抗素子の抵抗値は、予め定められた基準温度において減算回路の出力電圧が予め定められた電圧になるように設定されている。したがって、第１の可変抵抗素子の抵抗値を調整することにより、温度センサの出力電圧の誤差を較正することができる。

また、この発明に係る半導体装置は、非反転入力端子が入力電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された演算増幅器と、出力端子と基準電圧が供給される基準電圧ノードとの間に接続された抵抗素子とを備えたものである。演算増幅器は、第１の電源電圧が供給される第１の電源ノードと、第２の電源電圧が供給される第２の電源ノードと、第１の電源ノードと中間ノードとの間に接続され、ゲートがバイアス電圧を受ける第１導電型の第１のトランジスタと、ソースが中間ノードに接続され、ゲートが非反転入力端子に接続された第１導電型の第２のトランジスタと、ソースが中間ノードに接続され、ゲートが反転入力端子に接続された第１導電型の第３のトランジスタと、第２のトランジスタのドレインと第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第２導電型の第４のトランジスタと、第３のトランジスタのドレインと第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第２導電型の第５のトランジスタと、出力端子と第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートが第４のトランジスタのゲートに接続された第２導電型の第６のトランジスタと、ソースが第２の電源ノードに接続され、ゲートが第５のトランジスタのゲートに接続された第２導電型の第７のトランジスタと、第１の電源ノードと第７のトランジスタのドレインとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第１導電型の第８のトランジスタと、第１の電源ノードと出力端子との間に接続され、ゲートが第８のトランジスタのゲートに接続された第１導電型の第９のトランジスタとを含む。抵抗素子の抵抗値は、演算増幅器の出力電圧が入力電圧と異なるレベルになるように設定されている。この場合、抵抗素子の抵抗値を調整することにより、温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率を補正することができる。

以上のように、この発明によれば、出力電圧の温度依存性を示す曲線の曲率が小さく、レイアウト面積が小さな温度センサを実現することができる。また、温度センサの出力電圧の誤差を較正することができる。

この発明の実施の形態１による温度センサの構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した電圧調整回路の構成を示す回路図である。 図２に示した全てのスイッチをオフした場合における温度センサの出力電圧の温度依存性を例示する図である。 曲率を有する曲線を直線にする方法を説明するための図である。 この発明の実施の形態２による温度センサの構成を示す回路ブロック図である。 図５に示した温度センサの動作を示す図である。 図５に示した曲率補正回路の構成を示す回路図である。 図７に示した演算増幅器の構成を示す回路図である。 図７および図８に示した曲率補正回路の動作を示す図である。 図７および図８に示した曲率補正回路の動作を示す他の図である。 図５に示した減算回路の構成を示す回路図である。 図１１に示した減算回路の動作を示すタイムチャートである。 実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図である。 図１３に示した電圧調整回路の構成を示す回路図である。 実施の形態２の他の変更例を示す回路ブロック図である。 図１５に示した温度センサの動作を示す図である。 実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路ブロック図である。 図１７に示した温度センサの動作を示す図である。 実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による温度センサの構成を示す回路ブロック図である。 図２０に示した電圧調整回路の構成を示す回路図である。 図２１に示した電圧調整回路の動作を示す図である。 図２０に示した曲率補正回路の構成を示す回路図である。 図２３に示した可変抵抗素子の構成を示す回路図である。 図２３に示した曲率補正回路の動作を示す図である。 図２０に示した温度センサの出力電圧の温度依存性を示す図である。 図２０に示した温度センサを備えた半導体チップの構成を示す図である。 図２０に示したダイオードの順方向電圧のばらつきを示す図である。 図２０に示した温度センサの出力電圧のばらつき示す図である。 図２７に示した半導体チップに対するパッケージングの影響を説明するための図である。 図２７に示した半導体チップに対するパッケージングの影響を説明するための他の図である。 図３１に示した誤差を較正する方法を説明するための図である。 この発明の実施の形態４による半導体チップの構成を示す図である。 温度センサの出力電圧のばらつきを説明するための図である。 この発明の実施の形態５による半導体チップにおいて、温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線とオンさせるスイッチの番号との関係を示す図である。 温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線とオンさせるスイッチの番号との関係を示す他の図である。 温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線とオンさせるスイッチの番号との関係を示すさらに他の図である。 温度センサの出力電圧の温度依存性を示す曲線とオンさせるスイッチの番号との関係を示すさらに他の図である。

[実施の形態１]
この発明の実施の形態１による温度センサは、図１に示すように、演算増幅器１、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２〜５、抵抗素子６〜１１、ダイオードＤ０〜Ｄｎ（ただし、ｎは２以上の整数である）、および電圧調整回路１２を備える。

トランジスタ２〜５のソースはともに電源電圧ＶＣＣのラインに接続され、それらのゲートはともに演算増幅器１の出力端子に接続される。トランジスタ２〜５は、カレントミラー回路を構成する。抵抗素子６はトランジスタ２のドレインとノードＮ１との間に接続され、抵抗素子７はトランジスタ３のドレインとノードＮ２との間に接続される。

ダイオードＤ０のアノードはノードＮ１に接続され、そのカソードは接地電圧ＶＳＳのラインに接続される。抵抗素子８の一方電極はノードＮ２に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄｎのアノードはともに抵抗素子８の他方電極に接続され、それらのカソードはともに接地電圧ＶＳＳのラインに接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄｎの各々は、ダイオードＤ０と同じサイズ（すなわち電流駆動能力）を有する。ダイオードＤ１〜Ｄｎは、ダイオードＤ０のｎ倍のサイズ（すなわち電流駆動能力）を有する１つのダイオードを構成する。各ダイオードＤは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベース−コレクタ間を接続した素子でもよいし、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベース−コレクタ間を接続した素子でもよい。

ノードＮ１，Ｎ２は、それぞれ演算増幅器１の反転入力端子（−端子）および非反転入力端子（＋端子）に接続される。演算増幅器１は、ノードＮ１，Ｎ２の電圧が一致するようにトランジスタ２〜５のゲート電圧を制御する。

抵抗素子９，１０の一方電極はそれぞれノードＮ１，Ｎ２に接続され、それらの他方電極はともに電圧調整回路１２の出力ノード１２ａに接続される。電圧調整回路１２の電源ノード１２ｂはトランジスタ４のドレインに接続され、その接地ノード１２ｃは接地電圧ＶＳＳのラインに接続される。

電圧調整回路１２は、図２に示すように、抵抗素子１３．１〜１３．ｊ（ただし、ｊは２以上の整数である）、およびスイッチ１４．１〜１４．ｊを含む。抵抗素子１３．１〜１３．ｊは、電源ノード１２ｂと接地ノード１２ｃとの間に直列接続される。スイッチ１４．１〜１４．ｊの一方端子はともに出力ノード１２ａに接続され、それらの他方端子はそれぞれ抵抗素子１３．１〜１３．ｊの電源ノード１２ｂ側の電極に接続される。温度センサの使用時には、スイッチ１４．１〜１４．ｊのうちの選択された１つのスイッチのみがオンされ、残りのスイッチはオフされる。図２では、スイッチＳＷ４のみがオンされた状態が示されている。

図１に戻って、抵抗素子１１は、トランジスタ５のドレインと接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続される。出力端子１３は、トランジスタ５のドレインに接続される。出力端子１３に現れる電圧ＶＯが温度センサの出力電圧となる。

次に、この温度センサの動作について説明する。まず、スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが全てオフされている場合について説明する。ダイオードＤに一定の電流を流している状態において、温度が上昇するとダイオードＤの順方向電圧が減少する。このように、温度上昇に応じて電圧が減少する特性を「負の温度特性」と呼ぶ。ダイオードＤは、負の温度特性を持つ素子である。

一方、演算増幅器１の反転入力端子および非反転入力端子は仮想的に短絡されており、ノードＮ１，Ｎ２は同じ電圧になる。したがって、抵抗素子９，１０には、電流は流れない。また、抵抗素子６，７の端子間電圧は同じであるので、抵抗素子６，７に流れる電流は常に一定の比に保持され、ダイオードＤ０に流れる電流とダイオードＤ１〜Ｄｎに流れる電流は一定の比に保持される。

このように、ダイオードＤ０とダイオードＤ１〜Ｄｎに、一定の比を保ったまま異なる電流を流し込むと、ダイオードＤ０の順方向電圧ＶＤ０とダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＤ１との差ＶＤ０−ＶＤ１は、ノードＮ１，Ｎ２が仮想的に短絡されていることを考慮すると、抵抗素子８の端子間電圧に対応することが分かる。また、抵抗素子８の端子間電圧は、温度上昇に応じて増加する。このように、温度上昇に応じて電圧が増大する特性を「正の温度特性」と呼び、抵抗素子８はあたかも正の温度特性を持つように振舞う。

また、抵抗素子７，８には同一の電流が流れ、抵抗素子６，７に流れる電流比は一定に保たれているので、抵抗素子８に対応して抵抗素子６，７の各々の端子間電圧も変動する。また、トランジスタ２〜５のゲートは互いに接続されている。したがって、抵抗素子６〜８，１１の各々は、正の温度特性を持つように振舞う。よって、抵抗素子１１の端子間電圧である出力端子１３の電圧ＶＯは、正の温度特性を持ち、温度上昇に応じて増大する。

温度センサの出力電圧ＶＯは、温度上昇に応じて線形に増大することが理想的である。その場合、温度Ｔと電圧ＶＯの関係は直線で表わされる。しかし実際には、温度Ｔと電圧ＶＯの関係は、図３（ａ）（ｂ）に示すように、ある曲率を持った曲線になる。図３（ａ）では、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線が正の曲率を持つ場合が示されている。この場合、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線の傾き（ΔＶＯ／ΔＴ）は、温度上昇に応じて大きくなり、曲線は１次回帰直線の上側に位置する。また図３（ｂ）では、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線が負の曲率を持つ場合が示されている。この場合、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線の傾き（ΔＶＯ／ΔＴ）は、温度上昇に応じて小さくなり、曲線は１次回帰直線の下側に位置する。

このように、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線が曲率を持つのは、ダイオードＤの順方向電圧が温度の非線形項を有するからである。すなわち、ダイオードＤをベースとコレクタが接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成したものとする。この場合、トランジスタのコレクタに流す電流をＩＣ（Ｔ）とすると、トランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｔ）は次式（１）で表わされる。

ここで、Ｖｇ０は絶対温度０Ｋでのバンドギャップ電圧の外挿値であり、Ｔｒはある特定の基準温度であり、ηはプロセスに依存するパラメータ値であり、ＶＢＥ（Ｔｒ）は基準温度Ｔｒにおけるベース−エミッタ間電圧である。

コレクタ電流ＩＣ（Ｔ）がたとえば下式（２）で表わされるような温度Ｔのｍ乗に比例する電流である場合、ベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｔ）は下式（３）で表わされる。
ＩＣ（Ｔ）＝ＩＣ（Ｔｒ）（Ｔ／Ｔｒ）^ｍ …（２）

このようにダイオードＤが非線形特性を持つため、温度センサの出力電圧ＶＯは温度Ｔに比例しない項を持つ。このため、温度Ｔと電圧ＶＯの関係は、ある曲率を持った曲線になり、温度Ｔを高精度に検出できないと言う問題がある。

本願の温度センサでは、温度Ｔと電圧ＶＯの関係を示す曲線の曲率が小さく抑制される。抵抗素子１１の抵抗値をＲ１１とし、抵抗素子１１に流れる電流をＩ１１とすると、ＶＯ＝Ｉ１１×Ｒ１１となる。また、抵抗素子７，８，１０に流れる電流をそれぞれＩ７，Ｉ８，Ｉ１０とすると、トランジスタ２〜５のサイズは同じであり、トランジスタ２〜５はカレントミラー回路を構成しているので、Ｉ１１＝Ｉ７＝Ｉ８＋Ｉ１０となる。したがって、電流Ｉ７の温度依存性を示す曲線の曲率を抑制すれば、電流Ｉ１１の温度依存性を示す曲線の曲率を抑制することができ、出力電圧ＶＯ＝Ｉ１１×Ｒ１１の温度依存性を示す曲線の曲率を抑制できる。

ここで、曲率を有する曲線Ａを所望の直線Ｂに変換する方法について説明する。図４では、電流Ｉ７の温度依存性を示す曲線Ａが負の曲率を有する場合が示されている。まず、曲線Ａを数式で表わすとともに、所望の直線Ｂを数式（たとえば、Ｉ＝ａＴ＋ｂ）で表わす。次に、直線Ｂを表わす数式と曲線Ａを表わす数式との差を求め、その差と直線Ｂを表わす数式とを加算した数式で表わされる曲線Ｃを求める。このとき、曲線Ａと曲線Ｃは、直線Ｂを中心線として線対称になっている。曲線Ａと曲線Ｃを加算して２で割ることにより、直線Ｂを求めることができる。

このように、曲線ＡとＣの曲率が逆極性の場合、２つの曲線を加算することにより、曲線Ａの曲率を低減することができる。また、２つの曲線の曲率が同極性の場合は、２つの曲線の差を演算することで、曲線の曲率を低減することができる。本願の温度センサでは、スイッチ１４．１からスイッチ１４．ｊまでスイッチを１つずつオンさせることにより、ノード１２ａの電圧を徐々に低下させることができ、抵抗素子１０に流れる電流Ｉ１０の大きさおよび極性を変えることができる。つまり、スイッチ１４．１〜１４．ｊのうちの適切な１つのスイッチをオンさせることにより、電流Ｉ７の温度依存性を示す曲線の曲率を所望の値に設定できる。

このことは、数式を用いて説明することも可能である。すなわち、抵抗素子８に流れる電流Ｉ８は、１次近似として温度Ｔに比例する。スイッチ１４．１〜１４．ｊがともにオフされており、抵抗素子９，１０に電流が流れない場合、Ｉ７＝Ｉ８となる。そのため、トランジスタ４に流れる電流Ｉ４は、１次近似として温度Ｔに比例する電流となり、Ｉ４≒α０＋α１・Ｔとなる。

しかし、抵抗素子８に流れる電流Ｉ８は、厳密に言えば、ｌｎＴに比例する歪み成分を有する。この歪み成分をテーラー展開すると、ｐ１・Ｔ^２＋ｐ２・Ｔ^３＋ｐ３・Ｔ^４＋…となる。ただし、ｐ１，ｐ２，ｐ３，…の各々は１よりも十分に小さな実数である。この歪み成分が温度Ｔの１次項に付加され、カレントミラー回路を介して抵抗素子１１に流れる。その結果、出力電圧ＶＯに温度Ｔの２次項以上の成分が載ってしまい、電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線が曲率を有することになる。

また、電圧調整回路１２内の抵抗素子１３．１〜１３．ｊの各々の抵抗値をｒ０とすると、ｒ０＝Ｑ０＋Ｑ１・Ｔ＋Ｑ２・Ｔ^２＋Ｑ３・Ｔ^３＋…となる。その結果、電圧調整回路１２の出力電圧Ｖは、温度Ｔの多項式で表わされ、Ｖ＝Ｖ０＋Ｖ１・Ｔ＋Ｖ２・Ｔ^２＋Ｖ３・Ｔ^３＋…となる。また、ノードＮ１，Ｎ２の各々の電圧もテーラー展開によって温度Ｔの多項式で表わされるので、ノードＮ１，Ｎ２とノードＮＡの間の電圧も温度Ｔの多項式で表わされる。このため、スイッチ１４．１〜１４．ｊのうちの１つのスイッチをオンした場合、抵抗素子９，１０に流れる電流Ｉ９，Ｉ１０の各々も温度Ｔの多項式で表わされる。

ノードＮ２の電圧がノード１２ａの電圧よりも高い場合、Ｉ７＝Ｉ８＋Ｉ１０となる。また、ノードＮ２の電圧がノード１２ａの電圧よりも低い場合、Ｉ７＝Ｉ８−Ｉ１０となる。したがって、電流Ｉ８の温度Ｔの２次項をキャンセルするような電流Ｉ１０が与えられるように、抵抗素子９，１０の抵抗値を設定し、スイッチ１４．１〜１４．ｊのうちの適切なスイッチをオンさせることにより、電流Ｉ１１の温度Ｔの２次項をキャンセルすることができる。なお、電流Ｉ１１の温度Ｔの３次項以上の多次項が残っても、それらは十分に小さいので、出力電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線の曲率は十分に小さくなる。

この実施の形態１では、抵抗素子１１に流れる電流Ｉ１１を電圧調整回路１２によって調整し、温度Ｔに比例して上昇する電圧ＶＯを生成する。したがって、２つのサブ温度センサを用いていた従来に比べ、レイアウト面積が小さくて済む。

[実施の形態２]
図５は、この発明の実施の形態２による温度センサの構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図５を参照して、この温度センサが図１の温度センサと異なる点は、トランジスタ４、抵抗素子９，１０、および電圧調整回路１２が除去され、抵抗素子１６，１７、曲率補正回路１８、および減算回路１９が追加されている点である。

抵抗素子１６は、ノードＮ１とダイオードＤ０のアノード（ノードＮ３）との間に介挿されている。抵抗素子１７の一方端子はノードＮ２に接続され、その他方端子（ノードＮ４）は抵抗素子８を介してダイオードＤ１〜Ｄｎのアノードに接続されている。抵抗素子６，７の抵抗値は等しく、抵抗素子１６，１７の抵抗値は等しい。また、トランジスタ２，３には、同じ値の電流が流れる。演算増幅器１によってノードＮ１，Ｎ２が同じ電圧にされると、ノードＮ３，Ｎ４は同じ電圧になる。

実施の形態１で説明したように、ダイオードＤに一定の電流を流している状態において、温度が上昇するとダイオードＤの順方向電圧が減少する。このように、温度上昇に応じて電圧が減少する特性を「負の温度特性」と呼び、ダイオードＤは負の温度特性を持つ素子である。

ダイオードＤ０とダイオードＤ１〜Ｄｎには、同じ値の電流が流れる。この場合、ダイオードＤ０の順方向電圧ＶＤ０とダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＤ１との差ＶＤ０−ＶＤ１は、ノードＮ３，Ｎ４が同じ電圧であることを考慮すると、抵抗素子８の端子間電圧に対応することが分かる。また、抵抗素子８の端子間電圧は、温度上昇に応じて増加する。このように、温度上昇に応じて電圧が増大する特性を「正の温度特性」と呼び、抵抗素子８はあたかも正の温度特性を持つように振舞う。

また、トランジスタ２，３，５のゲートは互いに接続されている。したがって、抵抗素子６〜８，１１，１６，１７の各々は、正の温度特性を持つように振舞う。よって、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１は、正の温度特性を持ち、図６（ａ）に示すように、温度上昇に応じて増大する。また、ダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１は、負の温度特性を持ち、図６（ｂ）に示すように、温度上昇に応じて減少する。

また、ダイオードＤの順方向電圧が温度の非線形項を有するので、ダイオードＤ０〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１の温度依存性を示す曲線は曲率ＣＢ１を有し、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線も曲率ＣＡ１を有する。曲率ＣＢ１の極性と曲率ＣＡ１の極性とは逆になる。図６（ａ）（ｂ）では、曲率ＣＡ１が正の極性を有し、曲率ＣＢ１が負の極性を有する場合が示されている。

曲率補正回路１８は、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１を温度Ｔに応じて補正し、補正した電圧ＶＡ２を出力する。電圧ＶＡ２の温度依存性を示す曲線は、図６（ｃ）に示すように、正の曲率ＣＡ２を有する。曲率ＣＡ２の絶対値は、曲率ＣＢ１の絶対値と同じである。減算回路１９は、曲率補正回路１８の出力電圧ＶＡ２とダイオードＤ０〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１との差を求め、その差の電圧ＶＡ２−ＶＢ１を温度センサの出力電圧ＶＯとして出力する。温度センサの出力電圧ＶＯは、図６（ｄ）に示すように、温度Ｔに比例して増大する。

図７は、曲率補正回路１８の構成を示す回路図である。図７において、曲率補正回路１８は、入力端子２０、演算増幅器２１、抵抗素子２２、および出力端子２３を含む。入力端子２０は、演算増幅器２１の非反転入力端子に接続される。演算増幅器２１の反転入力端子および出力端子は、出力端子２３に接続される。抵抗素子２２は、出力端子２３と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続される。入力端子２０には、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１が与えられる。

もし、抵抗素子２２の抵抗値が十分に大きく、演算増幅器２１の電流駆動能力が十分に大きい場合は、演算増幅器２１はボルテージフォロワを構成し、出力端子２３の電圧ＶＡ２は入力端子２０の電圧ＶＡ１に等しくなる。しかし、この曲率補正回路１８では、抵抗素子２２の抵抗値と演算増幅器２１の電流駆動能力が所定の関係を持つように調整されている。この場合、電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線の曲率が補正される。これについては後述する。

演算増幅器２１は、図８に示すように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０〜３４およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ３５〜３８を含む。トランジスタ３０のソースは電源電圧ＶＣＣのラインに接続され、そのゲートはバイアス電圧Ｖｂｉａｓを受け、そのドレインはノードＮ３０に接続される。トランジスタ３０は、一定の電流をノードＮ３０に流す定電流素子を構成する。

トランジスタ３１，３２のソースはともにノードＮ３０に接続され、それらのゲートはそれぞれ出力電圧ＶＡ２および入力電圧ＶＡ１を受ける。トランジスタ３５は、トランジスタ３１のドレインと接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続され、そのゲートはそのドレインに接続される。トランジスタ３６は、トランジスタ３２のドレインと接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続され、そのゲートはそのドレインに接続される。

トランジスタ３３，３７は電源電圧ＶＣＣのラインと接地電圧ＶＳＳのラインとの間に直列接続され、トランジスタ３３のゲートはそのドレインに接続され、トランジスタ３７のゲートはトランジスタ３５のゲートに接続される。トランジスタ３４は電源電圧ＶＣＣのラインと出力端子２３との間に接続され、そのゲートはトランジスタ３３のゲートに接続される。トランジスタ３８は出力端子２３と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続され、そのゲートはトランジスタ３６のゲートに接続される。

トランジスタ３１，３５，３７，３３，３４の各々には、同じレベルの電流Ｉａが流れる。また、トランジスタ３２，３６，３８の各々には、同じレベルの電流Ｉｂが流れる。ＶＡ１＞ＶＡ２の場合は、Ｉａ＞Ｉｂとなり、ＶＡ２が上昇する。ＶＡ１＜ＶＡ２の場合は、Ｉａ＜Ｉｂとなり、ＶＡ２が低下する。この結果、抵抗素子２２の抵抗値が十分に大きい場合は、ＶＡ２＝ＶＡ１となる。

次に、抵抗素子２２の抵抗値が十分に大きいとは限らない場合における曲率補正回路１８の動作について説明する。まず、ＶＡ１＝ｐ−ｑＴ＋ｃ（Ｔ）とおく。ここで、ｃ（Ｔ）は、１次線形性からのずれ（２次曲率）を示す。演算増幅器２１は、ボルテージフォロワであるので、ＶＡ２＝ｐ−ｑ′Ｔ＋ｃ′（Ｔ）とおける。また、抵抗素子２２に流れる電流をＩｃとすると、Ｉｂ＝Ｉａ＋Ｉｃなる。ＰチャネルＭＯＳトランジスタの電流利得をβｐとし、ノードＮ３０の電圧をＶｐとし、ＰチャネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧をＶｔｐとし、抵抗素子２２の抵抗値をＲとすると、次式（４）が得られる。
Ｉｂ＝βｐ／２×（Ｖｐ−ＶＡ２−Ｖｔｐ）^２
＝βｐ／２×（Ｖｐ−ＶＡ１−Ｖｔｐ）^２＋ＶＡ２／Ｒ …（４）
ここで、Ｖｐ−Ｖｔｐ＝Ｖｎとおくと、次式（５）が得られる。

ここで、ｑ＝ｑ′、ｃ（Ｔ）^２＝ｃ′（Ｔ）^２と近似すると、次式（６）が得られる。

この式（６）よりｃ′（Ｔ）とｃ（Ｔ）の関係は、次のようになる。
Ｒβｐ（Ｖｎ−ｐ＋ｑＴ）＜１の場合、ｃ′（Ｔ）とｃ（Ｔ）は逆極性の曲率を持つ。
Ｒβｐ（Ｖｎ−ｐ＋ｑＴ）＞１の場合、ｃ′（Ｔ）とｃ（Ｔ）は同極性の曲率を持つ。
Ｒ＝∞の場合、ｃ′（Ｔ）＝ｃ（Ｔ）となる。以上の結果より、抵抗素子２２の抵抗値Ｒを調整することにより、入力電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線の曲率を任意の値に補正することが可能となる。

図９および図１０の各々は、曲率補正回路１８の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。図９では、入力電圧Ｖｉｎの温度依存性を示す曲線が正極性の曲率を有する場合が示されている。抵抗素子２２の抵抗値Ｒ２２を５ＭΩから１ＭΩまで１ＭΩずつ減少させ、１ＭΩから１５０ｋΩまで５０ｋΩずつ減少させ、各抵抗値において出力電圧Ｖｏｕｔを測定した。

抵抗素子２２の抵抗値Ｒが５ＭΩ〜１ＭΩの場合、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなった。抵抗素子２２の抵抗値Ｒを１ＭΩよりも小さくして行くと、出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存性を示す曲線の曲率が徐々に小さくなり、Ｒ＝３５０ｋΩで曲線の曲率はほぼ０になった。抵抗値Ｒをさらに小さくして行くと、曲率の極性が負になり、曲率は増大した。図９の例では、Ｒ＝２００ｋΩのときに、出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存性を示す曲線の曲率の絶対値が出力電圧Ｖｉｎの温度依存性を示す曲線の曲率の絶対値にほぼ等しくなった。

また、図１０では、入力電圧Ｖｉｎの温度依存性を示す曲線が負極性の曲率を有する場合が示されている。抵抗素子２２の抵抗値Ｒを５ＭΩから１ＭΩまで１ＭΩずつ減少させ、１ＭΩから１５０ｋΩまで５０ｋΩずつ減少させ、各抵抗値において出力電圧Ｖｏｕｔを測定した。

抵抗素子２２の抵抗値Ｒが５ＭΩの場合、Ｖｏｕｔ≒Ｖｉｎとなった。抵抗素子２２の抵抗値Ｒを５ＭΩよりも小さくして行くと、出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存性を示す曲線の曲率が徐々に小さくなり、Ｒ＝３００ｋΩで曲線の曲率はほぼ０になった。抵抗値Ｒをさらに小さくして行くと、曲率の極性が正になり、曲率は増大した。

図９および図１０から分かるように、曲率補正回路１８によれば、抵抗素子２２の抵抗値Ｒを調整することにより、入力電圧Ｖｉｎの温度依存性を示す曲線の曲率を所望の極性および大きさに補正することができる。

図１１は、減算回路１９の構成を示す回路図である。図１１において、減算回路１９は、入力端子４０，４１、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５、キャパシタ４２，４３、演算増幅器４４、および出力端子４５を含む。

スイッチＳＷ１の一方端子は入力端子４０に接続され、その他方端子（ノードＮ４２）はキャパシタ４２を介して演算増幅器４４の反転入力端子（ノードＮ４４）に接続される。スイッチＳＷ２の一方端子は入力端子４０に接続され、その他方端子（ノードＮ４３）はキャパシタ４３を介してノードＮ４４に接続される。スイッチＳＷ３は、ノードＮ４４と演算増幅器４４の非反転入力端子との間に接続され、演算増幅器４４の非反転入力端子は接地電圧ＶＳＳ（０Ｖ）を受ける。

スイッチＳＷ４は、ノードＮ４２と演算増幅器４４の出力端子との間に接続される。スイッチＳＷ５は、入力端子４１とノードＮ４３の間に接続される。演算増幅器４４の出力端子は、出力端子４５に接続される。入力端子４０，４１には、それぞれ電圧ＶＡ２，ＶＢ１が与えられる。出力端子４５に現れる電圧が、温度センサの出力電圧ＶＯとなる。

図１２は、減算回路１９の動作を示すタイムチャートである。図１２において、初期状態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３がオンし、スイッチＳＷ４，ＳＷ５がオフしている。図１１では、その状態が示されている。この状態では、キャパシタ４２，４３の各々は電圧ＶＡ２に充電されている。また、非反転入力端子と反転入力端子とが短絡されて０Ｖになっているので、演算増幅器４４の出力電圧ＶＯは０Ｖになっている。

次に、時刻ｔ０においてスイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフし、ノードＮ４２，Ｎ４３がハイ・インピーダンス状態にされる。次いで時刻ｔ１において、スイッチＳＷ３がオフされ、ノードＮ４４がハイ・インピーダンス状態にされる。このとき、ノードＮ４４の電圧は０Ｖに維持され、非反転入力端子と反転入力端子が０Ｖになっているので、演算増幅器４４の出力電圧ＶＯは０Ｖに維持される。

次に、時刻ｔ２においてスイッチＳＷ４がオンされ、キャパシタ４２が放電されてノードＮ４２が０Ｖにされる。次いで時刻ｔ３においてスイッチＳＷ５がオンされ、容量結合によってノードＮ４４の電圧がＶＢ１−ＶＡ２になる。非反転入力端子が０Ｖにされ、反転入力端子の電圧がＶＢ１−ＶＡ２にされるので、演算増幅器４４の出力電圧ＶＯはＶＯ＝ＶＡ２−ＶＢ１となる。時刻ｔ４においてスイッチＳＷ１〜ＳＷ３がオンし、スイッチＳＷ４，ＳＷ５がオフして初期状態に戻る。

この実施の形態２では、温度依存性を示す曲線が正の曲率ＣＡ１を持つ抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１を補正して、温度依存性を示す曲線が負の曲率ＣＡ２を持つ電圧ＶＡ２１を生成し、その電圧ＶＡ２から温度依存性を示す曲線が負の曲率ＣＢ１を持つダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１を減算し、温度Ｔに比例して上昇する電圧ＶＯを生成する。したがって、２つのサブ温度センサを用いていた従来に比べ、レイアウト面積が小さくて済む。

図１３は、実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図１３を参照して、この温度センサが図５の温度センサと異なる点は、抵抗素子１１が電圧調整回路５０で置換されている点である。電圧調整回路５０の電源ノード５０ａはトランジスタ５のドレインに接続され、その接地ノード５０ｂは接地電圧ＶＳＳのラインに接続され、その出力ノード５０ｃは曲率補正回路１８の入力端子に接続される。電圧調整回路５０は、トランジスタ５から供給される電流に応じたレベルの電圧ＶＡ１を生成して曲率補正回路１８に与える。電圧ＶＡ１のレベルは、調整可能になっている。たとえば、図６（ａ）（ｂ）において、温度Ｔが最も低いときに電圧ＶＡ１とＶＢ１のレベルが一致するように、電圧ＶＡ１が調整される。

電圧調整回路５０は、図１４に示すように、電源ノード５０ａと接地ノード５０ｂの間に直列接続されたｉ個（ただし、ｉは２以上の整数である）の抵抗素子５１．１〜５１．ｉと、ｉ個のスイッチ５２．１〜５２．ｉを含む。スイッチ５２．１〜５２．ｉの一方端子はそれぞれ抵抗素子５１．１〜５１．ｉの電源ノード５０ａ側の電極に接続され、それらの他方端子はともに出力ノード５０ｃに接続される。スイッチ５２．１〜５２．ｉのうちの選択された１つのスイッチがオンされる。図１４では、スイッチ５２．４がオンされている状態が示されている。この場合は、抵抗素子５１．４〜５１．ｉの抵抗値の総和と、トランジスタ５から供給される電流値との積の電圧ＶＡ１が出力ノード５０ｃに出力される。このように、オンさせるスイッチを変えることにより、電圧ＶＡ１のレベルを所望のレベルに調整することができる。

図１５は、実施の形態２の他の変更例を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図１５を参照して、この温度センサが図５の温度センサと異なる点は、曲率補正回路１８が曲率補正回路５５で置換されている点である。図１６（ａ）（ｂ）に示すように、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線は正の曲率ＣＡ１を有し、ダイオードＤ０〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１の温度依存性を示す曲線は負の曲率ＣＢ１を有する。

曲率補正回路５５は、曲率補正回路１８と同じ構成であり、ダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１を温度Ｔに応じて補正し、補正した電圧ＶＢ２を出力する。電圧ＶＢ２の温度依存性を示す曲線は、図６（ｄ）に示すように、正の曲率ＣＢ２を有する。曲率ＣＢ２の絶対値は、曲率ＣＡ１の絶対値と同じである。減算回路１９は、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１と曲率補正回路５５の出力電圧ＶＢ２との差を求め、その差の電圧ＶＡ１−ＶＢ２を温度センサの出力電圧ＶＯとして出力する。温度センサの出力電圧ＶＯは、図６（ｃ）に示すように、温度Ｔに比例して増大する。

図１７は、実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図１７を参照して、この温度センサが図５の温度センサと異なる点は、曲率補正回路５５が追加されている点である。図１８（ａ）（ｂ）に示すように、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線は正の曲率ＣＡ１を有し、ダイオードＤ０〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１の温度依存性を示す曲線は負の曲率ＣＢ１を有する。

曲率補正回路１８は、抵抗素子１１の端子間電圧ＶＡ１を温度Ｔに応じて補正し、補正した電圧ＶＡ２を出力する。電圧ＶＡ２は、図１８（ｃ）に示すように、ほぼ温度Ｔに比例して増大する。曲率補正回路５５は、ダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１を温度Ｔに応じて補正し、補正した電圧ＶＢ２を出力する。電圧ＶＢ２は、図１８（ｄ）に示すように、ほぼ温度Ｔに比例して減少する。減算回路１９は、曲率補正回路１８，５５の出力電圧ＶＡ２，ＶＢ２の差を求め、その差の電圧ＶＡ２−ＶＢ２を温度センサの出力電圧ＶＯとして出力する。温度センサの出力電圧ＶＯは、図１８（ｅ）に示すように、温度Ｔに比例して増大する。

図１９は、実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路図であって、図８と対比される図である。図１９を参照して、この変更例では、曲率補正回路１８の演算増幅器２１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６０〜６４およびＰチャネルＭＯＳトランジスタ６５〜８８を含む。トランジスタ６０のソースは接地電圧ＶＳＳのラインに接続され、そのゲートはバイアス電圧Ｖｂｉａｓを受け、そのドレインはノードＮ６０に接続される。トランジスタ６０は、ノードＮ６０から一定の電流を流出させる定電流素子を構成する。

トランジスタ６１，６２のソースはともにノードＮ６０に接続され、それらのゲートはそれぞれ出力電圧ＶＡ２および入力電圧ＶＡ１を受ける。トランジスタ６５は、電源電圧ＶＣＣのラインとトランジスタ６１のドレインとの間に接続され、そのゲートはそのドレインに接続される。トランジスタ６６は、電源電圧ＶＣＣのラインとトランジスタ６２のドレインとの間に接続され、そのゲートはそのドレインに接続される。

トランジスタ６７，６３は電源電圧ＶＣＣのラインと接地電圧ＶＳＳのラインとの間に直列接続され、トランジスタ６７のゲートはトランジスタ６５のゲートに接続され、トランジスタ６３のゲートはそのドレインに接続される。トランジスタ６８は電源電圧ＶＣＣのラインと出力端子２３との間に接続され、そのゲートはトランジスタ６６のゲートに接続される。トランジスタ６４は出力端子２３と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続され、そのゲートはトランジスタ６３のゲートに接続される。

トランジスタ６１，６５，６７，６３，６４の各々には、同じレベルの電流Ｉａが流れる。また、トランジスタ６２，６６，６８の各々には、同じレベルの電流Ｉｂが流れる。ＶＡ１＞ＶＡ２の場合は、Ｉａ＜Ｉｂとなり、ＶＡ２が上昇する。ＶＡ１＜ＶＡ２の場合は、Ｉａ＞Ｉｂとなり、ＶＡ２が低下する。この結果、抵抗素子２２の抵抗値が十分に大きい場合は、ＶＡ２＝ＶＡ１となる。

また、抵抗素子２２の抵抗値が十分に大きいとは限らない場合、図８で説明したように、抵抗素子２２の抵抗値Ｒを調整することにより、入力電圧ＶＡ１の温度依存性を示す曲線の曲率を任意の値に補正することができる。この変更例でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

[実施の形態３]
図２０は、この発明の実施の形態３による温度センサの構成を示す回路ブロック図であって、図１５と対比される図である。図２０を参照して、この温度センサが図１５の温度センサと異なる点は、電圧調整回路７０（可変抵抗素子）が追加され、曲率補正回路５５および減算回路１９がそれぞれ曲率補正回路７３および減算回路７４で置換されている点である。

電圧調整回路７０の電源ノード７０ａはトランジスタ５のドレインに接続され、その接地ノード７０ｂは接地電圧ＶＳＳのラインに接続され、その出力ノード７０ｃは減算回路７４に接続される。電圧調整回路７０は、トランジスタ５から供給される電流に応じたレベルの電圧ＶＡ１を生成して減算回路７４に与える。電圧ＶＡ１のレベルは、トリミングコードＴＣ１によって調整可能になっている。トリミングコードＴＣ１は、複数ビットのデータ信号を含むデータコードである。電圧調整回路７０は、温度センサの出力電圧ＶＯの誤差をキャリブレーション（較正）するために設けられている。これについては、後で詳細に説明する。

電圧調整回路７０は、図２１に示すように、電源ノード７０ａと接地ノード７０ｂの間に直列接続されたＸ個（ただし、Ｘは２以上の整数である）の抵抗素子７１．１〜７１．Ｘと、Ｘ個のスイッチ７２．１〜７２．Ｘを含む。スイッチ７２．１〜７２．Ｘの一方端子はそれぞれ抵抗素子７１．１〜７１．Ｘの電源ノード７０ａ側の電極に接続され、それらの他方端子はともに出力ノード７０ｃに接続される。

スイッチ７２．１〜７２．ＸのうちのトリミングコードＴＣ１によって選択された１つのスイッチがオンされる。図２１では、スイッチ７２．４がオンされている状態が示されている。この場合は、抵抗素子７１．４〜７１．Ｘの抵抗値の総和と、トランジスタ５から供給される電流値との積の電圧ＶＡ１が出力ノード７０ｃに出力される。このように、トリミングコードＴＣ１によって、オンさせるスイッチを変えることにより、電圧ＶＡ１のレベルを所望のレベルに調整することができる。

ここで、トリミングコードＴＣ１によって、Ｘ個のスイッチ７２．１〜７２．Ｘのうちのｘ番（ただし、ｘは１以上でＸ以下の整数である）のスイッチ７２．ｘがオンされているものとする。抵抗素子７１．１〜７１．Ｘの各々の抵抗値をＲ７１とすると、抵抗素子７１．ｘ〜７１．Ｘの抵抗値の総和ＲＬはＲＬ＝（Ｘ−ｘ＋１）×Ｒ７１となる。

また、図２０において、ダイオードＤ０の順方向電圧（ノードＮ３の電圧）とダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１との差の電圧ｄＶｆはｄＶｆ＝Ｖｔ×ｌｎ（ｎ）である。ただし、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン係数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは電子の電荷量である。抵抗素子８の抵抗値をＲ８とすると、抵抗素子８に流れる電流Ｉ８はＩ８＝ｄＶｆ／Ｒ８となる。トランジスタ２，３，５のゲートは互いに接続されているので、トランジスタ２，３，５の各々には同じ値の電流Ｉ８が流れる。したがって、ＶＡ１は次式（７）で表わされる。
ＶＡ１＝ＲＬ×ｄＶｆ／Ｒ８
＝（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｎ）×（Ｘ−ｘ＋１）×Ｒ７１／Ｒ８ …（７）
図２２は、温度Ｔ（Ｋ）と電圧ＶＡ１の関係を示す図である。電圧ＶＡ１は、上記数式（７）から分かるように、正の温度係数を有し、温度Ｔに比例するＰＴＡＴ（Proportional To Absolute Temperature）電圧である。温度Ｔが０Ｋの場合は、ＶＡ１＝０である。オンさせるスイッチの番号ｘを大きくすると、電圧ＶＡ１の値が減少するとともに、正の温度係数も減少する。逆に、オンさせるスイッチの番号ｘを小さくすると、電圧ＶＡ１の値が増大するとともに、正の温度係数も増大する。つまり、電圧ＶＡ１の値を増大させると正の温度係数も増大し、電圧ＶＡ１の値を減少させると正の温度係数も減少する。

図２３は、曲率補正回路７３の構成を示す回路図であって、図７と対比される図である。図２３を参照して、この曲率補正回路７３が図７の曲率補正回路１８と異なる点は、抵抗素子２２が可変抵抗素子８０で置換されている点である。可変抵抗素子８０の一方端子８０ａは出力端子２３に接続され、その他方端子８０ｂは接地電圧ＶＳＳのラインに接続される。可変抵抗素子８０の抵抗値は、トリミングコードＴＣ２によって調整可能になっている。トリミングコードＴＣ２は、複数ビットのデータ信号を含むデータコードである。可変抵抗素子８０は、温度センサの出力電圧ＶＯの誤差をキャリブレーションするために設けられている。これについては、後で詳細に説明する。

可変抵抗素子８０は、図２４に示すように、Ｙ個（ただし、Ｙは２以上の整数である）の抵抗素子８１．１〜８１．Ｙと、Ｙ個のスイッチ８２．１〜８２．Ｙを含む。スイッチ８２．１および抵抗素子８１．１〜８１．Ｙは、一方端子８０ａと他方端子８０ｂの間に直列接続される。スイッチ８２．２〜８２．Ｙの一方端子はそれぞれ抵抗素子８１．２〜８１．Ｙの一方端子８０ａ側の電極に接続され、それらの他方端子はともに一方端子８０ａに接続されている。

スイッチ８２．１〜８２．ＹのうちのトリミングコードＴＣ２によって選択された１つのスイッチがオンされる。図２４では、スイッチ８２．４がオンされている状態が示されている。この場合は、抵抗素子８１．４〜８１．Ｙの抵抗値の総和が可変抵抗素子８０の抵抗値となる。このように、トリミングコードＴＣ２によって、オンさせるスイッチを変えることにより、可変抵抗素子８０の抵抗値を所望の値に調整することができる。

ここで、トリミングコードＴＣ２によって、Ｙ個のスイッチ８２．１〜８２．Ｙのうちのｙ番（ただし、ｙは１以上でＹ以下の整数である）のスイッチ８２．ｙがオンされているものとする。抵抗素子８１．１〜８１．Ｙの各々の抵抗値をＲ８１とすると、抵抗素子８１．ｙ〜８１．Ｙの抵抗値の総和ＲＬはＲＬ＝（Ｙ−ｙ＋１）×Ｒ８１となる。

ここで、ダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧ＶＢ１の温度依存性を示す特性曲線は、数式（１）〜（３）で示したように２次以上の曲率を有する。曲率補正回路７３は、電圧ＶＢ１の２次以上の項を抑圧して電圧ＶＢ２を出力する。曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２は、ほぼ温度の１次項で表わされる電圧である。

図２５は、温度Ｔ（Ｋ）と電圧ＶＢ２の関係を示す図である。図２５において、電圧ＶＢ２は、負の温度係数を有し、温度Ｔに比例して減少する。温度Ｔが所定の温度Ｔｐの場合、ＶＢ２＝０となる。Ｔ＝Ｔｐのとき、数式（１）においてＶＢＥ＝０となる。オンさせるスイッチの番号ｙを大きくすると、電圧ＶＢ２の値が減少するとともに、負の温度係数も減少する。逆に、オンさせるスイッチの番号ｙを小さくすると、電圧ＶＢ２の値が増大するとともに、負の温度係数も増大する。つまり、電圧ＶＢ２の値を増大させると負の温度係数も増大し、電圧ＶＢ２の値を減少させると負の温度係数も減少する。

図２０に戻って、減算回路７４は、電圧調整回路７０の出力電圧ＶＡ１と曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２との差を求め、その差の電圧ＶＡ１−ＶＢ２を温度センサの出力電圧ＶＯとして出力する。温度センサの出力電圧ＶＯは、温度Ｔに比例して増大する。また、減算回路７４のゲインは、ゲイン設定コードＧＳＴによって調整可能になっている。ゲイン設定コードＧＳＴは、複数ビットのデジタル信号を含むデータコードである。

図２６は、温度Ｔと温度センサの出力電圧ＶＯの関係を示す図である。なお、図２６で示される関係では、減算回路７４のゲインを一定値としている。また、図２２のｘ＝Ｘにおける電圧ＶＡ１を減算回路７４に与え、図２５のｙ＝１〜Ｙにおける電圧ＶＡ２を減算回路７４に与えている。上述したように温度センサの出力電圧ＶＯは、電圧ＶＡ１と電圧ＶＢ２の差であるため、たとえば基準温度Ｔｒにおいて、ｙが減少して電圧ＶＢ２が上昇すると温度センサ８７の出力電圧ＶＯが低下し、ｙが増加して出力電圧ＶＢ２が低下すると温度センサ８７の出力電圧ＶＯが上昇する。

次に、図２０〜図２６に示した温度センサの使用方法について説明する。図２７は、温度センサを用いた半導体チップ８５の構成を示す図である。図２７において、この半導体チップ８５は、四角形状の半導体基板８６と、その表面に形成された温度センサ８７、内部回路８８、および記憶部８９を備える。

温度センサ８７は、図２０〜図２６で説明したものであり、記憶部８９からのトリミングコードＴＣ１，ＴＣ２およびゲイン設定コードＧＳＣに基づいて動作し、半導体チップ８５の温度を検出し、検出した温度を示す電圧ＶＯを出力する。内部回路８８は、温度センサ８７の出力電圧ＶＯに基づいて所定の動作を行なう。

記憶部８９は、データの書換えが可能な不揮発性半導体記憶装置（たとえばフラッシュメモリ）である。記憶部８９のアドレスＡＤＤ１〜ＡＤＤ３には、それぞれトリミングコードＴＣ１の初期設定値、トリミングコードＴＣ２の初期設定値、およびゲイン設定コードＧＳＣの初期設定値が格納されている。

トリミングコードＴＣ１の初期設定値により、図２１に示した１〜Ｘのうちの略中間の番号（約Ｘ／２番）のスイッチがオンされる。また、トリミングコードＴＣ２の初期設定値により、図２４に示した１〜Ｙのうちの略中間の番号（約Ｙ／２番）のスイッチがオンされる。また、ゲイン設定コードＧＳＣの初期設定値により、減算回路７４のゲインは、上限値と下限値の略中間の値に設定される。

半導体チップ８５が標準品である場合は、これらの初期設定値により、基準温度において温度センサ８７の出力電圧ＶＯは規定値となる。しかし、多数の半導体チップ８５を製造すると、種々の原因により、温度センサ８７の出力電圧ＶＯは規定値にならずにばらつく。このため、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差をキャリブレーションする必要がある。

非特許文献１（“PRECISION TEMPERATURE SENSORS IN CMOS TECHNOLOGY”Michiel A.P.Pertijs,Johan H.Huijsing 著）には、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差の種々の原因が記載されている。第１の原因は、製造プロセス変動によるダイオードの飽和電流変動である。ダイオードの飽和電流が正規の値ＩｓからΔＩｓだけずれている場合、ダイオードの順方向電圧ＶＢＥは、次式（８）で表わされる（非特許文献１の第２９頁参照）。

数式（８）から、ΔＩｓ／Ｉｓの温度依存性が十分に小さいと仮定すると、ダイオードの順方向電圧ＶＢＥの変動成分ΔＶＢＥは、温度Ｔに比例することが分かる。図２８は、ＶＢＥの温度依存性を示す図である。図２８において、ＶＢＥの誤差ΔＶＢＥは、温度Ｔに比例する広がりを持つ。ＶＢＥの温度依存性を示す曲線は、Ｔ＝０の点を中心に回転するように、誤差を生じる。このような誤差は、１点（１つの温度Ｔ）におけるキャリブレーションで解消可能である。

また第２の原因は、製造プロセス変動による抵抗素子の抵抗値の変動である。抵抗素子の抵抗値が正規の値ＲbiasからΔＲbiasだけずれている場合、ダイオードの端子間電圧ＶＢＥは、次式（９）で表わされる（非特許文献１の第４３頁参照）。

数式（９）から、ΔＲbias／Ｒbiasの温度依存性が十分に小さいと仮定すると、ダイオードの順方向電圧ＶＢＥの変動成分ΔＶＢＥは、温度Ｔに比例することが分かる。このような誤差は、１点（１つの温度Ｔ）におけるキャリブレーションで解消可能である。

また第３の原因は、トランジスタおよび抵抗素子のミスマッチである（非特許文献１の第５９頁参照）。図２０において、トランジスタ３，５に流れる電流をそれぞれｉ３，ｉ５とし、ｉ３／ｉ５＝１＋Ａとする。ミスマッチが発生しているので、ｉ３／ｉ５≠１である。この場合、ｄＶｆ＝Ｖｔ×ｌｎ[（１＋ｐ）×ｎ］＝Ｖｔ×ｌｎ（ｎ）×[１＋ｐ／ｌｎ（ｎ）］となる。したがって、ｄＶｆの変動成分Δ（ｄＶｆ）は、Δ（ｄＶｆ）＝Ｖｔ×ｐとなる。Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであるから、Δ（ｄＶｆ）は温度Ｔに比例する。

また第４の原因は、ダイオードのミスマッチである。図２０において、ダイオードＤ１〜Ｄｎの数（面積）がΔＮだけずれたものとし、Ｂ＝ΔＮ／Ｎとする。Ｂ≠０である。この場合、ｄＶｆ＝Ｖｔ×ｌｎ[（１＋Ｂ）×ｎ］＝Ｖｔ×ｌｎ（ｎ）×[１＋Ｂ／ｌｎ（ｎ）］となる。したがって、ｄＶｆの変動成分Δ（ｄＶｆ）は、Δ（ｄＶｆ）＝Ｖｔ×ｐとなる。Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであるから、Δ（ｄＶｆ）は温度Ｔに比例する。

このように第１〜第４の原因によって発生する誤差は、温度Ｔが０Ｋのときに０となり、温度Ｔに比例して増大するＰＴＡＴ誤差となる。したがって、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差は、図２９に示すように、温度Ｔに比例する広がりを持つ。ＶＯの温度依存性を示す曲線は、Ｔ＝０の点を中心に回転するように、誤差を生じる。このような誤差は、１点（１つの温度Ｔ）におけるキャリブレーションで解消可能である。トリミングコードＴＣ１を調整し、ＶＡ１を増大または減少させることにより、ＶＯを規定値に一致させる。これにより、ＶＯの温度依存性を示す曲線を理想曲線に一致させることができる。

次に、この半導体チップ８５を樹脂で封入してパッケージングすると、半導体チップ８５と樹脂の熱膨張係数の差などに起因して半導体チップ８５に機械的なストレスが発生する。このため、半導体チップ８５のトランジスタなどの特性が変化し、温度センサ８７の出力電圧ＶＯが再度、規定値からずれてしまう。非特許文献２（“THE PIEZOJUNCTION EFECT IN SILICON INTEGRATED CIRCUITS AND SENSORS”Fabiano Fruett and Gerard C.M.Meijer）には、機械的ストレスがトランジスタの特性に与える影響が記載されている。

すなわち、バイポーラトランジスタに機械的ストレスが印加されると、ピエゾ接合（piezojunction）効果によって飽和電流Ｉｓが変化し、その結果、ＶＢＥが変化する。ストレスによって誘起される飽和電流Ｉｓの変化成分をΔＩｓとすると、ΔＩｓ／Ｉｓは次式（１０）で表わされる。

ストレスによって誘起されるＶＢＥの変化成分ΔＶＢＥは、ΔＶＢＥ＝−Ｖｔ×ｌｎ（１＋ΔＩｓ／Ｉｓ）である。ｄＶｆは、ストレスの影響をほとんど受けない。したがって曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２はパッケージングによって変化するが、電圧調整回路７０の出力電圧ＶＡ１はパッケージングによって変化しない。

また、非特許文献３（B.Abesingha,et al,“Voltage shift in Plastic-packaged Bandgap References”IEEE Trans on Circuits and System,vol49,no10,2002,pp681-pp685）には、パッケージング前後のＶＢＥの温度依存性が記載されている。図３０は、ＢＧＲ電圧発生回路の出力電圧ＶＢＧの温度依存性を示す図である。図３０において、ＶＢＧ１は、ＢＧＲ電圧発生回路を搭載した半導体チップがパッケージングされる前におけるＢＧＲ電圧発生回路の出力電圧である。ＶＢＧ２は、その半導体チップがパッケージングされた後におけるＢＧＲ電圧発生回路の出力電圧である。

ある温度Ｔｓｐでは、半導体チップとパッケージ（樹脂）との温度膨張係数が同じになり、半導体チップにストレスがかからないため、ＶＢＧ１＝ＶＢＧ２となる。温度がＴｓｐよりも低下するに従って、半導体チップとパッケージ（樹脂）との温度膨張係数の差が大きくなり、半導体チップに対するストレスが増大し、ＶＢＧ１とＶＢＧ２の差ＶＢＧ１−ＶＢＧ２が大きくなる。

図３１は、非特許文献３の記載から予想される図であって、ダイオードの順方向電圧ＶＢＥの温度依存性を示す図である。図３１において、パッケージング前は、ＶＢＥは温度に比例して低下し、ある温度Ｔｐで０となる（理想曲線）。パッケージング後は、ＶＢＥはマイナス側にシフトする。ＶＢＥの変化量ΔＶＢＥは、ある温度Ｔｓｓでは０であり、Ｔｓｐ−Ｔが大きくなるに従って増大する。

図３２は、非特許文献３の記載から予想される図であって、曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２の温度依存性を示す図である。図３２において、パッケージング前は、ＶＢ２は温度に比例して低下し、ある温度Ｔｐで０となる。オンさせるスイッチの番号ｙを増加させると、ＶＢ２は低下する。初期状態では、ｙ＝ｙ０≒Ｙ／２である。パッケージング後は、ＶＢ２はマイナス側にシフトする。ＶＢＥの変化量ΔＶＢ２は、ある温度Ｔｓｐでは０であり、Ｔｓｐ−Ｔが大きくなるに従って増大する。

ここで、トリミングコードＴＣ２を変更してオンさせるスイッチの番号を減少させ、ＶＢ２をΔＶＢ２だけプラス側にシフトさせることにより、パッケージング後のＶＢ２をパッケージング前のＶＢ２に較正することができる。また、温度センサ８６が実際に使用される温度範囲がＴｓｐ，Ｔｐよりも十分に低い範囲であれば、ＴｓｐとＴｐの不一致に起因する誤差は十分に小さくなる。

以上のように、この実施の形態３では、半導体チップ８５がパッケージングされる前はトリミングコードＴＣ１によって温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差を較正し、半導体チップ８５がパッケージングされた後はトリミングコードＴＣ２によって温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差を較正する。したがって、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの誤差を簡単かつ正確に較正することができる。

[実施の形態４]
図３３は、この発明の実施の形態４による半導体チップ９０の構成を示す図であって、図２７と対比される図である。図３３において、この半導体チップ９０が図２７の半導体チップ８５と異なる点は、Ａ／Ｄコンバータ９１、比較回路９２、および加算／減算器９３が追加されている点である。

Ａ／Ｄコンバータ９１は、温度センサ８７の出力電圧ＶＯをデータコードＤＯに変換する。データコードＤＯは、複数ビットのデータ信号を含む。内部回路８８は、データコードＤＯに基づいて所定の動作を行なう。記憶部８９のアドレスＡＤＤ４には、半導体チップ９０がパッケージングされる前において、半導体チップ９０が基準温度にされたときの参照データコードＤＯＲが格納されている。

半導体チップ９０がパッケージングされた後において半導体チップ９０が基準温度にされたとき、比較回路９２は、Ａ／Ｄコンバータ９１の出力データコードＤＯの値と記憶部８９のアドレスＡＤＤ４に記憶された参照データコードＤＯＲの値との大小を比較し、比較結果を示す信号を出力する。

加算／減算器９３は、比較回路９２の出力信号に基づいて動作し、データコードＤＯが参照データコードＤＯＲに一致するように、記憶部８９のアドレスＡＤＤ２内のトリミングコードＴＣ２を書き換える。具体的に説明すると、データコードＤＯの値が参照データコードＤＯＲの値よりも大きい場合は、加算／減算器９３はトリミングコードＴＣ２をデクリメント（−１）する。これにより、図２０の曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２が上昇する。また、図２６に示すように温度センサ８７の出力電圧ＶＯが低下し、データコードＤＯの値が小さくなる。

逆に、データコードＤＯの値が参照データコードＤＯＲの値よりも小さい場合は、加算／減算器９３はトリミングコードＴＣ２をインクリメント（＋１）する。これにより、図２０の曲率補正回路７３の出力電圧ＶＢ２が低下する。また、図２６に示すように温度センサ８７の出力電圧ＶＯが上昇し、データコードＤＯの値が大きくなる。このため、データコードＤＯの値は参照データコードＤＯＲの値に一致する。データコードＤＯの値が参照データコードＤＯＲの値に一致した場合は、比較回路９２および加減算器９３を非活性化させて、パッケージング後のキャリブレーションを終了する。

この実施の形態４では、実施の形態４と同じ効果が得られる他、パッケージング後のキャリブレーションを半導体チップ９０内の回路で実行することができる。

[実施の形態５]
図３４は、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの温度依存性を示す図である。図３４において、温度センサ８７の出力電圧ＶＯは、理想的には曲線Ｚ１で示され、正の温度係数を有し、温度に比例するＰＴＡＴ電圧である。曲線Ｚ１において温度が０Ｋの場合は、ＶＯ＝０である。

実施の形態３，４では、半導体チップがパッケージングされる前における温度センサ８７の出力電圧ＶＯは、曲線Ｚ３で示されるように、曲線Ｚ１よりも小さな正の温度係数を有し、温度に比例するＰＴＡＴ電圧である。曲線Ｚ３において温度が０Ｋの場合は、ＶＯ＝０である。曲線Ｚ１に対する曲線Ｚ３の誤差ΔＶＯは、１次近似としてＰＴＡＴ誤差として与えられる。

しかし、誤差要因によってはΔＶＯは完全なＰＴＡＴ誤差とはならず、曲線Ｚ４で示されるように、温度０Ｋで有限の誤差を持つ場合がある。曲線Ｚ４で示されるような誤差を完全なＰＴＡＴ誤差としてキャリブレーションすると、曲線Ｚ２で示されるように、温度係数に誤差が残る。本実施の形態５は、このような誤差をも較正することが可能な温度センサを実現するものである。

図３５（ａ）（ｂ）は、この発明の実施の形態５による半導体チップの動作原理を示す図であって、それぞれ図２２および図２５から得られる図である。図３５（ａ）において、トリミングコードＴＣ１が初期値に設定されて電圧調整回路７０のｘ番目のスイッチがオンしているものとする。また、温度センサ８７の出力電圧ＶＯはＰＴＡＴ電圧であり、温度Ｔが０Ｋの場合はＶＯ＝０となっている。

この状態で、トリミングコードＴＣ１をインクリメント（＋１）するとｘ＋１番目のスイッチがオンし、図２２で示したようにＶＡ１の温度依存性を示す直線がＴ＝０の点を中心として時計針と同じ方向に回転し、ＶＯ＝ＶＡ１−ＶＢ２の温度依存性を示す直線もＴ＝０の点を中心として時計針と同じ方向に回転する。すなわち、ＶＯの温度依存性を示す直線の傾きがマイナス側にシフトし、ＶＯの値もマイナス側にシフトする。

逆に、トリミングコードＴＣ１をデクリメント（−１）するとｘ−１番目のスイッチがオンし、図２２で示したようにＶＡ１の温度依存性を示す直線がＴ＝０の点を中心として時計針と反対の方向に回転し、ＶＯ＝ＶＡ１−ＶＢ２の温度依存性を示す直線もＴ＝０の点を中心として時計針と反対の方向に回転する。すなわち、ＶＯの温度依存性を示す直線の傾きがプラス側にシフトし、ＶＯの値もプラス側にシフトする。

また、図３５（ｂ）において、トリミングコードＴＣ２が初期値に設定されて電圧調整回路７０のｙ番目のスイッチがオンしているものとする。また、温度センサ８７の出力電圧ＶＯはＰＴＡＴ電圧であり、温度Ｔが０Ｋの場合はＶＯ＝０となっている。

この状態で、トリミングコードＴＣ２をインクリメント（＋１）するとｙ＋１番目のスイッチがオンし、図２５で示したようにＶＢ２の温度依存性を示す直線がＴ＝Ｔｐの点を中心として時計針と反対の方向に回転し、ＶＯ＝ＶＡ１−ＶＢ２の温度依存性を示す直線はＴ＝Ｔｐの点を中心として時計針と同じ方向に回転する。すなわち、ＶＯの温度依存性を示す直線の傾きがマイナス側にシフトし、ＶＯの値はプラス側にシフトする。

逆に、トリミングコードＴＣ２をデクリメント（−１）するとｙ−１番目のスイッチがオンし、図２５で示したようにＶＢ２の温度依存性を示す直線がＴ＝Ｔｐの点を中心として時計針と同じ方向に回転し、ＶＯ＝ＶＡ１−ＶＢ２の温度依存性を示す直線はＴ＝Ｔｐの点を中心として時計針と反対の方向に回転する。すなわち、ＶＯの温度依存性を示す直線の傾きがプラス側にシフトし、ＶＯの値はマイナス側にシフトする。

図３６（ａ）（ｂ）は、この半導体チップの動作原理を示す他の図であって、それぞれ図３５（ａ）（ｂ）から得られる図である。図３６（ａ）の横軸は温度センサ８７の出力電圧ＶＯのシフト量ΔＶＯを示し、その縦軸はＶＯの温度依存性を示す直線の傾きのシフト量ΔＵを示している。オンさせるスイッチの番号をｘからｘ＋１，ｘ＋２に増加させると、図３５（ａ）で示したようにΔＶＯ，ΔＵはともにマイナス側にシフトし、ΔＵはそれぞれΔＵ（＋１），ΔＵ（＋２）となる。逆に、オンさせるスイッチの番号をｘからｘ−１，ｘ−２に減少させると、ΔＶＯ，ΔＵはともにプラス側にシフトし、ΔＵはそれぞれΔＵ（−１），ΔＵ（−２）となる。ΔＵは、ΔＶＯに比例して増加する。

また、図３６（ｂ）の横軸は温度センサ８７の出力電圧ＶＯのシフト量ΔＶＯを示し、その縦軸はＶＯの温度依存性を示す直線の傾きのシフト量ΔＵを示している。オンさせるスイッチの番号をｙからｙ＋１，ｙ＋２に増加させると、図３５（ｂ）で示したように、ΔＶＯ，ΔＵはそれぞれプラスおよびマイナス側にシフトし、ΔＵはそれぞれΔＵ（＋１），ΔＵ（＋２）となる。オンさせるスイッチの番号をｙからｙ−１，ｙ−２に変更すると、ΔＶＯ，ΔＵはそれぞれマイナスおよびプラス側にシフトし、ΔＵはそれぞれΔＵ（−１），ΔＵ（−２）となる。ΔＵは、ΔＶＯに比例して減少する。

図３７は、この半導体チップの動作原理を示すさらに他の図であって、図３６（ａ）（ｂ）から得られる図である。図３７の横軸は温度センサ８７の出力電圧ＶＯのシフト量ΔＶＯを示し、その縦軸はＶＯの温度依存性を示す直線の傾きのシフト量ΔＵを示している。オンさせるスイッチの番号を（ｘ，ｙ）から（ｘ＋１，ｙ＋１）にインクリメントさせると、図３６（ａ）（ｂ）で示したようにｘをインクリメントしたことによるＶＯのシフト量ΔＶＯとｙをインクリメントしたことによるＶＯのシフト量ΔＶＯとが相殺され、ＶＯのシフト量ΔＶＯは０となる。このとき、ΔＵは、ΔＵ（＋１）となる。

逆に、オンさせるスイッチの番号を（ｘ，ｙ）から（ｘ−１，ｙ−１）にデクリメントさせると、図３６（ａ）（ｂ）で示したようにｘをデクリメントしたことによるＶＯのシフト量ΔＶＯとｙをデクリメントしたことによるＶＯのシフト量ΔＶＯとが相殺され、ＶＯのシフト量ΔＶＯは０となる。このとき、ΔＵは、ΔＵ（−１）となる。したがって、図３８に示すように、オンさせるスイッチの番号（ｘ，ｙ）をともにインクリメントまたはデクリメントさせることにより、基準温度ＴrにおいてＶＯをシフトさせずに曲線の傾きのみをシフトさせることができる。

たとえば、図３４では、温度０Ｋで有限の誤差を持つ曲線Ｚ４を示した。曲線Ｚ４で示されるような誤差を完全なＰＴＡＴ誤差としてキャリブレーションすると、曲線Ｚ２で示されるように、温度係数に誤差が残る。この曲線Ｚ２に対して傾きΔＵを補正することにより、ＶＯの誤差を完全に較正することができる。

また、図３３で示した半導体チップ９０では、温度センサ８７の減算回路７４にゲイン設定コードＧＳＣが与えられている。この半導体チップ９０では、Ａ／Ｄコンバータ９１で生成されるデジタルコードＤＯが十分な温度分解能を持つように、Ａ／Ｄコンバータ９１のフルスケールインプットレンジに対応する電圧範囲に温度センサ９７の出力電圧ＶＯを調整する必要がある。ゲイン設定コードＧＳＣは、この機能を担っている。

Ａ／Ｄコンバータ９１のフルスケールインプットレンジがＡ／Ｄコンバータ９１の動作電圧によって変わる場合、ゲイン設定コードＧＳＣを変えて減算回路７４のゲインを変え、温度センサ８７の出力電圧ＶＯを調整することになる。しかし、Ａ／Ｄコンバータ９１のフルスケールインプットレンジの種類が多い場合は、減算回路７４のゲイン設定だけでは対応できなくなる。

本実施の形態５では、減算回路７４のゲイン設定に加え、温度センサ８７の出力電圧ＶＯの温度依存性を示す曲線の傾きのみをシフトさせることにより、温度センサ８７のより細かい出力範囲設定が可能となる。したがって、フルスケールインプットレンジの種類の多いＡ／Ｄコンバータ９１にも対応可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２１，４４ 演算増幅器、２〜５，３０〜３４，６５〜６８ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、６〜１１，１３，１６，１７，２２，５１，７１ 抵抗素子、１２，５０，７０ 電圧調整回路、１３，２０，２３，４０，４１，４５ 端子、Ｄ ダイオード、１４，５２，７２，８２，ＳＷ スイッチ、１８，５５，７３ 曲率補正回路、１９， 減算回路、３５〜３８，６０〜６４ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、４２，４３ キャパシタ、８０ 可変抵抗素子、８５，９０ 半導体チップ、８６ 半導体基板、８７ 温度センサ、８８ 内部回路、８９ 記憶部、９１ Ａ／Ｄコンバータ、９２ 比較回路、９３ 加算／減算器。

Claims (18)

1. 温度に応じたレベルの電圧を出力端子に出力する温度センサであって、
   第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、
   第２のノードと前記基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、
   第３のノードと前記基準電圧のラインとの間に接続された第２の抵抗素子と、
   それらの一方電極がそれぞれ前記第１および第２のノードに接続され、それらの他方電極がともに前記第２の抵抗素子の端子間電圧を受ける第３および第４の抵抗素子と、
   前記出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第５の抵抗素子と、
   前記第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を前記第１〜第３のノードおよび前記出力端子の各々に供給するカレントミラー回路と、
   前記第１および第２のノードの電圧が一致するように前記カレントミラー回路を制御する演算増幅器とを備え、
   前記第２のダイオードの電流駆動能力は前記第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きく、
   前記第２の抵抗素子の抵抗値は、前記出力端子の電圧の温度依存性を示す曲線の曲率が小さくなるように設定されている、温度センサ。
2. 前記第２の抵抗素子の抵抗値は調整可能になっている、請求項１に記載の温度センサ。
3. さらに、それらの一方電極がそれぞれ前記第１および第２のノードに接続された第６および第７の抵抗素子を備え、
   前記カレントミラー回路は、それらのソースがともに電源電圧のラインに接続され、それらのドレインがそれぞれ前記第６の抵抗素子の他方電極、前記第７の抵抗素子の他方電極、前記第３のノード、および前記出力端子に接続され、それらのゲートがともに前記演算増幅器の出力電圧を受ける第１〜第４のＰ型トランジスタを含む、請求項１または請求項２に記載の温度センサ。
4. 温度に応じたレベルの電圧を出力する温度センサであって、
   第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、
   第２のノードと前記基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、
   第３のノードと前記基準電圧のラインとの間に接続された第２の抵抗素子と、
   前記第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を前記第１〜第３のノードの各々に供給するカレントミラー回路と、
   前記第１および第２のノードの電圧が一致するように前記カレントミラー回路を制御する第１の演算増幅器とを備え、
   前記第２のダイオードの電流駆動能力は前記第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きく、
   前記第２の抵抗素子の端子間電圧である第１の電圧は温度上昇に応じて増大し、
   前記第２のダイオードの順方向電圧である第２の電圧は温度上昇に応じて減少し、
   前記第１の電圧の温度依存性を示す第１の曲線は正の曲率を有し、
   前記第２の電圧の温度依存性を示す第２の曲線は負の曲率を有し、
   さらに、前記第１および第２の曲線の曲率が一致するように、前記第１および第２の電圧のうちの少なくとも一方の電圧を温度に応じて補正する補正回路と、
   前記補正回路によって少なくとも一方が補正された前記第１および第２の電圧の差の電圧を求め、その電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する減算回路とを備える、温度センサ。
5. 前記第２の抵抗素子の抵抗値は調整可能になっている、請求項４に記載の温度センサ。
6. さらに、それらの一方電極がそれぞれ前記第１および第２のノードに接続された第３および第４の抵抗素子を備え、
   前記カレントミラー回路は、それらのソースがともに電源電圧のラインに接続され、それらのドレインがそれぞれ前記第３の抵抗素子の他方電極、前記第４の抵抗素子の他方電極、および前記第３のノードに接続され、それらのゲートがともに前記第１の演算増幅器の出力電圧を受ける第１〜第３のＰ型トランジスタを含む、請求項４または請求項５に記載の温度センサ。
7. 前記補正回路は、
   非反転入力端子が前記第１の電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された第２の演算増幅器と、
   前記第２の演算増幅器の出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第５の抵抗素子とを含み、
   前記第５の抵抗素子の抵抗値は、前記第１の曲線の曲率が前記第２の曲線の曲率に一致するように設定され、
   前記減算回路は、前記第２の演算増幅器の出力電圧と前記第２の電圧の差の電圧を求め、その電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する、請求項４から請求項６までのいずれかに記載の温度センサ。
8. 前記補正回路は、
   非反転入力端子が前記第２の電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された第２の演算増幅器と、
   前記第２の演算増幅器の出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第５の抵抗素子とを含み、
   前記第５の抵抗素子の抵抗値は、前記第２の曲線の曲率が前記第１の曲線の曲率に一致するように設定され、
   前記減算回路は、前記第１の電圧と前記第２の演算増幅器の出力電圧との差の電圧を求め、その電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する、請求項４から請求項６までのいずれかに記載の温度センサ。
9. 前記補正回路は、
   非反転入力端子が前記第１の電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された第２の演算増幅器と、
   前記第２の演算増幅器の出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第５の抵抗素子と、
   非反転入力端子が前記第２の電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された第３の演算増幅器と、
   前記第３の演算増幅器の出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第６の抵抗素子とを含み、
   前記第５および第６の抵抗素子の抵抗値は、それぞれ前記第１および第２の曲線の曲率がなくなるように設定され、
   前記減算回路は、前記第１および第２の演算増幅器の出力電圧の差の電圧を求め、その電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する、請求項４から請求項６までのいずれかに記載の温度センサ。
10. 温度に応じたレベルの電圧を出力する温度センサであって、
    第１のノードと基準電圧のラインとの間に接続された第１のダイオードと、
    第２のノードと前記基準電圧のラインとの間に直列接続された第１の抵抗素子および第２のダイオードと、
    第３のノードと前記基準電圧のラインとの間に接続された第１の可変抵抗素子と、
    前記第１の抵抗素子に流れる電流に応じたレベルの電流を前記第１〜第３のノードの各々に供給するカレントミラー回路と、
    前記第１および第２のノードの電圧が一致するように前記カレントミラー回路を制御する第１の演算増幅器とを備え、
    前記第２のダイオードの電流駆動能力は前記第１のダイオードの電流駆動能力よりも大きく、
    前記第１の可変抵抗素子の端子間電圧である第１の電圧は温度上昇に応じて増大し、
    前記第２のダイオードの順方向電圧である第２の電圧は温度上昇に応じて減少し、
    前記第２の電圧の温度依存性を示す曲線は負の曲率を有し、
    さらに、前記第２の電圧の温度依存性を示す曲線の曲率がなくなるように、前記第２の電圧を温度に応じて補正する補正回路と、
    前記第１の電圧と前記補正回路によって補正された前記第２の電圧との差の電圧を求め、その電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する減算回路とを備え、
    前記第１の可変抵抗素子の抵抗値は、予め定められた基準温度において前記減算回路の出力電圧が予め定められた電圧になるように設定されている、温度センサ。
11. さらに、それらの一方電極がそれぞれ前記第１および第２のノードに接続された第２および第３の抵抗素子を備え、
    前記カレントミラー回路は、それらのソースがともに電源電圧のラインに接続され、それらのドレインがそれぞれ前記第２の抵抗素子の他方電極、前記第３の抵抗素子の他方電極、および前記第３のノードに接続され、それらのゲートがともに前記第１の演算増幅器の出力電圧を受ける第１〜第３のＰ型トランジスタを含む、請求項１０に記載の温度センサ。
12. 前記補正回路は、
    非反転入力端子が前記第２の電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された第２の演算増幅器と、
    前記第２の演算増幅器の出力端子と前記基準電圧のラインとの間に接続された第２の可変抵抗素子とを含み、
    前記第２の可変抵抗素子の抵抗値は、前記予め定められた基準温度において前記減算回路の出力電圧が前記予め定められた電圧になるように設定されている、請求項１０または請求項１１に記載の温度センサ。
13. 請求項１２に記載の温度センサと、
    第１および第２のデータコードを記憶し、データの書き換えが可能な記憶部とを備え、
    前記第１および第２の可変抵抗素子の抵抗値は、それぞれ前記記憶部に記憶された前記第１および第２のデータコードに応じて変化する、半導体装置。
14. 前記記憶部はさらに第３のデータコードを記憶し、
    前記減算回路は、前記第１の電圧と前記補正回路によって補正された前記第２の電圧との差の電圧を求め、その電圧を前記第３のデータコードに応じたゲインで増幅し、増幅した電圧を前記温度に応じたレベルの電圧として出力する、請求項１３に記載の半導体装置。
15. さらに、前記減算回路の出力電圧を第４のデータコードに変換するＡ／Ｄコンバータを備え、
    前記記憶部は、さらに、前記半導体装置が樹脂で封止される前において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記Ａ／Ｄコンバータで生成された前記第４のデータコードを参照データコードとして記憶し、
    さらに、前記半導体装置が樹脂で封止された後において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記Ａ／Ｄコンバータで生成された前記第４のデータコードが前記記憶部に記憶された前記参照データコードに一致するように、前記記憶部に記憶された前記第２のデータコードを変換する信号変換回路とを備える、請求項１３または請求項１４に記載の半導体装置。
16. 請求項１３に記載の半導体装置において前記温度センサの出力電圧の誤差を較正する方法であって、
    前記半導体装置が樹脂で封止される前において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記温度センサの出力電圧が前記予め定められた電圧になるように、前記記憶部に記憶された前記第１のデータコードを書き換え、
    前記半導体装置が樹脂で封止された後において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記温度センサの出力電圧が前記予め定められた電圧になるように、前記記憶部に記憶された前記第２のデータコードを書き換える、半導体装置の較正方法。
17. 請求項１３に記載の半導体装置において前記温度センサの出力電圧の誤差を較正する方法であって、
    前記半導体装置が樹脂で封止される前において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記温度センサの出力電圧が前記予め定められた電圧になるように、前記記憶部に記憶された前記第１のデータコードを書き換え、
    前記半導体装置が樹脂で封止された後において前記半導体装置が前記予め定められた基準温度にされたときに前記温度センサの出力電圧が前記予め定められた電圧になるように、前記記憶部に記憶された前記第１および第２のデータコードを書き換える、半導体装置の較正方法。
18. 非反転入力端子が入力電圧を受け、反転入力端子が出力端子に接続された演算増幅器と、
    前記出力端子と基準電圧が供給される基準電圧ノードとの間に接続された抵抗素子とを備え、
    前記演算増幅器は、
    第１の電源電圧が供給される第１の電源ノードと、
    第２の電源電圧が供給される第２の電源ノードと、
    前記第１の電源ノードと中間ノードとの間に接続され、ゲートがバイアス電圧を受ける第１導電型の第１のトランジスタと、
    ソースが前記中間ノードに接続され、ゲートが前記非反転入力端子に接続された第１導電型の第２のトランジスタと、
    ソースが前記中間ノードに接続され、ゲートが前記反転入力端子に接続された第１導電型の第３のトランジスタと、
    前記第２のトランジスタのドレインと前記第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第２導電型の第４のトランジスタと、
    前記第３のトランジスタのドレインと前記第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第２導電型の第５のトランジスタと、
    前記出力端子と前記第２の電源ノードとの間に接続され、ゲートが前記第４のトランジスタのゲートに接続された第２導電型の第６のトランジスタと、
    ソースが前記第２の電源ノードに接続され、ゲートが前記第５のトランジスタのゲートに接続された第２導電型の第７のトランジスタと、
    前記第１の電源ノードと前記第７のトランジスタのドレインとの間に接続され、ゲートがドレインに接続された第１導電型の第８のトランジスタと、
    前記第１の電源ノードと前記出力端子との間に接続され、ゲートが前記第８のトランジスタのゲートに接続された第１導電型の第９のトランジスタとを含み、
    前記抵抗素子の抵抗値は、前記演算増幅器の出力電圧が前記入力電圧と異なるレベルになるように設定されている、半導体装置。

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