JP2011155823A

JP2011155823A - 定電流回路

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Publication number: JP2011155823A
Application number: JP2010097783A
Authority: JP
Inventors: Jim H Liang; 錦宏梁
Original assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Current assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Priority date: 2010-01-26
Filing date: 2010-04-21
Publication date: 2011-08-11
Also published as: US20110235371A1; US8213191B2; TW201126885A

Abstract

【課題】電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を提供する。
【解決手段】定電流回路は単スイッチ逆磁変換器であり、制御回路と、検出抵抗Ｒ_sと、変圧器Ｔ₅と、分圧補償回路と、一次電力開閉器Ｑ₅とを含む。該制御回路は検出抵抗Ｒ_sによって変圧器Ｔ₅の一次電流情報を取得し、かつ該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し一次電力開閉器Ｑ₅の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、該定電流回路の出力電流を一定状態に維持する。
【選択図】図９

Description

本発明は一種の定電流回路に関し、特に一種の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。

近年はエネルギー節約、カーボン排出の減少と環境保護意識の高まりから従来白熱灯または蛍光灯を使用してきた照明装置は、消費電力が小さく、かつ寿命がより長い発光ダイオード（ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ：以下ＬＥＤという）照明装置によって取り代わる潮流が見られる。現在、業者はＬＥＤの設計された発光輝度の維持を確保することによって、該ＬＥＤ照明装置がより高効率と高精度の照明を実現するため、該ＬＥＤ照明装置にＬＥＤ駆動回路を取付けて、該ＬＥＤ駆動回路によって安定な出力電流をＬＥＤに提供し該駆動回路の入力電圧が不安定なため、ＬＥＤの輝度が不安定または出力電流が高すぎて、ＬＥＤを焼損する問題を防止し、ＬＥＤに所定の輝度を出射させる。

当業者は図１に示すように、従来、ＬＥＤの駆動回路を設計するときに、もっとも簡単な方法であるツェナーダイオードＤＺ１、ＰＮＰトランジスタＱ１と２つの抵抗器Ｒ１、Ｒ２等の素子を使って簡易な定電流回路を作る。該定電流回路は下記の公式（１）によって、出力電流Ｉ_Oが形成される。

そのうち、Ｖ_Zenerは該ツェナーダイオードＤＺ１の降伏電圧であり、Ｖ_EB(PNP)は該ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−ベース電圧を表す。これにより、該定電流回路の入力電源Ｉｎｐｕｔを所定の出力電流Ｉ_Oに変換できる。よって、該ツェナーダイオードＤＺ１の降伏電圧Ｖ_Zenerが５．１ボルト、Ｒ１が１０オーム、かつ該ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−ベース電圧Ｖ_EB(PNP)が０．７ボルトのとき、数式（１）により、該定電流回路の出力電流Ｉ_Oは４４０ミリアンペア（ｍＡ）である。

この種の簡易型の定電流回路は構造が簡単、かつ低コストの長所を有する。しかし、該ツェナーダイオードＤＺ１の降伏電圧Ｖ_Zenerと該ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−ベース電圧Ｖ_EB(PNP)とも温度によって変化するため、該定電流回路の出力電流Ｉ_Oは強い温度依存性を有し、かつ該定電流回路は入力電圧と出力電圧との差が大きいとき、大きい電気エネルギーロスを発生し電気エネルギーの利用効率が低下する。

前述の簡易な定電流回路の温度依存性および効率が低い欠点を改善するため、業者より単スイッチ隔離式フライバックコンバータ（ＳｉｎｇｌｅＳｗｉｔｃｈＩｓｏｌａｔｅｄＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）の定電流回路が設計されている。図２に示す通り、該定電流回路は主に出力電流Ｉ_Oのパスに電流検出素子Ｒ_Sを直列接続し該電流検出素子Ｒ_Sの抵抗値によって該出力電流Ｉ_Oの情報を取得する。さらに、該出力電流Ｉ_Oの情報を電圧増幅回路Ｖ−ＡｍｐによってＡ倍に増幅した後、増幅の結果Ａ×Ｒ_s×Ｉ_oを誤差増幅器ＥＡ（ＥｒｒｏｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）に入力し該誤差増幅器ＥＡによって参照電圧Ｖ_refとの比較を行った上、制御信号を発生し、光カプラ（ＯｐｔｉｃａｌＣｏｕｐｌｅｒ：ＯＣ）を介して制御回路ＣＣに転送することによって、該制御回路ＣＣは該制御信号と以下数式（２）に基づき、電力開閉器Ｑ２の切替えを行い変圧器Ｔの一次コイルＮ_pの電圧を調節した上、二次コイルＮ_sに一定の出力電流Ｉ_Oを維持させる。

よって、該電流検出素子Ｒ_Sの抵抗値が０．１オームのとき、該電圧増幅回路Ｖ−Ａｍｐの増幅倍率は１００倍であり、かつ該参照電圧Ｖ_refが２．５ボルトのとき、数式（２）に基づき、該定電流回路の出力電流Ｉ_Oは２５０ミリアンペア（ｍＡ）である。

前述の簡易型の定電流回路の欠点は、この種の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路によって改善されている。しかし、欠点として電気回路が複雑、かつコスト高のほか制御回路ＣＣは信号転送素子として光アイソレータ（すなわち、光カプラ：ＯＣ）が必要である。そのため、全体の製造コストならびに回路配置も前記簡易型の定電流回路より大幅に高くなる。

前記光アイソレータを省くため、業者より新たに単スイッチ隔離式フライバックコンバータの定電流回路が設計されている。図３に示す通り、電気回路の構造は図２に示す定電流回路と極めて類似しているが、その制御回路ＣＣを稼働させるには、以下３つのモード（図２に示す定電流回路にはこのような制限はない）と合わせて制御する必要がある。

イ、電力開閉器Ｑ３を固定の切替え周波数に維持させる。

ロ、変圧器Ｔの電流は不連続モード（ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓＭｏｄｅ：ＤＣＭ）で稼働させる。

ハ、該制御回路ＣＣは電流モード（ＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅ）による制御の必要がある。
前述の３つのモードによって、該変圧器Ｔの一次コイルＮ_pの電流のｉ_pピーク値峰ｉ_p-peakを固定できた場合は、以下の数式（３）に基づき、所定パワーの出力電流を形成できる。

そのうち、Ｒ₄は抵抗値を表す。該制御回路ＣＣは該抵抗値Ｒ₄によって該一次コイルＮ_pの電流のｉ_p情報を取得する。その電圧の波形ｉ_p×Ｒ_Sで、Ｖ_refは直流参照電圧を表す。もし、一次コイルＮ_pの電流ｉ_pのピーク電圧値ｉ_p-peak×Ｒ_Sが該直流参照電圧Ｖ_refに等しい場合、数式（３）に基づき、一次コイルＮ_pの電流ｉ_pピーク値ｉ_p-peakを固定値に維持することができる（図４に示す）。よって、図３に示す電流回路を定電力出力から定電流出力に変更させ、かつ（二次コイルの電流情報を取得するため）図２に示す光アイソレータを省くため、図３に示す定電流回路は、該変圧器Ｔに備える一次コイルに属し、ただし、二次コイルＮ_sと同じ位相の検出コイルＮ_Vを利用し出力電圧Ｖ_Oの情報を取得する。これにより、該制御回路ＣＣは出力電圧Ｖ_Oの情報を演算に加えて、一次コイルＮ_pの電流ｉ_pのピーク電圧ｉ_p-peak×Ｒ_Sを算出し出力電流Ｉ_Oを一定状態において固定を維持させる。

図３に示す定電流回路の長所は、該制御回路ＣＣは二次側からの情報取得の必要はないということである。一連の情報取得、演算と変換制御すべては一次側で完結できる。その電気回路の構造は図２に示す定電流回路に比べ、大幅に簡素化されている。現在市販のＬＥＤ専用の制御ＩＣのほとんどは、この種の定電流回路を使用している。しかし、その欠点として、該制御回路ＣＣには入力電圧の情報取得が行われていない。よって、図３に示す定電流回路は入力電圧が狭いケースのみに適用できる。このほか、該制御回路ＣＣは固定周波数の不連続モード（ＤＣＭ）で稼働するため、必然的に該電力開閉器Ｑ３に一定程度の切替えロスが発生される。なお、該変圧器Ｔの電流は固定周波数の不連続モード（ＤＣＭ）で稼働するとき、下記の数式（４）に基づき、そのフライバックコンバータのエネルギーを算出する。

そのうち、Ｐ_Oは図３に示す定電流回路の出力電力、Ｔ_Sは該電力開閉器Ｑ３のスイッチ周期（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｅｒｉｏｄ）、Ｌ_mは変圧器Ｔの磁化インダクター（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）である。よって、数式（３）と数式（４）に基づき、図３に示す定電流回路の出力電力Ｐ_Oは下記数式（５）で表される。

このとき、もし該変圧器Ｔの磁化インダクターＬ_mと該抵抗値Ｒ₄が固定値である場合、図３に示す定電流回路は固定周波数モードのため、該電力開閉器Ｑ３の切替え周期Ｔ_Sも固定値となる。よって、該直流参照電圧Ｖ_refを固定できれば、図３に示す定電流回路の出力電力Ｐ_Oは入力または出力電圧に追随し変動しない。しかし、図３に示す定電流回路を固定周波数の不連続モード（ＤＣＭ）で稼働するとき、図５に示す通り、該電力開閉器Ｑ３のドレイン−ソース間電圧の波形から明らかのように、該電力開閉器Ｑ３が導通される瞬間に、ドレイン−ソース間電圧にはＶ_bulkの電圧エネルギーがなお存在している。該電圧エネルギーＶ_bulkは該電力開閉器Ｑ３が導通されたときに、すべては該電力開閉器Ｑ３に消費されるため、該電力開閉器Ｑ３の発熱を引き起し易い。よって、図３に示す定電流回路が固定周波数の不連続モード（ＤＣＭ）において、電力開閉器Ｑ３の導通される瞬間に極めて大きい電気ロスを発生し、電圧エネルギーは浪費される。

現在市販の電流回路のほとんどは、図３に示す定電流回路の基本構造より派生された応用回路である。図６に示す定電流回路はＦａｉｒｃｈｉｌｄＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社型番ＦＳＥＺ１０１６Ａの電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路、図７に示すものはＦａｉｒｃｈｉｌｄＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社型番ＦＡＮ１０３の電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路、図８に示すものはＰｏｗｅｒＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ社型番ＬＮＫ６０５ＤＧの電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路である。よって、前記定電流回路は固定周波数不連続モード（ＤＣＭ）で稼働するとき、その電力開閉器は導通される瞬間に、発熱しやすいという問題およびパワーロスが大きいという問題が存在している。

このため、公知の定電流回路に存在する前述種々の欠点を改善でき、かつ二次側定電流検出回路とフィードバック回路を使用しない前提において、簡素化の回路配置と少ない電子素子でもって、定電流回路が一次側ですべての必要情報を取得し演算と実行ができるほか、形成された出力電流は広範囲の入力電圧においても固定値が維持され、かつ電力半導体（一次側の電力開閉器と、二次側の整流素子を含む）の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上させることは、本発明の重要課題である。

前述した市販の定電流回路の問題と欠点について、本発明人は長年の実務経験と研究実験を重ねた結果、本発明の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を開発した。本発明を適用すれば、発生された出力電流は広範囲の入力電圧においても、固定値が維持され、かつ電力半導体の切替えロスを有効に軽減しエネルギー変換効率を向上できる。

本発明の一つの目的は、電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路を提供することにある。該定電流回路は単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、主に制御回路と、検出抵抗と、変圧器と、分圧補償回路と、一次電力開閉器とを含む。該制御回路は該検出抵抗によって該変圧器の一次側の電流情報を取得し該分圧補償回路によって、入力電圧より補償信号を取得し該一次電力開閉器の閾値電圧を制御する。該一次電流のピーク電圧は該補償信号の補償働きによって、所定の参照電圧に固定させ、出力電流を一定状態に維持し該定電流回路の出力電流を一定の出力電流を形成させる。これにより、本発明は二次電流検出回路とフィードバック回路を使用する必要がなく、廉価な電子素子と極めて簡単な回路配置によって、一次側よりすべての必需情報を取得でき、該一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、該定電流回路は広範囲の入力電圧においても、一定の出力電流を形成させる。

本発明のもう一つの目的は、該制御回路は該変圧器の一次側に巻き付け、かつ一次コイルと同じ位相の検出コイルによって、該一次側電力開閉器の電圧または一次電流を検出する。さらに、該一次側電力開閉器の電圧が零電圧または一次側の電流が零電流と判断されたときに、該一次側電力開閉器を切替えるとともに、該一次側電力開閉器を導通させる。これにより、該一次側電力開閉器が導通される瞬間に発生する切替えロスを大幅に軽減できる。

従来の簡易型の定電流回路を示す図。従来の単スイッチ隔離式フライバックコンバータを示す図。従来の固定周波数不連続モード（ＤＣＭ）の単スイッチ隔離式フライバックコンバータの図。図３に示す従来のフライバックコンバータの一次コイルＮ_pの電流ｉ_pのピーク電圧ｉ_p-peak×Ｒ_Sを参照電圧Ｖ_refに維持したときの波形を示す図。図３に示す従来のフライバックコンバータの電力開閉器Ｑ３のドレイン−ソース間電圧の波形を示す図。ＦａｉｒｃｈｉｌｄＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社の型番ＦＳＥＺ１０１６Ａの電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路の回路図。ＦａｉｒｃｈｉｌｄＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社の型番ＦＡＮ１０３の電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路の回路図。ＰｏｗｅｒＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ社の型番ＬＮＫ６０５ＤＧの電流制御ＩＣを使用し製作される定電流回路の回路図。本発明の一実施形態の定電流回路を示す図。本発明の一実施形態の一次側電力開閉器Ｑ₅のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形を示す図。本発明の一実施形態の入力電圧Ｖ_bulkが低電圧のとき、比較器の２つの入力端の電圧波形を示す図。本発明の一実施形態の入力電圧Ｖ_bulkが高電圧のとき、比較器の２つの入力端の電圧波形を示す図。本発明の他の実施形態を示す図。本発明の他の実施形態を示す図。本発明の他の実施形態を示す図。

本発明の目的、構造及びその効果のさらなる認識と理解を図るため、以下の通り実施形態と図式を合わせて、詳細を説明する。
（一実施形態）
本発明は電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路に関する。本発明の一実施形態による該定電流回路は発光ダイオードの駆動回路として、発光ダイオード（ＬＥＤ）の照明装置に適用することにより、該駆動回路の出力電流を一定の状態に維持できる。該定電流回路は電流モードで稼働する単スイッチ隔離式フライバックコンバータ（ＳｉｎｇｌｅＳｗｉｔｃｈＩｓｏｌａｔｅｄＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）である。図９に示す通り、主に変圧器Ｔ₅と、入力電圧フィルタコンデンサーＣ_inと、線形抵抗Ｒ_line、と補助抵抗Ｒ_aと、ＲＳラッチ（ｌａｔｃｈ）１０と、検出（Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）回路２０と、比較器（ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）３０と、一次電力開閉器Ｑ₅と、検出抵抗Ｒ_sと、二次側パワーダイオードＤ₅と出力電圧フィルタコンデンサーＣ_o等の素子を含む。そのうち、該入力電圧フィルタコンデンサーＣ_inの正負極は入力電圧Ｖ_bulkの正負極にジャンパー接続される。該変圧器Ｔ₅の電流は固定周波数不連続モード（ＤＣＭ）ではなく、可変周波数遷移モード（ＴｒａｎｓｉｔｉｏｎＭｏｄｅ）で稼働される。主に一次コイルＮ_Pと、二次コイルＮ_Sと、検出コイルＮ_Vとを含む。そのうち、該検出コイルＮ_Vは一次側に巻き付けられているが、該二次コイルＮ_Sと同じ位相のコイルである。該一次コイルＮ_Pの一端は該入力電圧フィルタコンデンサーＣ_inの正極に接続され、他端は該一次電力開閉器Ｑ₅のドレイン極に接続される。該二次コイルＮ_sの一端は該出力電圧フィルタコンデンサーＣ_oの負極に接続され、他端は該二次側パワーダイオードＤ₅の正極に接続される。該二次側パワーダイオードＤ₅の負極は該出力電圧フィルタコンデンサーＣ_oの正極に接続されることによって、該出力電圧フィルタコンデンサーＣ_oより固定の出力電流Ｉ_oを出力端（ｏｕｔｐｕｔ）にジャンパー接続されたＬＥＤに提供する。該一次電力開閉器Ｑ₅のソース極は、該検出抵抗Ｒ_sの一端に接続される。該検出コイルＮ_Vの一端は該検出抵抗Ｒ_sの他端と、該入力電圧フィルタコンデンサーＣ_inの負極とそれぞれ接続される。該検出コイルＮ_Vの他端は該検出回路２０の入力端に接続される。該検出回路２０の出力端は該ＲＳラッチ１０によって設定された入力端Ｓに接続される。該ＲＳラッチ１０の出力端は該一次電力開閉器Ｑ₅のゲート電極に接続される。

前述の通り、本実施形態の定電流回路は遷移モードで稼働されるため、変圧器Ｔ₅内部に残存されたエネルギーは二次側パワーダイオードＤ₅が導通状態のとき、該二次側パワーダイオードＤ₅の電流はたたちゼロに降下しオフ状態に変わり、ループ状の寄生コンデンサーとインダクターを共振し、該一次電力開閉器Ｑ₅のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは入力電圧Ｖ_bulkをベースに、正弦波（ｓｉｎｗａｖｅ）の振動電圧を発生する。図１０に示すＮＶ₀は電圧の発振振幅を表す。該振動電圧は、該検出コイルＮ_Vに反映されるため、本発明は該検出回路２０を利用し該検出コイルＮ_Vによってドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（または一次電流）を検出する。該検出回路２０によってドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが谷底に振動されたとき（理論上、最低点Ｖ_bulk ＮＶ₀は零電圧であり、もし零電圧より低い場合も、なお零電圧と見なす）、またはドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが零電圧、あるいは一次電流ｉ_pが零電流と判断されたときに、設定信号を出力させる。該ＲＳラッチ１０は該設定信号に基づき、該一次電力開閉器Ｑ₅の切替えを制御し、かつ該一次電力開閉器Ｑ₅を導通させる。これにより、該一次電力開閉器Ｑ₅が導通される瞬間の切替えロスを大幅に軽減できる。

前述の通り、本実施形態の定電流回路は、可変周波数単スイッチ隔離式フライバックコンバータであり、以下の数式（６）によって出力電流Ｉ_oが算出される。

そのうち、Ｖ_Oは出力端の出力電圧である。よって、該出力電流Ｉ_oを該入力電圧Ｖ_bulkに対して微分を掛けると、前述数式（６）は以下の数式（７）に置き換えられる。

本発明の定電流回路の効果を確認するため、本発明者は図９に示す定電流回路に基づき、該分圧補償回路が設計されていない状態において実測を行った。その詳細は９０〜２６０ボルトの交流電気を１２７〜３６８ボルトの直流電気に整流して、該定電流回路の入力電圧Ｖ_bulkとする。該出力電圧Ｖ_oは２４ボルト（直流）、一次コイルＮ_Pと二次コイルＮ_S（および検出コイルＮ_V）の巻き数比Ｎは２．５、検出抵抗Ｒ_sは１オーム、参照電圧Ｖ_refは０．５ボルト（直流）にそれぞれ設計する。そこで、該入力電圧Ｖ_bulkの補償信号を取得できない状態において、該定電流回路は、様々な入力電圧Ｖ_bulkの状態（１２７〜３６８ボルト）で、その出力電流Ｉ_oと入力電圧Ｖ_bulkが９０ボルトのとき出力電流Ｉ_oの比率差は下表に示す通りである。

すなわち、該定電流回路は分圧補償回路が設計されていない状態において、該定電流回路の出力電流Ｉ_oは入力電圧Ｖ_bulkによって激しく変動し、安定な出力電流Ｉ_oをＬＥＤに提供することができない。よって、ＬＥＤは一定の輝度を出射できない。さらに、出力電流Ｉ_oが高すぎるため、ＬＥＤに焼損の問題が発生する。

すなわち、該分圧補償回路を設計した場合、該電流回路の出力電流Ｉ_oはほとんど入力電圧Ｖ_bulkに追随変動せず、安定な出力電流Ｉ_oがＬＥＤに提供されるため、ＬＥＤは一定輝度の光線を出射できるほか、ＬＥＤの焼損問題を有効に防止できる。

ここで特に説明することは、本発明は前記実施形態において、該出力電圧フィルタコンデンサーＣ_oに高容量の電解コンデンサーが使用されている。本発明の定電流回路全体の使用寿命を低下させることを避けるため、本発明の他の実施形態において、電解コンデンサー以外の素子を使用し、本発明の定電流回路の出力端にインダクターＬを直列接続すれば、図１５に示すように、電解コンデンサーに取り代わって、該定電流回路全体の使用寿命を有効に向上できる。

以上に開示した本発明の一実施形態である。ただし、本発明の特徴はこれに限らない。当該技術を熟知する者は、本発明の領域において、容易に思料と変化又は修飾できるものは、なお本発明の技術的範囲に含まれる。

Ｔ₅ ・・・変圧器
Ｎ_P ・・・一次コイル
Ｎ_S ・・・二次コイル
Ｎ_V ・・・検出コイル
Ｃ_in ・・・入力電圧フィルタコンデンサー
Ｒ_line ・・・線形抵抗
Ｒ_a ・・・補助抵抗
１０・・・ＲＳラッチ
２０・・・検出回路
３０・・・比較器
４０、５０・・・制御回路
Ｑ₅ ・・・一次電力開閉器
Ｒ_s ・・・検出抵抗
Ｄ₅ ・・・二次側パワーダイオード
Ｃ_o ・・・出力電圧フィルタコンデンサー
Ｌ・・・インダクター
Ｖ_bulk ・・・入力電圧
ＮＶ₀ ・・・電圧の発振振幅
Ｖ_ref ・・・参照電圧
Ｉ_p ・・・一次電流
Ｖ₀ ・・・出力電圧
Ｖｄｓ・・・ドレイン−ソース間電圧
Ｉ_o ・・・出力電流

Claims

単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
前記検出抵抗によって前記一次電流の情報を取得し、かつ前記分圧補償回路によって前記補償信号を取得した上、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御し、前記一次電流のピーク電圧を前記補償信号の補償働きによって、参照電圧に固定させ、二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項１記載の定電流回路。
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項２記載の定電流回路。
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続されることを特徴とする請求項３記載の定電流回路。
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項４記載の定電流回路。
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項４または５記載の定電流回路。
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端の回路に直列接続されることを特徴とする請求項６記載の定電流回路。
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項７記載の定電流回路。
単スイッチ隔離式フライバックコンバータである電流回路の電圧補償と零電位切替え特性を備える定電流回路であって、
一次側は入力電圧を受入れ、二次側は出力電圧を提供する変圧器と、
前記一次側に接続される一次電力開閉器と、
前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電流の情報を検出する検出抵抗と、
一端が前記入力電圧を受入れ、他端が前記検出抵抗および前記一次電力開閉器との間の回路に接続され、補償信号を形成する分圧補償回路と、
一端が前記分圧補償回路と接続され、他端が参照電圧に接続される比較器と、
一端が前記比較器の出力端に接続され、前記比較器によって取得された前記一次電流の情報と前記補償信号に基づき、前記一次電力開閉器の閾値電圧を制御することによって、前記一次電流のピーク電圧は、前記補償信号の補償働きによって、前記参照電圧に固定させ、前記二次側に固定の出力電流を発生させる制御回路とを含むことを特徴とする定電流回路。
前記一次側は一次コイルと、検出コイルとを含み、
前記二次側は二次コイルを含み、
前記一次コイルの一端は前記入力電圧に、他端は前記一次電力開閉器にそれぞれ接続され、
前記検出コイルは前記二次コイルと同じ位相であり、
前記検出コイルの一端が前記入力電圧に接続され他端が制御回路の入力端に接続されることによって、前記制御回路は前記検出コイルによって前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出し、かつ前記一次電力開閉器の電圧が零電圧または前記一次側の電流が零電圧と判断したときに、前記一次電力開閉器を導通させることを特徴とする請求項９記載の定電流回路。
前記検出抵抗の一端は前記一次電力開閉器に、前記検出抵抗の他端は前記検出コイルの一端にそれぞれ接続され、
前記分圧補償回路は前記制御回路のもう一つの入力端に接続され、前記制御回路の出力端は前記一次電力開閉器に接続され、前記一次電力開閉器を制御することを特徴とする請求項１０記載の定電流回路。
前記分圧補償回路は線形抵抗と補助抵抗とを含み、
前記線形抵抗の一端は前記入力電圧と前記一次コイルとの間の回路に接続され、前記入力電圧を受入れ、
前記補助抵抗の一端は前記一次電力開閉器と前記検出抵抗との間の回路に接続され、他端は前記線形抵抗の他端に接続され、かつ前記補助抵抗と前記線形抵抗との間の回路は前記比較器の入力端に接続されることを特徴とする請求項１１記載の定電流回路。
前記制御回路において、
入力端が前記検出コイルの他端に接続され、前記一次電力開閉器の電圧または前記一次電流を検出する検出回路と、
設定された入力端が前記検出回路の出力端に接続され、リセット入力端が前記比較器の出力端に接続され、出力端は前記一次電力開閉器に接続されることによって、前記一次電力開閉器を制御するＲＳラッチと、を含むことを特徴とする請求項１２記載の定電流回路。
さらに入力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記入力電圧フィルタコンデンサーは前記入力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項１３記載の定電流回路。
さらに出力電圧フィルタコンデンサーを含み、
前記出力電圧フィルタコンデンサーは前記出力電圧にジャンパー接続されることを特徴とする請求項１３または１４記載の定電流回路。
さらに二次側パワーダイオードを含み、
前記二次側パワーダイオードは、前記二次コイルの一端と前記出力電圧フィルタコンデンサーの一端との間の回路に直列接続されることを特徴とする請求項１５記載の定電流回路。
さらにインダクターを含み、
前記インダクターは前記出力電流の回路に接続されることを特徴とする請求項１６記載の定電流回路。