JP2011141179A - 電圧処理回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回転体の回転角の変化に正確に対応するタイミングで反転するタイミング信号を出力する回路を提供する。
【解決手段】センサ１０からの信号電圧を入力して増幅する増幅回路１１０と、増幅後電圧のピーク値Ｖpを保持するピークホールド回路１２０と、増幅後電圧のボトム値Ｖbを保持するボトムホールド回路１３０と、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差ΔＶが小さいほど大きな値をとる分圧比Ａと、Ｖref＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式に従って計算される閾値電圧Ｖrefを出力する閾値電圧出力回路１４０と、増幅後電圧が閾値電圧Ｖrefを超えて変化するときに反転するタイミング信号を出力する回路１５０を備えている。ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差ΔＶによって信号波形が変化することが補償でき、回転角の変化に正確に対応するタイミングで反転するタイミング信号を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転体の回転角が所定角だけ変化したタイミング、すなわち、回転体が所定角だけ回転したタイミングを示す信号を出力する回路に関する。

前記のタイミング信号を得るために、例えば図１５に例示する装置が知られている。回転体１０には、前記所定角θの範囲に形成されている凸部１０ａと、前記所定角θの範囲に形成されている凹部１０ｂが、周方向に繰り返して形成されている。回転体１０の周面に向かい合う位置に、センサ３０が配置されている。センサ３０は、センサ３０から回転体１０の周面までの距離（以下ではギャップという）δが変化するのに追従して増減する電圧を出力する。例えば、センサ３０に磁気センサを用いれば、センサ３０に向かい合う位置に凸部１０ａが位置しているためにギャップδが短い間は、センサ３０が高い電圧を出力する。センサ３０に向かい合う位置に凹部１０ｂが位置しているためにギャップδが長い間は、センサ３０が低い電圧を出力する。

図１７のＶ2は、センサ３０の出力電圧Ｖ1を増幅した電圧を示している。横軸は、固定されているセンサ３０に向かい合う位置を回転体１０の周面が移動していくことに対応している。前記したように、凸部１０ａと凹部１０ｂの各々は、所定角θの範囲に形成されている。回転体１０が２θの角度だけ回転すると、凸部１０ａと凹部１０ｂとセンサ３０の相対的位置関係は元の関係に戻る。図１７では、回転体１０の回転角を位相角でも示しており、回転体１０が回転角θだけ回転することが１８０°の位相角に対応する。

センサ３０の出力電圧Ｖ1を増幅した電圧Ｖ2は、センサ３０と凸部１０ａの中央位置が向かい合う回転角においてピーク値Ｖpをとり、センサ３０と凹部１０ｂの中央位置が向かい合う回転角においてボトム値Ｖｂをとる。増幅後電圧Ｖ2は、回転体１０の回転に追従して、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの間で増減する。

実際上の多くの場合において、回転体１０が所定角θだけ回転したタイミングに同期して変化するタイミング信号が必要とされる。そのタイミング信号をカウントすれば、回転体１０の回転角を計算するといったことが可能となる。

下記の文献等に、センサ３０の出力電圧Ｖ1からタイミング信号を得る技術が知られている。これらの技術では、増幅後電圧Ｖ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbをホールドし、それから中間値Ｖrefを得、増幅後電圧Ｖ2が中間値Ｖrefを越えて変化するタイミングで反転するタイミング信号を得る。これによると、センサ３０に向かい合う位置を凹部１０ｂと凸部１０ａの境界１０e1が通過するタイミングでＶe1に示すように反転し、センサ３０に向かい合う位置を凸部１０ａと凹部１０ｂの境界１０e2が通過するタイミングでＶe2に示すように反転するタイミング信号Ｖoutを得ることができるはずである。

図１６は、センサ３０の出力電圧Ｖ1を入力し、タイミング信号Ｖoutを出力する従来の処理回路９００を示している。処理回路９００は、センサ３０の出力電圧Ｖ1を入力し、入力した電圧Ｖ1を増幅器１１０で増幅する。増幅後電圧Ｖ2は、ピーク電圧Ｖpを保持するピークホールド回路１２０と、ボトム電圧Ｖbを保持するボトムホールド回路１３０に入力される。ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbは、閾値電圧出力回路１９０に入力される。閾値電圧出力回路１９０は、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbを1対1の比率で分圧した電圧Ｖrefを出力する。すなわち閾値電圧出力回路１９０は、Ｖref＝Ｖb＋0.5×（Ｖp−Ｖb）＝0.5×（Ｖp＋Ｖb）の式に従って計算される値に等しい電圧であって、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間値に等しい値を持つ中間電圧Ｖrefを出力する。中間電圧Ｖrefと増幅後電圧Ｖ2が、二値化回路１５０に入力される。二値化回路１５０は、増幅後電圧Ｖ2が中間電圧Ｖrefを超えて変化するタイミングで反転する電圧を出力する。結果的に、その出力電圧Ｖoutは、図１７に示すタイミング信号Ｖoutとなる。すなわち、処理回路９００は、回転体１０の回転角の変化に追従して増減する電圧Ｖ1を入力し、回転角が所定角だけ変化したタイミングを示すタイミング信号Ｖoutを出力する。図１６の処理回路９００は、センサ３０に向かい合う位置を凹部１０ｂと凸部１０ａの境界１０e1，１０e2が通過するタイミングで反転するタイミング信号Ｖoutを出力する。なおセンサ３０の出力電圧Ｖ1が処理に適した振幅で変化をする場合、あるいはセンサ３０が増幅回路を内蔵している場合には、処理回路９００に増幅器１１０を用意する必要がない。

特開２００８−３２７０６号公報 米国特許出願公開第２００６／０００９９４１号公報

従来の技術では、回転に追従して増減する電圧Ｖ2を、その電圧Ｖ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefと比較することによって、タイミング信号Ｖoutを出力する。センサ３０の出力電圧Ｖ1が正弦波である限り、その方式によって回転体１０が所定角θだけ回転した時に反転するタイミング信号を得ることができるはずである。

しかしながら、本願発明者らによって、センサの出力電圧Ｖ1は必ずしも正弦波でなく、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefを閾値として二値化すると、回転体が所定角だけ回転したタイミングと、タイミング信号の反転タイミングがずれることがあることが見出された。

図１７は、センサ３０と凸部１０ａ間のギャップδが最小値ＡＧminのときを示し、図１８は、ギャップδが最大値ＡＧmaxのときを示している。ギャップδの値によって、センサの出力電圧Ｖ1(あるいは増幅後電圧Ｖ2)がほぼ正弦波であったり、正弦波からずれたりする。図１７は、たまたま正弦波となった場合を示しており、ギャップδが異なれば、図１８に例示するように、正弦波でなくなってしまう。

センサの出力電圧Ｖ1(あるいは増幅後電圧Ｖ2)が正弦波でない場合、従来の技術によって、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefと比較することによってタイミング信号Ｖoutを出力すると、回転体が所定角だけ回転したタイミングと、タイミング信号の反転タイミングがずれてしまう。図１８の場合、センサ３０に向かい合う位置を境界１０e1が通過する前にタイミング信号が反転し、センサ３０に向かい合う位置を境界１０e2が通過した後にタイミング信号が反転する。タイミング信号Voutの反転タイミングは、回転体１０の実際の回転角の変化から、誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２だけずれてしまう。

センサ３０と凸部１０ａ間のギャップδがずれる現象は、センサ３０の取り付け位置がずれたり、あるいは、回転体１０の回転中心が外周面の中心からずれている場合に生じる。前者の場合には、量産時のセンサ３０の取り付け位置のバラツキによって、図１７のタイミング信号が得られる装置と図１８のタイミング信号が得られる装置にばらついてしまう。後者の場合は、回転体３０が偏心回転することになり、その回転角によって図１７のタイミング信号が得られる状態と図１８のタイミング信号が得られる状態が繰り返されることになる

本発明は、回転体の回転角の変化に追従して増減する電圧を入力し、回転角が所定角だけ変化したタイミングを示すタイミング信号を出力する回路に関する。この処理回路は、回転体の回転角の変化に追従して増減する電圧のピーク値Ｖpを検出するピーク値検出回路と、その電圧のボトム値Ｖbを検出するボトム値検出回路と、検出されたピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差に依存して変化する分圧比Ａと、Ｖref＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式に従って計算される値に等しい閾値電圧Ｖrefを出力する閾値電圧出力回路と、前記電圧と閾値電圧Ｖrefを入力して前記電圧が閾値電圧Ｖrefを超えて変化するタイミングで反転するタイミング信号を出力するタイミング信号出力回路とを備えている。

本処理回路では、二値化に用いる閾値がピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefに固定されていない。分圧比Ａがピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差に依存して変化する変数とされている。
例えば図１７に示すように、回転に追従して増減する電圧のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差が大きい場合には、分圧比を０．５程度の値とする。すなわち、閾値電圧Ｖrefを、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧近傍にとる。逆に、図１８に示すように、増幅後電圧のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差が小さい場合には、分圧比をあげる。すなわち、閾値電圧Ｖref’を、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefよりも上げる。図１８の場合、閾値電圧をピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間電圧Ｖrefよりも上げ、Ｖref’にまで上昇させれば、前記した誤差Ｐｅ１，Ｐｅ２の発生を防止することができることを示している。

回転に追従して増減する電圧Ｖ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差が所定の値である場合にはその電圧Ｖ2が正弦波であるのに対し、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差が小さくなると、中間値よりも大きな電圧となっている期間が長くなって中間値よりも小さな電圧となっている期間が短くなる波形に歪んでしまう。あるいは逆に、中間値よりも大きな電圧となっている期間が短くなって中間値よりも小さな電圧となっている期間が長くなる波形に歪むこともある。例えば電圧処理回路では、処理する電圧を反転してから処理することがある。図１９は、センサから得られる電圧がＶ2’であり、電圧処理回路ではその電圧Ｖ2’を反転した電圧Ｖ2を処理する場合を例示している。この場合、電圧Ｖ2は中間値よりも大きな電圧となっている期間が短くなって中間値よりも小さな電圧となっている期間が長くなる波形に歪むために、正しいタイミングを得るためには、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの中間値Ｖrefよりも小さな閾値電圧Ｖref’を用いる必要がある。センサの特性あるいは処理回路の処理方式によって、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差が小さい場合には分圧比を上げなければならないこともあるし、下げなければならないこともある。重要なことは、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差に対応して分圧比Ａを変化させないとタイミングがずれてしまうことである。実際に測定してみることによって、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差と、正確なタイミングをもたらす適切な分圧比Ａの間に必要とされる関係を特定することができる。
回転に追従して増減する電圧Ｖ1またはＶ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差に依存して分圧比Ａを変化させると、波形の変化と閾値電圧を連動させることができ、前記したギャップδが変化しても、たとえば位相角が９０度変化したタイミングで反転するタイミング信号を得ることができる。

回転に追従して増減する電圧と閾値電圧を比較し、前記電圧が閾値電圧を超えて変化したタイミングで反転するタイミング信号を出力する回路は２値化回路に限られない。前記タイミングで立ち上がって直後に立ち下がる短パルスを出力する回路でもよい。
また、ピーク値検出回路とボトム値検出回路と閾値電圧出力回路とタイミング信号出力回路は、アナログ回路であってもよいし、ディジタル回路であってもよい。

アナログ回路で、ピーク値検出回路とボトム値検出回路と閾値電圧出力回路を構成する場合、ピーク値ホールド回路の出力点とボトム値ホールド回路の出力点との間に２個の分圧抵抗を直列に接続するとともに、それらの分圧抵抗間の中間節点に電流源を接続することによって、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差に依存して変化する分圧比で分圧した閾値電圧を得ることができる。
その電流源は、中間節点に電流を流し込むものであってよいし、中間節点から電流を引き出すものであってもよい。２個の分圧抵抗の比率と電流の大きさを調整することによって、ピーク値とボトム値の差と分圧比の間に必要とされる関係を実現することができる。

本発明の電圧処理回路によれば、回転体とセンサの相対的位置関係の変化に抗して、回転体が所定角だけ回転したタイミングに正確に同期したタイミングで反転するタイミング信号を得ることができる。タイミング信号の反転タイミングが、回転体の実際の回転角の変化からずれる程度を顕著に低減することができる。

本発明の第１実施例に係る処理回路１００の概略構成を示す説明図。 ギャップδが最大値ＡＧmaxのときの処理回路１００による処理内容を示す説明図。 ギャップδが最小値ＡＧminのときの処理回路１００による処理内容を示す説明図。 ギャップ、入力電圧の振幅、分圧比、およびタイミング信号のずれの関係を示す説明図。 第１実施例の閾値電圧出力回路１４０の構成を示す説明図。 閾値電圧出力回路１４０の回路パラメータを設定するための回路方程式を示す説明図。 閾値電圧出力回路１４０の定電流回路１４１の構成を示す説明図。 第２実施例の閾値電圧出力回路１４０ａの構成を示す説明図。 閾値電圧出力回路１４０ａの定電流回路１４１ａの構成を示す説明図。 分圧比と入力電圧の振幅との間に必要とされる関係を例示する図。 第３実施例の閾値電圧出力回路の構成を示す説明図。 第３実施例の閾値電圧出力回路で図１０の関係を実現する回路パラメータを決定するための回路方程式を示す説明図。 第４実施例の閾値電圧出力回路１４０ｂの構成を示す説明図。 第４実施例の入力電圧の振幅と分圧比の関係を示す説明図。 従来のタイミング信号出力装置の構成を示す説明図。 従来の処理回路９００の構成を示す説明図。 ギャップが最小値のときの処理回路９００による処理内容を示す説明図。 ギャップが最大値のときの処理回路９００による処理内容を示す説明図。 センサ出力を反転して処理する場合を説明する図。

本発明は、たとえば以下の特徴を単独あるいは組み合わせて備えることによってさらに好ましい形態として実現することもできる。
（第１特徴） 閾値電圧出力回路の電流源は、中間節点に一定量の電流を流し込む。
（第２特徴） 閾値電圧出力回路の電流源は、中間節点から一定量の電流を引き出す。
（第３特徴） 閾値電圧出力回路の電流源は、中間節点に、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差の二乗に比例する電流を流し込む。
（第４特徴） 閾値電圧出力回路の電流源は、中間節点から、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差の二乗に比例する電流を引き出す。
（第５特徴） 閾値電圧出力回路は、直列に接続されている３以上分圧抵抗と、分圧抵抗間の２以上の中間節点の各々と閾値電圧出力端子の間に接続されている2以上のスイッチと、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差によって導通させるスイッチを切り換える回路を備えている。

以下では、上述の特徴を踏まえて本発明の作用や効果を明確に説明するために、本発明の実施の形態を、次のような順序に従って説明する。
Ａ．本発明の第１実施例に係る処理回路の構成と動作：
Ｂ．本発明の第２実施例に係る処理回路の構成と動作：
Ｃ．本発明の第３実施例に係る処理回路の構成と動作：
Ｄ．本発明の第４実施例に係る処理回路の構成と動作：
Ｅ．変形例：

Ａ．本発明の第１実施例に係る処理回路の構成と動作：
図１は、本発明の第１実施例に係る処理回路１００の概略構成を示す説明図である。
第１実施例の処理回路１００では、図１６に示した従来の閾値電圧出力回路１９０が閾値電圧出力回路１４０に変更されている。また、センサ３０が、２種類の電圧信号ＩＮＰとＩＮＭを出力する。実際には、両者の電圧差ＩＮＰ−ＩＮＭがセンサ３０の出力電圧Ｖ1に相当する。センサ３０の出力電圧Ｖ1＝ＩＮＰ−ＩＮＭは、図１７、図１８に例示したように変動する。センサ３０が出力する２種類の電圧信号ＩＮＰとＩＮＭはオペアンプ１１０に入力され、その電圧差が増幅される。オペアンプ１１０の出力電圧Ｖ2は、Ｇ×Ｖ1に等しい。ここで、Ｇは増幅率である。増幅された電圧Ｖ2は、図１７、図１８に例示したように、回転角の変化に追従して変動する。前記したように、増幅された電圧Ｖ2の振幅と波形は、ギャップδによって変化する。

増幅された電圧Ｖ2は、ピーク電圧を保持して保持したピーク電圧Ｖpを出力するピークホールド回路１２０と、ボトム電圧を保持して保持したボトム電圧Ｖｂを出力するボトムホールド回路１３０と、二値化処理回路１５０に入力される。ピークホールド回路１２０が出力するピーク電圧Ｖpと、ボトムホールド回路１３０が出力するボトム電圧Ｖbは、閾値電圧出力回路１４０に入力される。閾値電圧出力回路１４０は、定電流回路１４１を備えており、後記するように、結果的には、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差（増幅電圧Ｖ2の振幅）が小さいほど大きな値をとる分圧比Ａと、Ｖref＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式に従って計算される値に等しい閾値電圧Ｖrefを出力する。閾値電圧出力回路１４０が出力する閾値電圧Ｖrefは二値化処理回路１５０に入力される。二値化処理回路１５０は、オペアンプ１１０が出力する増幅電圧Ｖ2と、閾値電圧出力回路１４０が出力する閾値Ｖrefを比較し、前者Ｖ2が後者Ｖrefを超えて変化するタイミングで反転するタイミング信号Ｖoutを出力する。
閾値電圧出力回路１４０は、定電流回路１４１を備えている点で従来の閾値電圧出力回路１９０と相違し、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差によって分圧比Ａを変化させることになる。

図２は、ギャップδが最大値ＡＧｍａｘのときの処理回路１００による二値化処理の内容を示す説明図である。処理回路１００によると、従来の二値化処理（図１８）の場合とは相違し、位相誤差（タイミングのずれ）Ｐｅ１、Ｐｅ２を発生させないことが分かる。処理回路１００が、位相誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２が発生させないのは、ピーク電圧Ｖｐとボトム電圧Ｖｂの中間電圧を閾値とせず、それよりも高い側に修正されている閾値電圧Ｖref’を用いるからである。ギャップδが広い場合、すなわちピーク電圧Ｖｐとボトム電圧Ｖｂの差が小さい場合には、図示されている分圧比Ａを０．５以上とすることによって（分圧比Ａを０．５とすると中間値となる）、高い側に修正されている閾値電圧Ｖｒｅｆ’を閾値とする。これによって、位相誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２の発生を抑制することができる。後記するように、閾値電圧出力回路１４０に定電流回路１４１を組み込むことで、位相誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２の発生を抑制することができる閾値電圧Ｖref’が得られる。

図３は、ギャップδが最小値ＡＧｍｉｎのときの処理回路１００による二値化処理の内容を示す説明図である。ギャップδが最小値ＡＧｍｉｎのときの二値化処理と、ギャップδが最大値ＡＧｍａｘのときの二値化処理では、閾値電圧Ｖrefを実現する分圧比Ａが相違する。ギャップδが狭い場合、すなわちピーク電圧Ｖpとボトム電圧Ｖbの差が大きい場合には、図示されている分圧比Ａを０．５に近づけることによって、ピーク電圧Ｖpとボトム電圧Ｖbの中間値に近い電圧を閾値電圧Ｖref’とする。これによって、ギャップδが狭い場合でも、位相誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２の発生を抑制することができる。
処理回路１００によると、ギャップδが狭くて増幅後電圧Ｖ2の振幅が大きい場合には、分圧比Ａを小さくした閾値電圧を利用し、ギャップδが広くて増幅後電圧Ｖ2の振幅が小さい場合には、分圧比Ａを大きくした閾値電圧を利用するために、ギャップδが狭くても広くても、位相誤差Ｐｅ１、Ｐｅ２の発生を抑制することができる。

図４（ａ）は、ギャップδと、オペアンプ１１０で増幅された電圧Ｖ2の振幅ΔＶ（＝Ｖp−Ｖb）の関係を例示している。実際に測定すると、ギャップδが広いほど増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが減少することが分る。
図４（ｂ）は、図２に示す位相角90°の位置において検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)に対して、Ｖ2(90°)＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式から分圧比Ａの値を計算した結果を示している。ここで、Ｖpは増幅後電圧Ｖ2のピーク値であり、Ｖbは増幅後電圧Ｖ2のボトム値である。測定結果から、ギャップδが広いほど、位相角90°の位置において検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)をもたらす分圧比Ａが上昇することが分る。すなわち、ギャップδが広いほど大きくなる分圧比Ａによるときの電圧を閾値とすれば、位相角90°となったタイミングで反転する信号を得ることができることがわかる。
図４（ｃ）は、図４（ｂ）で算出された分圧比Ａを増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶとの関係で示したものである。増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが減少すると増大する分圧比Ａによるときの電圧を閾値とすれば、位相角90°となったタイミングで反転する信号を得ることができることがわかる。正確には、分圧比Ａの計算項に、振幅ΔＶに反比例する計算項が存在していると、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbと分圧比Ａから計算した閾値と、位相角90°の位置において検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)がほぼ一致することが分る。図４（ｃ）の関係を満たす分圧比Ａで分圧した電圧を閾値に用いれば、位相角90°となったタイミングで反転する信号を得ることができ、図１８に示した誤差Ｐｅを小さく押さえられることがわかる。
図４（ｄ）の破線は、従来の技術（分圧比Ａを０．５に固定した場合）によるときに生じる図１８に示した誤差Ｐｅとギャップδの関係を示す。ギャップδの大きさによって、誤差Ｐｅが大きな値になりえることが分る。それに対して実線は、処理装置１００によるときの誤差Ｐｅとギャップδの関係を示す。ギャップδの大きさと無関係に、小さな誤差Ｐｅに抑えられることが分る。

図５は、閾値電圧出力回路１４０の構成を示す説明図である。閾値電圧出力回路１４０は、増幅後電圧Ｖ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbを分圧する抵抗Ｒ1とＲ2を備えている。ただし、その分圧点１４０ｐに一定電流Ｉ1を供給する定電流回路１４１が接続されているために、分圧点１４０ｐの電圧は、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbを抵抗Ｒ1とＲ2の比で分圧したものから相違する。

図６は、図５の回路のパラメータを示す。定電流回路１４１から供給する一定電流Ｉ1と抵抗Ｒ1の値は、式Ｆ４に従って決定する。Ｉ1とＲ1の値は、式Ｆ４に従って一意に決定されるものでなく、どちらかを決めると他方が決まる。装置作成時に、Ｉ1を先に決めてから式Ｆ４によってＲ1を決定してもよいし、Ｒ1を先に決めてから式Ｆ４によってＩ1を決定してもよい。式において、ΔＶmaxは、ギャップδが最小であって増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが最大となるときの振幅を示す。ΔＶminは、ギャップδが最大であって増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが最小となるときの振幅を示す。Ａmaxは、図４（ｃ）に示されている分圧比を示す。すなわち、振幅ΔＶが最小の際に位相角90°の位置において検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)を実現する分圧比であり、予め計測しておいた値を用いる。Ａminも、図４（ｃ）に示されている分圧比を示す。すなわち、振幅ΔＶが最大の際に位相角90°の位置において検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)を実現する分圧比であり、予め計測しておいた値を用いる。抵抗Ｒ2の値は式Ｆ５に従って決定する。
上記の抵抗Ｒ1、Ｒ2を用い、分圧点１４０ｐに電流Ｉ1を供給すると、分圧点１４０ｐに生じる電圧は、式Ｆ１またはＦ２に示す値となる。式Ｆ２における分圧比Ａの値は、式Ｆ３のものである。
式Ｆ２，Ｆ３から分かるように、分圧比ＡはＲ２／（Ｒ1＋Ｒ２）＋Ｒ2×Ｉ1／（Ｖp−Ｖb）の式で示される値となる。この式の第２項は、増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶに反比例する項であり、分圧比Ａは増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが減少するほど増加する結果が得られる。
式Ｆ１，Ｆ２に示される分圧点１４０ｐの電圧に対応する分圧比Ａは、図４（ｃ）に示すものに一致する。閾値電圧出力回路１４０を用いると、増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶの大小にかかわらず、閾値電圧出力回路１４０の出力電圧が位相角が90°の位置で検出される増幅後電圧Ｖ2(90°)に等しくなるという関係が得られる。
閾値電圧出力回路１４０を用いて閾値電圧を出力すると、回転体が90°の位相角となったときに反転するタイミング信号を作り出せることが分る。

図７は、定電流回路１４１の構成を示す説明図である。定電流回路１４１は、オペアンプＣ１と、２個のトランジスタＴ１、Ｔ２と、抵抗Ｒ３を備えている。定電流回路１４１は、外部から基準電圧ＶＢＧＲが与えられると、接続点１４１ｐの電圧が基準電圧ＶＢＧＲに等しくなるために、ＶＢＧＲ／Ｒ３で決定される大きさの電流Ｉ1がトランジスタＴ1に流れる。トランジスタＴ1のゲート電圧Ｃｉと同じ電圧がトランジスタＴ２のゲートに印加されており、トランジスタＴ1，Ｔ２のソース電圧がともにＶｃｃに固定されているので、トランジスタＴ２にもトランジスタＴ1と同じ大きさの電流が流れる。定電流回路１４１は、分圧点１４０ｐに一定の大きさの電流Ｉ1（ＶＢＧＲ／Ｒ３）を流し込む。

Ｂ．本発明の第２実施例に係る処理回路の構成と動作：
図８は、第２実施例の閾値電圧出力回路１４０ａの構成を示す説明図である。第２実施例の閾値電圧出力回路１４０ａは、第２実施例の定電流回路１４１ａの電流の方向が第１実施例の定電流回路１４１と逆方向である点で、第１実施例の閾値電圧出力回路１４０と相違する。このように、定電流回路１４１、１４１ａは、一定の電流Ｉ_１を供給するように構成しても良いし、あるいは一定の電流Ｉ１の供給を受ける（引き出す）ようにしても良い。

図９は、第２実施例の閾値電圧出力回路１４０ａが有する定電流回路１４１ａの構成を示す説明図である。第２実施例の定電流回路１４１ａは、２個のトランジスタＴ３、Ｔ４が追加されている点で、第１実施例の定電流回路１４１と相違する。トランジスタＴ３は、トランジスタＴ３が一定の大きさの電流Ｉ１を流すゲート信号Ｃｉｒを生成する。生成されたゲート信号Ｃｉｒは、トランジスタＴ４にも印加される。トランジスタＴ４は、接続点１４０ａｐから一定の大きさの電流Ｉ１を引き出す。

Ｃ．本発明の第３実施例に係る処理回路の構成と動作：
図４（Ｃ）に例示するように、回転に追従して増減する入力電圧の振幅に依存して適切な分圧比が変化する場合、図１０に示すように、生じえる最大振幅ΔＶmaxと最小振幅ΔＶminの間では、振幅ΔＶに対して適切な分圧比Ａが直線的に変化することがある。また、振幅ΔＶが大きいほど分圧比Ａを低下させたい場合もある。

図１１は、上記の要請を満たす閾値電圧出力回路の一例を示している。第３実施例では、電流源２００が、２つの分圧抵抗Ｒ1,Ｒ2の中間節点２０２から、ピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差の二乗に比例する電流を引き出す。この場合、閾値電圧出力端子に生じる電圧Ｖrefは、図１２の式（１）に示す値となり、その際の分圧比は（２）式に示すものとなる。そこで、図１０の関係が必要とされる場合、図１０のＡ０の値と傾斜ｋの値を特定し、それを図１２の式（３）（４）に代入し、その式（３）（４）を満たすｂとＲ1とＲ2を特定する。このとき、２つの関係式から３変数を決定する問題となり、一つの自由度が許される。例えばｂの値を先に決め、その後に、式（３）と（４）からＲ1とＲ2を決定することができる。その結果、図１０に示されている振幅と分圧比の関係を満たす閾値電圧Ｖrefを出力することができる。

傾斜ｋが図１０と逆方向であれば、ｂの値がマイナスとなる。すなわち、２つの分圧抵抗Ｒ1,Ｒ2の中間節点２０２にピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの差の二乗に比例する電流を流し込めば、振幅ΔＶが大きいほど分圧比Ａを増大させる関係を実現することもできる。

Ｄ．本発明の第４実施例に係る処理回路の構成と動作：
図１３は、第４実施例の閾値電圧出力回路１４０ｂの構成を示す説明図である。閾値電圧出力回路１４０ｂは、制御回路１４２と、５個のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５と、６個の抵抗Ｒ１ｂ、Ｒ２ｂ、Ｒ３ｂ、Ｒ４ｂ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ｂとを備えている。抵抗Ｒ１ｂは、抵抗Ｒ１ｂ〜Ｒ６ｂの合計抵抗値の１０／３２の大きさの抵抗値を持ち、２個の抵抗Ｒ２ｂ、Ｒ３ｂは、１／３２の大きさの抵抗値を持ち、２個の抵抗Ｒ４ｂ、Ｒ５ｂは、２／３２の大きさの抵抗値を持ち、抵抗Ｒ６ｂは、１６／３２の大きさの抵抗値を持っている。

図１４は、増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶと、閾値電圧出力回路１４０ｂから出力される閾値電圧Ｖref’の分圧比の関係を示している。ここでいう分圧比とは、Ｖref’＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式におけるＡの値を言う。
制御回路１４２は、増幅後電圧Ｖ2の振幅ΔＶが予め設定された閾値Ｔｈ１よりも小さいときにスイッチＳ１のみをオンし、振幅ΔＶが閾値Ｔｈ１〜Ｔｈ２のときにスイッチＳ２のみをオンし、振幅ΔＶが閾値Ｔｈ２〜Ｔｈ３のときにスイッチＳ３のみをオンし、振幅ΔＶが閾値Ｔｈ３〜Ｔｈ４のときにスイッチＳ４のみをオンし、振幅ΔＶが閾値Ｔｈ４よりも大きいときにスイッチＳ５のみをオンする。Ｔｈ１＜Ｔｈ２＜Ｔｈ３＜Ｔｈ４の関係に設定されている。

スイッチＳ１がオンするとＶb＋（２２／３２）×ΔＶの閾値が出力される。スイッチＳ２がオンするとＶb＋（２１／３２）×ΔＶの閾値が出力される。スイッチＳ３がオンするとＶb＋（２０／３２）×ΔＶの閾値が出力される。スイッチＳ４がオンするとＶb＋（１８／３２）×ΔＶの閾値が出力される。スイッチＳ５がオンするとＶb＋（１６／３２）×ΔＶの閾値が出力される。
この結果、振幅ΔＶが小さくなると、分圧比Ａが上昇する関係が実現される。

なお、制御回路１４２は、５個のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５の制御において、スイッチ切替のための閾値（たとえば閾値Ｔｈ１）にヒステリシスを与えることが好ましい。こうすれば、振幅ΔＶの僅かな変動に応じた頻繁なスイッチ切替が抑制され、回路の作動の安定性を向上させることができる。

本願発明では、必ずしも定電流回路を使用して閾値を得る必要がなく、ピーク電圧Ｖｐとボトム電圧Ｖｂの電圧差ΔＶが減少するにつれて、基準電圧Ｖrefとピーク電圧Ｖpとボトム電圧Ｖｂの間に成立する分圧比Ａが上昇する関係が得られるように構成されていれば良い。
また、増幅後電圧Ｖ2のピーク値Ｖpとボトム値Ｖbの電圧差ΔＶが小さくなると、中間値よりも大きな電圧となっている期間が短くなって中間値よりも小さな電圧となっている期間が長くなる波形に歪む場合には、電圧差ΔＶが減少するにつれて、基準電圧Ｖrefとピーク電圧Ｖpとボトム電圧Ｖｂの間に成立する分圧比Ａが下降する関係に調整すればよい。

Ｅ．変形例：
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
例えば、センサが十分な電圧を出力する場合、あるいはセンサ自体が増幅回路を内蔵している場合には、２値化回路から増幅回路が不要となる。
また上記では、アナログ回路を利用してピーク電圧とボトム電圧を保持する実施例を説明したが、信号電圧をディジタル化し、それをディジタルプロセッサで処理することによって、ピーク電圧とボトム電圧を検出し、閾値を算出し、信号電圧と閾値と比較してタイミングを特定する処理を実施してもよい。
また上記では、信号電圧が閾値を超えたタイミングで反転する電圧を出力するために、結果的には信号電圧を２値化している。しかしながら、閾値を的確に修正する本技術の有用性は、信号電圧を２値化する実施例においてのみ有用性を発揮するというものでなく、例えば、信号電圧が閾値を超えたタイミングで立ち上がって立ち下がる短パルスを出力してタイミングを示す信号を出力する場合にも有効である。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

１０ｅ１、１０ｅ２…端部
１０…回転体
１０ａ…凸部
１０ｂ…凹部
３０…センサ
１００…処理回路
１１０…オペアンプ
１２０…ピークホールド回路
１３０…ボトムホールド回路
１４０、１４０ａ、１４０ｂ…閾値電圧出力回路
１４０p、１４１ｐ…分圧点
１４１、１４１ａ…定電流回路
１４２…制御回路
１５０…二値化処理回路
１９０…閾値電圧出力回路
９００…処理回路

Claims (4)

1. 回転体の回転角の変化に追従して増減する電圧を入力し、回転角が所定角だけ変化したタイミングを示すタイミング信号を出力する回路であり、
   前記電圧のピーク値Ｖpを検出するピーク値検出回路と、
   前記電圧のボトム値Ｖbを検出するボトム値検出回路と、
   前記ピーク値Ｖpと前記ボトム値Ｖbの差に依存して変化する分圧比Ａと、Ｖref＝Ｖb＋Ａ×（Ｖp−Ｖb）の式に従って計算される値に等しい閾値電圧Ｖrefを出力する閾値電圧出力回路と、
   前記電圧と前記閾値電圧Ｖrefを入力し、前記電圧が前記閾値電圧Ｖrefを超えて変化するタイミングで反転するタイミング信号を出力するタイミング信号出力回路と、
   を備えている電圧処理回路。
2. 前記閾値電圧出力回路は、前記ピーク値Ｖpに等しい電圧点と前記ボトム値Ｖbに等しい電圧点との間に直列に接続されている２個の分圧抵抗と、それらの分圧抵抗間の中間節点に接続されている電流源を備えていることを特徴とする請求項１に記載の電圧処理回路。
3. 前記電流源が、前記中間節点に電流を流し込むことを特徴とする請求項２に記載の電圧処理回路。
4. 前記電流源が、前記中間節点から電流を引き出すことを特徴とする請求項２に記載の電圧処理回路。

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