JP2011089865A - ヘテロダイン干渉計測装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ヘテロダイン干渉計測装置の回路設計を容易とし、複雑な信号処理アルゴリズムを必要とすることなく、高い分解能が得られるようにする。
【解決手段】ヘテロダイン干渉計測装置は、光照射部から照射された光が物体で回折又は反射することで発生した互いに周波数が異なる複数の光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、物体に関する物理量を示す情報を生成するための２つの周期信号を生成する。信号生成部は、２つの受光素子から出力された第１および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３および第４の信号を生成し、第１および第２の信号を乗算して得た信号と第３および第４の信号を乗算して得た信号とを加算して第１の周期信号を生成し、第１および第３の信号を乗算して得た信号と第２および第４の信号を乗算して得た信号とを減算して第２の周期信号を生成する。
【選択図】図１
【解決手段】ヘテロダイン干渉計測装置は、光照射部から照射された光が物体で回折又は反射することで発生した互いに周波数が異なる複数の光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、物体に関する物理量を示す情報を生成するための２つの周期信号を生成する。信号生成部は、２つの受光素子から出力された第１および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３および第４の信号を生成し、第１および第２の信号を乗算して得た信号と第３および第４の信号を乗算して得た信号とを加算して第１の周期信号を生成し、第１および第３の信号を乗算して得た信号と第２および第４の信号を乗算して得た信号とを減算して第２の周期信号を生成する。
【選択図】図１
Description
本発明は、物体に光を照射して生じさせた光干渉によって得られた信号を用いて、その物体に関する物理量を計測するヘテロダイン干渉計測装置に関する。
物体の変位量や移動速度等の物理量をサブミクロンオーダーの分解能で計測する装置として、ヘテロダイン方式の光干渉計測装置（ヘテロダイン干渉計測装置）が使用されている（特許文献１参照）。
ヘテロダイン干渉計測装置の代表例として、変調周波数信号（ヘテロダイン信号）と基準周波数信号の差分をカウンタで計数する方式のマイケルソン干渉測長装置がある。この装置では、レーザ光源からの光束を、音響光学素子を用いて、周波数と偏光方位とが互いに異なる２つの光束（以下、２周波光束という）に変換し、これら２周波光束を同軸に合成する。なお、基準周波数信号は音響光学素子への印加信号がそのまま基準周波数信号になる。
また、２周波光束は、偏光ビームスプリッタにて、互いに周波数が異なるＰ偏光とＳ偏光に分離される。Ｐ偏光は、移動物体に設けられた移動コーナーキューブミラーにて反射されて偏光ビームスプリッタに戻され、Ｓ偏光は、固定された基準コーナーキューブミラーにて反射されて偏光ビームスプリッタに戻される。そして、これらのＰ偏光とＳ偏光は偏光ビームスプリッタにより再合成されて、偏光透過軸方位が４５°の偏光板（混合偏波器）を通過することで互いに干渉し、受光素子にて光電変換される。これにより、変調周波数信号が得られる。
変調周波数信号の周波数は、移動コーナーキューブミラーの移動速度が零であれば、基準周波数信号の周波数（基準周波数）と同じになる。移動物体が偏光ビームスプリッタから遠ざかる方向に移動すると、変調周波数信号の周波数が下がり、移動物体が偏光ビームスプリッタに近づく方向に移動すると、該周波数が上がる。
ヘテロダイン干渉計測装置の代表例として、変調周波数信号（ヘテロダイン信号）と基準周波数信号の差分をカウンタで計数する方式のマイケルソン干渉測長装置がある。この装置では、レーザ光源からの光束を、音響光学素子を用いて、周波数と偏光方位とが互いに異なる２つの光束（以下、２周波光束という）に変換し、これら２周波光束を同軸に合成する。なお、基準周波数信号は音響光学素子への印加信号がそのまま基準周波数信号になる。
また、２周波光束は、偏光ビームスプリッタにて、互いに周波数が異なるＰ偏光とＳ偏光に分離される。Ｐ偏光は、移動物体に設けられた移動コーナーキューブミラーにて反射されて偏光ビームスプリッタに戻され、Ｓ偏光は、固定された基準コーナーキューブミラーにて反射されて偏光ビームスプリッタに戻される。そして、これらのＰ偏光とＳ偏光は偏光ビームスプリッタにより再合成されて、偏光透過軸方位が４５°の偏光板（混合偏波器）を通過することで互いに干渉し、受光素子にて光電変換される。これにより、変調周波数信号が得られる。
変調周波数信号の周波数は、移動コーナーキューブミラーの移動速度が零であれば、基準周波数信号の周波数（基準周波数）と同じになる。移動物体が偏光ビームスプリッタから遠ざかる方向に移動すると、変調周波数信号の周波数が下がり、移動物体が偏光ビームスプリッタに近づく方向に移動すると、該周波数が上がる。
このように、マイケルソン干渉測長装置では、変調周波数信号の周波数が、移動コーナーキューブミラーの移動方向と移動速度とによって、基準周波数を中心に変調される。
変調周波数信号から移動物体の移動情報を得るために、特許文献１では、基準周波数信号と変調周波数信号との差分を位相メータ／アキュムレータで計数して、移動情報として出力する方式が開示されている。
変調周波数信号から移動物体の移動情報を得るために、特許文献１では、基準周波数信号と変調周波数信号との差分を位相メータ／アキュムレータで計数して、移動情報として出力する方式が開示されている。
しかしながら、上述したマイケルソン干渉測長装置においては、位相メータ／アキュムレータにおける計数単位（分解能）が、正弦波周期信号の周期程度となってしまうため、分解能や精度が不足してしまう。
分解能を向上させるために、変調周期信号および基準周波数信号をそれぞれＮ倍に逓倍し、その差分を移動情報として出力する方法も考案されている。しかし、カウンタ（位相メータ／アキュムレータ）で計数する周波数がＮ倍になるため、扱う周波数が高くなりすぎ、カウンタおよび信号処理部の回路設計が困難となったり、複雑な信号処理アルゴリズムが必要となったり、回路からの発熱量が増加したりするおそれがある。
さらに、数ＭＨｚ程度の信号を直接ＡＤコンバータでデジタル信号に変換し、ＦＰＧＡやＣＰＵにより構成される信号処理ユニットで位相演算することで位置情報や速度情報を得る方法も知られている。しかし、一般的に、数１０ＭＨｚ程度以上のヘテロダイン信号の処理は困難である。
本発明は、回路設計が容易であり、複雑な信号処理アルゴリズムを必要とすることなく、高い分解能が得られるヘテロダイン干渉計測装置を提供する。
分解能を向上させるために、変調周期信号および基準周波数信号をそれぞれＮ倍に逓倍し、その差分を移動情報として出力する方法も考案されている。しかし、カウンタ（位相メータ／アキュムレータ）で計数する周波数がＮ倍になるため、扱う周波数が高くなりすぎ、カウンタおよび信号処理部の回路設計が困難となったり、複雑な信号処理アルゴリズムが必要となったり、回路からの発熱量が増加したりするおそれがある。
さらに、数ＭＨｚ程度の信号を直接ＡＤコンバータでデジタル信号に変換し、ＦＰＧＡやＣＰＵにより構成される信号処理ユニットで位相演算することで位置情報や速度情報を得る方法も知られている。しかし、一般的に、数１０ＭＨｚ程度以上のヘテロダイン信号の処理は困難である。
本発明は、回路設計が容易であり、複雑な信号処理アルゴリズムを必要とすることなく、高い分解能が得られるヘテロダイン干渉計測装置を提供する。
本発明の一側面としてのヘテロダイン干渉計測装置は、物体に光を照射する光照射部と、該光が物体で回折又は反射することで発生した互いに周波数が異なる複数の光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、互いに位相差を有し、物体に関する物理量を示す情報を生成するために用いられる第１の周期信号および第２の周期信号を生成する信号生成部とを有する。該信号生成部は、複数の受光素子のうち第１の受光素子および第２の受光素子から出力された第１の信号および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３の信号および第４の信号を生成する。そして、第１の信号および第２の信号を乗算して得た信号と第３の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを加算又は減算することで第１の周期信号を生成し、第１の信号および第３の信号を乗算して得た信号と第２の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを減算又は加算することで第２の周期信号を生成することを特徴とする。
本発明の他の一側面としてのヘテロダイン干渉計測装置は、物体に光を照射する光照射部と、該光が物体で回折又は反射することで発生した光および基準周波数を有する光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、互いに位相差を有し、物体に関する物理量を示す情報を生成するために用いられる第１の周期信号および第２の周期信号を生成する信号生成部とを有する。信号生成部は、複数の受光素子のうち第１の受光素子および第２の受光素子からそれぞれ出力された第１の信号および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３の信号および第４の信号を生成する。そして、第１の信号および第２の信号を乗算して得た信号と第３の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを加算又は減算することで第１の周期信号を生成し、第１の信号および第３の信号を乗算して得た信号と第２の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを減算又は加算することで第２の周期信号を生成することを特徴とする。
本発明の他の一側面としてのヘテロダイン干渉計測装置は、物体に光を照射する光照射部と、該光が物体で回折又は反射することで発生した光および基準周波数を有する光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、互いに位相差を有し、物体に関する物理量を示す情報を生成するために用いられる第１の周期信号および第２の周期信号を生成する信号生成部とを有する。信号生成部は、複数の受光素子のうち第１の受光素子および第２の受光素子からそれぞれ出力された第１の信号および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３の信号および第４の信号を生成する。そして、第１の信号および第２の信号を乗算して得た信号と第３の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを加算又は減算することで第１の周期信号を生成し、第１の信号および第３の信号を乗算して得た信号と第２の信号および第４の信号を乗算して得た信号とを減算又は加算することで第２の周期信号を生成することを特徴とする。
本発明によれば、回路設計が容易であり、複雑な信号処理アルゴリズムを必要とすることなく、高い分解能が得られるマイケルソン干渉測長装置や格子干渉エンコーダ等のヘテロダイン干渉計測装置を実現することができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
図１には、本発明の実施例１であるヘテロダイン干渉計測装置としての格子干渉エンコーダの構成を示している。
レーザ光源ＬＳから射出した０°方位の直線偏光の平行光束（周波数ν０）は、ビームスプリッタＮＢＳ００にて２分割される。ビームスプリッタＮＢＳ００での反射光束は、光音響光学素子ＡＯＭ１にて、周波数がν１＝ν０＋３２０ＭＨｚの光束に変換され、ビームスプリッタＮＢＳ００での透過光束は、光音響光学素子ＡＯＭ２にて、周波数ν２＝ν０＋３００ＭＨｚの光束に変換される。ν０はレーザ光源ＬＳの周波数（元の周波数）であり、例えば８５０ｎｍのレーザ光源であれば、ν０＝２９９７９２４５８／８５０×１０−９ ＝３５２．６ＴＨｚになる。
これらの２つの光束のうち一方の光束は、１／２波長板ＨＷＰにて偏光面が９０°回転される。そして、該２つの光束は、互いに偏光面が直交した状態で偏光ビームスプリッタＰＢＳ００にて同軸に合成され、レンズＬＮＳ１を介して偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。レーザ光源ＬＳ、ビームスプリッタＮＢＳ００、光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２、１／２波長板ＨＷＰおよび偏光ビームスプリッタＰＢＳ００により２周波光源が構成される。
偏波面保持ファイバＰＭＦに入射した同軸の２光束のうち、光束ν１はＰ偏光光束として、その偏光方向が偏波面保持ファイバＰＭＦのｆ（ｆａｓｔ）軸に合った状態で該偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。また、光束ν２はＳ偏光光束として、その偏光方向が偏波面保持ファイバＰＭＦのｓ（ｓｌｏｗ）軸に合った状態で該偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。偏波面保持ファイバＰＭＦを伝送した２光束は、検出ヘッド（光照射部）ＨＤに設けられたレンズＬＮＳ２にて平行光束にされ、不図示の移動物体に固定されたスケールＳＣＬ上の回折格子ＧＴに照射される。
２光束が回折格子ＧＴに照射されて回折することで発生した２つの＋１次回折光は、それら周波数がν１＋Δνとν２＋Δνとなって、レンズと反射ミラーとを組み合わせて構成されたキャッツアイＣＹＥ１にて反射されて元の方位の光路に戻される。そして、再度、回折格子ＧＴにて＋１次回折し、さらに周波数がν１＋２Δνとν２＋２Δνとなるように変調されて、偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。周波数ν１＋２Δνの光束はＰ偏光であり、該光束はその偏光方向が上記ｆ軸に合うように偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。また、周波数ν２＋２Δνの光束はＳ偏光として、その偏光方向が上記ｓ軸に合うように該偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。
一方、２光束が回折格子ＧＴに照射されて回折することで発生した２つの−１次回折光は、それらの周波数がν１−Δνとν２−Δνとなり、１／４波長板ＱＷＰを透過した後、キャッツアイＣＹＥ２にて反射されて元の方位の光路へ戻される。そして、再度、１／４波長板ＱＷＰを透過して、再度、回折格子ＧＴにて−１次回折し、さらに周波数がν１−２Δνとν２−２Δνとなるように変調されて、偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。周波数ν１−２Δνの光束はＳ偏光として、その偏光方向が上記ｆ軸に合うように偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。また、周波数ν２−２Δνの光束はＰ偏光として、その偏光方向が上記ｓ軸に合うように該偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。
これら４つの光束のうち周波数がν１＋２Δνとν２−２Δνである２つのＰ偏光光束は互いに干渉して第１のヘテロダイン干渉周波数ν１−ν２＋４Δνを有する１つの光束（第１の光）となる。そして、該光束は、偏光方向がｓ軸に合った状態で偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。また、周波数がν２＋２Δνとν１−２Δνである２つのＳ偏光光束は互いに干渉して第２のヘテロダイン干渉周波数ν１−ν２−４Δνを持つ１つの光束（第２の光）となる。そして、該光束は、偏光方向がｆ軸に合った状態で偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。これら２つ（複数）の周波数が互いに異なる光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦ内では独立に伝送されて、偏波面保持ファイバＰＭＦの光源側の端面から射出し、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて、以下の信号生成部に入射する。
信号生成部に入射した２つの周波数が互いに異なる光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１にて偏光成分ごとに分割される。偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１を透過した光束は、周波数ν１−ν２＋４Δνを持つ干渉光束であり、複数（２つ）の受光素子のうち一方の受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１にて光電変換（検出）される。該干渉光束の周波数、すなわち受光素子ＰＤ１から出力される信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに上がる。
偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１で反射する光束は、周波数ν１−ν２−４Δνを持つ干渉光束であり、複数の受光素子のうち他方の受光素子（第２の受光素子）ＰＤ２にて光電変換（検出）される。該干渉光束の周波数、すなわち受光素子ＰＤ２から出力される信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに下がる。
受光素子ＰＤ１からの出力信号（第１のヘテロダイン信号）および受光素子ＰＤ２からの出力信号（第２のヘテロダイン信号）をそれぞれオートゲインコントロール回路ＡＧＣを経由させて、それら信号の正弦波信号振幅を規格化する。これにより得られるヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）はそれぞれ以下のように記述することができる。
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ｝
但し、ωｃは、周波数ν１とν２の差に対応する角速度で、
ωｃ＝２π・（ν１−ν２）
である。
また、「＋ωｓ」は、＋１次回折を２回行ったことに対応する角速度の変動量であり、「−ωｓ」は、−１次回折を２回行ったことに対応する角速度の変動量である。
ωｓ＝２π・（４・Δν）
である。
また、変調周波数Δνは以下のように記述できる。
Δν＝ｖ／ＰＴ
但し、ｖはスケールＳＣＬの移動速度であり、ＰＴは回折格子ＧＴのピッチである。
これらの関係式は、２つのヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ），Ｖ２（ｔ）を位置情報や速度情報に換算する際に使用されるので、以下の説明では、数式を簡単にするために、角速度ωｃ，ωｓを用いて説明する。
レーザ光源ＬＳから射出した０°方位の直線偏光の平行光束（周波数ν０）は、ビームスプリッタＮＢＳ００にて２分割される。ビームスプリッタＮＢＳ００での反射光束は、光音響光学素子ＡＯＭ１にて、周波数がν１＝ν０＋３２０ＭＨｚの光束に変換され、ビームスプリッタＮＢＳ００での透過光束は、光音響光学素子ＡＯＭ２にて、周波数ν２＝ν０＋３００ＭＨｚの光束に変換される。ν０はレーザ光源ＬＳの周波数（元の周波数）であり、例えば８５０ｎｍのレーザ光源であれば、ν０＝２９９７９２４５８／８５０×１０−９ ＝３５２．６ＴＨｚになる。
これらの２つの光束のうち一方の光束は、１／２波長板ＨＷＰにて偏光面が９０°回転される。そして、該２つの光束は、互いに偏光面が直交した状態で偏光ビームスプリッタＰＢＳ００にて同軸に合成され、レンズＬＮＳ１を介して偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。レーザ光源ＬＳ、ビームスプリッタＮＢＳ００、光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２、１／２波長板ＨＷＰおよび偏光ビームスプリッタＰＢＳ００により２周波光源が構成される。
偏波面保持ファイバＰＭＦに入射した同軸の２光束のうち、光束ν１はＰ偏光光束として、その偏光方向が偏波面保持ファイバＰＭＦのｆ（ｆａｓｔ）軸に合った状態で該偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。また、光束ν２はＳ偏光光束として、その偏光方向が偏波面保持ファイバＰＭＦのｓ（ｓｌｏｗ）軸に合った状態で該偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。偏波面保持ファイバＰＭＦを伝送した２光束は、検出ヘッド（光照射部）ＨＤに設けられたレンズＬＮＳ２にて平行光束にされ、不図示の移動物体に固定されたスケールＳＣＬ上の回折格子ＧＴに照射される。
２光束が回折格子ＧＴに照射されて回折することで発生した２つの＋１次回折光は、それら周波数がν１＋Δνとν２＋Δνとなって、レンズと反射ミラーとを組み合わせて構成されたキャッツアイＣＹＥ１にて反射されて元の方位の光路に戻される。そして、再度、回折格子ＧＴにて＋１次回折し、さらに周波数がν１＋２Δνとν２＋２Δνとなるように変調されて、偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。周波数ν１＋２Δνの光束はＰ偏光であり、該光束はその偏光方向が上記ｆ軸に合うように偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。また、周波数ν２＋２Δνの光束はＳ偏光として、その偏光方向が上記ｓ軸に合うように該偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。
一方、２光束が回折格子ＧＴに照射されて回折することで発生した２つの−１次回折光は、それらの周波数がν１−Δνとν２−Δνとなり、１／４波長板ＱＷＰを透過した後、キャッツアイＣＹＥ２にて反射されて元の方位の光路へ戻される。そして、再度、１／４波長板ＱＷＰを透過して、再度、回折格子ＧＴにて−１次回折し、さらに周波数がν１−２Δνとν２−２Δνとなるように変調されて、偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。周波数ν１−２Δνの光束はＳ偏光として、その偏光方向が上記ｆ軸に合うように偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。また、周波数ν２−２Δνの光束はＰ偏光として、その偏光方向が上記ｓ軸に合うように該偏波面保持ファイバＰＭＦに入射する。
これら４つの光束のうち周波数がν１＋２Δνとν２−２Δνである２つのＰ偏光光束は互いに干渉して第１のヘテロダイン干渉周波数ν１−ν２＋４Δνを有する１つの光束（第１の光）となる。そして、該光束は、偏光方向がｓ軸に合った状態で偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。また、周波数がν２＋２Δνとν１−２Δνである２つのＳ偏光光束は互いに干渉して第２のヘテロダイン干渉周波数ν１−ν２−４Δνを持つ１つの光束（第２の光）となる。そして、該光束は、偏光方向がｆ軸に合った状態で偏波面保持ファイバＰＭＦにより伝送される。これら２つ（複数）の周波数が互いに異なる光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦ内では独立に伝送されて、偏波面保持ファイバＰＭＦの光源側の端面から射出し、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて、以下の信号生成部に入射する。
信号生成部に入射した２つの周波数が互いに異なる光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１にて偏光成分ごとに分割される。偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１を透過した光束は、周波数ν１−ν２＋４Δνを持つ干渉光束であり、複数（２つ）の受光素子のうち一方の受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１にて光電変換（検出）される。該干渉光束の周波数、すなわち受光素子ＰＤ１から出力される信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに上がる。
偏光ビームスプリッタＰＢＳ０１で反射する光束は、周波数ν１−ν２−４Δνを持つ干渉光束であり、複数の受光素子のうち他方の受光素子（第２の受光素子）ＰＤ２にて光電変換（検出）される。該干渉光束の周波数、すなわち受光素子ＰＤ２から出力される信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに下がる。
受光素子ＰＤ１からの出力信号（第１のヘテロダイン信号）および受光素子ＰＤ２からの出力信号（第２のヘテロダイン信号）をそれぞれオートゲインコントロール回路ＡＧＣを経由させて、それら信号の正弦波信号振幅を規格化する。これにより得られるヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）はそれぞれ以下のように記述することができる。
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ｝
但し、ωｃは、周波数ν１とν２の差に対応する角速度で、
ωｃ＝２π・（ν１−ν２）
である。
また、「＋ωｓ」は、＋１次回折を２回行ったことに対応する角速度の変動量であり、「−ωｓ」は、−１次回折を２回行ったことに対応する角速度の変動量である。
ωｓ＝２π・（４・Δν）
である。
また、変調周波数Δνは以下のように記述できる。
Δν＝ｖ／ＰＴ
但し、ｖはスケールＳＣＬの移動速度であり、ＰＴは回折格子ＧＴのピッチである。
これらの関係式は、２つのヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ），Ｖ２（ｔ）を位置情報や速度情報に換算する際に使用されるので、以下の説明では、数式を簡単にするために、角速度ωｃ，ωｓを用いて説明する。
第１のヘテロダイン信号（第１の信号）Ｖ１（ｔ）は、第１の＋９０°移相器（ｓｈｉｆｔｅｒ１）に入力される。これにより、第１のヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ）に対して位相が９０°ずれた第３のヘテロダイン信号（第３の信号）である、
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
が生成される。
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
が生成される。
第２のヘテロダイン信号（第２の信号）Ｖ２（ｔ）は、第２の＋９０°移相器（ｓｈｉｆｔｅｒ２）に入力される。これにより、第２のヘテロダイン信号Ｖ２（ｔ）に対して位相が９０°ずれた第４のヘテロダイン信号（第４の信号）である、
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ＋π／２｝
が生成される。
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ＋π／２｝
が生成される。
このようにして得られた４つのヘテロダイン信号Ｖ１（ｔ），Ｖ２（ｔ），Ｖ３（ｔ），Ｖ４（ｔ）を用いて、以下の演算により第１の周期信号ＶＡと第２の周期信号ＶＢを生成する。
第１の周期信号ＶＡは、乗算器ＭＩＸＥＲ１，ＭＩＸＥＲ２および加算器ＡＤＤにより、
ＶＡ＝｛Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）｝＋｛Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）｝
＝ｃｏｓ（２・ωｓ・ｔ）
として生成される。
第１の周期信号ＶＡは、乗算器ＭＩＸＥＲ１，ＭＩＸＥＲ２および加算器ＡＤＤにより、
ＶＡ＝｛Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）｝＋｛Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）｝
＝ｃｏｓ（２・ωｓ・ｔ）
として生成される。
すなわち、第１のヘテロダイン信号および第２のヘテロダイン信号を乗算して得た信号と第３のヘテロダイン信号および第４のヘテロダイン信号を乗算して得た信号とを加算（減算でもよい）することで第１の周期信号ＶＡが生成される。
第２の周期信号ＶＢは、乗算器ＭＩＸＥＲ３，ＭＩＸＥＲ４および減算器ＤＥＦにより、
ＶＢ＝｛Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）｝−｛Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）｝
＝ｓｉｎ（２・ωｓ・ｔ）
として生成される。
すなわち、第１のヘテロダイン信号および第３のヘテロダイン信号を乗算して得た信号と第２のヘテロダイン信号および第４のヘテロダイン信号を乗算して得た信号とを減算（加算でもよい）することで第２の周期信号ＶＢが生成される。
なお、２つの＋９０°移相器による移相に誤差があると２つの周期信号ＶＡ，ＶＢにヘテロダイン信号の周波数の２倍の周波数成分が微量残るため、本実施例では、高精度計測を確実に行うために該周期信号ＶＡ，ＶＢをフィルターＦＴＲを通過させている。
このようにして、互いに位相差９０°を有する２つの正弦波信号である第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが得られる。これらの周期信号ＶＡ，ＶＢは、以下のように展開できる。
第２の周期信号ＶＢは、乗算器ＭＩＸＥＲ３，ＭＩＸＥＲ４および減算器ＤＥＦにより、
ＶＢ＝｛Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）｝−｛Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）｝
＝ｓｉｎ（２・ωｓ・ｔ）
として生成される。
すなわち、第１のヘテロダイン信号および第３のヘテロダイン信号を乗算して得た信号と第２のヘテロダイン信号および第４のヘテロダイン信号を乗算して得た信号とを減算（加算でもよい）することで第２の周期信号ＶＢが生成される。
なお、２つの＋９０°移相器による移相に誤差があると２つの周期信号ＶＡ，ＶＢにヘテロダイン信号の周波数の２倍の周波数成分が微量残るため、本実施例では、高精度計測を確実に行うために該周期信号ＶＡ，ＶＢをフィルターＦＴＲを通過させている。
このようにして、互いに位相差９０°を有する２つの正弦波信号である第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが得られる。これらの周期信号ＶＡ，ＶＢは、以下のように展開できる。
ＶＡ＝ｃｏｓ｛２・２π・（４・Δν）・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛８・２π・ｖ／ＰＴ・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛８・２π・ｘ／ＰＴ｝
ＶＢ＝ｓｉｎ（２・２π・（４・Δν）・ｔ）
＝ｓｉｎ｛８・２π・ｖ／ＰＴ・ｔ｝
＝ｓｉｎ｛８・２π・ｘ／ＰＴ｝
但し、ｘは変位量であり、ｘ＝ｖ・ｔである。
これら２つの周期信号ＶＡ，ＶＢは、従来の格子干渉エンコーダにより得られる２相信号と等価な信号である。但し、回折格子ＧＴの１ピッチに相当する変位ｘに対して正弦波８周期分の信号となるため、分解能は２倍高い。
周期信号ＶＡ，ＶＢは、クロック回路ＣＬＫからのクロック信号によるタイミング制御がなされながら第１および第２のアナログ−デジタル変換器Ａ／Ｄによってそれぞれデジタル信号に変換され、演算処理ユニットＦＰＧＡに入力される。演算処理ユニットＦＰＧＡは、該２つのデジタル信号を用いて、移動物体の位置を示す高精度な位置情報ＰＳを生成して出力する。
本実施例によれば、２つのヘテロダイン信号（第１および第２の信号）から、移相器、乗算器、加算器および減算器を用いて、従来の格子干渉エンコーダからの信号と等価であるがより高い変位分解能を持った２相信号（第１および第２の周期信号）を生成できる。言い替えれば、簡単な回路構成で、複雑な信号処理アルゴリズムを用いなくても、高い分解能を有する２相信号が得られる。このため、物体に関する物理量である位置情報や速度情報を高精度に得ることができる。
＝ｃｏｓ｛８・２π・ｖ／ＰＴ・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛８・２π・ｘ／ＰＴ｝
ＶＢ＝ｓｉｎ（２・２π・（４・Δν）・ｔ）
＝ｓｉｎ｛８・２π・ｖ／ＰＴ・ｔ｝
＝ｓｉｎ｛８・２π・ｘ／ＰＴ｝
但し、ｘは変位量であり、ｘ＝ｖ・ｔである。
これら２つの周期信号ＶＡ，ＶＢは、従来の格子干渉エンコーダにより得られる２相信号と等価な信号である。但し、回折格子ＧＴの１ピッチに相当する変位ｘに対して正弦波８周期分の信号となるため、分解能は２倍高い。
周期信号ＶＡ，ＶＢは、クロック回路ＣＬＫからのクロック信号によるタイミング制御がなされながら第１および第２のアナログ−デジタル変換器Ａ／Ｄによってそれぞれデジタル信号に変換され、演算処理ユニットＦＰＧＡに入力される。演算処理ユニットＦＰＧＡは、該２つのデジタル信号を用いて、移動物体の位置を示す高精度な位置情報ＰＳを生成して出力する。
本実施例によれば、２つのヘテロダイン信号（第１および第２の信号）から、移相器、乗算器、加算器および減算器を用いて、従来の格子干渉エンコーダからの信号と等価であるがより高い変位分解能を持った２相信号（第１および第２の周期信号）を生成できる。言い替えれば、簡単な回路構成で、複雑な信号処理アルゴリズムを用いなくても、高い分解能を有する２相信号が得られる。このため、物体に関する物理量である位置情報や速度情報を高精度に得ることができる。
図２には、本発明の実施例３であるヘテロダイン干渉計測装置としてのマイケルソン干渉測長計を示している。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束の一部が、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて取り出される。取り出された光束（第２の光）は、信号生成部に入射し、４５°方位の偏光板ＰＯＬ０を介して受光素子（第２の受光素子）ＰＤ０にて光電変換（検出）される。この光束および受光素子ＰＤ０からの出力信号（基準周波数信号）は、２周波光源の周波数差（ν１−ν２）と同じ基準周波数を有する。
一方、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１を透過した光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦを介して検出ヘッド（光照射部）ＨＤ内のファラデー素子ＦＲに入射し、その偏光方向が４５°回転される。ファラデー素子ＦＲから射出した光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて周波数ν１の光束と周波数ν２の光束とに分離される。
周波数ν１の光束が検出ヘッドＨＤに対して移動する物体ＯＢＪの表面にて反射されることで、周波数がν１＋Δνの光束が発生する。また、周波数ν２の光束は、検出ヘッドＨＤに設けられた基準反射面（固定面）にて反射される。そして、周波数ν１＋Δνの光束と基準反射面での反射光束（周波数ν２）とが偏光ビームスプリッタＰＢＳにて再合成され、ファラデー素子ＦＲに再入射して、偏光方向が更に４５°回転される。ファラデー素子ＦＲから射出した光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦを逆向きに伝送する。
偏波面保持ファイバＰＭＦから射出した光束（第１の光）は、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて、信号生成部に入射する。該光束は、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１を介して受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１にて光電変換（検出）される。偏波面保持ファイバＰＭＦから射出した光束および受光素子ＰＤ１からの出力信号は、２周波光源の周波数差（ν１−ν２）に対してΔνだけずれた周波数を有する。
受光素子ＰＤ１からオートゲインコントロール回路ＡＧＣ１に入力され、その振幅が規格化されたヘテロダイン信号（第１の信号）をＶ１（ｔ）とする。また、受光素子ＰＤ０からオートゲインコントロール回路ＡＧＣ２に入力され、その振幅が規格化された信号（第２の信号）をＶ２（ｔ）とする。このとき、
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）
である。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束の一部が、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて取り出される。取り出された光束（第２の光）は、信号生成部に入射し、４５°方位の偏光板ＰＯＬ０を介して受光素子（第２の受光素子）ＰＤ０にて光電変換（検出）される。この光束および受光素子ＰＤ０からの出力信号（基準周波数信号）は、２周波光源の周波数差（ν１−ν２）と同じ基準周波数を有する。
一方、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１を透過した光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦを介して検出ヘッド（光照射部）ＨＤ内のファラデー素子ＦＲに入射し、その偏光方向が４５°回転される。ファラデー素子ＦＲから射出した光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて周波数ν１の光束と周波数ν２の光束とに分離される。
周波数ν１の光束が検出ヘッドＨＤに対して移動する物体ＯＢＪの表面にて反射されることで、周波数がν１＋Δνの光束が発生する。また、周波数ν２の光束は、検出ヘッドＨＤに設けられた基準反射面（固定面）にて反射される。そして、周波数ν１＋Δνの光束と基準反射面での反射光束（周波数ν２）とが偏光ビームスプリッタＰＢＳにて再合成され、ファラデー素子ＦＲに再入射して、偏光方向が更に４５°回転される。ファラデー素子ＦＲから射出した光束は、偏波面保持ファイバＰＭＦを逆向きに伝送する。
偏波面保持ファイバＰＭＦから射出した光束（第１の光）は、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて、信号生成部に入射する。該光束は、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１を介して受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１にて光電変換（検出）される。偏波面保持ファイバＰＭＦから射出した光束および受光素子ＰＤ１からの出力信号は、２周波光源の周波数差（ν１−ν２）に対してΔνだけずれた周波数を有する。
受光素子ＰＤ１からオートゲインコントロール回路ＡＧＣ１に入力され、その振幅が規格化されたヘテロダイン信号（第１の信号）をＶ１（ｔ）とする。また、受光素子ＰＤ０からオートゲインコントロール回路ＡＧＣ２に入力され、その振幅が規格化された信号（第２の信号）をＶ２（ｔ）とする。このとき、
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）
である。
これらの信号Ｖ１（ｔ），Ｖ２（ｔ）はそれぞれ、＋９０°移相器（ｓｈｉｆｔｅｒ１，２）に入力される。これにより、信号Ｖ１（ｔ），Ｖ２（ｔ）に対して９０°位相がずれた信号Ｖ３（ｔ），Ｖ４（ｔ）が生成される。
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｃ・ｔ＋π／２）
さらに、実施例１と同様に、乗算器ＭＩＸＥＲ１，ＭＩＸＥＲ２、加算器ＡＤＤおよび減算器ＤＥＦを用いた以下の演算により、第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが生成される。
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｃ・ｔ＋π／２）
さらに、実施例１と同様に、乗算器ＭＩＸＥＲ１，ＭＩＸＥＲ２、加算器ＡＤＤおよび減算器ＤＥＦを用いた以下の演算により、第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが生成される。
ＶＡ＝｛Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）｝＋｛Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）｝
＝ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝｛Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）｝−｛Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）｝
＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
このようにして、互いに位相差９０°を有する２つの正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが得られる。第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢは、以下のように展開できる。
＝ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝｛Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）｝−｛Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）｝
＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
このようにして、互いに位相差９０°を有する２つの正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢが得られる。第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢは、以下のように展開できる。
ＶＡ＝ｃｏｓ｛２π・Δν・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛２π・２・ｖ／λ・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛２・２π・ｚ／λ｝
ＶＢ＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
＝ｓｉｎ｛２π・２・ｖ／λ・ｔ｝
＝ｓｉｎ｛２・２π・ｚ／λ｝
但し、ｚは変位量であり、ｚ＝ｖ・ｔである。
これら２つの周期信号ＶＡ，ＶＢは、従来のマイケルソン干渉測長計により得られる２相信号と等価な信号である。但し、波長λに相当する変位ｚに対して正弦波２周期分の信号となるため、分解能は２倍高い。
周期信号ＶＡ，ＶＢは、実施例１と同様に、フィルターＦＴＲを介して第１および第２のアナログ−デジタル変換器Ａ／Ｄに入力されてデジタル信号に変換され、演算処理ユニットＦＰＧＡに入力される。演算処理ユニットＦＰＧＡは、該２つのデジタル信号を用いて、移動する物体ＯＢＪの位置を示す高精度な位置情報ＰＳを生成して出力する。
本実施例によれば、１つのヘテロダイン信号（第１の信号）と基準周波数信号（第２の信号）から移相器、乗算器、加算器および減算器を用いて、従来のマイケルソン干渉測長計からの信号と等価であるがより高い変位分解能を持った２相信号を生成できる。言い替えれば、簡単な回路構成で、複雑な信号処理アルゴリズムを用いなくても、高い分解能を有する２相信号が得られる。このため、物体ＯＢＪに関する物理量である位置情報や速度情報を高精度に得ることができる。
＝ｃｏｓ｛２π・２・ｖ／λ・ｔ｝
＝ｃｏｓ｛２・２π・ｚ／λ｝
ＶＢ＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
＝ｓｉｎ｛２π・２・ｖ／λ・ｔ｝
＝ｓｉｎ｛２・２π・ｚ／λ｝
但し、ｚは変位量であり、ｚ＝ｖ・ｔである。
これら２つの周期信号ＶＡ，ＶＢは、従来のマイケルソン干渉測長計により得られる２相信号と等価な信号である。但し、波長λに相当する変位ｚに対して正弦波２周期分の信号となるため、分解能は２倍高い。
周期信号ＶＡ，ＶＢは、実施例１と同様に、フィルターＦＴＲを介して第１および第２のアナログ−デジタル変換器Ａ／Ｄに入力されてデジタル信号に変換され、演算処理ユニットＦＰＧＡに入力される。演算処理ユニットＦＰＧＡは、該２つのデジタル信号を用いて、移動する物体ＯＢＪの位置を示す高精度な位置情報ＰＳを生成して出力する。
本実施例によれば、１つのヘテロダイン信号（第１の信号）と基準周波数信号（第２の信号）から移相器、乗算器、加算器および減算器を用いて、従来のマイケルソン干渉測長計からの信号と等価であるがより高い変位分解能を持った２相信号を生成できる。言い替えれば、簡単な回路構成で、複雑な信号処理アルゴリズムを用いなくても、高い分解能を有する２相信号が得られる。このため、物体ＯＢＪに関する物理量である位置情報や速度情報を高精度に得ることができる。
図３には、本発明の実施例３であるヘテロダイン干渉計測装置のうち信号生成部の構成を示している。この信号生成部は、実施例１，２に示した信号生成部に対して、移相器の誤差を軽減するための改良例である。
通常、アナログ回路を用いた９０°移相器では、入力される信号の周波数が変化すると位相誤差が生じ、その結果、最終的に得られる正弦波信号にヘテロダイン周波数の２倍の周波数成分が混入しやすい。
そこで、本実施例では、元の位相０°の信号を移相器（ｓｈｉｆｔｅｒ１，２）でθ≒９０°だけ移相して移相信号を生成する。そして、位相０°信号と移相信号とを加算した信号と、位相０°信号と移相信号とを減算した信号とを生成する。これら加算後および減算後の信号は互いに正確に９０°の位相差を有する。このため、この方法で合成した信号Ｖ１’，Ｖ２’，Ｖ３’，Ｖ４’を、実施例１，２における信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４として扱えば位相差が正確に保持され、正弦波波形が歪むことを回避することができる。
通常、アナログ回路を用いた９０°移相器では、入力される信号の周波数が変化すると位相誤差が生じ、その結果、最終的に得られる正弦波信号にヘテロダイン周波数の２倍の周波数成分が混入しやすい。
そこで、本実施例では、元の位相０°の信号を移相器（ｓｈｉｆｔｅｒ１，２）でθ≒９０°だけ移相して移相信号を生成する。そして、位相０°信号と移相信号とを加算した信号と、位相０°信号と移相信号とを減算した信号とを生成する。これら加算後および減算後の信号は互いに正確に９０°の位相差を有する。このため、この方法で合成した信号Ｖ１’，Ｖ２’，Ｖ３’，Ｖ４’を、実施例１，２における信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４として扱えば位相差が正確に保持され、正弦波波形が歪むことを回避することができる。
図４には、本発明の実施例４であるヘテロダイン干渉計測装置としてのマイケルソン干渉測長計を示している。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束の一部が、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて取り出される。取り出された光束は、１／４波長板ＱＷＰ０を透過して、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０にて透過光束と反射光束とに分割される。
これら透過光束（第２の光）および反射光束（第４の光）はそれぞれ、信号生成部に入射する。そして、４５°方位の偏光板ＰＯＬ０Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ０Ｂを透過して受光素子（第２の受光素子）ＰＤ０Ａおよび受光素子（第４の光検出部）ＰＤ０Ｂにて光電変換（検出）される。透過光束および反射光束、つまりは受光素子ＰＤ０Ａ，ＰＤ０Ｂから出力される２つの信号は２周波光源の周波数差（ν１−ν２）と同じ基準周波数を有し、互いに位相が９０°ずれている。これら２つの信号を、オートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号をＶ２（ｔ）（第２の信号）およびＶ４（ｔ）（第４の信号）とする。
一方、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１を透過した光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて周波数ν１の光束と周波数ν２の光束とに分離される。周波数ν１の光束は、移動する物体ＯＢＪの表面にて反射されて周波数ν１＋Δνを有する光束に変換される。また、周波数ν２の光束は、基準反射面ＣＣＲ０にて反射される。そして、周波数ν１＋Δνの光束と基準反射面ＣＣＲ０にて反射した光束とが偏光ビームスプリッタＰＢＳにて再合成され、信号生成部に入射し、１／４波長板ＱＷＰ１を透過して非偏光ビームスプリッタＮＢＳ１にて透過光束と反射光束とに分割される。
これら透過光束（第１の光）および反射光束（第３の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ１Ｂを透過して受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１Ａおよび受光素子（第３の受光素子）ＰＤ１Ｂにて光電変換（検出）される。透過光束および反射光束、つまりは受光素子ＰＤ１Ａ（第１の光検出部）およびＰＤ１Ｂ（第３の光検出部）から出力される２つの信号は周波数ν１−ν２＋Δνを有し、互いに位相が９０°ずれている。これら２つの信号を、オートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号をＶ１（ｔ）（第１の信号）およびＶ３（ｔ）（第３の信号）とする。
そして、実施例２と同様に、以下の演算により互いに位相差９０°を有する正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢを生成する。
ＶＡ＝Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）＋Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）
＝ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）−Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）
＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
本実施例は、電子回路としての移相器を用いた実施例２に比べて、信号Ｖ１（ｔ）とＶ３（ｔ）との位相差および信号Ｖ２（ｔ）とＶ４（ｔ）の位相差を正確かつ安定的に設定することができる。位相差は、偏光板ＰＯＬ０Ａ，ＰＯＬ０Ｂ，ＰＯＬ１Ａ，ＰＯＬ１Ｂの空間配置の精度のみで決定され、物体の移動によるヘテロダイン信号の変動によって変化することが原理的にないため、移相器を用いた実施例２に比べて高精度な計測を行うことができる。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束の一部が、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１にて反射されて取り出される。取り出された光束は、１／４波長板ＱＷＰ０を透過して、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０にて透過光束と反射光束とに分割される。
これら透過光束（第２の光）および反射光束（第４の光）はそれぞれ、信号生成部に入射する。そして、４５°方位の偏光板ＰＯＬ０Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ０Ｂを透過して受光素子（第２の受光素子）ＰＤ０Ａおよび受光素子（第４の光検出部）ＰＤ０Ｂにて光電変換（検出）される。透過光束および反射光束、つまりは受光素子ＰＤ０Ａ，ＰＤ０Ｂから出力される２つの信号は２周波光源の周波数差（ν１−ν２）と同じ基準周波数を有し、互いに位相が９０°ずれている。これら２つの信号を、オートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号をＶ２（ｔ）（第２の信号）およびＶ４（ｔ）（第４の信号）とする。
一方、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ０１を透過した光束は、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて周波数ν１の光束と周波数ν２の光束とに分離される。周波数ν１の光束は、移動する物体ＯＢＪの表面にて反射されて周波数ν１＋Δνを有する光束に変換される。また、周波数ν２の光束は、基準反射面ＣＣＲ０にて反射される。そして、周波数ν１＋Δνの光束と基準反射面ＣＣＲ０にて反射した光束とが偏光ビームスプリッタＰＢＳにて再合成され、信号生成部に入射し、１／４波長板ＱＷＰ１を透過して非偏光ビームスプリッタＮＢＳ１にて透過光束と反射光束とに分割される。
これら透過光束（第１の光）および反射光束（第３の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ１Ｂを透過して受光素子（第１の受光素子）ＰＤ１Ａおよび受光素子（第３の受光素子）ＰＤ１Ｂにて光電変換（検出）される。透過光束および反射光束、つまりは受光素子ＰＤ１Ａ（第１の光検出部）およびＰＤ１Ｂ（第３の光検出部）から出力される２つの信号は周波数ν１−ν２＋Δνを有し、互いに位相が９０°ずれている。これら２つの信号を、オートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号をＶ１（ｔ）（第１の信号）およびＶ３（ｔ）（第３の信号）とする。
そして、実施例２と同様に、以下の演算により互いに位相差９０°を有する正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢを生成する。
ＶＡ＝Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）＋Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）
＝ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）−Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）
＝ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
本実施例は、電子回路としての移相器を用いた実施例２に比べて、信号Ｖ１（ｔ）とＶ３（ｔ）との位相差および信号Ｖ２（ｔ）とＶ４（ｔ）の位相差を正確かつ安定的に設定することができる。位相差は、偏光板ＰＯＬ０Ａ，ＰＯＬ０Ｂ，ＰＯＬ１Ａ，ＰＯＬ１Ｂの空間配置の精度のみで決定され、物体の移動によるヘテロダイン信号の変動によって変化することが原理的にないため、移相器を用いた実施例２に比べて高精度な計測を行うことができる。
図５には、本発明の実施例５であるヘテロダイン干渉計測装置としての格子干渉エンコーダの構成を示している。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束は、不図示の物体に固定されたスケールＳＣＬ上の回折格子ＧＴに照射される。
回折格子ＧＴでの回折により発生した＋１次回折光は、周波数ν１＋Δν，ν２＋Δνの光束となって偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。周波数ν１＋Δνの光束はＰ偏光光束であり、周波数ν２＋Δνの光束はＳ偏光光束である。
一方、回折格子ＧＴでの回折により発生した−１次回折光は、周波数ν１−Δν，ν２−Δνの光束となって、上記偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。スケールＳＣＬと偏光ビームスプリッタＰＢＳとの間に配置された１／２波長板ＨＷＰ１の作用によって、周波数ν１−Δνの光束はＰ偏光光束として、周波数ν２−Δνの光束はＳ偏光光束でそれぞれ偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。
偏光ビームスプリッタＰＢＳは、これら４つの光束を２つの光束に合成して、以下の信号生成部に入射させる。
第１の合成光束は、周波数ν１＋Δν（Ｐ偏光）の光束と周波数ν２−Δν（Ｓ偏光）との合成光束である。第１の合成光束は、１／４波長板ＱＷＰ１にて回転偏光光束に変換され、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ１にて２つに分割される。該２つの分割光束（第１および第３の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ１Ｂを透過して受光素子（第１および第３の受光素子）ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂにて光電変換（検出）される。
受光素子ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂに入射した２つの分割光束および受光素子ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂからの出力信号は、互いに９０°の位相差を有する正弦波信号となる。そして、これら出力信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに上がる。これらの２つの出力信号をオートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号を、以下のように記述できるＶ１（ｔ）（第１の信号）およびＶ３（ｔ）（第３の信号）とする。
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
第２の合成光束は、周波数ν１−Δν（Ｐ偏光）の光束と周波数ν２＋Δν（Ｓ偏光）との合成光束である。この第２の合成光束は、１／４波長板ＱＷＰ２にて回転偏光光束に変換され、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ２にて２つに分割される。該２つの分割光束（第２および第４の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ２Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ２Ｂを透過して受光素子（第２および第４の受光素子）ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂにて光電変換（検出）される。
受光素子ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂに入射した２つの分割光束および受光素子ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂからの出力信号は、互いに９０°の位相差を有する正弦波信号となる。そして、これら出力信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに下がる。これらの２つの出力信号をオートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号を、以下のように記述できるＶ２（ｔ）（第２の信号）およびＶ３（ｔ）（第４の信号）とする。
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ｝
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ＋π／２｝
そして、実施例１と同様に、以下の演算により互いに位相差９０°を有する正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢを生成する。
ＶＡ＝Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）＋Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）
＝ｃｏｓ（２・ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）−Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）
＝ｓｉｎ（２・ωｓ・ｔ）
本実施例は、電子回路としての移相器を用いた実施例１に比べて、信号Ｖ１（ｔ）とＶ３（ｔ）との位相差および信号Ｖ２（ｔ）とＶ４（ｔ）の位相差を正確かつ安定的に設定することができる。位相差は、偏光板ＰＯＬ０Ａ，ＰＯＬ０Ｂ，ＰＯＬ１Ａ，ＰＯＬ１Ｂの空間配置の精度のみで決定され、物体の移動によるヘテロダイン信号の変動によって変化することが原理的にないため、移相器を用いた実施例１に比べて高精度な計測を行うことができる。
以上説明した各実施例は代表的な例にすぎず、本発明の実施に際しては、各実施例に対して種々の変形や変更が可能である。
例えば、上記実施例では、ヘテロダイン干渉計測装置の例としてマイケルソン干渉測長計および格子干渉エンコーダについて説明したが、本発明は他のヘテロダイン干渉計測装置にも適用することができる。
また、上記各実施例にて説明した移相器や加減算および乗算を行うアナログ回路を、Ａ／Ｄ変換器、ＦＰＧＡやＣＰＵ等のデジタル信号処理回路に置き換えてもよい。
また、光源として、レーザ以外にスーパールミネセントダイオード（ＳＬＤ）や発光ダイオード（ＬＥＤ）を使用してもよい。また、各実施例において使用した２周波光源は、光音響光学素子を用いる構成以外の構成を有してもよい。
また、実施例４，５にて説明した光学的に９０°の位相差を有する信号を生成する手段として、他の偏光光学構成を有する手段や空間干渉縞走査を用いた手段に置き換えてもよい。
さらに、各実施例で説明した和演算と差演算は、ヘテロダイン信号間またはヘテロダイン信号と基準周波数信号間での位相の設定の仕方によって逆としてもよい。
実施例１と同様に構成されたレーザ光源ＬＳおよび光音響光学素子ＡＯＭ１，ＡＯＭ２等を含む２周波光源から射出した光束は、不図示の物体に固定されたスケールＳＣＬ上の回折格子ＧＴに照射される。
回折格子ＧＴでの回折により発生した＋１次回折光は、周波数ν１＋Δν，ν２＋Δνの光束となって偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。周波数ν１＋Δνの光束はＰ偏光光束であり、周波数ν２＋Δνの光束はＳ偏光光束である。
一方、回折格子ＧＴでの回折により発生した−１次回折光は、周波数ν１−Δν，ν２−Δνの光束となって、上記偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。スケールＳＣＬと偏光ビームスプリッタＰＢＳとの間に配置された１／２波長板ＨＷＰ１の作用によって、周波数ν１−Δνの光束はＰ偏光光束として、周波数ν２−Δνの光束はＳ偏光光束でそれぞれ偏光ビームスプリッタＰＢＳに入射する。
偏光ビームスプリッタＰＢＳは、これら４つの光束を２つの光束に合成して、以下の信号生成部に入射させる。
第１の合成光束は、周波数ν１＋Δν（Ｐ偏光）の光束と周波数ν２−Δν（Ｓ偏光）との合成光束である。第１の合成光束は、１／４波長板ＱＷＰ１にて回転偏光光束に変換され、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ１にて２つに分割される。該２つの分割光束（第１および第３の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ１Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ１Ｂを透過して受光素子（第１および第３の受光素子）ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂにて光電変換（検出）される。
受光素子ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂに入射した２つの分割光束および受光素子ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂからの出力信号は、互いに９０°の位相差を有する正弦波信号となる。そして、これら出力信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに上がる。これらの２つの出力信号をオートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号を、以下のように記述できるＶ１（ｔ）（第１の信号）およびＶ３（ｔ）（第３の信号）とする。
Ｖ１（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ｝
Ｖ３（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｓ）・ｔ＋π／２｝
第２の合成光束は、周波数ν１−Δν（Ｐ偏光）の光束と周波数ν２＋Δν（Ｓ偏光）との合成光束である。この第２の合成光束は、１／４波長板ＱＷＰ２にて回転偏光光束に変換され、非偏光ビームスプリッタＮＢＳ２にて２つに分割される。該２つの分割光束（第２および第４の光）はそれぞれ、４５°方位の偏光板ＰＯＬ２Ａおよび０°方位の偏光板ＰＯＬ２Ｂを透過して受光素子（第２および第４の受光素子）ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂにて光電変換（検出）される。
受光素子ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂに入射した２つの分割光束および受光素子ＰＤ２Ａ，ＰＤ２Ｂからの出力信号は、互いに９０°の位相差を有する正弦波信号となる。そして、これら出力信号の周波数は、スケールＳＣＬが図中の矢印方向に移動したときに下がる。これらの２つの出力信号をオートゲインコントロール回路ＡＧＣにより規格化した信号を、以下のように記述できるＶ２（ｔ）（第２の信号）およびＶ３（ｔ）（第４の信号）とする。
Ｖ２（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ｝
Ｖ４（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｓ）・ｔ＋π／２｝
そして、実施例１と同様に、以下の演算により互いに位相差９０°を有する正弦波信号としての第１および第２の周期信号ＶＡ，ＶＢを生成する。
ＶＡ＝Ｖ１（ｔ）×Ｖ２（ｔ）＋Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）
＝ｃｏｓ（２・ωｓ・ｔ）
ＶＢ＝Ｖ２（ｔ）×Ｖ３（ｔ）−Ｖ４（ｔ）×Ｖ１（ｔ）
＝ｓｉｎ（２・ωｓ・ｔ）
本実施例は、電子回路としての移相器を用いた実施例１に比べて、信号Ｖ１（ｔ）とＶ３（ｔ）との位相差および信号Ｖ２（ｔ）とＶ４（ｔ）の位相差を正確かつ安定的に設定することができる。位相差は、偏光板ＰＯＬ０Ａ，ＰＯＬ０Ｂ，ＰＯＬ１Ａ，ＰＯＬ１Ｂの空間配置の精度のみで決定され、物体の移動によるヘテロダイン信号の変動によって変化することが原理的にないため、移相器を用いた実施例１に比べて高精度な計測を行うことができる。
以上説明した各実施例は代表的な例にすぎず、本発明の実施に際しては、各実施例に対して種々の変形や変更が可能である。
例えば、上記実施例では、ヘテロダイン干渉計測装置の例としてマイケルソン干渉測長計および格子干渉エンコーダについて説明したが、本発明は他のヘテロダイン干渉計測装置にも適用することができる。
また、上記各実施例にて説明した移相器や加減算および乗算を行うアナログ回路を、Ａ／Ｄ変換器、ＦＰＧＡやＣＰＵ等のデジタル信号処理回路に置き換えてもよい。
また、光源として、レーザ以外にスーパールミネセントダイオード（ＳＬＤ）や発光ダイオード（ＬＥＤ）を使用してもよい。また、各実施例において使用した２周波光源は、光音響光学素子を用いる構成以外の構成を有してもよい。
また、実施例４，５にて説明した光学的に９０°の位相差を有する信号を生成する手段として、他の偏光光学構成を有する手段や空間干渉縞走査を用いた手段に置き換えてもよい。
さらに、各実施例で説明した和演算と差演算は、ヘテロダイン信号間またはヘテロダイン信号と基準周波数信号間での位相の設定の仕方によって逆としてもよい。
本発明は、産業用機械ステージ、高精度形状測定装置、顕微鏡ステージ、高精度機械加工装置、半導体露光装置、半導体製造装置等の各種装置での物体に関する物理量の計測を高精度で行える。
ＧＴ 回折格子
ＳＣＬ スケール
ＰＤ０，ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂ，ＰＤ０Ａ，ＰＤ０Ｂ 受光素子
ＡＤＤ 加算器
ＤＥＦ 減算器
ＭＩＸＥＲ 乗算器
ＳＣＬ スケール
ＰＤ０，ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ１Ａ，ＰＤ１Ｂ，ＰＤ０Ａ，ＰＤ０Ｂ 受光素子
ＡＤＤ 加算器
ＤＥＦ 減算器
ＭＩＸＥＲ 乗算器
Claims (3)
- 物体に光を照射する光照射部と、
前記光が前記物体で回折又は反射することで発生した互いに周波数が異なる複数の光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、互いに位相差を有し、前記物体に関する物理量を示す情報を生成するために用いられる第１の周期信号および第２の周期信号を生成する信号生成部とを有し、
前記信号生成部は、
前記複数の受光素子のうち第１の受光素子および第２の受光素子から出力された第１の信号および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３の信号および第４の信号を生成し、
前記第１の信号および前記第２の信号を乗算して得た信号と前記第３の信号および前記第４の信号を乗算して得た信号とを加算又は減算することで前記第１の周期信号を生成し、
前記第１の信号および前記第３の信号を乗算して得た信号と前記第２の信号および前記第４の信号を乗算して得た信号とを減算又は加算することで前記第２の周期信号を生成することを特徴とするヘテロダイン干渉計測装置。 - 物体に光を照射する光照射部と、
前記光が前記物体で回折又は反射することで発生した光および基準周波数を有する光を光電変換する複数の受光素子を含み、該受光素子から出力された信号を用いて、互いに位相差を有し、前記物体に関する物理量を示す情報を生成するために用いられる第１の周期信号および第２の周期信号を生成する信号生成部とを有し、
前記信号生成部は、
前記複数の受光素子のうち第１の受光素子および第２の受光素子からそれぞれ出力された第１の信号および第２の信号に対してそれぞれ位相が９０°ずれた第３の信号および第４の信号を生成し、
前記第１の信号および前記第２の信号を乗算して得た信号と前記第３の信号および前記第４の信号を乗算して得た信号とを加算又は減算することで前記第１の周期信号を生成し、
前記第１の信号および前記第３の信号を乗算して得た信号と前記第２の信号および前記第４の信号を乗算して得た信号とを減算又は加算することで前記第２の周期信号を生成することを特徴とするヘテロダイン干渉計測装置。 - 前記信号生成部は、前記第１の受光素子および前記第２の受光素子に入射する２つの光のそれぞれに対して位相が９０°ずれた２つの光を生成し、該生成した２つの光を前記複数の受光素子のうち第３の受光素子および第４の受光素子によりそれぞれ光電変換することで前記第３の信号および前記第４の信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載のヘテロダイン干渉計測装置。
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