JP2011087405A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】ヒステリティック制御方式のスイッチングレギュレータについて電圧バッファを用いずに安定的な疑似リップル電圧を生成する。
【解決手段】スイッチ素子（１）をスイッチング制御して入力電圧を降圧して出力電圧を生成するスイッチングレギュレータは、出力電圧をフィードバックした電圧を第１の入力信号、基準電圧を第２の入力信号として、これら第１および第２の入力信号の差分を増幅する差動増幅回路（６）と、差動増幅回路（６）における第１および第２の入力信号のいずれか一方の増幅経路に、スイッチ素子（１）が所定の論理遷移をするごとに所定の時間変化をする電流を供給する疑似リップル発生器（７）と、差動増幅回路（６）の差動出力が入力される比較器（８）とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特に、ヒステリティック制御方式のスイッチングレギュレータにおける疑似リップル電圧の生成に関する。

一般に、スイッチングレギュレータは、効率よく電力を変換することができるため多くの電子機器の電源回路として用いられる。特にバッテリーを入力電圧源とする携帯機器では、長時間の使用を可能とするため使用状況に応じて電子回路に供給する電力を適時変更するなどの制御が行われる。したがって、使用状況の変化に高速に応答するスイッチングレギュレータが求められている。

このようなスイッチングレギュレータとして、誤差増幅器を用いたフィードバック制御ではなく、比較器を用いて出力電圧が所定の範囲内となるようにスイッチ素子を制御するヒステリティック制御を行うものがある。ヒステリティック制御では、誤差増幅器のスルーレートによって決まる動作時間を要しないため高速に応答することができる。

安定したヒステリティック制御を行うためには、出力リップルの振幅を大きくする必要があるが、振幅を大きくしすぎると適切な出力電圧を得ることができないという問題がある。そこで、基準電圧に出力リップルと逆波形の電圧を重畳した疑似リップル電圧を用いて、出力電圧が疑似リップル電圧を下回ったときにスイッチ素子を一定時間オン制御するようにしている（例えば、特許文献１参照）。

米国特許第７，２０２，６４２号明細書

基準電圧に所定の電圧を重畳する場合にこれら電圧を単に直列接続したのでは基準電圧源に流出入する電流によって基準電圧が変動してしまう。したがって、電圧バッファなどを用いて基準電圧源の電流能力を高める必要がある。しかし、電圧バッファを採用するとスイッチングレギュレータの回路規模が大きくなり、また、消費電力も増大してしまう。

上記問題に鑑み、本発明は、ヒステリティック制御方式のスイッチングレギュレータについて電圧バッファを用いずに安定的な疑似リップル電圧を生成することを課題とする。

上記課題を解決するために本発明によって次のような手段を講じた。すなわち、スイッチ素子をスイッチング制御して入力電圧を降圧して出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、出力電圧をフィードバックした電圧を第１の入力信号、基準電圧を第２の入力信号として、これら第１および第２の入力信号の差分を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路における第１および第２の入力信号のいずれか一方の増幅経路に、スイッチ素子が所定の論理遷移をするごとに所定の時間変化をする電流を供給する疑似リップル発生器と、差動増幅回路の差動出力が入力される比較器とを備えているものとする。

この構成によると、疑似リップル発生器から供給される電流が差動増幅回路の差動出力のオフセット電圧として現れる。これにより、差動増幅回路、疑似リップル発生器、および比較器は、全体として、疑似リップル発生器の出力電流によって決まるオフセット電圧を有し、出力電圧をフィードバックした電圧と基準電圧とを比較する比較器として機能する。

本発明によると、ヒステリティック制御方式のスイッチングレギュレータについて電圧バッファを用いずに安定的な疑似リップル電圧を生成することができる。これにより、スイッチングレギュレータの回路規模および消費電力を低減することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチングレギュレータの構成図である。 図２は、図１のスイッチングレギュレータの各種信号波形を示すグラフである。 図３は、変形例に係るスイッチングレギュレータの構成図である。 図４は、図３のスイッチングレギュレータの各種信号波形を示すグラフである。 図５は、オフ時間固定のスイッチングレギュレータの各種信号波形を示すグラフである。

図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチングレギュレータの構成を示す。本実施形態に係るスイッチングレギュレータは、インダクタ３に接続されたスイッチ素子１、２を交互にオンオフすることによって例えばバッテリー等からの入力電圧Ｖｉｎを降圧して、コンデンサ４で平滑化した出力電圧Ｖｏｕｔを出力負荷５に供給する。

差動増幅回路６は、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックした電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅する。具体的には、差動増幅回路６は、エミッタどうしが接続され、ベースに電圧ＶｆｂおよびＶｒｅｆがそれぞれ入力されるトランジスタ６１，６２、これらトランジスタのエミッタの接続点に電流Ｉａを供給する定電流源６３、トランジスタ６１，６２のコレクタにそれぞれ接続され、互いに同じ抵抗値の抵抗素子６４，６５を備えている。抵抗素子６４，６５は互いに接続されており、その接続点に電圧ＶＣＣが印加される。

疑似リップル発生器７は、スイッチ素子１がターンオフするごとに初期値から増加する電流Ｉｒを生成し、抵抗素子６４の抵抗値を所定比に分割する点に供給する。電流Ｉｒは電流Ｉａに対して十分に小さいものとする。

比較器８は、差動増幅回路６の差動出力を比較する。具体的には、比較器８の正入力端はトランジスタ６１のコレクタに接続され、負入力端はトランジスタ６２のコレクタに接続されている。

一定時間トリガ回路９は、比較器８の出力を受けて、その出力がＬレベルからＨレベルに遷移したとき、出力を一定時間Ｈレベルにする。一定時間トリガ回路９の出力がスイッチ素子１の制御信号となる。また、一定時間トリガ回路９の出力反転がスイッチ素子２の制御信号となる。

以上のように構成されたスイッチングレギュレータにおいて、抵抗素子６４の分割比をＲ１／（Ｒ１＋Ｒ２）、定電流源６３の電流をＩａ、トランジスタ６１，６２の熱電圧をＶｔ＝ｋＴ／ｑ（ただし、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の電荷量）とすると、トランジスタ６１，６２の平衡条件は次式のようになる。

Ｖｆｂ＝Ｖｒｅｆ＋２Ｖｔ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉｒ／Ｉａ
したがって、Ｖｏｓ＝２Ｖｔ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉｒ／Ｉａとして、差動増幅回路６、疑似リップル発生器７、および比較器８は、全体として、オフセット電圧Ｖｏｓを有し、電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する比較器として機能する。ここで、電流Ｉａは定電流であり、熱電圧Ｖｔは約２６ｍＶの定電圧であることから、電圧Ｖｏｓは電流Ｉｒに比例する。電流Ｉｒがゼロの場合には電圧Ｖｏｓはゼロである。また、電圧Ｖｏｓの最大値は抵抗素子６４の分割比または電流Ｉａの大きさで決まる。このように、電圧Ｖｏｓは任意に調節可能である。

図２は、本実施形態に係るスイッチングレギュレータの各種信号波形を示す。スイッチ素子１の制御信号がＬレベルとなりスイッチ素子１がターンオフすると、電流Ｉｒは初期値から増加する。これに伴い、電圧Ｖｏｓが上昇する。一方、電圧Ｖｆｂは下降し、やがて基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｏｓとの和を下回る。すると、比較器８の出力はＬレベルからＨレベルに遷移する。この遷移をトリガとして、一定時間トリガ回路９の出力はＨレベルとなる。これにより、スイッチ素子１がオンするため電圧Ｖｆｂは上昇に転ずる。一方、電流Ｉｒは減少し、電圧Ｖｏｓは下降する。そのため、電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｏｓとの和を上回って比較器８の出力はすぐにＬレベルとなる。一定時間トリガ回路９の出力は、時間ＴｏｎにわたってＨレベルであり、その間スイッチ素子１はオン制御され続ける。時間Ｔｏｎが経過すると、一定時間トリガ回路９の出力はＬレベルとなる。これにより、スイッチ素子１がターンオフするため電圧Ｖｆｂは下降する一方、電圧Ｖｏｓは上昇する。以後、これらの動作を繰り返す。

抵抗素子６４の分割点への電流Ｉｒの供給に代えて、抵抗素子６５において抵抗素子６４の分割点に相当する点に逆向きの電流Ｉｒを供給するようにしてもよい。また、抵抗素子６４，６５のそれぞれの分割点に互いに逆向きの電流Ｉｒを供給するようにしてもよい。

また、トランジスタ６１のコレクタに電流Ｉｒを供給するようにしてもよい。図３は、変形例に係るスイッチングレギュレータの構成を示す。本変形例では疑似リップル発生器７の電流Ｉｒがトランジスタ６１のコレクタに供給される。また、これとは逆向きの電流Ｉｒがトランジスタ６２のコレクタに供給される。この構成ではトランジスタ６１，６２の平衡条件は次式のようになる。

Ｖｆｂ＝Ｖｒｅｆ＋４Ｖｔ×Ｉｒ／Ｉａ
したがって、Ｖｏｓ＝４Ｖｔ×Ｉｒ／Ｉａとして、比較器８は、オフセット電圧Ｖｏｓを有し、電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する比較器として機能する。電圧Ｖｏｓは電流Ｉｒに比例し、また、その最大値は電流Ｉａの大きさで決まる。

図４は、変形例に係るスイッチングレギュレータの各種信号波形を示す。電圧Ｖｏｓは厳密に出力リップルを模擬する必要はなく、スイッチ素子１のオン制御中は電圧Ｖｏｓを所定値に固定してもよい。例えば、スイッチ素子１のオン制御中は電流Ｉｒを所定の負値に固定して電圧Ｖｏｓを所定値に固定する。

ところで、スイッチ素子１のスイッチング周期をＴとすると、スイッチ素子１の固定オン時間Ｔｏｎは、
Ｔｏｎ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ×Ｔ
で表される。したがって、一定時間トリガ回路９において出力電圧Ｖｏｕｔに比例し、入力電圧Ｖｉｎに反比例するように固定オン時間Ｔｏｎを適応的に調整することで、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔが変動してもスイッチ素子１のスイッチング周波数をほぼ一定に保つことができる。

また、Ｒｏｎ，Ｒｏｆｆをそれぞれ仮想的な抵抗値として、疑似リップル発生器７は、スイッチ素子１のオン制御中は、
Ｉｒ＝−Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｉｎ／Ｒｏｎ
で表される一定の電流Ｉｒを、スイッチ素子１のオフ制御中は、
Ｉｒ＝−Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｉｎ／Ｒｏｎ＋Ｖｏｕｔ／Ｒｏｆｆ×ｔ
で表される時間変化する電流Ｉｒを、それぞれ出力してもよい。さらに、
Ｒｏｆｆ＝Ｒｏｎ×Ｔ
という条件を満たすと、スイッチ素子１のオフ制御中に下降する電圧Ｖｆｂがちょうど基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなったときにスイッチ素子１のオン制御を開始することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが変動しても出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ一定に保つことができる。

比較器８の入力極性を逆にしてもよい。すなわち、比較器８の正入力端にトランジスタ６２のコレクタを接続し、負入力端にトランジスタ６２のコレクタを接続してもよい。また、スイッチ素子１，２の制御信号の極性も逆にする。例えば、一定時間トリガ回路９の出力をスイッチ素子２の制御信号とし、一定時間トリガ回路９の出力反転をスイッチ素子１の制御信号とする。このように変形することで、スイッチ素子１はオフ時間が一定となるようにスイッチング制御される。

図５は、オフ時間固定のスイッチングレギュレータの各種信号波形を示す。スイッチ素子１の制御信号がＨレベルとなりスイッチ素子１がターンオンすると、電流Ｉｒは初期値から減少する。これに伴い、電圧Ｖｏｓが下降する。一方、電圧Ｖｆｂは上昇し、やがて基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｏｓとの和を上回る。すると、比較器８の出力はＬレベルからＨレベルに遷移する。この遷移をトリガとして、一定時間トリガ回路９の出力はＨレベルとなる。これにより、スイッチ素子１がオフするため電圧Ｖｆｂは下降に転ずる。一方、電流Ｉｒおよび電圧Ｖｏｓは正の所定値に固定される。そのため、電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｏｓとの和を下回って比較器８の出力はすぐにＬレベルとなる。一定時間トリガ回路９の出力は、時間ＴｏｆｆにわたってＨレベルであり、その間スイッチ素子１はオフ制御され続ける。時間Ｔｏｆｆが経過すると、一定時間トリガ回路９の出力はＬレベルとなる。これにより、スイッチ素子１がターンオンするため電圧Ｖｆｂは上昇する一方、電圧Ｖｏｓは下降する。以後、これらの動作を繰り返す。

オフ時間固定の場合、スイッチ素子１の固定オフ時間Ｔｏｆｆは、
Ｔｏｆｆ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｉｎ×Ｔ
で表される。したがって、一定時間トリガ回路９において入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差に比例し、入力電圧Ｖｉｎに反比例するように固定オフ時間Ｔｏｆｆを適応的に調整することで、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔが変動してもスイッチ素子１のスイッチング周波数をほぼ一定に保つことができる。

また、Ｒｏｎ，Ｒｏｆｆをそれぞれ仮想的な抵抗値として、疑似リップル発生器７は、スイッチ素子１のオフ制御中は、
Ｉｒ＝Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｉｎ／Ｒｏｆｆ
で表される一定の電流Ｉｒを、スイッチ素子１のオン制御中は、
Ｉｒ＝Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｉｎ／Ｒｏｆｆ−（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｒｏｎ×ｔ
で表される時間変化する電流Ｉｒを、それぞれ出力してもよい。さらに、
Ｒｏｎ＝Ｒｏｆｆ×Ｔ
という条件を満たすと、スイッチ素子１のオン制御中に上昇する電圧Ｖｆｂがちょうど基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなったときにスイッチ素子１のオフ制御を開始することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが変動しても出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ一定に保つことができる。

以上、本実施形態によると、電圧バッファを用いずに簡易な回路構成でヒステリティック制御に必要な疑似リップル電圧を生成することができる。これにより、スイッチングレギュレータの回路規模および消費電力を低減することができる。

なお、電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔそのものでなくとも出力電圧Ｖｏｕｔに比例していればよい。例えば、電圧Ｖｆｂとして出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧した電圧を用いてもよい。また、スイッチ素子２をダイオードに置き換えてもよい。また、一定時間トリガ回路９は省略可能である。

本発明に係るスイッチングレギュレータは電圧バッファを用いずに安定的な疑似リップル電圧を生成することができるため、小型化および低消費電力が求められる電源装置として有用である。

１ スイッチ素子
６ 差動増幅回路
６１ トランジスタ（第１のトランジスタ）
６２ トランジスタ（第２のトランジスタ）
６４ 抵抗素子（第１の抵抗素子）
６５ 抵抗素子（第２の抵抗素子）
７ 疑似リップル発生器
８ 比較器
９ 一定時間トリガ回路

Claims (5)

1. スイッチ素子をスイッチング制御して入力電圧を降圧して出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、
   前記出力電圧をフィードバックした電圧を第１の入力信号、基準電圧を第２の入力信号として、これら第１および第２の入力信号の差分を増幅する差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路における前記第１および第２の入力信号のいずれか一方の増幅経路に、前記スイッチ素子が所定の論理遷移をするごとに所定の時間変化をする電流を供給する疑似リップル発生器と、
   前記差動増幅回路の差動出力が入力される比較器とを備えている
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 請求項１のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記差動増幅回路は、
   エミッタどうしが接続され、ベースに前記第１および第２の入力信号がそれぞれ入力される第１および第２のトランジスタと、
   前記第１および第２のトランジスタのそれぞれのコレクタに接続され、互いに同じ抵抗値の第１および第２の抵抗素子とを有するものであり、
   前記疑似リップル発生器は、前記第１および第２の抵抗素子のいずれか一方における所定の分圧点に前記電流を供給する
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 請求項１のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記差動増幅回路は、エミッタどうしが接続され、ベースに前記第１および第２の入力信号がそれぞれ入力される第１および第２のトランジスタを有するものであり、
   前記疑似リップル発生器は、前記第１および第２のトランジスタのいずれか一方のコレクタに前記電流を供給する
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
4. 請求項１のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記比較部の出力が所定の論理遷移をしたとき出力を一定時間アクティブにする一定時間トリガ回路を備え、
   前記スイッチ素子は、前記一定時間トリガ回路の出力がアクティブとなっている間、オン制御されるものであり、
   前記疑似リップル発生器は、前記スイッチ素子がターンオフするごとに初期値から増加する電流を出力するものである
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
5. 請求項１のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記比較部の出力が所定の論理遷移をしたとき出力を一定時間アクティブにする一定時間トリガ回路を備え、
   前記スイッチ素子は、前記一定時間トリガ回路の出力がアクティブとなっている間、オフ制御されるものであり、
   前記疑似リップル発生器は、前記スイッチ素子がターンオンするごとに初期値から減少する電流を出力するものである
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。

Images