JP2011067038A - チャージポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】 高電圧と低電圧の２種類の電圧を選択して発生することが可能であり、高電圧を出力する動作状態から低電圧を出力する動作状態への遷移を円滑に行うことができるチャージポンプを提供する。
【解決手段】 高電圧出力モードにおいて降圧指令が与えられた場合、一旦、中継モードに遷移させる。この中継モードでは、入力電源を第１および第２の出力用キャパシタとフライングキャパシタとから切り離して、フライングキャパシタおよび第１の出力用キャパシタを並列接続する平滑化動作と、フライングキャパシタを第１の出力用キャパシタから切り離して第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とが繰り返されるため、各キャパシタの充電電圧は電圧値を互いに同じにしながら低下してゆく。そこで、キャパシタの充電電圧が低下するのを待って低電圧出力モードに遷移させる。
【選択図】図６

Description

この発明は、単一の入力電源を利用して正および負の極性を持った電源電圧を発生するチャージポンプに関する。

チャージポンプは、複数のキャパシタ間の電荷の移動を行うことにより所望の極性および大きさを持った電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータである。なお、この種のチャージポンプは、例えば特許文献１に開示されている。

特開平６−１６５４８２号公報

ところで、チャージポンプの用途によっては、高電圧と低電圧の２種類の電圧を選択して発生し、この出力電圧を発生しながら昇圧指令に応じて出力電圧を低電圧から高電圧に切り換え、降圧指令に応じて出力電圧を高電圧から低電圧に切り換える機能が求められる場合がある。ここで、前者の高電圧を発生するためには、入力電源の出力電圧を１個のキャパシタに印加する動作と、このキャパシタの充電電荷を負荷の電源端子に接続された出力用キャパシタに再分配する動作を繰り返せばよい。また、後者の低電圧を発生するためには、入力電源の出力電圧を直列接続された２個のキャパシタに印加する動作と、この直列接続された２個のキャパシタのうちの１個のキャパシタの充電電荷を負荷の電源端子に接続された出力用キャパシタに再分配する動作を繰り返せばよい。しかし、チャージポンプを高電圧を出力する動作状態から低電圧を出力する動作状態に遷移させる場合、１つの問題が発生する。すなわち、高電圧を出力する動作状態が終了するとき、キャパシタには入力電源の出力電圧に等しい電圧が残っているので、低電圧を出力する動作状態が始まると、入力電源に対して、その充電電圧の残ったキャパシタと他の１つのキャパシタとを直列接続したものが接続されることとなり、入力電源の電圧出力部に過大電圧が発生し、チャージポンプが動作異常を引き起こす場合がある。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、高電圧と低電圧の２種類の電圧を選択して発生することが可能であり、高電圧を出力する動作状態から低電圧を出力する動作状態への遷移を円滑に行うことができるチャージポンプを提供することを目的とする。

この発明は、第１および第２の出力用キャパシタと、フライングキャパシタと、入力電源との間に介在するスイッチ回路と、前記スイッチ回路を制御する制御部とを具備するチャージポンプであり、
前記チャージポンプは、動作モードとして、高電圧出力モードと、低電圧出力モードと、中継モードとを有し、前記制御部は、前記高電圧出力モードでは、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタの各々に対して前記入力電源の出力電圧を印加する第１のチャージ動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させることにより、正および負の電圧を前記第１および第２の出力用キャパシタから出力させ、前記低電圧出力モードでは、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを直列接続し、直列接続された前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタに対して前記入力電源の出力電圧を印加する第２のチャージ動作と、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを並列接続する平滑化動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させることにより、前記高電圧出力モード時において出力されるものよりも低電圧の正および負の電圧を前記第１および第２の出力用キャパシタから出力させ、前記中継モードでは、前記入力電源を前記第１および第２の出力用キャパシタと前記フライングキャパシタとから切り離して、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを並列接続する平滑化動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させ、前記チャージポンプの動作モードが前記低電圧出力モードである期間に、昇圧指令が与えられたとき、前記スイッチ回路の動作モードを前記低電圧出力モードから前記高電圧出力モードに遷移させ、前記チャージポンプの動作モードが前記高電圧出力モードである期間に、降圧指令が与えられたとき、前記動作モードを前記高電圧出力モードから前記中継モードに遷移させ、その後、前記低電圧出力モードに遷移させることを特徴とするチャージポンプを提供する。

かかる発明によれば、高電圧出力モードから低電圧出力モードへの遷移の際に、中継モードを経由させるので、この中継モードでの動作を経ることにより第１および第２の出力用キャパシタ並びにフライングキャパシタの充電電圧を低下させることができ、円滑に低電圧出力モードに遷移させることができる。

この発明の一実施形態であるチャージポンプ１を含む電力増幅回路の構成を示す回路図である。 同実施形態における出力状態検出部３の構成例を示す回路図である。 同実施形態におけるチャージポンプ１の高電圧出力モードでの状態遷移を示す図である。 同実施形態におけるチャージポンプ１の低電圧出力モードでの状態遷移を示す図である。 同実施形態におけるチャージポンプ１の中継モードでの状態遷移を示す図である。 同実施形態におけるチャージポンプ１のモード間の遷移の態様を示す図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施の形態を説明する。
図１は、この発明の一実施形態であるチャージポンプ１を含む電力増幅回路の構成を示す回路図である。この電力増幅回路は、電源回路としてのチャージポンプ１と、負荷駆動部２と、出力状態検出部３とを有している。ここで、チャージポンプ１は、負荷駆動部２に供給する正および負の各電源電圧を発生する電源回路である。負荷駆動部２は、チャージポンプ１から正および負の電源電圧の供給を受け、図示しない前段回路から与えられる入力信号ＡＭＰＩを増幅し、出力信号ＡＭＰＯとして負荷（図示略）に与えるアンプである。出力状態検出部３は、負荷駆動部２の出力状態を監視し、負荷駆動部２に供給される電源電圧に対して負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが所定限度を越えて接近したか否かを示す出力状態検出信号ＤＥＴＯを出力する回路である。

図示のように、チャージポンプ１は、制御部１０と、スイッチ回路２０と、端子ＣＰＶＤＤ、ＣＰ、ＧＮＤ、ＣＮおよびＣＰＶＳＳを有している。そして、端子ＣＰＶＤＤは負荷駆動部２の正電源端子に接続され、端子ＣＰＶＳＳは負荷駆動部２の負電源端子に接続される。また、端子ＧＮＤは接地され、端子ＣＰＶＤＤと接地線との間には出力用キャパシタＣ１が、端子ＣＰＶＳＳと接地線との間には出力用キャパシタＣ２が、端子ＣＰおよびＣＮ間にはフライングキャパシタＣ３が介挿される。出力用キャパシタＣ１、出力用キャパシタＣ２およびフライングキャパシタＣ３は、理想的には同じ容量値を有している。なお、以下では、説明の便宜のため、端子ＣＰＶＤＤに発生する電圧を電圧ＣＰＶＤＤ、端子ＣＰに発生する電圧を電圧ＣＰ、端子ＧＮＤに発生する電圧を電圧ＧＮＤ、端子ＣＮに発生する電圧を電圧ＣＮ、端子ＣＰＶＳＳに発生する電圧を電圧ＣＰＶＳＳというように表記する場合がある。

スイッチ回路２０は、Ｐチャネルの電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｐ１〜Ｐ５と、ＮチャネルトランジスタＮ１〜Ｎ３とを有する。ここで、ＰチャネルトランジスタＰ１は電源ＨＰＶＤＤおよび端子ＣＰ間に、ＰチャネルトランジスタＰ２は電源ＨＰＶＤＤおよび端子ＣＰＶＤＤ間に、ＰチャネルトランジスタＰ３は端子ＣＰＶＤＤおよび端子ＣＰ間に、ＰチャネルトランジスタＰ４は端子ＣＰＶＤＤおよびＣＮ間に各々介挿され、ＰチャネルトランジスタＰ５は電源ＳＰＶＤＤおよび端子ＣＰ間に介挿されている。電源ＨＰＶＤＤの電圧値は例えば１．８Ｖである。また、電源ＳＰＶＤＤの電圧値は、電源ＨＰＶＤＤの電圧値よりも大きく、例えば３．６Ｖである。ＮチャネルトランジスタＮ１は端子ＣＰおよび端子ＧＮＤ間に、ＮチャネルトランジスタＮ２は端子ＣＮおよび端子ＧＮＤ間に、ＮチャネルトランジスタＮ３は端子ＣＮおよび端子ＣＰＶＳＳ間に各々介挿されている。

本実施形態におけるチャージポンプ１は、動作モードとして、高電圧出力モードと、低電圧出力モードと、中継モードと、ハイパワーモードとを有している。

高電圧出力モードは、電源電圧ＨＰＶＤＤと同じ大きさの正の電圧ＣＰＶＤＤ（＝ＨＰＶＤＤ）と負の電圧ＣＰＶＳＳ（＝−ＨＰＶＤＤ）を端子ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳから出力する動作モードである。低電圧出力モードは、電源電圧ＨＰＶＤＤの１／２の大きさの正の電圧ＣＰＶＤＤ（＝ＨＰＶＤＤ／２）と負の電圧ＣＰＶＳＳ（＝−ＨＰＶＤＤ／２）を端子ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳから出力する動作モードである。中継モードは、高電圧出力モードから低電圧出力モードへの遷移をスムーズに行わせるために設けられた動作モードである。高電圧出力モード、低電圧出力モードおよび中継モードでは、電源ＨＰＶＤＤのみを使用し、電源ＳＰＶＤＤは使用しない。ハイパワーモードは、電源電圧ＨＰＶＤＤと同じ大きさの正の電圧ＣＰＶＤＤ（＝ＨＰＶＤＤ）と任意の大きさの負の電圧ＣＰＶＳＳを端子ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳから出力する動作モードである。このハイパワーモードでは、電源ＨＰＶＤＤに加えて電源ＳＰＶＤＤを使用し、電源電圧ＳＰＶＤＤ以内の範囲内において、電源電圧ＨＰＶＤＤよりも大きな電圧値の負の電圧ＣＰＶＳＳを発生可能である。

制御部１０は、以上の各動作モード間の遷移の制御および各動作モードでのスイッチ回路２０の制御を行う回路である。この制御部１０は、所定周波数のクロックＣＬＫに同期し、ＰチャネルトランジスタＰ１〜Ｐ５およびＮチャネルトランジスタＮ１〜Ｎ３の各ゲートに与えるゲート電圧を動作モード毎に定められた手順に従って切り換えることにより、上述した各動作モードを実現する。なお、高電圧出力モード、低電圧出力モードおよび中継モードを実現するためのスイッチ回路２０の制御の詳細については後述する。また、ハイパワーモードは、本発明の特徴との関係が希薄であるため、その詳細については説明を省略する。

本実施形態では、負荷駆動部２の出力状態に基づいて低電圧出力モードおよび高電圧出力モード間の遷移が行われるようになっている。出力状態検出部３は、このモード遷移の契機となる情報を発生する回路である。さらに詳述すると、出力状態検出部３は、負荷駆動部２の出力状態を監視し、負荷駆動部２に供給される電源電圧（具体的には正の電源電圧ＣＰＶＤＤおよび負の電源電圧ＣＰＶＳＳ）に対して負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが所定限度を越えて接近したか否かを示す出力状態検出信号ＤＥＴＯを出力する回路である。

図２（ａ）〜（ｃ）は、この出力状態検出部３の各種の構成例を示す回路図である。図２（ａ）に示す出力状態検出部３Ａにおいて、抵抗３１および定電流源３２は、各々の共通接続点から基準レベルＲＥＦＰを発生する回路を構成している。ここで、抵抗３１は、電源ＣＰＶＤＤと定電流源３２との間に介挿されており、定電流源３２の電流が流れる。従って、定電流源３２の電流値をＩ０、抵抗３１の抵抗値をＲ０とした場合、抵抗３１および定電流源３２の共通接続点から得られる基準レベルＲＥＦＰは、ＣＰＶＤＤ−Ｉ０・Ｒ０となる。また、抵抗３３および定電流源３４は、各々の共通接続点から基準レベルＲＥＦＭを発生する回路を構成している。ここで、抵抗３３は、電源ＣＰＶＳＳと定電流源３４との間に介挿されており、定電流源３４の電流が流れる。従って、定電流源３４の電流値を定電流源３２と同様にＩ０、抵抗３３の抵抗値を抵抗３１と同様にＲ０とした場合、抵抗３３および定電流源３４の共通接続点から得られる基準レベルＲＥＦＭは、ＣＰＶＳＳ＋Ｉ０・Ｒ０となる。コンパレータ３５は、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯが基準レベルＲＥＦＰより高い場合にＨレベル、それ以外の場合にＬレベルとなる信号を出力する。コンパレータ３６は、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯが基準レベルＲＥＦＭより低い場合にＨレベル、それ以外の場合にＬレベルとなる信号を出力する。ＯＲゲート３７は、コンパレータ３５および３６の各出力信号の両方がＬレベルである場合には出力状態検出信号ＤＥＴＯをＬレベルとし、コンパレータ３５および３６の各出力信号の少なくとも一方がＨレベルである場合に出力状態検出信号ＤＥＴＯをＨレベルとする。従って、出力状態検出信号ＤＥＴＯは、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯが基準レベルＲＥＦＰと基準レベルＲＥＦＭの間の範囲内に収まっているときはＬレベルとなり、出力信号ＡＭＰＯが一定限度を越えて電源電圧ＣＰＶＤＤまたはＣＰＶＳＳに接近したとき、具体的には出力信号ＡＭＰＯが基準レベルＲＥＦＰよりも高くなったとき、または基準レベルＲＥＦＭよりも低くなったときにＨレベルとなる。

図２（ｂ）に示す出力状態検出部３Ｂは、図２（ａ）に示す出力状態検出部３Ａにおいて基準レベルＲＥＦＰおよびＲＥＦＭを発生する回路の変更を行ったものである。コンパレータ３５、３６およびＯＲゲート３７からなる部分の回路構成は図２（ａ）に示すものと同じである。出力状態検出部３Ｂにおいて、基準レベルＲＥＦＰおよびＲＥＦＭを発生する回路は、同じ抵抗値を有する抵抗４１、４２および４３と、Ｎチャネルトランジスタ４４と、オペアンプ４５とにより構成されている。ここで、抵抗４１、４２および４３は、バンドギャップリファレンス回路のような一定の基準レベルＲＥＦＶを発生する電圧源と、Ｎチャネルトランジスタ４４のドレインとの間に直列に介挿されている。Ｎチャネルトランジスタ４４は、ソースが電源ＣＰＶＳＳに接続されている。オペアンプ４５は、正相入力端子（＋端子）が接地されており、逆相入力端子（−端子）が抵抗４２および４３の共通接続点に接続されている。この構成によれば、抵抗４２および４３の共通接続点を介してオペアンプ４５への負帰還が行われ、オペアンプ４５は、抵抗４２および４３の共通接続点の電位が接地電位となるようにＮチャネルトランジスタ４４に対してゲート電圧の出力を行う。このため、抵抗４１および４２の共通接続点から得られる基準レベルＲＥＦＰはＲＥＦＶ／２となり、Ｎチャネルトランジスタ４４のドレインから得られる基準レベルＲＥＦＭは−ＲＥＦＶ／２となる。

図２（ｃ）に示す出力状態検出部３Ｃは、負荷駆動部２の出力段のトランジスタに流れる電流を検出し、その検出結果に基づいて出力状態検出信号ＤＥＴＯを出力する回路である。図２（ｃ）に示す例において、負荷駆動部２は、電源ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳ間に直列に介挿されたＰチャネルトランジスタ２１およびＮチャネルトランジスタ２２を有しており、これらの両トランジスタのドレイン同士の接続点から出力信号ＡＭＰＯを出力する。そして、負荷駆動部２では、Ｐチャネルトランジスタ２１に与えるゲート電圧を調整し、Ｐチャネルトランジスタ２１に流すドレイン電流を増加させることにより出力信号ＡＭＰＯを上昇させ、Ｎチャネルトランジスタ２２に与えるゲート電圧を調整し、Ｎチャネルトランジスタ２２に流すドレイン電流を増加させることにより出力信号ＡＭＰＯを低下させる。図２（ｃ）に示す出力状態検出部３Ｃでは、この負荷駆動部２のＰチャネルトランジスタ２１およびＮチャネルトランジスタ２２に各々流れるドレイン電流を検出し、その検出結果に基づいて、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯが電源電圧ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳに一定限度を越えて接近したか否かを判定する。さらに詳述すると次の通りである。

まず、Ｐチャネルトランジスタ５１は、ソースが電源電圧ＣＰＶＤＤに固定され、ゲートには負荷駆動部２のＰチャネルトランジスタ２１に与えられるものと同じゲート電圧が与えられるようになっており、Ｐチャネルトランジスタ２１とともにカレントミラーを構成している。従って、Ｐチャネルトランジスタ５１にはＰチャネルトランジスタ２１のドレイン電流のｋ１倍（ｋ１はＰチャネルトランジスタ２１のトランジスタサイズとＰチャネルトランジスタ５１のトランジスタサイズの比により定まる係数）のドレイン電流が流れる。このＰチャネルトランジスタ５１のドレインには定電流源５２が接続されている。この定電流源５２の電流値は、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルがある上限レベル（図２（ａ）または（ｂ）における基準レベルＲＥＦＰに相当するレベル）となるときのＰチャネルトランジスタ２１のドレイン電流値をｋ１倍した値となっている。従って、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが上限レベルよりも低い場合には、Ｐチャネルトランジスタ５１のドレイン電流値は定電流源５２の電流値よりも小さくなり、Ｐチャネルトランジスタ５１のドレイン電圧は、電源電圧ＣＰＶＤＤから大きく低下した電圧値であるＬレベルとなる。一方、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが上限レベルよりも高い場合には、Ｐチャネルトランジスタ５１のドレイン電流値は定電流源５２の電流値よりも大きくなり、Ｐチャネルトランジスタ５１のドレイン電圧は、電源電圧ＣＰＶＤＤに近い電圧値であるＨレベルとなる。このＰチャネルトランジスタ５１のドレイン電圧は、インバータ５５および５６を介してＯＲゲート５８に与えられる。

次に、Ｎチャネルトランジスタ５３は、ソースが電源電圧ＣＰＶＳＳに固定され、ゲートには負荷駆動部２のＮチャネルトランジスタ２２に与えられるものと同じゲート電圧が与えられるようになっており、Ｎチャネルトランジスタ２２とともにカレントミラーを構成している。従って、Ｎチャネルトランジスタ５３にはＮチャネルトランジスタ２２のドレイン電流のｋ２倍（ｋ２はＮチャネルトランジスタ２２のトランジスタサイズとＮチャネルトランジスタ５３のトランジスタサイズの比により定まる係数）のドレイン電流が流れる。このＮチャネルトランジスタ５３のドレインには定電流源５４が接続されている。この定電流源５４の電流値は、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルがある下限レベル（図２（ａ）または（ｂ）における基準レベルＲＥＦＭに相当するレベル）となるときのＮチャネルトランジスタ２２のドレイン電流値をｋ２倍した値となっている。従って、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが下限レベルよりも高い場合には、Ｎチャネルトランジスタ５３のドレイン電流値は定電流源５４の電流値よりも小さくなり、Ｎチャネルトランジスタ５３のドレイン電圧は、電源電圧ＣＰＶＳＳから大きく上昇した電圧値であるＨレベルとなる。一方、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが下限レベルよりも低い場合には、Ｎチャネルトランジスタ５３のドレイン電流値は定電流源５４の電流値よりも大きくなり、Ｎチャネルトランジスタ５３のドレイン電圧は、電源電圧ＣＰＶＳＳに近い電圧値であるＬレベルとなる。このＮチャネルトランジスタ５３のドレイン電圧は、インバータ５７を介することによりレベル反転され、ＯＲゲート５８に与えられる。

ＯＲゲート５８は、インバータ５６および５７の各出力信号が両方ともＬレベルの場合に出力状態検出信号ＤＥＴＯをＬレベルとし、インバータ５６および５７の各出力信号の少なくとも一方がＨレベルの場合、すなわち、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが上限レベルよりも高いか下限レベルよりも低い場合に出力状態検出信号ＤＥＴＯをＨレベルとする。

次にチャージポンプ１の各動作モードの詳細について説明する。図３は高電圧出力モードにおけるチャージポンプ１の状態の遷移を示す図である。図３に示すように、高電圧出力モードにおいて、チャージポンプ１は、クロックＣＬＫに同期して、チャージ動作（図３（ａ）参照）と、フライング動作（図３（ｃ）参照）を交互に繰り返す。

まず、チャージ動作（図３（ａ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０のＰチャネルトランジスタＰ１、Ｐ２およびＮチャネルトランジスタＮ２をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、図示のように、電源ＨＰＶＤＤ→ＰチャネルトランジスタＰ２→出力用キャパシタＣ１→接地線という経路を介して出力用キャパシタＣ１の充電が行われ、出力用キャパシタＣ１に電源電圧ＨＰＶＤＤが印加される。また、図示のように、電源ＨＰＶＤＤ→ＰチャネルトランジスタＰ１→フライングキャパシタＣ３→ＮチャネルトランジスタＮ２→接地線という経路を介してフライングキャパシタＣ３の充電が行われ、フライングキャパシタＣ３に電源電圧ＨＰＶＤＤが印加される。この場合において、フライングキャパシタＣ３は、端子ＣＰ側の電極に正の電荷が、端子ＣＮ側の電極に負の電荷が充電された状態となっている。

チャージ動作（図３（ａ）参照）が一定期間行われると、その後、フライング動作（図３（ｃ）参照）が一定期間行われる。このフライング動作（図３（ｃ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０のＰチャネルトランジスタＰ２、ＮチャネルトランジスタＮ１およびＮ３をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、図示のように、電源ＨＰＶＤＤ→ＰチャネルトランジスタＰ２→出力用キャパシタＣ１→接地線という経路を介して出力用キャパシタＣ１の充電が行われ、出力用キャパシタＣ１に電源電圧ＨＰＶＤＤが印加される。また、図示のように、接地線→ＮチャネルトランジスタＮ１→フライングキャパシタＣ３→ＮチャネルトランジスタＮ３→出力用キャパシタＣ２→接地線という経路が形成される。そして、フライングキャパシタＣ３は、正の電荷が充電された端子ＣＰ側の電極をＮチャネルトランジスタＮ１を介して接地させ、負の電荷が充電された端子ＣＮ側の電極をＮチャネルトランジスタＮ３を介して端子ＣＰＶＳＳに接続させ、出力用キャパシタＣ２と並列接続される。このようにして、フライングキャパシタＣ３の充電電圧ＨＰＶＤＤが逆極性となって出力用キャパシタＣ２に印加され、出力用キャパシタＣ２の充電電圧ＣＰＶＳＳが−ＨＰＶＤＤとなる。

以後、同様に、チャージ動作とフライング動作が繰り返され、端子ＣＰＶＤＤから負荷駆動部２の正電源端子に電源電圧ＣＰＶＤＤ＝ＨＰＶＤＤが、端子ＣＰＶＳＳから負荷駆動部２の負電源端子に電源電圧ＣＰＶＳＳ＝−ＨＰＶＤＤが供給される。

図４は低電圧出力モードにおけるチャージポンプ１の状態の遷移を示す図である。図４に示すように、低電圧出力モードにおいて、チャージポンプ１は、クロックＣＬＫに同期して、チャージ動作（図４（ａ）参照）と、平滑化動作（図４（ｂ）参照）と、フライング動作（図４（ｃ）参照）を順次かつ巡回的に繰り返す。

まず、チャージ動作（図４（ａ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０のＰチャネルトランジスタＰ１およびＰ４をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、図示のように、電源ＨＰＶＤＤ→ＰチャネルトランジスタＰ１→フライングキャパシタＣ３→ＰチャネルトランジスタＰ４→出力用キャパシタＣ１→接地線という経路が形成される。そして、このように電源ＨＰＶＤＤおよび接地線間にフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１を直列接続した状態で、フライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１の充電が行われる。この場合、フライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１は、電源ＨＰＶＤＤおよび接地線間にいわば縦積された状態であり、各々ＨＰＶＤＤ／２ずつ電圧が印加される。この場合において、フライングキャパシタＣ３は、端子ＣＰ側の電極に正の電荷が、端子ＣＮ側の電極に負の電荷が充電された状態となっている。

チャージ動作（図４（ａ）参照）が一定期間行われると、その後、平滑化動作（図４（ｂ）参照）が一定期間行われる。この平滑化動作（図４（ｂ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０のＰチャネルトランジスタＰ３、ＮチャネルトランジスタＮ２をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、図示のように、接地線→ＮチャネルトランジスタＮ２→フライングキャパシタＣ３→ＰチャネルトランジスタＰ３→出力用キャパシタＣ１→接地線という経路が形成される。これにより、フライングキャパシタＣ３は、負の電荷が充電された端子ＣＮ側の電極をＮチャネルトランジスタＮ２を介して接地させ、正の電荷が充電された端子ＣＰ側の電極をＰチャネルトランジスタＰ３を介して端子ＣＰＶＤＤに接続させ、出力用キャパシタＣ１と並列接続される。この結果、出力用キャパシタＣ１の充電電圧とフライングキャパシタＣ３の充電電圧が同じになり、出力用キャパシタＣ１の充電電圧ＣＰＶＤＤがＨＰＶＤＤ／２となる。

平滑化動作（図４（ｂ）参照）が一定期間行われると、その後、フライング動作（図４（ｃ）参照）が一定期間行われる。このフライング動作（図４（ｃ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０のＮチャネルトランジスタＮ１およびＮ３をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、図示のように、接地線→ＮチャネルトランジスタＮ１→フライングキャパシタＣ３→ＮチャネルトランジスタＮ３→出力用キャパシタＣ２→接地線という経路が形成される。これにより、フライングキャパシタＣ３は、正の電荷が充電された端子ＣＰ側の電極をＮチャネルトランジスタＮ１を介して接地させ、負の電荷が充電された端子ＣＮ側の電極をＮチャネルトランジスタＮ３を介して端子ＣＰＶＳＳに接続させ、出力用キャパシタＣ２と並列接続される。このようにして、フライングキャパシタＣ３の充電電圧ＨＰＶＤＤ／２が逆極性となって出力用キャパシタＣ２に印加され、出力用キャパシタＣ２の充電電圧ＣＰＶＳＳが−ＨＰＶＤＤ／２となる。

以後、同様に、チャージ動作、平滑化動作、フライング動作が順次かつ巡回的に繰り返され、端子ＣＰＶＤＤから負荷駆動部２の正電源端子に電源電圧ＣＰＶＤＤ＝ＨＰＶＤＤ／２が、端子ＣＰＶＳＳから負荷駆動部２の負電源端子に電源電圧ＣＰＶＳＳ＝−ＨＰＶＤＤ／２が供給される。

図５は中継モードにおけるチャージポンプ１の状態の遷移を示す図である。図５に示すように、中継モードにおいて、チャージポンプ１は、クロックＣＬＫに同期して、オールＯＦＦ動作（図５（ａ）参照）と、平滑化動作（図５（ｂ）参照）と、フライング動作（図５（ｃ）参照）を順次かつ巡回的に繰り返す。

まず、オールＯＦＦ動作（図５（ａ）参照）において、制御部１０は、スイッチ回路２０の全てのトランジスタをＯＦＦとする。このオールＯＦＦ動作が持続する間、フライングキャパシタＣ３は、同じ充電電圧を維持する。出力用キャパシタＣ１およびＣ２は、負荷駆動部２の正電源端子および負電源端子に各々接続されている。このため、出力用キャパシタＣ１およびＣ２の各充電電荷は負荷駆動部２によって消費され、出力用キャパシタＣ１およびＣ２の各充電電圧の大きさは徐々に低下する。

オールＯＦＦ動作（図５（ａ）参照）が一定期間行われると、その後、平滑化動作（図５（ｂ）参照）が一定期間行われる。この平滑化動作（図５（ｂ）参照）において、制御部１０は、低電圧出力モードの平滑化動作の場合と同様、スイッチ回路２０のＰチャネルトランジスタＰ３、ＮチャネルトランジスタＮ２をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、出力用キャパシタＣ１の充電電圧とフライングキャパシタＣ３の充電電圧が同じになる。

平滑化動作（図５（ｂ）参照）が一定期間行われると、その後、フライング動作（図５（ｃ）参照）が一定期間行われる。このフライング動作（図５（ｃ）参照）において、制御部１０は、低電圧出力モードのフライング動作の場合と同様、スイッチ回路２０のＮチャネルトランジスタＮ１およびＮ３をＯＮとし、それ以外のトランジスタをＯＦＦとする。この結果、端子ＣＰ側の電極を接地させた状態でフライングキャパシタＣ３が出力用キャパシタＣ２に並列接続され、出力用キャパシタＣ２の充電電圧は、フライングキャパシタＣ３の充電電圧と同じ大きさの負の電圧となる。

以後、同様に、チャージ動作、平滑化動作、フライング動作が順次かつ巡回的に繰り返される。この間、出力用キャパシタＣ１の充電電荷および出力用キャパシタＣ２の充電電荷は負荷駆動部２によって消費されるため、出力用キャパシタＣ１およびＣ２並びにフライングキャパシタＣ３の各充電電圧は互いに同じ電圧値になりつつ次第に低下してゆく。

図６は、本実施形態におけるチャージポンプ１のモード間遷移の態様を示す図である。本実施形態において、出力状態検出部３が出力する出力状態検出信号ＤＥＴＯのＬレベルからＨレベルへの変化は、チャージポンプ１に対する昇圧指令となる。また、出力状態検出信号ＤＥＴＯのＨレベルからＬレベルへの変化は、チャージポンプ１に対する降圧指令となる。チャージポンプ１のモード間遷移は、このような昇圧指令または降圧指令としての出力状態検出信号ＤＥＴＯの変化をトリガとして行われる。まず、チャージポンプ１が低電圧出力モードで動作している場合において、負荷駆動部２に供給される電源電圧ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳに対して負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが所定限度を越えて接近し、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＨレベルになったとする。この場合、制御部１０は、チャージポンプ１の動作モードを低電圧出力モードから高電圧出力モードへ直ちに遷移させる。この場合において、モード遷移前の出力用キャパシタＣ１およびＣ２並びにフライングキャパシタＣ３の充電電圧はＨＰＶＤＤ／２程度であるので、チャージポンプ１の動作モードを低電圧出力モードから高電圧出力モードへ直ちに遷移させても何ら問題は生じない。

一方、チャージポンプ１が高電圧出力モードで動作している場合において、出力信号ＡＭＰＯの振幅が小さくなり、負荷駆動部２に供給される電源電圧ＣＰＶＤＤおよびＣＰＶＳＳに対して負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯのレベルが所定限度を越えて接近した状態でなくなり、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＬレベルになったとする。ここで、高電圧出力モードでの動作中、出力用キャパシタＣ１およびＣ２並びにフライングキャパシタＣ３の各充電電圧はＨＰＶＤＤ程度の電圧となっている。従って、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＬレベルになったことに反応して、チャージポンプ１を高電圧出力モードから低電圧出力モードに即座に遷移させると、低電圧出力モードのチャージ動作では、電源ＨＰＶＤＤおよび接地線間にフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１が縦積された状態となり（図４（ａ）参照）、この縦積されたフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１の全体としての充電電圧が２ＨＰＶＤＤ付近の電圧となるため、チャージポンプ１の動作に異常を来たす恐れがある。

そこで、本実施形態において、制御部１０は、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＬレベルになった場合に、チャージポンプ１の動作モードを高電圧出力モードから中継モードに遷移させ、例えば出力用キャパシタＣ１の充電電圧ＣＰＶＤＤを監視する。この中継モードでは、出力用キャパシタＣ１およびＣ２の充電電荷を負荷駆動部２に消費させつつ、オールＯＦＦ動作と平滑化動作とフライング動作が繰り返されるため（図５（ａ）〜（ｃ）参照）、出力用キャパシタＣ１およびＣ２並びにフライングキャパシタＣ３の各充電電圧は互いに同じ電圧になりつつ徐々に低下してゆく。そして、制御部１０は、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＬレベルである状態において、出力用キャパシタＣ１の充電電圧ＣＰＶＤＤが十分に低い電圧、より具体的にはαＨＰＶＤＤ以下になったとき、チャージポンプ１の動作モードを高電圧出力モードから低電圧出力モードに遷移させる。

本実施形態において、αは０．５５である。αを０．５５としたのは、次の理由による。まず、図１に示す電力増幅回路は、低濃度のＰ型不純物がドープされたＰ型半導体基板上に形成されており、この電力増幅回路において各Ｐチャネルトランジスタは、Ｐ型半導体基板に低濃度のＮ型不純物をドープすることにより形成された孤立領域であるＮウェルに形成されている。そして、高電圧出力モード、低電圧出力モードおよび中継モードでの動作時、図１に示すＰチャネルトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４の各々が属する各Ｎウェルには、電源電圧ＨＰＶＤＤが与えられるようになっている。高電圧出力モードから中継モードを介して低電圧出力モードへと遷移する場合、遷移後の低電圧出力モードのチャージ動作では、電源ＨＰＶＤＤおよび接地線間にフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１が縦積された状態となる。この縦積されたフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１の両端間電圧が電源電圧ＨＰＶＤＤよりも所定電圧以上高いと、ＰチャネルトランジスタＰ１のドレインとＰチャネルトランジスタＰ１が属するＮウェルとの間に介在する寄生ダイオードに電流が流れ、チャージポンプ１の動作に異常を来たす恐れがある。しかしながら、本実施形態では、出力用キャパシタＣ１およびＣ２並びにフライングキャパシタＣ３の各充電電圧がαＨＰＶＤＤ＝０．５５ＨＰＶＤＤ以下となったときに、中継モードから低電圧出力モードへの遷移を行わせる。このため、低電圧出力モードのチャージ動作において、縦積されたフライングキャパシタＣ３および出力用キャパシタＣ１の両端間電圧は１．１ＨＰＶＤＤとなり、ＨＰＶＤＤ＝１．８Ｖとすると、電源電圧ＨＰＶＤＤからの超過分は０．１ＨＰＶＤＤ＝０．１８Ｖ程度となる。この程度の電圧超過であれば、上述した寄生ダイオードがＯＮする恐れがなく、チャージポンプ１の動作に異常を来たすことはない。以上が、αを０．５５とした理由である。

以上の他、本実施形態において高電圧出力モードから低電圧出力モードへの遷移時に中継モードを経由させることには次の利点がある。すなわち、安定したモード間遷移が実現されるという利点である。例えば、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯの振幅がゆっくりと増加するような場合、高電圧出力モードから低電圧出力モードへの遷移時に中継モードを経由させないと次のような不都合が生じる。まず、負荷駆動部２に供給される電源電圧に対して出力信号ＡＭＰが一定の限度を越えて接近すると、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＨレベルとなり、これによりチャージポンプ２が低電圧出力モードから高電圧出力モードに遷移する。ここで、出力状態検出部３として例えば図２（ａ）に示す出力状態検出部３Ａを採用した場合、低電圧出力モードから高電圧出力モードへの遷移に伴って基準レベルＲＥＦＰの上昇と基準レベルＲＥＦＭの低下が生じ、出力信号ＡＭＰＯの振幅の増加がゆっくりであると、Ｈレベルとなった出力状態検出信号ＤＥＴＯが直ちにＬレベルに戻る。このため、高電圧出力モードから低電圧出力モードへの遷移時に中継モードを経由させないとすると、この出力状態検出信号ＤＥＴＯのＬレベルへの変化に応答して、直ちに動作モードを低電圧出力モードに遷移させることとなる。しかし、低電圧出力モードに戻ると、それに連動して基準レベルＲＥＦＰの低下と基準レベルＲＥＦＭの上昇が生じるため、出力状態検出信号ＤＥＴＯは再びＨレベルとなり、低電圧出力モードから高電圧出力モードへの遷移が起こる。このように、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯの振幅がゆっくりと増加するような場合には、低電圧出力モードと高電圧出力モードとの間のモード間遷移が頻発する恐れがある。

しかしながら、本実施形態では、例えば負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯの振幅がゆっくりと増加して、低電圧出力モードから高電圧出力モードへの遷移があった場合において、その後、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＨレベルからＬレベルとなった場合に、高電圧出力モードから中継モードへと遷移させる。そして、中継モードでの動作中、出力状態検出信号ＤＥＴＯが再びＨレベルとなれば、動作モードは中継モードから高電圧出力モードへと戻る。このように本実施形態では、負荷駆動部２の出力信号ＡＭＰＯの振幅がゆっくりと増加するような場合に、低電圧出力モードと高電圧出力モードとの間のモード間遷移が頻発するのを防止し、チャージポンプ１の動作およびチャージポンプ１からの給電を受ける負荷駆動部２の動作を安定させることができる。

以上説明したように、本実施形態による電力増幅回路は、負荷駆動部の出力状態を監視し、負荷駆動部に供給される電源電圧に対して負荷駆動部の出力信号のレベルが所定限度を越えて接近したことを検知したときに、負荷駆動部に供給する電源電圧をより高い電源電圧に切り換える構成としたので、入力信号に基づいて電源電圧の切り換えを行う構成等に比べて設計が容易であり、安定して適切なタイミングでの電源電圧の切り換えを行うことができる。

また、本実施形態によれば、電源回路として、高電圧出力モードと、低電圧出力モードと、中継モードを有するチャージポンプを採用し、チャージポンプの制御部は、低電圧出力モードでの動作時、負荷駆動部の出力信号のレベルが電源電圧に対して所定限度を越えて接近したことを検知したときには、チャージポンプの動作モードを低電圧出力モードから高電圧出力モードへ直ちに遷移させ、負荷駆動部の出力信号のレベルが電源電圧に対して所定限度を越えて接近していないことを検知したときには、チャージポンプの動作モードを高電圧出力モードから中継モードへと遷移させ、その後、低電圧出力モードへと遷移させるようにしたので、高電圧出力モードでの動作時において第１および第２の出力用キャパシタ並びにフライングキャパシタに充電された電荷を中継モードでの動作を経ることにより減らすことができ、低電圧出力モードへの遷移後に、チャージ動作において、直列接続されたフライングキャパシタおよび第１の出力用キャパシタの両端の電圧が異常に大きくなるのを防止し、円滑なモード間遷移を実現することができる。

また、本実施形態によれば、負荷駆動部の出力信号のレベルが電源電圧に対して所定限度を越えて接近していないことを検知したとき、高電圧出力モードから中継モードへと遷移させ、その後、低電圧出力モードへと遷移させるようにしているので、例えば負荷駆動部の出力信号のレベルの上昇速度が遅いような場合に、低電圧出力モードおよび高電圧出力モード間のモード間遷移が頻発するという異常の発生を防止し、チャージポンプおよび負荷駆動部の動作を安定化することができる。

また、本実施形態において、中継モードでは、平滑化動作が繰り返される。従って、負荷駆動部の出力信号のレベルが電源電圧に対して所定限度を越えて接近していないことを検知し、高電圧出力モードから中継モードへと遷移させた場合、この中継モードでは、第１および第２の出力用キャパシタ並びにフライングキャパシタの各充電電圧は、互いに大きさを同じくしながら次第に低下してゆく。従って、中継モードから低電圧出力モードへの遷移のタイミングを得るために、第１の出力用キャパシタ、第２の出力用キャパシタまたはフライングキャパシタのうち１つのキャパシタの充電電圧のみを監視すればよく、キャパシタの充電電圧を監視する回路が１個のみで済むという利点がある。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の実施形態を説明したが、この発明には、他にも各種の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）中継モードにおいては、オールＯＦＦ動作を省略し、平滑化動作とフライング動作を交互に繰り返すようにしてもよい。

（２）上記実施形態では、中継モードにおいて、第１の出力用キャパシタＣ１の充電電圧ＣＰＶＤＤを監視対象とし、電圧ＣＰＶＤＤがαＨＰＶＤＤ以下になったときに低電圧出力モードへの遷移を行わせるようにしたが、第２の出力用キャパシタＣ２またはフライングキャパシタＣ３の充電電圧を監視対象としてもよい。

（３）上記実施形態において、出力状態検出信号ＤＥＴＯがＬレベルのまま中継モードが所定時間以上継続したときに、中継モードから低電圧出力モードへの遷移を行わせるようにしてもよい。中継モードへの遷移後の経過時間と第１の出力用キャパシタＣ１、第２の出力用キャパシタＣ２およびフライングキャパシタＣ３の各充電電圧との関係が安定している場合には、このような簡便な方法でも上記実施形態と同様な効果が得られる。

（４）上記実施形態において、電源回路であるチャージポンプ１は、接地レベル（端子ＧＮＤのレベル）を中心に正の電源電圧ＣＰＶＤＤおよび負の電源電圧ＣＰＶＳＳを発生したが、接地レベルでない他の基準レベルを中心に正の電源電圧ＣＰＶＤＤおよび負の電源電圧ＣＰＶＳＳを発生させる構成としてもよい。

（５）上記実施形態において、電源回路であるチャージポンプ１は、正の入力電源ＨＰＶＤＤ、ＳＰＶＤＤを利用して、正の電源電圧ＣＰＶＤＤおよび負の電源電圧ＣＰＶＳＳを発生したが、負の入力電源を利用して、正の電源電圧ＣＰＶＤＤおよび負の電源電圧ＣＰＶＳＳを発生する構成としてもよい。

（６）上記実施形態では、スイッチ回路２０を構成するスイッチング素子として、電界効果トランジスタを利用したが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のスイッチング素子を利用してもよい。

（７）上記実施形態では、チャージポンプ１を電力増幅回路の電源回路として利用したが、本発明によるチャージポンプは、電力増幅回路以外の用途にも適用可能である。

１……チャージポンプ、２……負荷駆動部、Ｃ１……第１の出力用キャパシタ、Ｃ２……第２の出力用キャパシタ、Ｃ３……フライングキャパシタ、３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ……出力状態検出部、１０……制御部、２０……スイッチ回路、Ｐ１〜Ｐ５……Ｐチャネルトランジスタ、Ｎ１〜Ｎ３……Ｎチャネルトランジスタ。

Claims (2)

1. 第１および第２の出力用キャパシタと、フライングキャパシタと、入力電源との間に介在するスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路を制御する制御部とを具備するチャージポンプであり、
   前記チャージポンプは、動作モードとして、高電圧出力モードと、低電圧出力モードと、中継モードとを有し、
   前記制御部は、前記高電圧出力モードでは、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタの各々に対して前記入力電源の出力電圧を印加する第１のチャージ動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させることにより、正および負の電圧を前記第１および第２の出力用キャパシタから出力させ、
   前記低電圧出力モードでは、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを直列接続し、直列接続された前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタに対して前記入力電源の出力電圧を印加する第２のチャージ動作と、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを並列接続する平滑化動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させることにより、前記高電圧出力モード時において出力されるものよりも低電圧の正および負の電圧を前記第１および第２の出力用キャパシタから出力させ、
   前記中継モードでは、前記入力電源を前記第１および第２の出力用キャパシタと前記フライングキャパシタとから切り離して、前記フライングキャパシタおよび前記第１の出力用キャパシタを並列接続する平滑化動作と、前記フライングキャパシタを前記第１の出力用キャパシタから切り離して前記第２の出力用キャパシタに並列接続するフライング動作とを前記スイッチ回路に繰り返し実行させ、
   前記チャージポンプの動作モードが前記低電圧出力モードである期間に、昇圧指令が与えられたとき、前記スイッチ回路の動作モードを前記低電圧出力モードから前記高電圧出力モードに遷移させ、
   前記チャージポンプの動作モードが前記高電圧出力モードである期間に、降圧指令が与えられたとき、前記動作モードを前記高電圧出力モードから前記中継モードに遷移させ、その後、前記低電圧出力モードに遷移させることを特徴とするチャージポンプ。
2. 前記制御部は、前記動作モードが前記高電圧出力モードである期間に、前記降圧指令が与えられたとき、前記動作モードを前記高電圧出力モードから前記中継モードに遷移させ、その後、前記第１の出力用キャパシタ、第２の出力用キャパシタまたは前記フライングキャパシタの少なくとも１つのキャパシタの充電電圧が所定の閾値以下に低下したとき、前記チャージポンプの動作モードを前記中継モードから前記低電圧出力モードに遷移させることを特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ。

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