JP2018078758A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】トランジスタの耐圧を確保しつつ損失の増加を抑制する。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１〜第５トランジスタのうちの少なくとも１つのトランジスタがオンしているときに、第１電圧および第２電圧および接地電圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧となるように、オンしているトランジスタを駆動するドライバの正極電源電圧および負極電源電圧のうち一方の電圧を調整し、一方の電圧と他方の電圧との差がオンしているトランジスタの耐圧以下となり、且つ、オンしているトランジスタのゲートとソースとの間の電圧が他方の電圧を前記３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧としたときに比して大きくなるように、内部の電圧を用いて他方の電圧を３つの電圧と異なる電圧に調整する電圧調整回路を設ける。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来、この種のＤＣ／ＤＣコンバータとしては、フライングキャパシタと第１〜第４トランジスタとを有する２つのサブコンバータ回路と、第５トランジスタと、を備えるものが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。第１トランジスタは、フライングキャパシタの正極と電圧が入力される入力ラインとの間に接続されている。第２トランジスタは、フライングキャパシタの正極と電圧を出力する出力ラインとの間に接続されている。第３トランジスタは、フライングキャパシタの負極と接地との間に接続されている。第４トランジスタは、フライングキャパシタの負極と出力ラインとの間に接続されている。このコンバータでは、クロック信号やドライバから出力された信号を用いて第１〜第５トランジスタのオンオフを切り替えることにより、入力した第１電圧を第１電圧と異なる第２電圧に変換して出力している。

Hanh-Phuc Le et al.,"Design Techniques for Fully Integrated Switched-Capacitor DC-DC Converters", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 46, NO.9, SEPTEMBER 2011

しかしながら、上述のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ゲートを駆動する信号の電圧によっては、第１〜第５トランジスタのゲート−ソース間電圧が小さくなり、トランジスタのオン抵抗が高くなる場合がある。トランジスタのオン抵抗が高くなると、トランジスタの損失が増加し、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の損失も増加する不都合が生じる。こうした不都合を回避する手法として、ゲートを駆動するクロック信号やドライバから出力される信号を第１電圧，第２電圧のうち高いほうの電圧と接地電圧との間で振幅する信号とすることが考えられる。しかしながら、この手法では、トランジスタに印加する電圧が耐圧を超えてしまう場合がある。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタの耐圧を確保しつつ損失の増加を抑制することを主目的とする。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１電圧が入力される入力端子と前記第１電圧と異なる第２電圧が出力される出力端子との間に、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力するコンバータ回路を少なくとも備え、
前記コンバータ回路は、
フライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの正極と電圧が入力される入力ラインとの間に接続された第１トランジスタと、前記フライングキャパシタの正極と電圧を出力する出力ラインとの間に接続された第２トランジスタと、前記フライングキャパシタの負極と接地との間に接続された第３トランジスタと、前記フライングキャパシタの負極と前記出力ラインとの間に接続された第４トランジスタと、クロック信号または所定電圧の信号が入力され前記第１〜第４トランジスタのゲートを駆動する第１〜第４ドライバと、を有する２つのキャパシタ回路と、
前記２つのキャパシタ回路のうちの一方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの負極と他方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの正極とに接続され、前記２つのキャパシタ回路を直列に接続する第５トランジスタと、
前記クロック信号が入力され前記第５トランジスタのゲートを駆動する第５ドライバと、
を有する、
ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記第１〜第５トランジスタのうちの少なくとも１つのトランジスタがオンしているときに、前記第１電圧および前記第２電圧および接地電圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧となるように、前記オンしているトランジスタを駆動するドライバの正極電源電圧および負極電源電圧のうち一方の電圧を調整し、前記一方の電圧と他方の電圧との差が前記オンしているトランジスタの耐圧以下となり、且つ、前記オンしているトランジスタのゲートとソースとの間の電圧が前記他方の電圧を前記３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧としたときに比して大きくなるように、内部の電圧を用いて前記他方の電圧を前記３つの電圧と異なる電圧に調整する電圧調整回路、
を備えることを要旨とする。

この本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、電圧調整回路では、第１電圧および第２電圧および接地電圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧となるように、オンしているトランジスタを駆動するドライバの正極電源電圧および負極電源電圧のうち一方の電圧を調整する。そして、一方の電圧と他方の電圧との差がオンしているトランジスタの耐圧以下となり、且つ、オンしているトランジスタのゲートとソースとの間の電圧が他方の電圧を３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧としたときに比して大きくなるように、内部の電圧を用いて他方の電圧を３つの電圧と異なる電圧に調整する。これにより、オンしているトランジスタの耐圧を確保しつつ、オンしているトランジスタのオン抵抗を低くして損失の増加を抑制することができる。このとき、内部の電圧を用いて他方の電圧を調整するから、外部の電圧を用いて他方の電圧を調整するものに比して、利便性を向上させることができる。この結果、オンしているトランジスタの耐圧を確保しつつ損失の増加を抑制することができる。

こうした本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、前記電圧調整回路は、前記第１ドライバの正極電源電圧の入力と前記入力ラインとが接続されており、更に、前記電圧調整回路は、正極が前記第１ドライバの負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されたキャパシタと、前記第１トランジスタがオフしているときに前記接地電圧よりも高く前記第２電圧より低い電圧となる所定箇所と前記キャパシタの正極との間に接続されたスイッチと、前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチをオンとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチをオフとするスイッチ制御部と、を有していてもよい。第１トランジスタをオフしているときにはスイッチをオンすることにより、キャパシタの正極の電圧を所定箇所の電圧で保持し、第１ドライバの負極電源電圧を所定箇所の電圧に調整する。第１トランジスタがオンしているときには、スイッチをオフとして、キャパシタで保持している所定の箇所の電圧を負極電源電圧に供給し、負極電源電圧を所定箇所の電圧に調整する。所定箇所は、接地電圧よりも高く第２電圧より低い電圧であるから、第１ドライバの負極電源電圧は、接地電圧よりも高く第２電圧より低い電圧に調整される。したがって、第１ドライバの負極電源電圧として第２電圧を用いるものに比して、第１トランジスタのゲートの電圧を低くすることができるから、第１トランジスタのゲートとソースとの間の電圧をより大きくすることができる。これにより、第１トランジスタの損失を抑制することができる。また、第１ドライバの負極電源電圧として接地電圧を用いるものに比して、第１トランジスタのゲート電圧を高くすることができる。これにより、第１トランジスタの耐圧を確保することができる。したがって、第１トランジスタの耐圧を確保しつつ損失の増加を抑制することができる。ここで、「所定箇所」は、一方のキャパシタ回路のフライングキャパシタの負極または他方のキャパシタ回路のフライングキャパシタの正極などとしてもよい。

第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、電圧調整回路が、キャパシタと、スイッチと、スイッチ制御部と、を備える態様の本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記電圧調整回路は、負極が接地された第１キャパシタと、前記キャパシタの正極と前記第１キャパシタの正極との間に接続された第１スイッチと、前記第１キャパシタと並列に接続された第２スイッチと、を有し、前記スイッチ制御部は、前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチおよび前記第２スイッチをオンとすると共に前記第１スイッチをオフとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチおよび前記２スイッチをオフとすると共に前記第１スイッチをオンとしてもよい。第１キャパシタ，第１，第２スイッチを備えていないものでは、第１トランジスタをオフしているときに、第１トランジスタのゲートが第１ドライバの正極電源電圧、すなわち、第１電圧近傍の電圧となるから、ゲートと接地との間の寄生ゲート容量が充電される。そして、第１トランジスタがオンしたときに、寄生ゲート容量に充電された電荷が第１ドライバを介してキャパシタに移動するから、キャパシタの正極電圧、つまり、第１ドライバの負極電源電圧が上昇して所定箇所の電圧より高くなる場合がある。本発明では、第１トランジスタをオフしているときには、スイッチおよび第２スイッチをオンとすると共に第１スイッチをオフとすると、第１キャパシタの電圧が値０近傍の電圧となり第１キャパシタを放電し、第１トランジスタがオンしているときには、スイッチおよび第２スイッチをオフとすると共に第１スイッチをオンとし、第１ドライバを介してキャパシタと第１キャパシタと寄生ゲート容量とを並列に接続することにより、第１キャパシタが充電される分、第１ドライバの負極電源電圧の上昇が抑制する。これにより、第１キャパシタを備えていないものに比して、第１トランジスタをオフからオンした直後における負極電源電圧の変動をより抑制することができる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、前記電圧調整回路は、前記第１ドライバの正極電源電圧の入力が前記入力ラインに接続されており、更に、前記電圧調整回路は、正極が前記第１ドライバの負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されたキャパシタと、前記キャパシタと並列に接続されたスイッチと、前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチをオンとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチをオフとするスイッチ制御部と、を有していてもよい。第１トランジスタをオフしているときにはスイッチをオンすることにより、キャパシタの電圧を値０として放電する。このとき、第１トランジスタのゲート電圧が第１電圧近傍の電圧となっているから、第１トランジスタのゲートと接地との間の寄生ゲート容量が充電される。そして、第１トランジスタがオンしたときには、スイッチをオフとすることにより、寄生ゲート容量の電荷が第１トランジスタのゲートと第１ドライバとを介してキャパシタへ移動するが、キャパシタの容量を適宜設定することにより、第１トランジスタのゲートとソースとの間の電圧を耐圧以下としつつ、第１トランジスタのゲートとソースとの間の電圧を負極電源電圧を第２電圧とするものより大きくすることができる。これにより、第１トランジスタの耐圧を確保しつつ、第１トランジスタのオン抵抗を低くして、第１トランジスタの損失の増加を抑制できるから、全体の損失の増加を抑制することができる。

さらに、第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、電圧調整回路が、キャパシタと、スイッチと、スイッチ制御部と、を備える態様の本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記電圧調整回路は、少なくとも１つの調整用スイッチと、前記調整用スイッチを介して前記キャパシタと並列に接続された少なくとも１つの調整用キャパシタと、を有し、前記スイッチ制御部は、前記第１トランジスタをオンしたときに、前記第１ドライバの正極電源電圧と負極電源電圧との差が前記第１トランジスタの耐圧以下となり、且つ、前記第１トランジスタのゲートとソースとの間の電圧が前記負極電圧を前記第１電圧とするときに比して大きくなるように、前記調整用スイッチを制御してもよい。こうすれば、調整用スイッチのオンオフを適宜設定することにより、第１トランジスタの負極電源電圧をより適正な電圧にすることができる。

そして、第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、電圧調整回路が、キャパシタと、スイッチと、スイッチ制御部と、を備える態様の本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１，第２，第５ドライバは、正極電源電圧の入力が前記入力ラインに接続されており、前記キャパシタは、正極が前記第１，第２，第５ドライバの負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されていてもよい。

本発明の一実施例としてのＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成の概略を示す回路図である。 ドライバＤｒ１と電圧調整回路３０とトランジスタｍ１が接続されている様子の一例を示す回路図である。 クロックフェーズφ１，φ２を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときの比較例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂの動作を説明するための説明図である。 変形例の電圧調整回路１３０の構成の概略を示す回路図である。 変形例の電圧調整回路２３０の構成の概略を示す回路図である。 変形例の電圧調整回路３３０の構成の概略を示す回路図である。 変形例の電圧調整回路４３０の構成の概略を示す回路図である。 変形例の電圧調整回路５３０の構成の概略を示す回路図である。 変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０の構成の概略を示す回路図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ７２０の構成の概略を示す回路図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ３であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。 クロックフェーズφ１〜φ３を説明するための説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としてのＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成の概略を示す回路図である。図２は、ドライバＤｒ１と電圧調整回路３０とトランジスタｍ１が接続されている様子の一例を示す回路図である。図２おいて、寄生ゲート容量Ｃｇは、トランジスタｍ１のゲートと接地との間の寄生ゲート容量である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、電圧Ｖｉ（例えば、２．５Ｖ，２．７Ｖ，２．９Ｖなど）が入力される入力端子Ｖｉｎと電圧Ｖｏ（例えば、１．６Ｖ，１．８Ｖ，２．０Ｖなど）が出力される出力端子Ｖｏｕｔとの間に接続されたコンバータ回路２１と、電圧調整回路３０と、を備えている。

コンバータ回路２１は、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂと、トランジスタｍ５と、ドライバＤｒ５と、を備えている。

キャパシタ回路２２ａは、フライングキャパシタＣｆｌｙと、トランジスタｍ１〜ｍ４と、ドライバＤｒ１〜Ｄｒ４と、を備えている。トランジスタｍ１，ｍ４は、ｐ型のＭＯＳトランジスタとして構成されている。トランジスタｍ２、ｍ３は、ｎ型のＭＯＳトランジスタとして構成されている。トランジスタｍ１は、フライングキャパシタＣｆｌｙの正極と入力端子Ｖｉｎに接続された入力ラインＬｉｎとの間に接続されている。トランジスタｍ２は、フライングキャパシタＣｆｌｙの正極と出力端子Ｖｏｕｔに出力された出力ラインＬｏｕｔとの間に接続されている。トランジスタｍ３は、フライングキャパシタＣｆｌｙの負極と接地との間に接続されている。トランジスタｍ４は、フライングキャパシタＣｆｌｙの負極と出力ラインＬｏｕｔとの間に接続されている。ドライバＤｒ１は、図２に示すように、ＣＭＯＳインバータが偶数段接続されて構成されている。ドライバＤｒ２〜Ｄ４は、ドライバＤｒ１と同様に、ＣＭＯＳインバータが偶数段接続されて構成されている。ドライバＤｒ１〜Ｄｒ４は、トランジスタｍ１〜ｍ４のゲートを駆動する。ドライバＤｒ１，Ｄｒ２は、正極電源電圧の入力が入力ラインＬｉｎに接続されており、負極電源電圧の入力が後述する電圧調整回路３０のキャパシタＣｘの正極に接続されている。ドライバＤｒ３，Ｄｒ４は、正極電源電圧の入力が出力ラインＬｏｕｔに接続されており、負極電源電圧の入力が接地されている。キャパシタ回路２２ｂは、キャパシタ回路２２ａと同様の回路として構成されている。キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのドライバＤｒ１〜Ｄｒ４の入力ｐｈ１〜ｐｈ４，ドライバＤｒ５の入力ｐｈ５，キャパシタ回路２２ｂのドライバＤｒ１〜Ｄｒ４の入力ｐｈ６〜ｐｈ９には、クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９が入力されている。クロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９は、外部から入力されるクロック信号ＣＬＫを用いて図示しないクロック生成回路により生成される。信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９をクロック信号ＣＬＫに対してハイとするかローとするかについては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に要求される電圧利得に応じてそれぞれ定められる。なお、実施例では、クロック信号ＣＬＫがハイになる期間を「クロックフェーズφ１」といい、クロック信号ＣＬＫがローになる期間を「クロックフェーズφ２」という。図３は、クロックフェーズφ１，φ２を説明するための説明図である。２つのクロックフェーズを設定する場合、図示するパルス信号Ｐ１，Ｐ２またはパルス信号Ｐ１，Ｐ２と逆相の信号がクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９のいずれかに供給される。なお、パルス信号Ｐ１，Ｐ２の立ち上がり，立ち下がりのタイミングがずれているのは、トランジスタｍ１〜ｍ６のｐ型のトランジスタとｎ型のトランジスタとが同時にオンする期間が重なることを抑制して貫通電流を抑制するためである。なお、実施例では、キャパシタ回路２２ａのドライバＤｒ３の入力ｐｈ３，キャパシタ回路２２ｂのドライバＤｒ２の入力ｐｈ７に入力されるクロック信号ＣＬＫ３，ＣＬＫ７は、ローに固定されている。また、フライングキャパシタＣｆｌｙの容量値については、回路面積や効率などを考慮して適宜定められる。

トランジスタｍ５は、ｎ型のＭＯＳトランジスタとして構成されている。トランジスタｍ５は、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙの負極とキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極とに接続され、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂを直列に接続している。

ドライバＤｒ５は、トランジスタｍ５のゲートを駆動する。ドライバＤｒ５は、正極電源電圧の入力が入力ラインＬｉｎに接続されており、負極電源電圧の入力が後述する電圧調整回路３０のキャパシタＣｘの正極に接続されている。ドライバＤｒ５には、クロック信号ＣＬＫが入力されている。

電圧調整回路３０は、図１，図２に示すように、キャパシタＣｘと、スイッチＳｗ１と、スイッチ制御部３２と、を備えている。キャパシタＣｘは、正極が接続ラインＬｖｘを介してドライバＤｒ１の負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されている。スイッチＳｗ１は、キャパシタ回路２２ｂのキャパシタＣｆｌｙの正極に接続されている。スイッチ制御部３２は、クロック信号ＣＬＫに同期してスイッチＳｗ１をオンまたはオフに制御する。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、以下のように動作する。図４は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図５は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図４，図５において、電流が流れる経路を実線で示し、電流が流れない経路を破線で示している。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときには、図４に示すように、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ２，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ３，トランジスタｍ５がオンとなり、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ１，ｍ３，ｍ４，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ１、ｍ２，ｍ４がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９を供給する。したがって、出力端子Ｖｏｕｔと接地との間に、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとが直列に接続される。これにより、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極との間の電圧は、出力端子Ｖｏｕｔの電圧Ｖｏの２分の１の電圧となり、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧（電位）Ｖｒｅｆは、値Ｖｏ／２、すなわち、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧（電位）となる。電圧Ｖｒｅｆは、例えば、電圧Ｖｏが１．８Ｖのときには、０．９Ｖとなる。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときには、図５に示すように、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのトランジスタｍ１，ｍ４がオンとなり、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのトランジスタｍ２，ｍ３，トランジスタｍ５がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ９を供給する。したがって、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間に、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとが並列に接続される。これにより、出力端子Ｖｏｕｔからは、入力電圧ＶｉからフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極との間の電圧（＝１／２Ｖｏ）分降下した電圧が出力される。電圧Ｖｉが、電圧Ｖｏの３／２倍の電圧であれば、出力端子Ｖｏｕｔの電圧が変化しない。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、電圧利得が２／３のコンバータとして動作することができる。

次に、こうして構成されたＤＣ／ＤＣコンバータ２０の動作、特に、電圧調整回路３０の動作について説明する。電圧調整回路３０のスイッチ制御部３２は、図４，図５に示すように、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２のときにはスイッチＳｗ１をオンとし、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１のときにはスイッチＳｗ１をオフとする。スイッチＳｗ１がオンとなると、キャパシタＣｘの正極とキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極とが接続されるから、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｘがキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｙの正極の電圧Ｖｒｅｆとなる。キャパシタＣｘは負極が接地されているから、正極と負極との間の電圧（電圧差）は電圧Ｖｒｅｆとなる。スイッチＳｗ１がオフとなると、キャパシタＣｘの正極と負極との間の電圧が電圧Ｖｒｅｆで保持され、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｃが電圧Ｖｒｅｆで保持される。このように、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｘは、電圧Ｖｒｅｆで保持されるから、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのドライバＤｒ１，Ｄｒ２，ドライバＤｒ５の負極電源電圧に電圧Ｖｒｅｆ、すなわち、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧が供給される。

ここで、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのドライバＤｒ１，Ｄｒ２，ドライバＤｒ５の負極電源電圧に電圧Ｖｒｅｆを供給する理由について説明する。図６は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときの比較例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂの動作を説明するための説明図である。比較例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂは、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのドライバＤｒ１，Ｄｒ２，ドライバＤｒ５の負極電源電圧に電圧Ｖｏが供給されている点、電圧調整回路３０を備えていない点を除いて、実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０と同一の構成となっている。図中、電流が流れる経路を実線で示し、電流が流れない経路を破線で示している。比較例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂでは、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に電圧Ｖｏが供給されているから、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのオンしているトランジスタｍ１，ｍ４のうち、トランジスタｍ１のゲートとソースとの間（以下、「ゲート−ソース間電圧」という）の電圧Ｖｇｓが電圧Ｖｉと電圧Ｖｏとの差近傍の電圧となる。このとき、電圧Ｖｉと電圧Ｖｏとの差が小さいと、トランジスタｍ１のオン抵抗が高くなり、トランジスタｍ１の損失が増加し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂ全体の損失が増加してしまう。こうしたトランジスタｍ１のオン抵抗の増加を抑制するために、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に接地電圧を供給すると、ドライバＤｒ１の正極電源電圧（電圧Ｖｉ）との差が大きくなり、ドライバＤｒ１の正極電源電圧と負極電源電圧との差がドライバＤｒ１の耐圧を超えたり、トランジスタｍ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが大きくなりトランジスタｍ１の耐圧を超える場合がある。実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、ドライバＤｒ１の負電源電圧に接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧Ｖｘが供給されているから、トランジスタｍ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが、比較例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０Ｂにおけるトランジスタｍ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに比して大きくなる。これにより、トランジスタｍ１のオン抵抗の増加を抑制することができるから、トランジスタｍ１の損失の増加を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０全体の損失の増加を抑制することができる。また、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に接地電圧を供給するものに比して、ドライバＤｒ１の正極電源電圧（電圧Ｖｉ）との差が小さくなるから、ドライバＤｒ１の耐圧やトランジスタｍ１の耐圧を確保することができる。さらに、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の内部のフライングキャパシタの正極の電圧（クロック電圧Ｖｘ）を用いて生成される電圧を供給するから、電圧Ｖｘを外部電源から供給するものに比して、利便性を向上させることができる。また、製造上のばらつきでトランジスタｍ１の閾値電圧Ｖｔｈの絶対値が大きくなっているときでも、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に電圧Ｖｘを供給することにより、ドライバＤｒ１の負極電源電圧に電圧Ｖｏを供給するものに比して、トランジスタｍ１のオン抵抗を低くすることができる。これにより、トランジスタｍ１の損失の増加を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０全体の損失の増加を抑制することができる。さらに、小型化のためトランジスタｍ１〜ｍ５を小さくする場合でも、トランジスタｍ１，ｍ２，ｍ５のオン抵抗を低く維持することができる。これにより、トランジスタｍ１の損失の増加を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０全体の損失の増加を抑制することができる。

以上説明した実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０によれば、トランジスタｍ１がオンしているときに、ドライバＤｒ１の正極電源電圧を電圧Ｖｉとすると共に負極電源電圧を接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧Ｖｘとすることにより、トランジスタｍ１の耐圧を確保しつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の損失の増加を抑制することができる。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、電圧調整回路３０を、図１，図２に示すように、キャパシタＣｘとスイッチＳｗ１とを備えるものとしている。電圧調整回路３０では、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときには、ドライバＤｒ１のＣＭＯＳインバータのｐ型のトランジスタがオンとなりｎ型のトランジスタがオフとなり、トランジスタｍ１のゲートの電圧が電圧Ｖｉ近傍の電圧となり、寄生ゲート容量Ｃｇが充電される。クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときには、ドライバＤｒ１のＣＭＯＳインバータのｐ型のトランジスタがオフとなりｎ型のトランジスタがオンして、キャパシタＣｘと寄生ゲート容量Ｃｇとが並列に接続される。このとき、キャパシタＣｘと寄生ゲート容量Ｃｇとの間で電荷が移動し、電圧Ｖｘが上昇して、ドライバＤｒ１の負極電圧が高くなる場合がある。この場合、トランジスタｍ１のオン抵抗が高くなり、トランジスタｍ１の損失が増加してしまう。こうした不都合に対処するために、電圧調整回路３０に代えて、図７の変形例の電圧調整回路１３０を用いてもよい。電圧調整回路１３０は、図示するように、負極が接地されたキャパシタＣｙ１と、キャパシタＣｘの正極とキャパシタＣｙ１の正極との間に接続されたスイッチＳｗｙ１と、キャパシタＣｙ１と並列に接続されたスイッチＳｗｙ２と、を備えている。スイッチＳｗｙ１，Ｓｗｙ２は、スイッチ制御部３２でオンオフが制御される。こうした電圧調整回路１３０において、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２でありトランジスタｍ１がオフしているときにはスイッチＳｗ１およびスイッチＳｗｙ２をオンとすると共にスイッチＳｗｙ１をオフとし、キャパシタＣｙ１の電圧を値０としてキャパシタＣｙ１を放電する。そして、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１でありトランジスタｍ１がオンしたときには、スイッチＳｗ１およびスイッチＳｗｙ２をオフとすると共にスイッチＳｗｙ１をオンとする。こうすれば、スイッチＳｗ１をオフしたときに、キャパシタＣｘとキャパシタＣｙ１と寄生ゲート容量Ｃｇとが並列に接続されるから、キャパシタＣｙ１が充電される分、ドライバＤｒ１の負極電源電圧の上昇が抑制される。したがって、トランジスタｍ１の損失の増加が抑制され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０全体の損失を抑制することができる。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、電圧調整回路３０を、図１，図２に示すように、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極に接続しているが、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧の箇所に接続すればよいから、例えば、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙの負極に接続してもよい。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、電圧調整回路３０を、図１，図２に示すように、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極に接続しているが、電圧調整回路３０に代えて、図８に例示する変形例の電圧調整回路２３０を、ドライバＤｒ１の負極電源電圧の入力に接続してもよい。電圧調整回路２３０は、図示するように、正極がドライバＤｒ１の負極電源電圧の入力に接続され負極が接地されたキャパシタＣｚと、キャパシタＣｚと並列に接続されたスイッチＳｗｚと、スイッチＳｗｚをオンオフ制御する図示しないスイッチ制御部と、を備えている。こうした電圧調整回路２３０において、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２でありトランジスタｍ１をオフしているときには、スイッチＳｗｚをオンとして、キャパシタＣｚを放電する。このとき、トランジスタｍ１のゲート電圧は電圧Ｖｉになっており、寄生ゲート容量Ｃｇは充電される。そして、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１でありトランジスタｍ１がオンしたときには、スイッチＳｗｚをオフとする。スイッチＳｗ１をオフすると、ドライバＤｒ１を介してキャパシタＣｚと寄生ゲート容量Ｃｇとが並列に接続され、寄生ゲート容量Ｃｇの電荷がキャパシタＣｚへ移動してキャパシタＣｚの電圧が上昇し、ドライバＤｒ１の負極電源電圧が上昇する。このとき、ドライバＤｒ１の負極電源電圧が接地電圧より高く電圧Ｖｏより低くなるようにキャパシタＣｚの容量を設定することにより、トランジスタｍ１の耐圧を確保しつつ、トランジスタｍ１のオン抵抗を低くして、トランジスタｍ１の損失の増加を抑制することができる。この結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の損失を抑制することができる。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、電圧調整回路３０を備えているものとしたが、電圧調整回路３０に代えて、図９に例示する変形例の電圧調整回路３３０を備えていてもよい。電圧調整回路３３０は、図示するように、電圧調整回路３０において、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ１と、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１，Ｓｗａ２を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ２と、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１〜Ｓｗａ３を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ３と、を加えた構成となっている。この場合、スイッチ制御部３２は、トランジスタｍ１をオンしたときに、キャパシタＣｘの正極電圧が、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧となるように、調整用スイッチＳｗａ１〜Ｓｗａ３のオンオフを制御すればよい。こうすれば、電圧Ｖｘをより適正な電圧とすることができる。また、図７に例示する変形例の電圧調整回路１３０に代えて、図１０に例示する変形例の電圧調整回路４３０を備えるものとしてもよい。電圧調整回路４３０は、図示するように、電圧調整回路１３０において、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ１と、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１，Ｓｗａ２を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ２と、キャパシタＣｘの正極に調整用スイッチＳｗａ１〜Ｓｗａ３を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ３と、を加えた構成となっている。さらに、図８に例示する変形例の電圧調整回路２３０に代えて、図１１に例示する変形例の電圧調整回路５３０を備えるものとしてもよい。変形例の電圧調整回路５３０は、電圧調整回路２３０において、キャパシタＣｚの正極に調整用スイッチＳｗａ１を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ１と、キャパシタＣｚの正極に調整用スイッチＳｗａ１，Ｓｗａ２を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ２と、キャパシタＣｚの正極に調整用スイッチＳｗａ１〜Ｓｗａ３を介して並列に接続された調整用キャパシタＣａ３と、を加えた構成となっている。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、ドライバＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ５の正極電源電圧を電圧Ｖｉとすると共に負極電源電圧を電圧Ｖｘとしているが、ドライバＤｒ５については負極電源電圧を電圧Ｖｏとしてもゲート・ソース間電圧を十分に大きくすることができるから、ドライバＤｒ１，Ｄｒ２の負極電源電圧を電圧Ｖｘとし、ドライバＤｒ５の負極電源電圧を電圧Ｖｏとしてもよい。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間にコンバータ回路２１が接続されているものとしたが、入力端子Ｖｉｎとコンバータ回路２１との間や出力端子Ｖｏｕｔとコンバータ回路２１との間に他の回路が接続されていてもよい。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間にコンバータ回路２１が接続されている。しかしながら、図１２の変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０に例示するように、コンバータ回路２１の２つのキャパシタ回路２２ａ，２２ｂと直列になるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂと同一の構成のキャパシタ回路２２ｃをトランジスタｍ６で接続してもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０では、キャパシタ回路２２ａのキャパシタ回路２２ｂと反対側にキャパシタ回路２２ｃが接続されている。変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０は、以下のように動作する。図１３は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１４は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１３，図１４において、電流が流れる経路を実線で示し、電流が流れない経路を破線で示している。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときには、図１３に示すように、キャパシタ回路２２ｃのトランジスタｍ２，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ３，トランジスタｍ５，ｍ６がオンとなり、キャパシタ回路２２ｃのトランジスタｍ１，ｍ３，ｍ４，キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ１〜ｍ４，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ１，ｍ２，ｍ４がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４を供給する。したがって、出力端子Ｖｏｕｔと接地との間に、キャパシタ回路２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとが直列に接続される。これにより、キャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極との間の電圧は、それぞれ出力端子Ｖｏｕｔの電圧Ｖｏの３分の１の電圧となり、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧（電位）Ｖｒｅｆは、値Ｖｏ／３、すなわち、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧（電位）となる。電圧Ｖｒｅｆは、例えば、電圧Ｖｏが１．８Ｖのときには、０．６Ｖとなる。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときには、図１４に示すように、キャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのトランジスタｍ１，ｍ４がオンとなり、キャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのトランジスタｍ２，ｍ３，トランジスタｍ５，ｍ６がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４を供給する。したがって、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔとの間に、キャパシタ回路２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとが並列に接続される。これにより、出力端子Ｖｏｕｔからは、入力電圧ＶｉからフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極との間の電圧（＝１／３Ｖｏ）分降下した電圧が出力される。電圧Ｖｉが、電圧Ｖｏの４／３倍の電圧であれば、出力端子Ｖｏｕｔの電圧が変化しない。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、電圧利得が３／４のコンバータとして動作することができる。

変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０では、電圧調整回路３０のスイッチ制御部３２を、図１３，図１４に示すように、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２のときにはスイッチＳｗ１をオンとし、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１のときにはスイッチＳｗ１をオフとする。スイッチＳｗ１がオンとなると、キャパシタＣｘの正極とキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極とが接続されるから、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｘがキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧Ｖｒｅｆ２となる。キャパシタＣｘは負極が接地されているから、正極と負極との間の電圧（電圧差）は電圧Ｖｒｅｆ２（＝１／３Ｖｏ）となる。スイッチＳｗ１がオフとなると、キャパシタＣｘの正極と負極との間の電圧が電圧Ｖｒｅｆ２で保持され、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｃが電圧Ｖｒｅｆ２で保持される。このように、変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０では、キャパシタＣｘの正極の電圧Ｖｘは、電圧Ｖｒｅｆ２で保持されるから、キャパシタ回路２２ａ〜２２ｃのドライバＤｒ１，Ｄｒ２，ドライバＤｒ５，Ｄｒ６の負極電源電圧に電圧Ｖｒｅｆ２、すなわち、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧が供給することができる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の損失の増加を抑制することができる。

実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ２０や変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ６２０では、クロック信号ＣＬＫがローになる期間をクロックフェーズφ１とし、クロック信号ＣＬＫがハイになる期間をクロックフェーズφ２として、２つのクロックフェーズφ１，φ２で各トランジスタのオンオフを切り替えている。しかしながら、３つ以上のクロックフェーズを設定し、各クロックフェーズで異なる組み合わせで各トランジスタのオンオフを切り替えても構わない。図１５は、変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ７２０の構成の概略を示す回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ７２０では、キャパシタ回路２２ｂのキャパシタ回路２２ａと反対側にキャパシタ回路２２ａ，２２ｂと同一の構成のキャパシタ回路７２２ｃが接続されている。変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ７２０は、以下のように動作する。図１６〜図１８は、変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ７２０において、３つのクロックフェーズを設定し、各クロックフェーズで異なる組み合わせで各トランジスタのオンオフを切り替える場合の電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１６は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１７は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１８は、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ３であるときにおいて電流が流れる経路を説明するための説明図である。図１６〜図１８において、電流が流れる経路を実線で示し、電流が流れない経路を破線で示している。図１９は、クロックフェーズφ１〜φ３を説明するための説明図である。３つのクロックフェーズを設定する場合、図示するパルス信号Ｐ１〜Ｐ３またはパルス信号Ｐ１〜Ｐ３と逆相の信号がクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４のいずれかに供給される。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１であるときには、図１６に示すように、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ１，ｍ４，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ１，ｍ３，キャパシタ回路７２２ｃのトランジスタｍ３がオンとなり、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ２，ｍ３，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ２，ｍ４，キャパシタ回路２２ｃのトランジスタｍ１，ｍ２，ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂ，７２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４を供給する。このとき、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙは、入力端子Ｖｉと出力端子Ｖｏｕｔとの間で充電され、正極の電圧（電位）が値Ｖｉ，負極の電圧（電位）が値Ｖｏとなる。また、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙは、入力端子Ｖｉと接地との間で充電され、正極の電圧（電位）が値Ｖｉ，負極の電圧（電位）が値０となる。なお、キャパシタ回路７２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極とは、開放（オープン）となる。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ２であるときには、図１７に示すように、キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ１，キャパシタ回路７２２ｃのトランジスタｍ４，トランジスタｍ６がオンとなり、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ１〜ｍ４，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ２〜ｍ４，キャパシタ回路７２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ３，トランジスタｍ５がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂ，７２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４を供給する。したがって、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路７２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙとが入力端子Ｖｉと出力端子Ｖｏとの間に直列に接続される。このとき、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧（電位）が値Ｖｉとなり、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの負極の電圧（電位）が値Ｖｏとなるから、キャパシタ回路７２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙは、トランジスタｍ６側が電圧（電位）が値０の負極となり、トランジスタｍ４側が電圧（電位）が値Ｖｏの正極となる。なお、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極と負極とは、開放となり、電圧は値（（Ｖｉ−Ｖｏ）で保持される。

クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ３であるときには、図１８に示すように、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ２，キャパシタ回路２２ｃのトランジスタｍ３，トランジスタｍ５，ｍ６がオンとなり、キャパシタ回路２２ａのトランジスタｍ１，ｍ３，ｍ４，キャパシタ回路２２ｂのトランジスタｍ１〜ｍ４，キャパシタ回路７２２ｃのトランジスタｍ１，ｍ２，ｍ４がオフとなるようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂ，７２２ｃのトランジスタｍ１〜ｍ４，トランジスタｍ５，ｍ６のゲートにクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ１４を供給する。このとき、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙとキャパシタ回路７２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙとが出力端子Ｖｏと接地との間に直列に接続される。このとき、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂ，７２２ｃのフライングキャパシタＣｆｌｙの電圧は、値（Ｖｉ−Ｖｏ），値（Ｖｉ−０），値Ｖｏとなる。したがって、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧Ｖｒｅｆ３は値（Ｖｏ−（Ｖｉ−Ｖｏ））、即ち、値（２Ｖｏ−Ｖｉ）となる。値２Ｖｏを値Ｖｉより大きくなるように値Ｖｏ，Ｖｉを設定することにより、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧Ｖｒｅｆ３を接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧（電位）とすることができる。例えば、電圧Ｖｉが１．８Ｖ，電圧Ｖ ｏが１．２Ｖのときには、キャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧Ｖｒｅｆ３は０．６Ｖとなる。

変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ７２０では、図１６〜図１８に示すように、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ３のときにはスイッチＳｗ１をオンとし、クロック信号ＣＬＫがクロックフェーズφ１，φ２のときにはスイッチＳｗ１をオフとする。これにより、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂ，７２２ｃのドライバＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ５，Ｄｒ６の負極電源電圧に電圧Ｖｒｅｆ３、すなわち、接地電圧より高く電圧Ｖｏより低い電圧を供給することができる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の損失の増加を抑制することができる。

実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を電圧利得が２／３のコンバータとして動作させるときに本発明を適用するものとしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を電圧利得が他の値、例えば、１／２や３／２のコンバータとして動作させるときに本発明を適用してもよい。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が所望の電圧利得のコンバータとして動作するようにキャパシタ回路２２ａ，２２ｂのトランジスタｍ１〜ｍ４，ｍ５のオンオフを制御し、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂのドライバＤｒ１〜Ｄｒ４，Ｄｒ５のうち、正極電源電圧と負極電源電圧に電圧Ｖｉ，Ｖｏ，接地電圧を組み合わせて供給するとオン抵抗が高くなるドライバについて、正極電源電圧または負極電源電圧のうちの一方の電圧を電圧Ｖｉ，Ｖｏ，接地電圧のいずれかに調整し、正極電源電圧または負極電源電圧のうちの他方の電圧を、トランジスタのオン抵抗が低くなり且つドライバやトランジスタの耐圧を超えないように、内部の電圧、例えば、キャパシタ回路２２ａのフライングキャパシタＣｆｌの負極の電圧やキャパシタ回路２２ｂのフライングキャパシタＣｆｌｙの正極の電圧などを用いて、電圧Ｖｉ，Ｖｏ，接地電圧とは異なる電圧に調整すればよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、コンバータ回路２１が「コンバータ回路」に相当し、キャパシタ回路２２ａ，２２ｂが「キャパシタ回路」に相当し、トランジスタｍ５が「第５トランジスタ」に相当し、ドライバＤｒ５が「第５ドライバ」に相当し、電圧調整回路３０が「電圧調整回路」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの製造産業などに利用可能である。

２０，２０Ｂ，６２０，７２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１ コンバータ回路、２２ａ〜２２ｃ，７２２ｃ キャパシタ回路、３０，１３０，２３０，３３０，４３０，５３０ 電圧調整回路、３２ スイッチ制御部、Ｃｇ 寄生ゲート容量、Ｃｆｌｙ フライングキャパシタ、Ｃａ１〜Ｃａ３ 調整用キャパシタ、Ｃｘ，Ｃｙ１，Ｃｚ キャパシタ、Ｄｒ１〜Ｄｒ６ ドライバ、ｍ１〜ｍ６ トランジスタ、ｐｈ１〜ｐｈ１４ 入力、Ｓｗ１，Ｓｗｙ１，Ｓｗｙ２，Ｓｗｚ スイッチ、Ｓｗａ１〜Ｓｗａ３ 調整用スイッチ、Ｖｉｎ 入力端子、Ｖｏｕｔ 出力端子。

Claims (6)

1. 第１電圧が入力される入力端子と前記第１電圧と異なる第２電圧が出力される出力端子との間に、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力するコンバータ回路を少なくとも備え、
   前記コンバータ回路は、
   フライングキャパシタと、前記フライングキャパシタの正極と電圧が入力される入力ラインとの間に接続された第１トランジスタと、前記フライングキャパシタの正極と電圧を出力する出力ラインとの間に接続された第２トランジスタと、前記フライングキャパシタの負極と接地との間に接続された第３トランジスタと、前記フライングキャパシタの負極と前記出力ラインとの間に接続された第４トランジスタと、クロック信号または所定電圧の信号が入力され前記第１〜第４トランジスタのゲートを駆動する第１〜第４ドライバと、を有する２つのキャパシタ回路と、
   前記２つのキャパシタ回路のうちの一方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの負極と他方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの正極とに接続され、前記２つのキャパシタ回路を直列に接続する第５トランジスタと、
   前記クロック信号が入力され前記第５トランジスタのゲートを駆動する第５ドライバと、
   を有する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記第１〜第５トランジスタのうちの少なくとも１つのトランジスタがオンしているときに、前記第１電圧および前記第２電圧および接地電圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧となるように、前記オンしているトランジスタを駆動するドライバの正極電源電圧および負極電源電圧のうち一方の電圧を調整し、前記一方の電圧と他方の電圧との差が前記オンしているトランジスタの耐圧以下となり、且つ、前記オンしているトランジスタのゲートとソースとの間の電圧が前記他方の電圧を前記３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧としたときに比して大きくなるように、内部の電圧を用いて前記他方の電圧を前記３つの電圧と異なる電圧に調整する電圧調整回路、
   を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、
   前記電圧調整回路は、
   前記第１ドライバの正極電源電圧の入力と前記入力ラインとが接続されており、
   更に、前記電圧調整回路は、
   正極が前記第１ドライバの負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されたキャパシタと、
   前記第１トランジスタがオフしているときに前記接地電圧よりも高く前記第２電圧より低い電圧の所定箇所と前記キャパシタの正極との間に接続されたスイッチと、
   前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチをオンとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチをオフとするスイッチ制御部と、
   を有する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記所定箇所は、前記一方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの負極または前記他方のキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの正極である、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項２または３記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電圧調整回路は、
   負極が接地された第１キャパシタと、
   前記キャパシタの正極と前記第１キャパシタの正極との間に接続された第１スイッチと、
   前記第１キャパシタと並列に接続された第２スイッチと、
   を有し、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチおよび前記第２スイッチをオンとすると共に前記第１スイッチをオフとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチおよび前記２スイッチをオフとすると共に前記第１スイッチをオンとする、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記第１トランジスタは、ｐ型のトランジスタであり、
   前記電圧調整回路は、
   前記第１ドライバの正極電源電圧の入力が前記入力ラインに接続されており、
   更に、前記電圧調整回路は、
   正極が前記第１ドライバの負極電源電圧の入力に接続され、負極が接地されたキャパシタと、
   前記キャパシタと並列に接続されたスイッチと、
   前記第１トランジスタがオフしているときには前記スイッチをオンとし、前記第１トランジスタがオンしているときには前記スイッチをオフとするスイッチ制御部と、
   を有する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 請求項２ないし５のいずれか１つの請求項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電圧調整回路は、
   少なくとも１つの調整用スイッチと、
   前記調整用スイッチを介して前記キャパシタと並列に接続された少なくとも１つの調整用キャパシタと、
   を有し、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第１トランジスタをオンしたときに、前記第１ドライバの正極電源電圧と負極電源電圧との差が前記第１トランジスタの耐圧以下となり、且つ、前記第１トランジスタのゲートとソースとの間の電圧が前記第１電圧と前記接地電圧との差より小さくなるように、前記調整用スイッチを制御する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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