JP2011029833A - 復調装置、復調装置の制御方法、復調装置の制御プログラム、および復調装置の制御プログラムを記録した記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理にかかる消費電力量を適切に低減させる復調装置を提供する。
【解決手段】本発明のＯＦＤＭ復調装置１は、チューナ３により受信した放送波を復調するものである。復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付けると、所要帯域におけるセグメント位置を特定するセグメント特定部４０１と、特定したセグメント位置に応じて、所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定部４０２と、決定した帯域幅に応じて復調を行う復調部６とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、チューナにより受信した放送波を復調する復調装置に関する。

現在、地上波を用いる地上デジタル音声放送（デジタルラジオ）や地上デジタルテレビジョン放送（デジタルテレビ）では、音声および映像のデジタル信号を効率よく伝送できる、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：以下、「ＯＦＤＭ」と称する）と呼ばれる変調方式が用いられている。

この「ＯＦＤＭ」では、デジタル放送を送信する送信側（デジタル放送の放送局）が、ＱＰＳＫ方式、１６ＱＡＭ方式、または６４ＱＡＭ方式による変調方式を用いて、送信するデジタル放送の放送波のデジタル信号列を数ビットにまとめて複素信号にマッピングする。そして、送信側は、このマッピングされたＮ個の複素信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を行い、ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。

ところで、現在、日本では地上デジタルテレビ放送の伝送方式として、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Television Broadcasting）を採用している。このＩＳＤＢ−Ｔは、地上デジタルテレビジョン放送に関する伝送方式の標準規格である、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１により規定されている。

この規格では、テレビジョン放送の送信スペクトルを、既存のアナログテレビジョン放送のチャンネル帯域幅（６ＭＨｚ）を１４等分したＯＦＤＭブロック（以下ＯＦＤＭセグメントと呼ぶ）を１３個連ねて構成する。そして、この１３個のＯＦＤＭセグメントを、最大３つの階層に分割可能な様に規定している。

例えば、図１７に示すように、斜線領域で示した３セグメント帯域１０３がＡ階層、塗りつぶし無しで示す４セグメント帯域１０４がＢ階層、横線で示す６セグメント帯域１０５がＣ階層に相当する。なお、図１７は、ＩＳＤＢ−Ｔ準拠の階層構成の一例を示す図である。ＯＦＤＭセグメントのキャリア構成を複数セグメントの連結が可能な様に構造化することで、メディアに適した伝送帯域幅をセグメント幅単位で実現できる。

また、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１で規定されるＯＦＤＭ放送波に含まれる各伝送シンボルは、複数のセグメントに分割されている。そして、各セグメントには、データキャリア、ＳＰ（Scattered Pilot）キャリア、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）キャリア、ＡＣ（Auxiliary Channel）１キャリア、および、ＡＣ２キャリアが含まれている。

ＳＰキャリアは、ＯＦＤＭ信号に対する波形等化の基準として用いられるパイロット信号を伝送するためのキャリアであり、各伝送フレームに周期的に挿入される。このＳＰキャリアが配置される周期は予め定められており、具体的に、当該ＳＰキャリアは、ＯＦＤＭ信号のセグメント構成におけるキャリア方向について１２キャリアに１つ、シンボル方向について４シンボルに１つの周期で挿入される。

ＴＭＣＣキャリアは、同期ワードおよび伝送パラメータを含む、ＴＭＣＣ信号を伝送するためのキャリアである。

ＡＣ１キャリアまたはＡＣ２キャリアは、付加情報を伝送するための、ＡＣ１信号またはＡＣ２信号を伝送するためのキャリアである。ＴＭＣＣキャリア、ＡＣ１キャリア、およびＡＣ２キャリアは、ＳＰキャリアと異なり、キャリア方向では各伝送フレームに非周期的に挿入される。

日本では、上記規格に基づく地上デジタル放送が、２００３年１２月から開始されている。この日本における地上デジタル放送では、１つの物理チャンネル帯域内（所要帯域）の１３セグメントのうち、図１８の斜線で示した中央の１セグメント１０６を利用するワンセグ放送と、塗りつぶし無しで示した残りの１２セグメント１０７を利用する固定放送とが放送されている。そして、ワンセグ放送を携帯型受信装置向けに、固定放送を固定型受信装置向けに、それぞれ放送している。なお、現在は、これら２つのデジタル放送は、同一の映像および音声がサイマル放送されている。なお、図１８は、ワンセグ放送に利用するセグメント位置を示す図である。

ところで、家庭内に設けられたテレビは、固定されたアンテナによりこの１３セグメントを一括して受信するが、携帯電話機やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）等の携帯・移動体向けの放送では、この１３セグメントのうちの中央の１セグメントのみを受信する、いわゆる部分受信を行っている。

携帯・移動体向け放送のセグメントは、屋外のビル陰、ビル内、地下街等においても良好に受信できるようにする必要があり、そのためには、部分受信するセグメントを再送信する再送信装置が必要となる。

そこで、再送信方式の一つとして、部分受信のみを行うネットワークを構築することにより、部分受信部分のみをフィルタで抽出し、フーリエ変換を行い周波数領域の処理により複数個のセグメントを連結して再送信するデジタル放送信号再送信装置が提案されている（例えば特許文献１）。

特許文献１によるデジタル放送信号再送信装置は、図１９に示すように、複数の放送局からＩＳＤＢ−Ｔ方式のデジタル放送信号を受信し、受信した各信号に基づいてデジタル放送信号を送信する。このデジタル放送信号再送信装置は、受信手段と、セグメント選択手段と、チャンネル同期手段と、位相変換手段と、信号連結手段と、送信手段とを備えた構成である。かかる構成によれば、デジタル放送信号再送信装置は、複数の受信手段によって、デジタル放送信号をチャンネル別に受信する。そして、セグメント選択手段によって、受信したデジタル放送信号から少なくとも１つのセグメントを、予め設定されたセグメント番号に基づいてチャンネル別に選択する。デジタル放送信号再送信装置は、チャンネル同期手段によって、チャンネル別に選択されたセグメントの同期を行う。位相変換手段によって、同期が行われたセグメントを構成するキャリアをチャンネル別に位相変換し、信号連結手段によって、チャンネル別に位相変換された複数のキャリアを連結する。さらに、送信手段によって、信号連結手段により連結されたキャリアを周波数変換して前記チャンネルと異なる所定のチャンネルから送信する。

このように、ビル屋内・地下街等、電波環境が良好でない場所におけるモバイル機器によるデジタル放送の受信を目指して、複数のワンセグメント放送を受信・連結・再送信するデジタル放送信号再送信装置が検討されている。

なお、上述した地上デジタルテレビ放送の方式であるＩＳＤＢ−Ｔ以外にも、地上デジタル音声放送に関する方式であるＩＳＤＢ−ＴＳＢ（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Sound Broadcasting）が規定されている。このＩＳＤＢ−ＴＳＢは、地上デジタル音声放送に関する伝送方式の標準規格である、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ２９によって規定される。ＩＳＤＢ−ＴＳＢのＯＦＤＭセグメント構造は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３０で規定されるＩＳＤＢ‐Ｔと共通であり、相互運用性が考慮されている。ＩＳＤＢ−ＴＳＢ方式では、複数の１セグメント形式放送の連結放送も規定されている。

また、２０１１年に予定されている地上アナログテレビ放送停波後に、アナログテレビ放送周波数帯域をどう使うか関係省庁・団体を中心に議論されている。アナログテレビ放送周波数帯域を有効に利用するための放送規格の一つとして、携帯端末向けマルチメディア放送システムの放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔｍｍ（Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial Mobile Multi-Media Broadcasting）が提案されている。

この放送方式も、図２０に示すように、ＩＳＤＢ−Ｔと同じ帯域幅のＯＦＤＭセグメントにより構成される。すなわち、１つ以上のＩＳＤＢ−Ｔ準拠の１３セグメント形式放送と任意個のＩＳＤＢ−ＴＳＢ準拠の１セグメント形式連結放送を連結送信できるように、ＩＳＤＢ−ＴとＩＳＤＢ−ＴＳＢとを拡張する規格であり、これらの規格の整合性が取れるように規定されている。この規格は、名称が示す通り携帯電話機やＰＤＡ等の携帯・移動体向けに重点を置いたものである。図２０は、２０１１年アナログ放送停波後のＶＨＦ帯域の一部をＩＳＤＢ−Ｔｍｍで放送する場合の提案の一例である。

また、チャンネルの利用効率向上の点から、ＩＳＤＢ−ＴｍｍなどのＶＨＦ帯の空きチャンネル（チャンネル７）と、隣接するチャンネル（チャンネル８）との間で一部の帯域を共用するチャンネルにおける非共用帯域を使用してデジタル音声信号等を配信する技術が考えられている。このように配信された音声信号を従来の地上デジタル放送受信チューナによって受信することは不経済である。そこで、以下に示す構成となる地上デジタル放送受信チューナが提案されている（特許文献２）。

すなわち、この地上デジタル放送受信チューナは、図２１に示すように、ＶＨＦ帯の特定チャンネルに配列された複数のセグメントの中から所望のセグメントを選択する手段と、選択されたセグメントに割り当てられたデジタル放送信号を第一の中間周波数に周波数変換する第一の混合器と、前記第一の混合器に局部発振信号を供給する第一の局部発振器とで構成される。この構成により、特定チャンネル内のセグメントのデジタル放送信号のみを簡単に選択し受信できる。このため、上記したように、非共用帯域を使用して音声信号を配信する場合であっても、効率よく受信することができる。なお、図２１は、従来技術を示すものであり、隣接するチャンネル間で一部の帯域を共用するチャンネルにおける非共用帯域を使用して放送されるデジタル音声信号を受信する地上デジタル放送受信チューナの概略構成を示すブロック図である。

以上のように、今後、新たなデジタル放送技術として、ＩＳＤＢ−Ｔ準拠のワンセグ放送のビル屋内・地下街での連結再送信、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ準拠連結放送、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍ準拠の連結放送などが考えられる。また、特定の帯域を使用して新たにデジタル放送を配信する技術も考案されている。これらの技術の多くは、携帯電話機やＰＤＡ等の携帯・移動体向け放送を想定した技術となっている。

ところで、携帯・移動体では、電池容量に大きな制約があり、これら新たな技術（またはその技術を実現するための規格）に対応する復調装置の消費電力を低減させることが今後の重要な課題の１つとなる。

例えば、ワンセグメント放送の受信に関し消費電力を抑制するＯＦＤＭ復調装置として、特許文献３に下記の構成が開示されている。特許文献３に開示されたＯＦＤＭ復調装置は、チャンネル数が増加しても回路を大幅に増加させることのない装置であり、下記の構成により、ワンセグメント放送を複数チャンネル同時に受信可能とする。

すなわち、特許文献３のＯＦＤＭ受信装置は、図２２に示すように、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナで受信した地上デジタル放送の１セグメント放送信号を入力し、復調するＮ個の受信復調手段と、該Ｎ個の受信復調手段で復調したＮ個の復調データをそれぞれ一時保持するＮ個のバッファを備える。さらに、このＯＦＤＭ受信装置は、このＮ個のバッファに書き込んだＮ個の復調データを時分割で読み出すバッファ手段と、該バッファ手段から読み出されたＮ個の復調データを入力し順次誤り訂正する過程で、１セグメント受信で使用していない期間に誤り訂正した前記Ｎ個の復調データを多重して１つのトランスポートストリーム多重データとして出力する誤り訂正手段とを備える。この構成によって、複数チャンネルの復調データを1セグメント受信で使用していない期間に多重することでチャンネル数が増加しても回路を大幅に増加させることのないＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。なお。図２２は、従来技術を示すものであり、ＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。

特開２００６−１０９２８３号公報（２００６年４月２０日公開） 特開２００３−４６８８４号公報（２００３年２月１４日公開） 特開２００９−４４３４５号公報（２００９年２月２６日公開）

しかしながら、上述のような従来技術は復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理により消費する電力量を低減させることができないという問題がある。

例えば、特許文献２は、チューナに関する発明であり、特定チャンネル内のセグメントのデジタル放送信号を簡単に選択できるようになる。しかしながらこの特許文献２に示すチューナによってＩＦ信号もしくはベースバンド信号に変換されたＯＦＤＭ波を、従来のＯＦＤＭ復調装置で復調すると、連結放送に対応するには、対応する帯域幅以上の周波数のサンプリング周波数を必要とする。また、連結放送を受信する場合、ユーザが選択した複数のチャンネルの配置によっては、ベースバンド部、誤り訂正部の処理に無駄が生じ、消費電力がより大きくなる。例えば、このＯＦＤＭ復調装置で図１１（ｃ）、（ｄ）の斜線で示す１セグメントを復調するには、ＦＦＴのＦＦＴ処理帯域幅はＷＦＦＴ＝８１９２ｆ_０となり、この１セグメントだけでも１３セグメント分の消費電力となり無駄が生じるという課題がある。なお、上記したｆ_０は、キャリア間隔を表しており、このキャリア間隔は一定であるものとする。このためＦＦＴ処理キャリア数にキャリア間隔ｆ_０を掛け合わせることでＦＦＴ処理帯域幅を表すことができる。

このように特許文献２では、選択した特定のセグメントに対応する帯域のみを復調対象の帯域とすることができないため、常に全帯域に対して復調処理を行う必要がある。このため、復調対象とする帯域が全帯域よりも小さくなる場合であっても全帯域に対して復調処理を行う必要があり消費電力の低減を図ることができない。

特許文献３は、異なるチャンネルの複数のワンセグメント放送や、複数のワンセグメント放送の連結放送の復調に関する発明である。誤り訂正部が共有化されるので消費電力が低減される。しかし、同一チャンネル内の連結したワンセグメント放送を受信する際には、同一チャンネルにかかわらず複数のチューナやＡＧＣをはじめとする複数の復調部を起動する必要があり、消費電力に無駄が生じるという課題がある。

さらに、特許文献３は複数のワンセグメント放送の復調に限定されるものであり、ＩＳＤＢ−Ｔで規定される一つの放送で複数セグメントを占有する放送を復調する構成となっていないという課題がある。

すなわち、特許文献３では、１つの復調部によって同一チャンネルにおける複数セグメントを一括して復調することができないという問題がある。

ＩＳＤＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔｓｂ、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍで規定される階層放送、連結放送等、任意のデジタル放送を受信した際に、指定した複数のセグメントに対してＯＦＤＭ復調を最適化することで消費電力を低減することは、携帯・移動体向け用途で重要な課題となる。更に、携帯・移動体向けであるので、場所に応じて受信可能な放送も変わるので、ワンセグメント放送など特定の階層に限定せず、ＩＳＤＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔｓｂ、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍにおける全ての階層で復調可能であることが望ましい。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理により消費する電力量を低減させる、復調装置、復調装置の制御方法、復調装置の制御プログラム、および復調装置の制御プログラムを記録した記録媒体を実現することにある。

本発明に係る復調装置は、上記した課題を解決するために、チューナにより受信した放送波を復調する復調装置であって、上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付けると、上記所要帯域における該セグメント位置を特定する特定手段と、上記特定手段によって特定したセグメント位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定手段と、上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調する復調手段とを備えることを特徴とする。

ところでセグメントとは、デジタル放送の所要帯域を分割する単位であり、該セグメントを組み合わせることにより種々のサービスを提供することができるものである。例えば、日本の放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔｓｂ、ＩＳＤＢ−Ｔｍｍでは、デジタル放送の所要帯域約６ＭＨｚが１３個の帯域幅の等しいセグメントにより分割されている。

また、所要帯域とは、上記チューナにより選択受信された１チャンネル分の電波の周波数帯域である。

上記構成によると、特定手段を備えているため、復調が所望されるセグメントの所要帯域における位置を特定することができる。また、帯域幅決定手段を備えているため、復調が所望されるセグメントの所要帯域における位置に応じて、該所要帯域のうち復調する帯域幅を決定することができる。そして、復調手段がこの帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて、指定された１以上のセグメントを一括して復調することができる。

このように、指定されたセグメントの位置に応じて復調する帯域幅を決定し、該帯域幅に対して復調するため、所要帯域全体を復調する従来の構成と比較して復調処理で消費する電力量を低減させることができる。

また、特定手段によって復調が所望されるセグメントを特定することができるため、例えばワンセグ放送のように固定された１セグメントのみを復調対象とする場合と異なり所要帯域全ての任意のセグメントを復調対象とすることができる。

よって本発明に係る復調装置は、復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理にかかる消費電力量を適切に低減させることができるという効果を奏する。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記放送波は、マルチキャリアのデジタル変調方式であるＯＦＤＭにより多数のキャリアが多重化されており、上記復調手段は、受信した放送波を復調するためにフーリエ変換により多重化されているキャリアの振幅と位相の情報を取得するフーリエ変換処理手段を有しており、上記帯域幅決定手段は、上記特定手段によって特定されたセグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定するように構成されていてもよい。

上記した構成によると、帯域幅決定手段によって決定された帯域幅に対してフーリエ変換処理手段がフーリエ変換を行うことができる。このため、本発明に係る復調装置は、所要帯域全体に対してフーリエ変換を行う構成と比較して、このフーリエ変換を実行するために必要となる電力量を低減させることができる。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記フーリエ変換処理手段によりフーリエ変換を行う帯域の中心周波数は、上記所要帯域の中心周波数と一致しており、上記特定手段によって特定されたセグメント位置を、上記所要帯域における中心周波数方向にシフトさせるよう周波数変換を行う周波数変換手段をさらに備え、上記帯域幅決定手段は、上記周波数変換手段によって周波数変換を行った後の上記セグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定するように構成されていてもよい。

上記した構成によると、上記周波数変換手段により復調対象となるセグメント位置を上記所要帯域の中心周波数方向、すなわちフーリエ変換を行う帯域の中心周波数方向にシフトさせることができる。すなわち、復調対象となるセグメントの所要帯域における位置を、フーリエ変換を行う帯域の中心周波数により近づけることができる。このため、帯域幅決定手段はフーリエ変換を行う帯域幅をさらに低減させることができる。

したがって、本発明に係る復調装置は、上述のようにフーリエ変換を行う帯域幅をさらに低減させることができるため、周波数変換を行わないでセグメント位置に応じてフーリエ変換する構成と比較して、このフーリエ変換を実行するために必要となる電力量を低減させることができる。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記周波数変換手段は、上記チューナにより受信した放送波のアナログ信号をデジタル変換したデジタル信号に対して行うように構成されていてもよい。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記周波数変換手段は、上記チューナにより受信した放送波のアナログ信号に対して行うように構成されていてもよい。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記フーリエ変換処理手段によりフーリエ変換を行う前段階でチューナにより受信した放送波のアナログ信号に対してサンプリングを行うサンプリング手段をさらに備え、上記サンプリング手段は、サンプリング周波数を、上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定するように構成されていてもよい。

ここで上記サンプリング手段がサンプリングを行うアナログ信号とは、例えばＩＦ信号またはベースバンド信号などである。サンプリング手段は、サンプリング周波数を上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定するため、上記チューナから出力された信号におけるエリアジングや当該復調装置を構成する回路の実装に係る制約等に対処することができる。

例えば、チューナがＲＦ信号をＩＦ信号に変換するヘテロダイン方式の場合、チューナから出力されるＩＦ信号を、フーリエ変換する前段で直交検波してベースバンド信号に変換する必要がある。ここで、この直交検波後の出力信号の帯域幅を、上記帯域幅決定手段によって決定されたフーリエ変換を行う帯域幅とＦＦＴの入力段階で一致させるためには、上記サンプリング手段によりサンプリングを行うサンプリング周波数をこのフーリエ変換を行う帯域幅以上となるように設定する必要がある。

本発明に係る復調装置は、上記サンプリング周波数を上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定することができるため、例えばチューナがＲＦ信号をＩＦ信号に変換するヘテロダイン方式を採用している場合であっても上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅で指定されたセグメントに対してフーリエ変換を行うことができる。

本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記フーリエ変換処理手段の実行を有効とするイネーブル信号を生成する信号生成手段をさらに備え、上記サンプリング手段が、上記チューナより受信した放送波のアナログ信号に対して、上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定したサンプリング周波数でサンプリングしたとき、上記信号生成手段は、該サンプリングの全周期のうちで有効なデータが含まれる周期でのみ、生成した上記イネーブル信号を、上記サンプリング手段によりサンプリングされた信号とともにフーリエ変換処理手段に入力するように構成されていてもよい。

上記した構成によると、信号生成手段を備えるため、サンプリングの全周期のうちで有効なデータが含まれる周期をフーリエ変換処理手段に示すことができる。つまり、有効なデータが含まれる周期について、サンプリング手段によって設定されたサンプリング周波数の周期に合わせてフーリエ変換処理手段に示すことができる。例えば、サンプリング手段が、フーリエ変換処理に必要なサンプリング周波数の４倍のクロックでサンプリングしたとする。この場合、信号生成手段は、サンプリングデータ全部から４周期に１周期の割合で生成したイネーブル信号をフーリエ変換処理手段に出力する。なお、有効データとは、チューナにより受信した放送波において復調すべきデータである。

このため、当該フーリエ変換処理手段の動作クロックを規定するクロック周波数を変更することなく一定にしたまま、フーリエ変換処理手段は、実効的に基準サンプリング周波数を調整することが可能となり、復調が所望されるセグメント位置に応じて決定された帯域幅でフーリエ変換を行うことができる。

したがって、復調するセグメント位置の変更に伴いフーリエ変換を行う帯域幅が変更される場合であっても、クロック周波数を変更することなく帯域幅を変更させてフーリエ変換を行うことができる。それゆえ、回路動作中に動作クロックを変更することがないため、回路動作が不連続となってしまい継続して復調する予定の放送間に中断が生じるという問題が生じることを防ぐことができる。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記放送波には、当該復調装置の動作に必要な各種の制御データとしてパイロット信号が含まれており、上記パイロット信号に基づき伝搬路において歪んだ信号波形を復元するための処理である波形等化処理を行う波形等化手段をさらに備え、上記波形等化手段は、上記特定手段により特定された、復調対象として選択されたセグメントの信号に対してのみ波形等化処理を行うように構成されていてもよい。

上記した構成によると波形等価手段を備えるため、復調対象として選択されたセグメントの信号に対してのみ波形等化処理を行うことができる。このため、復調装置は、所要帯域の全セグメントに対して波形等化処理を行う構成と比較して波形等化処理にかかる消費電力を低減させることができる。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記放送波のデータ信号は、キャリア多重化される前に該データ信号の順序が所定の方法により入れ替えられており、入れ替えられた上記データ信号の順序を戻すための処理であるデインターリーブ処理を行うデインターリーブ処理手段をさらに備え、上記デインターリーブ処理手段は、上記特定手段によって特定された、復調対象として選択されたセグメントの信号に対してのみデインターリーブ処理を行うように構成されていてもよい。

上記した構成によると、デインターリーブ処理手段を備えるため、復調対象として選択されたセグメントのデータ信号に対してのみデインターリーブ処理を行うことができる。このため、復調装置は、所要帯域の全セグメントに対してデインターリーブ処理を行う構成と比較してデインターリーブ処理にかかる消費電力を低減させることができる。

なお、上記デインターリーブ処理としては、データビット単位で入れ替えを行うビットインターリーブ処理、同一のＯＦＤＭシンボル内でのみ行い、周波数軸上での入れ替えのみを行う周波数デインターリーブ処理、時間方向の伝送路変動による受信電力の落ち込みに対応するため、複数のＯＦＤＭシンボルにわたって行う時間デインターリーブ処理等が挙げられる。

また、本発明に係る復調装置は、上記した構成において、上記復調手段が上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて復調を行っている状態において、復調するセグメントの変更指示を受け付けると、該変更指示に応じて上記特定手段は上記所要帯域における変更後のセグメント位置を特定し、上記周波数変換手段が、上記特定手段によって特定されたセグメント位置を、上記所要帯域における中心周波数方向にシフトさせるよう周波数変換を行い、上記帯域幅決定手段は、上記周波数変換手段によって周波数変換を行った後の上記セグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定するように構成されていてもよい。

上記した構成によると、変更後のセグメントをフーリエ変換するための、最小の帯域幅を決定することができる。

したがって復調するセグメントが変更される場合であっても、復調装置の消費電力が各時点で最小となるようにフーリエ変換する帯域幅を決定することができる。

本発明に係る復調装置の制御方法は、上記した課題を解決するために、チューナにより受信した放送波を復調する復調装置の制御方法であって、上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付ける受付ステップと、上記受付ステップにおいて指定を受け付けたセグメントの、上記所要帯域における位置を特定する特定ステップと、上記特定ステップによって特定したセグメントの位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定ステップと、上記帯域幅決定ステップにおいて決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調を行う復調ステップとを含むことを特徴とする。

上記方法によると、受付ステップと特定ステップとを含むため、復調が所望されるセグメントの所要帯域における位置を特定することができる。また、帯域幅決定ステップを含むため、復調が所望されるセグメントの所要帯域における位置に応じて、該所要帯域のうち復調する帯域幅を決定することができる。そして、復調ステップがこの帯域幅決定ステップにおいて決定した帯域幅に応じて、指定された１以上のセグメントを一括して復調することができる。

このように、指定されたセグメントの位置に応じて復調する帯域幅を決定し、該帯域幅に対して復調するため、所要帯域全体を復調する従来の構成と比較して復調処理で消費する電力量を低減させることができる。

また、特定ステップによって復調が所望されるセグメントを特定することができるため、例えばワンセグ放送のように固定された１セグメントのみを復調対象とする場合と異なり所要帯域全ての任意のセグメントを復調対象とすることができる。

よって本発明に係る復調装置の制御は、復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理にかかる消費電力量を適切に低減させることができるという効果を奏する。

なお、上記復調装置は、コンピュータによって実現してもよく、この場合には、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記復調装置をコンピュータにて実現させる復調装置の制御プログラム、およびそれを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明に係る復調装置は、以上のように、チューナにより受信した放送波を復調する復調装置であって、上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付けると、上記所要帯域における該セグメント位置を特定する特定手段と、上記特定手段によって特定したセグメント位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定手段と、上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調する復調手段とを備えることを特徴とする。

よって本発明に係る復調装置は、復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理にかかる消費電力量を適切に低減させることができるという効果を奏する。

本発明に係る復調装置の制御方法は、以上のように、チューナにより受信した放送波を復調する復調装置の制御方法であって、上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付ける受付ステップと、上記受付ステップにおいて指定を受け付けたセグメントの、上記所要帯域における位置を特定する特定ステップと、上記特定ステップによって特定したセグメントの位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定ステップと、上記帯域幅決定ステップにおいて決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調を行う復調ステップとを含むことを特徴とする。

よって本発明に係る復調装置の制御方法は、復調が所望されるセグメントに応じて、その復調処理にかかる消費電力量を適切に低減させることができるという効果を奏する。

本発明の実施形態（実施形態１）を示すものであり、復調帯域幅制御部の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態（実施形態１）を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態（実施形態１）を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置が備えるチューナの要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態（実施形態１）を示すものであり、ＦＥＣ部の要部構成を示すブロック図である。 本実施の形態（実施形態１）に係るＦＦＴにおけるＦＦＴ処理を説明するためのものであり、同図（ａ）はバタフライ処理によるフーリエ変換処理を示す図であり、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すフーリエ変換処理の一構成要素であるバタフライ処理部の詳細を示す図である。 本発明の実施形態（実施形態２）を示すものであり、復調帯域幅制御部の要部構成を示すブロック図である。 ＦＦＴの回路実装方式の一例であるパイプライン方式を示す図である。 ＦＦＴの回路実装方式の一例である共有ＲＡＭ方式を示す図である。 共有ＲＡＭ方式における各ＲＡＭでの入出力処理およびバタフライ処理のタイミングを示す図である。 図７に示すパイプライン方式におけるバタフライ処理回路ＰＥ１〜ＰＥ３の一例を示す図である。 ＦＦＴ処理帯域幅と復調対象となるセグメント位置との関係を示す図であり、同図（ａ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．４、７、９、１１、１２の５つのセグメントとなる場合を示す図であり、同図（ｂ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．７、９、１１の３つのセグメントとなる場合を示す図であり、同図（ｃ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．１２の１つのセグメントとなる場合を示す図である。同図（ｄ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．６の１つのセグメントとなる場合を示す図である。 復調帯域幅制御部において実行される周波数変換による、ＦＦＴ処理帯域幅の変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態を示すものであり、周波数変換量Δｆ_１の決定処理を説明する図である。 復調対象となるセグメントの変更と、その変更に伴うＦＦＴ処理帯域幅の変更との対応関係を示す図であり、同図（ａ）から（ｄ）は復調対象となるセグメント位置の変化を示す。 波形等化部による波形等化について説明するための説明図であり、同図（ａ）は、ＳＰ信号およびデータ信号の送信側におけるコンスタレーションを示し、同図（ｂ）は、同じＳＰ信号およびデータ信号の受信側におけるコンスタレーションを示し、同図（ｃ）は、同じＳＰ信号およびデータ信号の波形等化後のコンスタレーションを示す。 送信側で行われる時間インターリーブ処理と、ＯＦＤＭ復調装置の時間デインターリーブ部で行われる時間デインターリーブ処理を説明するための図である。 従来技術を示すものであり、ＩＳＤＢ−Ｔ準拠の階層構成の一例を示す図である。 従来技術を示すものであり、ワンセグ放送に利用するセグメント位置を示す図である。 従来技術を示すものであり、複数の放送局からＩＳＤＢ−Ｔ方式のデジタル放送信号を受信し、受信した各信号に基づいてデジタル放送信号を送信するデジタル放送信号再送信装置の構成を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、２０１１年アナログ放送停波後のＶＨＦ帯域の一部をＩＳＤＢ−Ｔｍｍで放送する場合の一例を示す。 従来技術を示すものであり、隣接するチャンネル間で一部の帯域を共用するチャンネルにおける非共用帯域を使用して放送されるデジタル音声信号を受信する地上デジタル放送受信チューナの概略構成を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、ＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。

（実施形態１）
以下、本発明の一実施形態について図１〜図１１、および図１５、１６に基づいて説明すると以下の通りである。すなわち、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１は、放送局から発信されたデジタル放送の放送波をアンテナ２で受信し、所望のデジタル放送の受信信号を選局して復調するものである。ＯＦＤＭ復調装置１は、復調した受信信号を、ＴＳＰ（Transport Stream Packet：トランスポートストリームパケット）として、自身の後段に設けられた、モニタ（図示しない）およびアンプ（図示しない）等に出力する。このＯＦＤＭ復調装置１は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）で規定された直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によって変調されたデジタル放送波を復調する。

ＯＦＤＭ復調装置１は、家屋内に固定的に設置される据え置き型の受信装置（固定型受信装置）に備えられるものであってもよいし、デジタル放送を受信する機能を有する携帯機器に搭載された受信装置（携帯型受信装置）に備えられるものであってもよい。さらには、車等の移動体に搭載された受信装置（移動体用受信装置）に搭載されるものであってもよい。固定型受信装置の一例としてはテレビ受像機、携帯型受信装置の一例としては携帯電話機およびＰＤＡ、移動体用受信装置の一例としては車載用の受信装置が挙げられる。

なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１は、ＩＳＤＢ−Ｔで規定される地上デジタルテレビジョン方法、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢで規定される地上デジタル音声放送、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＭＭで規定されるマルチメディア放送をそれぞれ受信できるようになっている。

（ＯＦＤＭ復調装置の構成）
まず、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１の概略構成について図２を参照して説明する。図２は、本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置1の要部構成を示すブロック図である。

図２に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２、チューナ３、および復調部４を備えてなる構成である。

チューナ３は、アンテナ２で受信したＲＦ信号から特定のチャンネルの周波数成分を抽出することにより当該チャンネルの選局処理を行うものである。図３に示すようにチューナ３は、フィルタ３１、可変利得増幅部３２、周波数変換部３３、フィルタ３４、および可変利得増幅部３５を備えた構成である。図３は、本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置１が備えるチューナ３の要部構成を示すブロック図である。

フィルタ３１は、所望の周波数成分を抽出する、すなわち、所望のデジタル放送の放送波以外のＲＦ信号を取り除くために設けられたバンドパスフィルタである。フィルタ３１は、この抽出した周波数成分を有するＲＦ信号を、可変利得増幅部３２に送信する。

可変利得増幅部３２は、後述する自動利得制御部（以下、「ＡＧＣ」と称する）６６から供給された利得調整信号に基づいて、フィルタ３１からのＲＦ信号を、増幅または減衰させるために設けられた低雑音増幅器（ローノイズアンプ）である。可変利得増幅部３２は、増幅または減衰させたフィルタ３１からのＲＦ信号を、周波数変換部３３に送信する。

周波数変換部３３は、可変利得増幅部３２からのＲＦ信号に対して、周波数変換を実施するものである。周波数変換部３３は、周波数変換によりＲＦ信号をＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波）信号に変換する。そして、周波数変換部３３は、選択された所望のチャンネルのＩＦ信号をフィルタ３４に送信する。

フィルタ３４は、周波数変換部３３のＩＦ信号から、所望の周波数成分を抽出するために設けられたローパスフィルタである。フィルタ３４により、再び不要なチャンネルの信号が取り除かれる。すなわち、フィルタ３４は、特定のチャンネルの周波数成分を抽出するためのフィルタ、あるいは所望のチャンネルを選択するためのフィルタであるといえる。フィルタ３４は、抽出した周波数成分を有するＩＦ信号を、可変利得増幅部３５に送信する。

可変利得増幅部３５は、後述するＡＧＣ６６から供給された利得調整信号に基づいて、フィルタ３４からのＩＦ信号を、後段の復調部４に入力可能な電圧まで増幅させるものである。可変利得増幅部３５は、増幅したＩＦ信号を後段の復調部４に送信する。

なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１のチューナ３は、フィルタ３１および３４を備えた構成であるが、これに限定されるものではない。例えば、チューナ３は、フィルタ３１を省いてフィルタ３４だけを備えた構成であってもよい。

復調部４は、チューナ３から受信したＩＦ信号を復調するものである。すなわち、復調部４は、チューナ３が抽出した周波数成分を有する受信信号に対して復調処理を行うものである。

復調部４は、図２に示すように、アナログデジタル変換部（以下、「ＡＤＣ部」と称する）５、ベースバンド信号処理部（以下、「ＢＢ部」と称する）６、誤り訂正処理部（以下、「ＦＥＣ部」と称する）７、復調帯域幅制御部４０、クロック源４１を備えている。

また、図３に示すように、チューナ３の可変利得増幅部３５から出力されたＩＦ信号はまず、ＡＤＣ部５でサンプリングされる。サンプリングされたＩＦ信号は、復調部４のＢＢ部６に供給される。ＢＢ部６は、チューナ３から供給されたＩＦ信号を、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換して、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して復調処理を実施する。ＢＢ部６は、復調処理によって得られたデータ信号群およびＴＭＣＣ情報を、ＦＥＣ部７に供給する。すなわち、ＢＢ部６は、デジタル放送の受信信号を、ベースバンド信号に変換して復調処理を行うものであるといえる。

ＡＤＣ部５は、チューナ３の可変利得増幅部３５から供給されたＩＦ信号を、アナログ信号からデジタル信号へと変換してＢＢ部６に供給するものである。

復調帯域幅制御部４０は、信号線４４を介して、外部ＣＰＵ８、あるいは不図示のＤＳＰ、携帯電話用のベースバンド信号処理ＬＳＩ等と接続されている。そして、デジタル放送を受信する際に、ユーザが復調を所望するチャンネルのセグメント情報を、不図示の入力部を介して入力すると、このセグメント情報を外部ＣＰＵ８が受け付ける。そして、外部ＣＰＵ８は、受け付けたセグメント情報を復調帯域幅制御部４０に送信されるようになっている。

クロック源４１は、クロック線４３を通じて、ＡＤＣ部５、ＢＢ部６、およびＦＥＣ部７、復調帯域幅制御部４０に、クロック信号を供給するものである。なお、復調部４におけるＢＢ部６、ＦＥＣ部７、および復調帯域幅制御部４０の詳細については以下に説明する。

まず、ＢＢ部６の詳細について説明する。

図２に示すように、ＢＢ部６は、直交検波部６１、狭帯域キャリア周波数誤差補正部（図２では狭帯域誤差補正部と省略して表記する）６２、高速フーリエ変換部（以下、「ＦＦＴ」と称する）６３、波形等化部６４、シンボル同期部６５、ＡＧＣ６６、広帯域キャリア周波数誤差検出部（図２では広帯域誤差検出部と省略して表記する）６７、および、ＴＭＣＣ復号部６８を備えている。

直交検波部６１は、ＡＤＣ部５から供給されたＩＦ信号を、予め設定されたキャリア周波数のキャリア信号を用いて直交検波を実施することにより、実軸成分（いわゆる、Ｉチャネル信号）および虚軸成分（いわゆる、Ｑチャネル信号）からなる複素信号であるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。そして、直交検波部６１は、このベースバンドＯＦＤＭ信号を狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２に供給する。

狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、直交検波部６１から供給されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、狭帯域キャリア周波数誤差を検出することによって、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を補正するものである。狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、例えば、ベースバンドＯＦＤＭ信号と、不図示の数値制御発振器から供給されるキャリア周波数誤差補正信号とを複素乗算することによって、このベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正する。

なお、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２によるベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数の補正方法はこれに限定されるものではない。例えば、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、ＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）回路に代表される、位相回転回路を用いて補正を行う構成であってもよい。このように構成される場合、位相回転回路には、狭帯域キャリア周波数誤差から各サンプリング点の位相補正量が計算されて入力される。そして、ベースバンドＯＦＤＭ信号を位相補正量だけ回転することで、狭帯域キャリア周波数誤差を補正する。狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、キャリア周波数を補正したベースバンドＯＦＤＭ信号を、ＦＦＴ６３、シンボル同期部６５、および、ＡＧＣ６６に供給する。

ＦＦＴ６３は、シンボル同期部６５によって特定された各有効シンボルの先頭タイミングを参照することによって、ベースバンドＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間分の信号を抽出する。そして、ＦＦＴ６３は、抽出したベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換を行うものである。すなわち、ＦＦＴ６３は、ＦＦＴ処理を行うことにより、送信側においてＯＦＤＭ変調により周波数多重された信号から各キャリア情報を抽出する。

ＦＦＴ６３は、例えば、ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル期間内の任意の点を、高速フーリエ変換を行う対象として抽出するベースバンドＯＦＤＭ信号の開始点としてもよい。ＦＦＴ６３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換を行うことによって、このベースバンドＯＦＤＭ信号から、データ信号１０１、ＳＰ信号１０２、ＴＭＣＣ信号等を含む、各キャリアに変調されたＮ個の複素信号を得る。ＦＦＴ６３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号から得たＮ個の複素信号を、波形等化部６４、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７、およびＴＭＣＣ復号部６８に供給する。

広帯域キャリア周波数誤差検出部６７は、ＦＦＴ６３から複素信号が供給されると、広帯域キャリア周波数誤差を検出する。波形等化部６４は、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が検出した広帯域キャリア周波数誤差に基づいて、所望の周波数帯域のキャリアの複素信号のみ供給する。

なお、本実施の形態に係るＢＢ部６では、ＦＦＴ６３から出力されるＮ個の複素信号は、波形等化部６４に直接供給される構成であるがこの構成に限定されるものではない。例えば、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７で検出した広帯域キャリア周波数誤差を補正してから波形等化部６４に供給するように構成されていてもよい。

波形等化部６４は、ＴＭＣＣ復号部６８から供給される同期確立信号の示すタイミングと、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が示す補正すべきキャリアとに基づいて、ＦＦＴ６３から供給されたＮ個の複素信号に対して波形等化処理を行うものである。なお、波形等化処理とは、Ｎ個の複素信号の振幅および位相を等しくする処理を意味する。具体的には、波形等化部６４は、ＦＦＴ６３から供給されたＳＰ信号群の期待値に基づいて、通信路の伝達関数（通信路で生じた振動変動および位相回転に対応する関数）を推定する。そして、波形等化部６４は、この推定により得られた伝達関数で各データ信号１０１を複素除算することによって、波形等化されたデータ信号群を得る。波形等化部６４は、波形等化したデータ信号群をＦＥＣ部７に供給する。

シンボル同期部６５は、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２から供給された、キャリア周波数が補正されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、伝送モードおよびガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出する。これにより、シンボル同期部６５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる、各有効シンボルの先頭タイミングを特定する。

ＡＧＣ６６は、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２から供給された、キャリア周波数が補正されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、復調部４に入力されるＩＦ信号の最適な強度を算出し、この算出結果を利得調整信号として、上述したチューナ３の可変利得増幅部３２・３５それぞれに供給するものである（図３参照）。

ＴＭＣＣ復号部６８は、各伝送フレームの先頭タイミングを特定するものである。ＴＭＣＣ復号部６８は、ＦＦＴ６３が出力する複素信号から、広帯域キャリア周波数誤差検出部６７が検出した広帯域キャリア周波数誤差に基づいてＴＭＣＣキャリアを抽出する。そして、ＴＭＣＣキャリアに対しＤＢＰＳＫ復調を行う。さらに、ＤＢＰＳＫ復調を行った結果に含まれる同期ワードを検出することによって、各伝送フレームの先頭タイミングを特定する。

また、ＴＭＣＣ復号部６８は、ＴＭＣＣ信号に対して誤り訂正復号（具体的には差集合巡回復号）を行うことによって、伝送パラメータ等を規定するＴＭＣＣ情報を得る。ＴＭＣＣ復号部６８は、特定した各伝送フレームの先頭タイミングを示す同期確立信号を、波形等化部６４とＦＥＣ部７とに供給し、ＴＭＣＣ情報をＦＥＣ部７に供給する。

次いで、ＦＥＣ部７の詳細について図４を参照して説明する。図４は、本発明の実施形態を示すものであり、ＦＥＣ部７の要部構成を示すブロック図である。

ＦＥＣ部７は、ＢＢ部６からのデータ信号群の送信ビット列を復元し、復元した送信ビット列に含まれる誤り訂正符号を用いて誤り訂正復号を行い、ＴＳＰを生成するものである。生成したＴＳＰは、例えばＨ．２６４方式またはＭＰＥＧ‐２方式等の画像圧縮方式、あるいは音声圧縮方式のデコーダ（図示しない）に入力され復調される。このデコーダは、モニタやアンプ等と接続されており、モニタでは生成した画像信号の映像表示が実現され、アンプでは、接続されたスピーカーから生成した音声信号が出力される。

このように、ＦＥＣ部７は、デジタルの映像・音声信号を、アナログの映像・音声信号に変換する為に後段の、例えばＭＰＥＧ２復調部、またはＨ．２６４復調部に供給するものである。すなわち、ＦＥＣ部７は、ＢＢ部６にて復調処理されたベースバンド信号に対して誤り訂正処理を行うものと言える。

図４に示すように、ＦＥＣ部７は、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、デマッピング部７２、ビットデインターリーブ部７３、デパンクチャー部７４、ビタビ復号部７５、バイトデインターリーブ部７６、エネルギー逆拡散部７７、ＴＳＰ生成部７８、およびＲＳ（リードソロモン）復号部７９を備えている。

周波数デインターリーブ部７０は、波形等化部６４によって波形等化されたデータ信号群の、周波数インターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、各キャリアの順番を並べ替えるものである。周波数デインターリーブ部７０は、周波数インターリーブの解除処理を行ったデータ信号群を、時間デインターリーブ部７１に送信する。

時間デインターリーブ部７１は、周波数デインターリーブ部７０からのデータ信号群の、時間インターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、復調されたデータ信号１０１の順番を並べ替えるものである。時間デインターリーブ部７１は、時間インターリーブの解除処理を行ったデータ信号群をデマッピング部７２に送信する。

デマッピング部７２は、時間デインターリーブ部７１によって並べ替えられたデータ信号群に対して、マッピングの復調処理を行うものである。すなわち、デマッピング部７２は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭのいずれかによって複素信号にマッピングされたデータ信号群の送信ビット列を復元する。

例えば、上述したＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１等により規定されるデジタル放送では、放送データの変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭ）の情報をＴＭＣＣキャリアで伝送する。

デマッピング部７２は、ＴＭＣＣ復号部６８で抽出した復調方式に従いデマッピングを行う。デマッピング部７２は、復元した送信ビット列を有するデータ信号群を、ビットデインターリーブ部７３に送信する。

ビットデインターリーブ部７３は、デマッピング部７２からのデータ信号群の、ビットインターリーブの解除処理を行うものである。なお、ここでは、インターリーブとは、誤り訂正復号の誤り入力信号を分散させるためのものであり、上述したＩＳＤＢ−Ｔにて規定される規則性に準じた順番並べ替えを行うものである。すなわち、ビットデインターリーブ部７３は、データ信号群の有する送信ビット列の順番を、ビット単位で並べ替えるものである。ビットデインターリーブ部７３は、ビットインターリーブの解除処理を行ったデータ信号群をデパンクチャー部７４に送信する。

デパンクチャー部７４は、ビットデインターリーブ部７３からのデータ信号群が有している、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号の内符号がパンクチャーされた畳み込み符号の場合に、当該畳み込み符号に対してデパンクチャー処理を行うものである。なおここで、デパンクチャーとは、送信側にて予め間引かれた冗長性のある信号領域に暫定値を挿入するものであり、間引き方法についてはＩＳＤＢ−Ｔにて規定されている。デパンクチャー部７４は、デパンクチャー処理が行われたデータ信号群を、ビタビ復号部７５に送信する。

ビタビ復号部７５は、デパンクチャー部７４からのデータ信号群が有している、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号の内符号が畳み込み符号化されている場合に、当該畳み込み符号化された符号化データの復号および誤り訂正を行うものである。ビタビ復号部７５は、符号化データの復号および誤り訂正が行われたデータ信号群を、バイトデインターリーブ部７６に送信する。

バイトデインターリーブ部７６は、ビタビ復号部７５からのデータ信号群の、バイトインターリーブの解除処理を行うものである。すなわち、データ信号群の有する送信ビット列の順番をバイト単位で並べ替えるものである。バイトデインターリーブ部７６は、バイトインターリーブの解除処理を行ったデータ信号群を、エネルギー逆拡散部７７に送信する。

エネルギー逆拡散部７７は、バイトデインターリーブ部７６からのデータ信号群に対して、エネルギー逆拡散処理を行うものである。ここで、エネルギー逆拡散処理とは、データ信号群に対して、信号極性の偏りをなくすことによってランダム性を持たせるもので、送信側にて掛け合わされた擬似雑音系列を逆に掛け合わせることを意味する。エネルギー逆拡散部７７は、エネルギー逆拡散処理を行ったデータ信号群を、ＴＳＰ生成部７８に送信する。

ＴＳＰ生成部７８は、エネルギー逆拡散部７７からのデータ信号群から、所定サイズ（例えば、２０４バイト）のＴＳＰを生成する。ＴＳＰ生成部７８は、生成したＴＳＰをＲＳ復号部７９に送信する。

ＲＳ復号部７９は、ＴＳＰ生成部７８からのＴＳＰを受信するとこのＴＳＰを解析する。そしてＴＳＰの送信ビット列に含まれるリードソロモン符号化された符号化データの復号および誤り訂正を行うものである。ＲＳ復号部７９は、符号化データの復号および誤り訂正が行われたＴＳＰを、Ｈ．２６４方式またはＭＰＥＧ‐２方式等の画像圧縮方式あるいは音声圧縮方式にて圧縮されたデジタルの画像・音声信号から、もとのアナログの画像・音声信号を取り出すためのデコーダ（図示しない）に入力し、復調する。これにより、ＴＳＰを受信するモニタにおいて映像表示を行うことができる。また、ＴＳＰを受信するアンプにおいて自身に接続されたスピーカーを介して音声出力することができる。

次に復調帯域幅制御部４０について説明する。

復調帯域幅制御部４０は、ユーザにより復調が指示されたセグメントを特定し、このセグメントに対する復調処理を行う周波数帯域を決定するものである。図１に示すように、復調帯域幅制御部４０は、機能ブロックとしてセグメント特定部４０１および帯域幅決定部４０２を備えている。これら機能ブロックをソフトウェアにより実現する場合、不図示のＲＯＭ等に記憶したプログラムを、復調帯域幅制御部４０が不図示のＲＡＭ等に読み出し実行することで実現できる。なお、この図１は、本発明の実施形態（実施形態１）を示すものであり、復調帯域幅制御部４０の要部構成を示すブロック図である。

セグメント特定部４０１は、ユーザにより復調が指示されたセグメントおよび該セグメントの所要帯域における位置を特定するものである。セグメント特定部４０１は、特定した結果を帯域幅決定部４０２に通知する。さらにまた、セグメント特定部４０１は、後述するが、特定した復調対象となるセグメントのみ波形等化処理をするように波形等化部６４を制御するものでもある。また、セグメント特定部４０１は、後述するが、特定した復調対象となるセグメントのみ、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、およびバイトデインターリーブ部７６それぞれの各部において各デインターリーブ処理を行うように制御するものでもある。

帯域幅決定部４０２は、セグメント特定部４０１によって特定されたセグメントに応じて、該セグメントを復調するための帯域幅を決定し、決定した帯域幅で復調処理を行うように復調部４を制御する。具体的には、帯域幅決定部４０２は、上記セグメントを復調するための帯域幅として、ＦＦＴ６３によるＦＦＴ処理を行うＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定し、決定したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴでＦＦＴ処理を実行するようにＦＦＴ６３を制御する。あるいは、この決定したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに応じて、サンプリング周波数の調整処理を行うように、ＡＤＣ部５を制御する。

すなわち、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１では、復調が所望される特定のチャンネルの１以上のセグメントを指定する情報をユーザから受け付ける。そして、この受付けた情報を外部ＣＰＵ８が受信する。外部ＣＰＵ８は、この受け付けた情報に基づき、指定されたセグメントを計算し、その計算結果を復調帯域幅制御部４０に送信する。復調帯域幅制御部４０は、この算出結果に基づき、セグメント特定部４０１が指定されたセグメントおよび、該セグメントの所要帯域における位置を特定する。なお、所要帯域とは、チューナ３により選択受信された１チャンネル分の電波の周波数帯域である。

また、帯域幅決定部４０２が、セグメント特定部４０１により特定されたセグメントの位置からＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを計算し、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定する。そして、帯域幅決定部４０２は、決定したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴのみに対してＢＢ処理を行うようにＢＢ部６を制御する。

なお、ユーザにより指定されるセグメントは、１つであってもよいし複数であってもよい。

（ＦＦＴ処理）
ここで以下において、指定されたセグメントに応じて復調帯域幅制御部４０がＦＦＴ処理帯幅を計算するＦＦＴ処理帯域幅決定処理について図１、および図５（ａ）、（ｂ）を参照して説明する。

なお、説明の便宜上、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１の規格で定められているｍｏｄｅ３で規定されるセグメントを単位とする連結放送の場合を例に挙げ説明する。

ここではまず、ＦＦＴ６３の具体的な構成及び処理について図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて説明する。なお、図５は、本実施の形態に係るＦＦＴ６３におけるＦＦＴ処理を説明するためのものであり、同図（ａ）はバタフライ処理によるフーリエ変換処理を示す図である。同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すフーリエ変換処理の一構成要素であるバタフライ処理部６３０の詳細な構成を示す図である。

以下の数（１）に示すようなサンプリング点でのフーリエ変換処理は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）処理と呼ばれる。ＤＦＴとは、離散群上のフーリエ変換であり、一般に信号処理などで離散化されたデジタル信号の周波数解析を行ったり、偏微分方程式又は畳み込み積分を効率的に計算するために用いられたりするものである。なお、数（１）におけるＮは、前記信号に含まれる全キャリア数である。

ＦＦＴ６３は、ＤＦＴ処理を行うことで、時間軸上のデータ列ｘ（ｎ）の各周波数成分Ｘ（ｋ）を計算する。なお、ＤＦＴ処理の定義によっては、数（１）に規格化因子が乗じられる場合もある。

また、ＦＦＴ６３は、以下の数（２）に示す位相回転因子の対称性を利用して複素乗算の処理数を減らすことによって、ＤＦＴ処理の高速処理（以下、ＦＦＴ処理と称す）を実現している。

具体的には、ＦＦＴ６３は、図５（ａ）に示すように、バタフライ処理部６３０、位相回転因子乗算部６３１及びビットリバース処理部６３２を備えてなる構成である。図５（ａ）では、キャリア数Ｎ＝８の周波数間引き型のＦＦＴ処理の一例を示しており、キャリア数Ｎ＝８のＦＦＴは、３段（Ｓｔａｇｅ０〜２）のバタフライ処理で構成される。

バタフライ処理部６３０は、図５（ｂ）に示すように、２入力成分（入力される２つの信号）の和と差とを出力するものである。なお、バタフライ処理には、図５（ｂ）の様な２データ入出力のＲａｄｉｘ−２型のほか、４データ入出力のＲａｄｉｘ−４型、あるいは８データ入出力のＲａｄｉｘ−８型がある。

位相回転因子乗算部６３１は、バタフライ処理部６３０から出力される信号に対して、位相回転因子Ｗ_Ｎ ^ｍを乗じることによって、当該信号の位相を−２πｍ／Ｎだけシフトさせるものである。図５（ａ）で位相回転因子をＰとして統一の記号で表したが、実際には場所毎に位相回転因子Ｗ_Ｎ ^ｍは異なる。

キャリア数ＮのＦＦＴ処理では、一般に、下記数（３）に示す回数だけ位相回転因子Ｗ_Ｎ ^ｍの複素乗算処理を必要とする。つまり、キャリア数Ｎが大きくなると、ＦＦＴ６３で行う複素乗算処理も増大するため、当該ＦＦＴ６３における消費電力も増大することとなる。

また、バタフライ処理を全ステージ完了すると、時間軸上のデータは周波数軸上のデータとなる。その際に、周波数軸上のデータの並びは、時間軸上のデータの並びの指標のビットリバースとなる。ビットリバースとは、ビット順序の反転である。例えば、図５（ａ）の入力信号で上から５番目は時刻ｔ＝４(２進表示で１００)であるが、３段のバタフライ処理終了後の出力はキャリア番号ｋ＝１（２進表示で００１）となる。ビットリバース処理部６３２は、バタフライ処理全ステージ完了データに対し、データの並びの指標をビットリバースにすることで、キャリア番号順にデータを並びかえる。データの並びの指標とは、例えばＲＡＭを利用する構成の場合には、ＲＡＭのアドレスに相当する。

ここで、ＦＦＴ６３の回路実装の方式としては、図７に示すパイプライン方式と、図８、図９に示す共有ＲＡＭ方式の２種類が存在する。図７は、ＦＦＴの回路実装方式の一例であるパイプライン方式を示す図である。図８は、ＦＦＴの回路実装方式の一例である共有ＲＡＭ方式を示す図である。図９は、共有ＲＡＭ方式における各ＲＡＭでの入出力処理およびバタフライ処理のタイミングを示す図である。

まず、パイプライン方式について説明する。パイプライン方式ＦＦＴは、バタフライ処理部６３０を、バタフライ処理のステージ数（ｌｏｇ_２Ｎ）だけ並列に並べて、パイプライン処理を行うものである。パイプライン処理方式には、Ｍｕｌｔｉ−Ｐａｔｈ Ｄｅｌａｙ Ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ（ＭＤＣ）方式と、Ｓｉｎｇｌｅ Ｐａｔｈ−Ｄｅｌａｙ Ｆｅｅｄｂａｃｋ（ＳＤＦ）方式等がある。

図７では点数可変（５１２、１０２４、２０４８点）のＲａｄｉｘ−２型ＳＤＦ方式ＦＦＴの一例を示している。バタフライ処理部６３０を回路化したＰＥ１〜ＰＥ３（図７の符号６３４〜６３６）と、位相回転因子乗算部６３１と、遅延素子６３７とで構成される。遅延素子６３７における記号Ｚ^−Ｍ（Ｍ＝５１２、１０２４、２０４８）は、動作クロック周期単位でＭ周期遅延させる遅延素子を意味する。セレクタ６３３で入力信号のパスを選択することで、ＦＦＴ点数を５１２、１０２４、２０４８点のいずれかから選択する。なお、バタフライ処理回路ＰＥ１〜ＰＥ３（図７の符号６３４〜６３６）の具体的な構成は図１０に示すようになる。図１０は、図７に示すパイプライン方式におけるバタフライ処理回路ＰＥ１〜ＰＥ３の一例を示す図である。

なお、図７および図１０中のＰで示した各位相回転因子の値は配置される場所によって異なる。

次に、共有ＲＡＭ方式について説明する。Ｒａｄｉｘ−２型共有ＲＡＭ方式ＦＦＴは、図８に示す様に、１個のバタフライ処理部６３０（バタフライ回路）と、各段でのバタフライ処理部６３０におけるバタフライ処理のデータを記憶する２個のＲＡＭ（Random Access Memory）６３８ａ・６３８ｂと、位相回転因子乗算部６３１と、位相回転因子Ｗ_Ｎ ^ｍを記憶するＬＵＴ（Look Up Table）６３９とで構成される。

ＦＦＴ６３は、２個のＲＡＭ６３８ａ、ＲＡＭ６３８ｂを利用して、データ入出力処理とバタフライ処理とを交互に行う。ＦＦＴ６３は、前のシンボルでのＦＦＴ処理結果をＲＡＭ６３８ａからリードし、出力信号として出力する。このとき同時に、ＦＦＴ６３に入力されるＢＢ信号をＲＡＭ６３８ａにライトする。この入出力処理は基準サンプリング周波数で処理する。

また、上述のようにＲＡＭ６３８ａにおいて入出力処理を行っているシンボルで、ＲＡＭ６３８ｂに記録されているデータをバタフライ処理に活用する。具体的には、ＲＡＭ６３８ｂに記憶されているデータを２個リードし、バタフライ処理と位相回転因子乗算を行い、中間データをＲＡＭ６３８ｂに記憶する。バタフライ処理の動作クロック周波数は、全データがバタフライ全ステージ（ｌｏｇ_２Ｎ段）を１シンボル期間長内で終了する様に、基準サンプリング周波数の逓倍に設定する。なお、リードする２つのデータペアはバタフライ各ステージで異なる。

位相回転因子乗算部６３１は、ＬＵＴ６３９に記憶した位相回転因子を参照して、位相回転を行う。それぞれの処理が完了したら次のシンボルとなり、ＲＡＭ６３８ｂが入出力処理、ＲＡＭ６３８ａがバタフライ処理となる。これを、図９に示すように、シンボルごとに交互に繰り返す。

なお、上記した共有ＲＡＭ方式ＦＦＴでは、バタフライ処理部６３０は１個であるが、２個以上であっても良い。また、上記ではＲａｄｉｘ−２型のＦＦＴについて説明したが、Ｒａｄｉｘ−４，Ｒａｄｉｘ−８型のＦＦＴであっても良い。バタフライ処理部６３０の数やＲａｄｉｘを大きくすると回路規模および面積は大きくなるが、その反面、バタフライ処理の動作クロック周波数を低減させることが可能となる。したがって、プロセス等に起因して回路実装で動作クロックに制約がある場合などでは、バタフライ処理部６３０の個数やＲａｄｉｘを大きくすることは有効な手法となる。

また、上記した共有ＲＡＭ方式も、バタフライ処理のステージ数と位相回転因子をＦＦＴ点数Ｎで変更および制御できるように実装すれば、パイプライン方式と同様に、処理点数が可変なＦＦＴが実装可能となる。

上述したパイプライン処理方式と共有ＲＡＭ方式とを比較した場合、前者の方式では、バタフライ処理回路６３０は、ＦＦＴのステージ数（ｌｏｇ_２Ｎ）と同数必要であるが、後者の方式ではステージ数よりも少ない数で良いので回路規模が小さくなる。しかしながら、動作クロック周波数は、パイプライン方式では基準サンプリング周波数と同じ値で動作可能であるが、共有ＲＡＭ方式では基準サンプリングクロック周波数の逓倍クロックとなる。つまり、回路規模の観点では共有ＲＡＭ方式の方が有利であり、動作クロック周波数の観点ではパイプライン方式の方が有利である。

なお、上記したように、ＦＦＴは、２入力・２出力のバタフライ処理を基本に構成される。したがって、ＦＦＴ処理点数はＮ＝２^ｎとなる。具体的には、２、４、８、１６、３２、６４、１２８、２５６、１０２４、２０４８、４０９６、８１９２点となる。

ところで、ＯＦＤＭ放送波におけるキャリア間隔は規格で定められている。ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１のｍｏｄｅ３のキャリア間隔は、以下数（４）に示すように規定されている。

一方、Ｎ点ＦＦＴで処理可能なＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴは、以下数（５）に示す式で表される。

さらに、ｍｏｄｅ３の１セグメント当たりの４３２キャリアであるので、Ｍセグメント放送の帯域幅は、以下数（６）に示す式で表される。

ここで、１セグメント放送に相当するＭ＝１を含むものとすると、この放送からＦＦＴで各キャリア情報を抽出するためには、以下の数（７）で示す条件を満たす必要がある。

上記ではＦＦＴ６３の詳細な構成について説明した。次にこのＦＦＴ６３に対する復調帯域幅制御部４０による制御について説明する。

まず、ユーザから外部ＣＰＵ８が、復調が所望される特定のチャンネルのセグメントに関する指示を受け付ける。なお、復調する放送は１セグメント放送であってもよいし、複数セグメントを占有するものであってもよい。外部ＣＰＵ８は、ユーザにより指定されたセグメントを計算し、その計算結果を復調帯域幅制御部４０に送信する。復調帯域幅制御部４０は、受信した計算結果に基づき、セグメント特定部４０１が指定されたセグメントを特定する。そして、この特定したセグメントの所要帯域における位置を特定する。

セグメント特定部４０１により特定されたセグメント位置から帯域幅決定部４０２がＦＦＴ処理帯域幅を計算し、ＦＦＴ処理を行う帯域幅を決定する。

ここで、帯域幅決定部４０２により決定されるＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴについて図１１（ａ）から図１１（ｄ）を用いて詳細に説明する。図１１は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴと復調対象となるセグメント位置との関係を示す図であり、同図（ａ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．４、７、９、１１、１２の５つのセグメントとなる場合を示す図である。また、同図（ｂ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．７、９、１１の３つのセグメントとなる場合を示す図である。同図（ｃ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ１２の１つのセグメントとなる場合を示す図である。同図（ｄ）は、復調対象となるセグメント位置がＮＯ．６の１つのセグメントとなる場合を示す図である。

復調対象となるセグメント（以下復調セグメントと称する）が図１１（ａ）の斜線部の場合、４０９６点ＦＦＴ（４Ｋ−ＦＦＴ）では要求される帯域幅全体を復調することができないが、８１９２点ＦＦＴ（８Ｋ−ＦＦＴ）では全体を復調することができる。つまり、図１１（ａ）斜線部をＦＦＴで処理する際のＦＦＴ処理帯域幅は、Ｗ_ＦＦＴ＝８１９２ｆ_０となる。なお、４Ｋ−ＦＦＴ、８Ｋ−ＦＦＴ等におけるＫは、Ｋ＝２^１０＝１０２４であり、本明細書においてＦＦＴの処理点数が４０９６点の場合を４Ｋ、８１９２点の場合を８Ｋとして示す。

次に、復調セグメントが図１１（ｂ）、（ｃ）の斜線部の場合について説明する。復調セグメントは、図１１（ｂ）は３セグメント、（ｃ）は１セグメントのみとなる。しかし、ＦＦＴ６３はＤＣ成分（＝ＦＦＴ処理帯域の中心周波数）を中心とするＮ＝２^ｎキャリアの周波数帯域、すなわち数（８）に示す範囲でのみＦＦＴ処理が可能である。

したがって、無駄があるが、図１１（ｂ）、（ｃ）の場合は８ｋ−ＦＦＴを利用する必要がある。また、復調するセグメントを図１１（ｃ）から図１１（ｄ）に変更した場合、８ｋ−ＦＦＴを４ｋ−ＦＦＴにすることが可能となる。

ここで、Ｎ＝２^ｎ点ＦＦＴと、２Ｎ＝２^ｎ＋１点ＦＦＴとの消費電力を比較してみる。Ｎ点ＦＦＴの複素乗算処理は数（７）に示す回数だけ必要となるが、Ｎが２Ｎになると、以下数（９）に示す回数必要となる。

このように２Ｎ点ＦＦＴは、必要な複素乗算処理数はＮ点ＦＦＴの２倍以上となるので、消費電力も２倍以上増大することとなる。このことから、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴが小さい方が、消費電力も小さくなることが言える。例えば、図１１（ａ）〜（ｃ）は８ｋ−ＦＦＴを利用するので、図１１（ｄ）の４ｋ−ＦＦＴに比べて、消費電力は２倍以上となる。

そこで、本実施の形態に係る復調帯域幅制御部４０は、指定されたセグメントから、ＤＣ成分を中心にして左右対称に、数（８）の範囲を満たし、かつ大きさが最小となるＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを計算する。そして、計算したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに相当するＮ＝２^ｎキャリアのＦＦＴ処理をＦＦＴ６３が実行する。このようにＦＦＴ６３がＦＦＴ処理を行うことにより復調セグメントに対する復調にかかる消費電力を低減させることができる。

また、ＦＦＴ６３が共有ＲＡＭ方式を採用する場合、ＦＦＴ６３が備えるＲＡＭ６３８の記憶容量は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴによって異なることとなる。そこで、ＲＡＭ６３８を複数のＲＡＭから構成し、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴによって、使用するＲＡＭの個数を可変とする。そして、復調帯域幅制御部４０は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴにあわせてＦＦＴ６３のＦＦＴ処理で利用するＲＡＭ６３８の個数を調整するように制御する構成としてもよい。

このように構成される場合、復調帯域幅制御部４０は、ＦＦＴ６３での処理に用いるＲＡＭ６３８の記憶容量を示す値を含む階層設定信号をＢＢ部６に送信する。また、復調帯域幅制御部４０は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに応じて設定した、使用するＲＡＭの個数の情報を記憶しておく。

ＢＢ部６は、復調帯域幅制御部４０から階層設定信号を受信すると、ＦＦＴ６３が、利用しないＲＡＭがある場合には当該ＲＡＭに動作クロックを供給しないクロックゲーティング処理を行う。これにより、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１では、復調帯域幅制御部４０がＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴにあわせてＦＦＴ６３での処理に適用するＲＡＭを指定することができるので、当該ＦＦＴ６３における消費電力を低減することができる。

以上のように、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに応じてＦＦＴ６３がＦＦＴ処理を行う構成であるため、ユーザから指定されたセグメントの復調にかかる消費電力量を低減できる。

（実施形態２）
上記では、ユーザにより指示された復調セグメントの位置に応じて、帯域幅決定部４０２がＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定し、決定したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに対してＦＦＴ６３がＦＦＴ処理を行う構成について説明した。次に、実施形態２として、さらにＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを削減するようにＢＢ信号もしくはＩＦ信号の周波数変換を行うＯＦＤＭ復調装置２１の構成について図６、図１２ないし図１６に基づいて説明する。図６は、本発明の実施形態（実施形態２）を示すものであり、復調帯域幅制御部４０の要部構成を示すブロック図である。

なお、実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１は、図６に示すように、復調帯域幅制御部４０が帯域幅決定部４０２の代わりに帯域幅決定部５０２を備える点を除き、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１と同様である。すなわち、実施形態１では帯域幅決定部４０２が、セグメント特定部４０１により特定されたセグメントに基づきＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定するのに対して、実施形態２では、帯域幅決定部５０２が、決定したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴをさらに削減するようにＢＢ信号もしくはＩＦ信号の周波数変換を行う点で相違する。

この相違点以外は、実施形態１にて説明したＯＦＤＭ復調装置１と同様の構成である。このため、本実施形態（実施形態２）に係るＯＦＤＭ復調装置２１において、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１と同一の部材には同一の符号を付記し、同一の機能を有する部材についてはその説明を省略するものとする。

上記したように復調するセグメントが１〜３セグメントのみの場合であっても、セグメント位置が例えば図１１（ｂ）、（ｃ）の配置の場合、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴとして８ｋ−ＦＦＴが必要となる。そこで、実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１では、ＢＢ信号もしくはＩＦ信号のキャリア周波数の周波数変換を行い、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを狭くして消費電力も削減するように構成されている。つまり、ＯＦＤＭ復調装置２１は、ＦＦＴ処理帯域の中心周波数と所要帯域の中心周波数（ＤＣ）とが一致しており、特定されたセグメント位置を、上記所要帯域における中心周波数方向にシフトさせるよう周波数変換を行う。そして周波数変換後のセグメント位置に応じて、帯域幅決定部５０２がＦＦＴ処理帯域幅帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定するように構成されている。

具体的には、実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１では、復調帯域幅制御部４０の帯域幅決定部５０２が、指定されたセグメントに対しＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴが最小となる周波数変換量Δｆを計算し、この計算結果に基づき周波数変換手段が例えば図１２に示すように周波数変換を行う。

すなわち、復調が所望されるセグメントの位置が図１２の上段に示す位置（セグメントＮＯ．７、９、１１）となる信号に対してΔｆ_１＝５×４３２ｆ_０のキャリア周波数の周波数変換を行うと、復調が所望されるセグメントは、図１２の下段の位置にシフトする。すなわち、周波数変換後の復調セグメントの配置は、セグメントＮＯ．０、１、２の位置になる。復調が所望されるセグメントの位置が図１２の下段位置となった場合、２ｋ−ＦＦＴで処理可能となる。このように、周波数変換を行うことで８ｋ−ＦＦＴが２ｋ−ＦＦＴとなり、ＦＦＴ処理にかかる消費電力を１／４以下とすることができる。

しかしながら、復調を所望する放送波の電波と、それと隣接する電波とにより相互変調歪が発生する場合がある。この相互変調歪の発生を回避するために、ある特定の周波数または周波数帯への周波数変換が禁止されている。このような制約のため、復調帯域幅制御部４０は、例えば、上記したΔｆ_１＝５×４３２ｆ_０を選択することができない場合がある。そこで、実際には復調帯域幅制御部４０は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴが２Ｋ−ＦＦＴになる範囲で、任意のΔｆ_１を選択する。すなわち、復調帯域幅制御部４０は、上述した制約とＦＦＴが２Ｋ−ＦＦＴになる条件との両方を満たすΔｆ_１を探すこととなる。仮に、その様なΔｆ_１が２Ｋ−ＦＦＴに存在しない場合、条件を２Ｋ−ＦＦＴから４Ｋ−ＦＦＴまで緩和してこの制約を満たすΔｆ_１を探す。さらに４Ｋ−ＦＦＴに条件を緩和してもこの制約の影響でΔｆ_１が存在しない場合には、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを８Ｋ−ＦＦＴに変更する。

ここで、上述したようなΔｆ_１の決定処理についてより具体的に図１３を参照して説明する。図１３は、本発明の実施形態を示すものであり、周波数変換量Δｆ_１の決定処理を説明する図である。

例えば、復調セグメントが図１３の上段に示すように３セグメントであるとする。この場合、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを低減させるためには、３セグメント領域の中心周波数とＤＣ（ＦＦＴ処理帯域の中心周波数）とが一致するように周波数変換を行うことが理想的である。すなわち、理想的なΔｆ_１は３セグメント領域の中心周波数とＦＦＴ処理帯域幅の中心周波数との差となる（図１３の太字の矢印）。

しかしながら、上述した制約等により、周波数変換量としてΔｆ_１を選択することができない場合、Δｆ_１は復調対象となる３セグメント領域が２Ｋ−ＦＦＴで処理できるＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに収まる範囲で決定される。すなわち、図１３に示すαの範囲で任意に決定される（ただしＤＣは除く）。

さらにこのαの範囲も周波数変換が禁止されている範囲である場合、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを４Ｋ−ＦＴＴまで緩和して、Δｆ_１を求める。この場合、図１３に示すβの範囲（αの範囲は除く）で、Δｆ_１を求める。なお、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを４Ｋ−ＦＴＴまで緩和すると、消費電力は２Ｋ−ＦＦＴよりも大きくなるが、周波数変換を行う前のＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴ（８Ｋ−ＦＦＴの１／２）よりは小さくなる。

このように、復調対象となるセグメント位置を上記所要帯域の中心周波数方向、すなわちフーリエ変換を行う帯域の中心周波数方向にシフトさせることができる。言い換えれば、復調対象となるセグメントの所要帯域における位置を、ＦＦＴ（フーリエ変換）を行う帯域の中心周波数により近づけることができる。このため、帯域幅決定部５０２によって決定されるＦＦＴを行う帯域幅をさらに低減させることができる。

したがって、ＯＦＤＭ復調装置１は、上述のようにフーリエ変換を行う帯域幅をさらに低減させることができるため、周波数変換を行わないでセグメント位置に応じてフーリエ変換する構成と比較して、このフーリエ変換を実行するために必要となる電力量を低減させることができる。

（周波数変換方法）
ここで、周波数変換手段による周波数変換方法について詳細に説明する。周波数変換方法としては、デジタル周波数変換とアナログ周波数変換との２つの方法がある。

デジタル周波数変換により周波数変換を行う場合、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２が上記周波数変換手段として機能する。

つまり、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２は、キャリア間隔の半分ｆ_０／２以内のキャリア周波数誤差を補正するものである。但し、キャリア周波数誤差の補正とは、そのキャリア周波数誤差の符号を反転した量だけ周波数変換処理を行っている。

したがって、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２の周波数変換範囲を±ｆ_０／２から拡張すれば、本発明のデジタル周波数変換手段として利用できる。なお、ここでは、既に備えられている部材を援用してデジタル周波数変換を行うという観点から、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２を周波数変換手段として利用する構成について説明した。しかしながら、この構成に限定されるものではなく、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２とは別に、キャリア周波数変換手段を設ける構成であっても良い。

アナログ周波数変換により周波数変換を行う場合、上記チューナ３の周波数変換部３３が上記周波数変換手段として機能する。

つまり、チューナ３の周波数変換部３３は、受信したＲＦ信号をＩＦ信号もしくはＢＢ信号に周波数変換するものである。したがって、周波数変換部３３の周波数変換量を、ＲＦ信号とＩＦ（ＢＢ）信号の中心周波数の差にΔｆ_１を加えたものにすれば、復調するセグメントは図１２の上段の位置から図１２の下段の位置に変更となる。

上述のように図１２に示す周波数変換Δｆ_１は、周波数変換部３３によるアナログ周波数変換、あるいは狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２によるデジタル周波数変換のいずれかで実行することができる。

なお、上述のように周波数変換を行うと、サンプリングの折り返しによるエリアジングが発生する可能性がある。そこで、周波数変換前に、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型もしくはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デジタルフィルタ等で所望の周波数成分以外を除去するように構成されていることが好ましい。

なお、周波数変換部３３が採用する周波数変換方式によっては、本来の周波数変換に対して１／１００以下のΔｆ_１だけシフトさせることが困難な場合がある。その場合には、デジタル周波数変換を利用する方が望ましい。

また、周波数変換量Δｆ_１は、厳密にはキャリア間隔単位で示されることが望ましい。Δｆ_１がキャリア間隔単位で示される場合、周波数変換前後で狭帯域キャリア周波数誤差が変化しない。しかしながら、Δｆ_１がキャリア間隔単位で示すことができるものではなく、半端成分が存在する場合、周波数変換前後で狭帯域キャリア周波数誤差が変化してしまう。狭帯域キャリア周波数誤差が変化しない場合は再同期が不要となり、シームレスに異なるセグメントを復調することができる。しかし、狭帯域キャリア周波数誤差が変化してしまう場合は、再同期が必要となり、シームレスに異なるセグメントを復調することが困難となる。このため、継続して復調する予定の放送間において中断が生じてしまう。

通常、アナログ周波数変換の場合、キャリア間隔単位での周波数変換が困難となる。一方、デジタル周波数変換の場合、キャリア間隔単位の周波数変換が可能となる。したがって、異なるセグメントの復調をシームレスに行う点においてデジタル周波数変換を利用する方が望ましい。

（復調セグメントの変更処理）
次に、ＯＦＤＭ復調装置２１を起動して放送を受信している最中に、ユーザが復調させるセグメントの変更を指示する場合に実行する処理、すなわち復調セグメントの変更処理について図１４を参照して説明する。図１４は、復調対象となるセグメントの変更と、その変更に伴うＦＦＴ処理帯域幅の変更との対応関係を示す図であり、同図（ａ）から（ｄ）は復調対象となるセグメント位置の変化を示す。

まず、ユーザが、ＯＦＤＭ復調装置２１を起動させ、図１４（ａ）の斜線と横線で示した複数のセグメントの受信（復調）を指定したとする。すると、ＯＦＤＭ復調装置２１は、図１４（ａ）の斜線と横線で示した複数のセグメントを復調するために必要なＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを決定する。図１４（ａ）の場合では、ＯＦＤＭ復調装置２１は、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを８ｋ−ＦＦＴ相当にして、上述したようにＢＢ部６が復調処理を行う。

次に、ユーザが、図１４（ａ）の横線で示したセグメントの放送の受信を停止したとする。その場合、周波数変換を行い図１４（ｂ）に示すようにΔｆ_１シフトさせる。そして、復調帯域幅制御部４０はＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを２ｋ−ＦＦＴ相当に設定変更する。この設定されたＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴで上述したように復調処理を行う。

そして、次に図１４（ｂ）の状態において、ユーザがさらに図１４（ｃ）の縦線で示したセグメントの受信（復調）指示を追加したとする。このように新たに復調セグメントが追加されるとＯＦＤＭ復調装置２１では、周波数変換を行い図１４（ｄ）に示すようにΔｆ_２シフトさせる。そして、復調帯域幅制御部４０はＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを４ｋ−ＦＦＴ相当に設定変更する。

このように、新たに復調対象となるセグメントが追加または停止されると、このセグメントの位置に応じて、復調帯域幅制御部４０はＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴの設定変更を行う。その結果、図１４（ｂ）から図１４（ｄ）の変化のように、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴが２ｋ−ＦＦＴから４Ｋ−ＦＦＴへと大きくなる場合がある。

なお、図１４に示した周波数変換Δｆ_１とΔｆ_２は、周波数変換部３３によるアナログ周波数変換によって実現されてもよいし、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２によるデジタル周波数変換によって実現されてもよい。

また、上述したように、周波数変換を行うと、サンプリングの折り返しによるエリアジングが発生する可能性がある。その場合には、周波数変換前に、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型もしくはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デジタルフィルタ等で所望の周波数成分以外を除去する。

以上のように、ユーザにより指定された復調セグメントが変更される場合であっても、ＯＦＤＭ復調装置２１の消費電力が各時点で最適となるように復調帯域幅制御部４０はＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴの設定を行うことができる。

さらにデジタル周波数変換により周波数変換量Δｆ_１とΔｆ_２が実現される場合、この周波数変換量Δｆ_１とΔｆ_２を厳密にキャリア間隔単位で設定可能となるため、初期同期（シンボル同期等）の再実行なしにシームレスに復調セグメントを切り替えることができる。

（サンプリング周波数の調整処理）
上記した実施形態１では、復調セグメントに応じたＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴでＦＦＴ６３がＦＦＴ処理を行うＯＦＤＭ復調装置１の構成について説明した。また、実施形態２では、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置２１の構成において、さらにＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴを削減するようにＢＢ信号もしくはＩＦ信号の周波数変換を行う構成について説明した。

以下では、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１、または実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１の構成において、復調帯域幅制御部４０が、サンプリング周波数をＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに合わせるようにＡＤＣ部５を制御する処理（サンプリング周波数の調整処理）について説明する。

上記した図５（ａ）に示すバタフライ処理によるＦＦＴでは、入力信号のサンプリング周波数もＷ_ＦＦＴとなることが知られている。

そこで、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１、または実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１では、復調帯域幅制御部４０が、ＡＤＣ部５のサンプリング周波数をＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴにする。そして、ＦＦＴ６３の基準サンプリング周波数をＷ_ＦＦＴに設定する。

チューナ３の出力信号におけるエリアジング対策、あるいはＢＢ部６の回路実装制約等に起因して、ＡＤＣ部５のサンプリング周波数をＷ_ＦＦＴよりも大きな値にする必要がある場合がある。例えば、チューナ３の出力がＩＦ信号となるヘテロダイン方式を採用している場合、チューナから出力されるＩＦ信号を、フーリエ変換する前段で直交検波してベースバンド信号に変換する必要がある。ここで、直交検波出力信号の帯域幅をＷ_ＦＦＴにする為には、入力信号のサンプリング周波数はＷ_ＦＦＴよりも大きな値にする必要がある。この様に、必要性があれば、復調帯域幅制御部４０は、ＡＤＣ部５のサンプリング周波数を、ＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴよりも大きな値に設定する。オーバーサンプリングの場合には、必要に応じて従来から知られているレート変換処理を行う。但し、ＡＤＣ部５のサンプリング周波数は小さい方が消費電力は低減される。したがって消費電力を削減させる観点から、復調帯域幅制御部４０は、チューナ３の出力信号におけるエリアジング対策、あるいはＢＢ部６の回路実装制約等の要因を満たす範囲で最小のオーバーサンプリング周波数を選択する必要がある。

また、サンプリング周波数を変更すると、サンプリングの折り返しによるエリアジングが発生する可能性がある。その場合には、サンプリング周波数の変更前に、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型もしくはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デジタルフィルタ等で所望の周波数成分以外を除去する。

また、上記した実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１、あるいは実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１では、任意の複数のセグメントを同時に復調することができるように構成されていた。そして、実施の形態１、２で説明したように、復調帯域幅制御部４０は、ユーザが指定したセグメントを復調するために最小となるＷ_ＦＦＴを選択するように構成されていた。

ここで、ユーザから指定されるセグメントが時間とともに変化すると、Ｗ_ＦＦＴの値も変化してしまう。そこで、ＦＦＴ６３では基準サンプリング周波数を可変に設定できるようになっていることが好ましい。

しかしながら、デジタル回路の動作中に、クロック源４１からのクロック信号に基づく動作クロックを変更すると、回路動作が不連続となってしまい、ＢＢ部６の再同期が必要となってしまう。このため、継続して復調する予定の放送間に中断が生じるという問題がある。

ところで、ＦＦＴ６３で設定されている基準サンプリング周波数は、ベースバンド信号がサンプリングされたタイミング間隔が基準サンプリング周波数と一致することが重要である。しかしながら、サンプリングされた信号が実際にＦＦＴ６３に入力するタイミングについての制約は無い。

つまり、ＦＦＴ６３に入力されるベースバンド信号をサンプリングしたタイミング間隔が基準サンプリング周波数と一致するならば、ＦＦＴ６３への入力信号の動作クロック周波数を基準サンプリング周波数と一致させる必要は無い。そこで、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１は、上記した問題を解決するために、回路を実際に駆動させる動作クロック周波数を一定にしたまま、実効的にＦＦＴ６３への信号の入力を制御するように構成する。

より具体的には、ＯＦＤＭ復調装置１、あるいはＯＦＤＭ復調装置２１は以下のように構成されるものとして説明する。まず、説明の便宜上、ＯＦＤＭ復調装置１、あるいはＯＦＤＭ復調装置２１の仕様によりＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴの最大値がＷ_ＦＦＴ（ｍａｘ）であると仮定する。そして、復調帯域幅制御部４０は、ＡＤＣ部５に対し、チューナ３の出力信号をＷ_ＦＦＴ（ｍａｘ）でサンプリングするように制御するものとする。

また、ＢＢ部６の内部にて、ＢＢ信号４５とともに、イネーブル信号４６をＦＦＴ６３に出力するように構成する。そして、復調帯域幅制御部４０からの制御指示の下、直交検波部６１は、ユーザが復調対象として指定したセグメントに応じて帯域幅決定部４０２により決定されたＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴに応じてサンプリングされた信号（有効データ）がＦＦＴ６３に入力される場合にイネーブル信号４６を生成する。なお、復調帯域幅制御部４０と直交検波部６１とによって信号生成手段を実現する。

ここで、ユーザが復調対象として指定したセグメントに応じたＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴが、Ｗ_ＦＦＴ＜Ｗ_ＦＦＴ（ｍａｘ）を満たす場合、ＢＢ信号４５により示されるデータにおいて必要となるデータ（有効データ）はその一部のみとなる。なお、有効データとは、チューナ３により受信した放送波において復調すべきデータである。

例えば、Ｗ_ＦＦＴ＝Ｗ_ＦＦＴ（ｍａｘ）／４の場合には、有効データは全データの１／４となる。このため、復調帯域幅制御部４０は、チューナ３の出力信号をＷ_ＦＦＴ（ｍａｘ）でサンプリングしたサンプリング周波数の４周期に１周期の割合で有効となるイネーブル信号４６を生成する。そして、このイネーブル信号４６に応じて、狭帯域キャリア周波数誤差補正部６２とＦＦＴ６３とは、有効な期間だけ処理を実行する。すなわち、有効データの周期は、サンプリングクロック周期の４倍となる。

この方法によれば、ＯＦＤＭ復調装置１、２１の回路を実際に駆動させる動作クロック周波数を一定にしたまま、実効的にＦＦＴ６３の基準サンプリング周波数を調整することが可能となる。それゆえ、シームレスにＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴの変更、つまりシームレスに復調対象とするセグメントの変更を行うことができる。

なお、Ｗ_ＦＦＴ（ｍａｘ）でサンプリングしてイネーブル信号４６を利用する場合、イネーブル信号４６の無効期間は処理をしない回路がＢＢ部６に存在する。その様な回路に対してクロックゲーティングを行い、有効時のみクロックを供給する様に実装すれば、無効期間に消費する電力を削減することができる。

（波形等化処理）
次に、復調帯域幅制御部４０による波形等化部６４の制御について説明する。すなわち、実施形態１に係るＯＦＤＭ復調装置１、あるいは実施形態２に係るＯＦＤＭ復調装置２１では、復調帯域幅制御部４０が、復調セグメントの信号のみ波形等化処理を行うように波形等化部６４を制御するように構成されている。以下において、この波形等化処理について図１５を用いて説明する。

図１５は、波形等化部６４による波形等化について説明するための説明図である。図１５（ａ）は、ＳＰ信号１０２およびデータ信号（ＱＰＳＫ）１０１の送信側におけるコンスタレーションを示し、図１５（ｂ）は、同じＳＰ信号１０２およびデータ信号１０１の受信側におけるコンスタレーションを示し、図１５（ｃ）は、同じＳＰ信号１０２およびデータ信号１０１の波形等化後のコンスタレーションを示す。

図１５（ａ）に示したＳＰ信号１０２およびデータ信号１０１が通信路を経ると、フェージングによって図１５（ｂ）に示したように歪む。ここでは、位相のみが回転する歪みを例示したが、振幅が変化する歪みや、振幅および位相の双方が変化する歪みも当然生じ得る。さらに、振幅・位相の変化量は受信環境によってキャリア周波数毎に異なるのが一般的である。

図１５（ａ）に示したＳＰ信号１０２のコンスタレーションは、予めＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１等の規格で定められている。そして、波形等化部６４は、図１５（ｂ）に示したＳＰ信号１０２の受信側におけるコンスタレーションを、既知のコンスタレーションと比較することによって、通信路の伝達関数を推定することができる。波形等化部６４は、推定した伝達関数でデータ信号１０１を複素除算することによって、データ信号１０１のコンスタレーションを補正する。これにより、図１５（ｃ）に示したように、データ信号１０１の送信側におけるコンスタレーションが復元される。つまり、フェージングの影響を、波形等化によってデータ信号１０１から取り除くことができる。

波形等化部６４は、上述のように、ＳＰキャリアに基づいてデータキャリアの補正（波形等化処理）を行うものである。すなわち、波形等化部６４は、デジタル放送の受信信号に含まれるＳＰ信号（パイロット信号）１０２に基づいて、当該デジタル放送の受信信号に含まれるデータ信号１０１に対する波形等化処理を行うものといえる。

ここで、従来のＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部は、ＯＦＤＭ復調装置が受信する放送波の全データキャリアについて上述のような波形等化処理を行っていた。このため、波形等化部での処理量及び消費電力は、受信する放送波に含まれる１シンボル当たりのキャリア数に比例することとなる。つまり、セグメントを単位とするデジタル放送では、波形等化部６４での処理量および消費電力は所要帯域のセグメント数に比例することとなる。

このため、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１では、復調帯域幅制御部４０は、復調セグメントのみ波形等化処理をするように波形等化部６４を制御する。これにより、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１では、波形等化部６４による波形等化処理にかかる消費電力を低減させることができる。

ここで、ＦＦＴ６３で実行される処理と波形等化部６４で実行される処理との違いについて説明する。実施の形態１で説明したが、ＦＦＴ６３は、バタフライ処理で、連続した周波数帯域全体に対してフーリエ変換を行う。つまり、図１１（ａ）のように、斜線部のみが復調セグメントでも、ＦＦＴ６３は矢印で示したＦＦＴ処理帯域幅Ｗ_ＦＦＴ全体についてＦＦＴ処理を行う必要がある。一方、波形等化部６４の場合には、必要なセグメントのみ処理を行うことができるので、図１１（ａ）の場合には斜線部で示された復調セグメントに対してのみ波形等化処理を行う。

また、波形等化部６４が伝達関数の推定に補間処理又は適応信号処理を採用する場合、この推定を行うのために数シンボル分の処理時間を要する場合がある。そこで、波形等化部６４は、この推定の処理時間中にＳＰ信号１０２及びデータ信号１０１を記憶しておくためのＲＡＭ（不図示）を有する構成であってもよい。ただしＲＡＭの記憶容量は、復調セグメント数によって異なる。

そこで、波形等化部６４がＲＡＭを備える構成の場合、このＲＡＭを複数に分割し、復調セグメント数に応じて使用するＲＡＭの個数を変更できるように構成することが好ましい。復調帯域幅制御部４０は、指定された復調セグメント数にあわせて使用するＲＡＭの個数を変更できるように以下のように制御する。

すなわち、復調帯域幅制御部４０は、不図示のメモリ等において、復調セグメント数と適用するＲＡＭのとの対応関係を示す指示情報を記憶させておき、この指示情報を参照して、波形等化部６４での処理に適用するＲＡＭを指定する設定信号をＢＢ部６に供給する。

一方、ＢＢ部６はこの設定信号を受信すると、波形等化部６４が、利用しないＲＡＭがある場合には当該ＲＡＭに動作クロックを供給しないクロックゲーティング処理を行う。

以上のようにＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１では、上記で説明した復調帯域幅制御部４０の制御に応じて、波形等化部６４が指定された復調セグメントのみに対して波形等化処理を行う。そして、波形等化部６４が、推定の処理時間中にＳＰ信号１０２およびデータ信号１０１を記憶しておくためのＲＡＭを備える場合は、波形等化処理において使用しないＲＡＭに対してクロックゲーティング処理を行い、波形等化処理にかかる消費電力を低減することができる。

（デインターリーブ処理）
次に、復調帯域幅制御部４０による周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、およびバイトデインターリーブ部７６に対する制御について説明する。

なお、本実施形態において、復調帯域幅制御部４０は、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、およびバイトデインターリーブ部７６が各デインターリーブ処理を行うときに必要となる処理セグメントの設定指示を、各部に送信するように構成されている。

図４に示すように、ＦＥＣ部７は、周波数デインターリーブ部７０、時間デインターリーブ部７１、およびバイトデインターリーブ部７６を備えている。これら各部は、送信側でインターリーブ処理が行われた放送波に対してデインターリーブ処理を行い、当該放送波の復元を行うものである。すなわち、これら各部は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して各デインターリーブ処理を行うものといえる。

ここで、時間デインターリーブ部７１によるデインターリーブ処理を例に挙げ、図１６を参照して説明する。図１６は、送信側で行われる時間インターリーブ処理と、ＯＦＤＭ復調装置１の時間デインターリーブ部７１で行われる時間デインターリーブ処理を説明するための図である。

送信側が備える時間インターリーブ部７１１は、図１６に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１に対して送信するデータの並べ替えを行っている。一方、受信側、すなわちＯＦＤＭ復調装置１、２１が備える時間デインターリーブ部７１は、図１６に示すように、送信側が備える時間インターリーブ部７１１の逆処理を行う。このように、時間インターリーブ部７１１と時間デインターリーブ部７１との間において、同一キャリアでのシンボル（時間）軸上での並べ替えが行われているのである。

時間インターリーブ部７１１は、キャリアごとに遅延量（図１６では遅延素子７１３で示される）が異なるＦＩＦＯ７１２を備えてなる構成である。このＦＩＦＯ７１２は、一般的にＲＡＭで構成される。図１６に示すＦＩＦＯ７１２の遅延量はキャリアごとに異なるが、時間インターリーブ部７１１および時間デインターリーブ部７１での両処理によるトータル（全キャリア）の遅延量は同じとなる。

なお、ＡＲＩＢ ＳＴＤ‐Ｂ３１の規格では、時間インターリーブはセグメント毎に独立に規定されている。

また、時間デインターリーブ部７１がＲＡＭ（不図示）を備える場合、このＲＡＭを複数備える。そして、時間デインターリーブ部７１において、指定された復調セグメントに応じて使用するＲＡＭの個数を変更するように構成する。

つまり、復調帯域幅制御部４０は、上述した波形等化部６４による波形等化処理と同様に、不図示のメモリに復調セグメント数と適用するＲＡＭとの対応関係を示す指示情報を記憶させておき、この指示情報を参照して、時間デインターリーブ部７１による時間デインターリーブ処理に適用するＲＡＭを指定する設定信号をＢＢ部６に供給する。

なお、ＢＢ部６がこの設定信号を受信すると、時間デインターリーブ部７１は、時間デインターリーブ処理に利用しないＲＡＭがある場合、この利用しないＲＡＭに動作クロックを供給しないクロックゲーティング処理を行う。

このように、ＯＦＤＭ復調装置１またはＯＦＤＭ復調装置２１では、復調帯域幅制御部４０からの制御指示により、時間デインターリーブ部７１は指定された復調セグメントのみデインターリーブ処理を行うことができる。このため、時間デインターリーブ部７１による時間デインターリーブ処理にかかる消費電力を低減させることができる。

なお、上記では時間デインターリーブ部７１による時間デインターリーブ処理について説明した。しかしながら、周波数デインターリーブ部７０による周波数デインターリーブ処理、あるいはバイトデインターリーブ部７６によるバイトデインターリーブ処理ついても同様に復調セグメントのみに対してデインターリーブ処理を実行するように構成することができる。そして、時間デインターリーブ処理あるいはバイトデインターリーブ処理においても同様に消費電力を低減させることができる。

また、上記「実施形態１」および「実施形態２」では、チューナ３がＩＦ信号を出力するヘテロダイン方式を採用する構成を例に挙げ、上記ＡＤＣ部５によりサンプリングを行うサンプリング周波数の設定範囲について説明した。しかし、このヘテロダイン方式に限定されるものではなく、ホモダイン方式を採用する構成においても同様な制御を行うことが可能である。なお、ホモダイン方式を採用する構成の場合、チューナ３からの出力はＩ・Ｑの２系統となり、ＡＤＣ部５も２系統必要になる。また、ＢＢ部６の入力信号がＩＦ信号からＢＢ信号に変わるので、ＩＦ信号をＢＢ信号に変換する直交検波部６１が不要となる。

最後に、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１が備える各部、特には、復調帯域幅制御部４０は、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわち、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１は、各機能を実現する制御プログラムの命令を実行するＣＰＵ、前記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、前記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、前記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えている。そして、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアであるＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１の制御プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、前記ＯＦＤＭ復調装置１に供給し、そのコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。

記録媒体としては、例えば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などを用いることができる。

また、ＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１を通信ネットワークと接続可能に構成し、前記プログラムコードを、通信ネットワークを介して供給してもよい。この通信ネットワークとしては、特に限定されず、例えば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（virtual private network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等が利用可能である。また、通信ネットワークを構成する伝送媒体としては、特に限定されず、例えば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、第３．９世代以降の携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、前記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

なお、本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置１あるいはＯＦＤＭ復調装置２１が受信するデジタル放送は地上波により配信されるものであってもよいし、衛星放送、ケーブルＴＶ等を介して配信されるものであってもよい。すなわち、ＯＦＤＭ復調装置１またはＯＦＤＭ復調装置２１は、デジタル変調方式としてＯＦＤＭを採用する全てのデジタル放送に対して適用可能である。

ＯＦＤＭ復調装置１またはＯＦＤＭ復調装置２１は、デジタル放送を受信し復調する復調装置として特に有効であるが、ＯＦＤＭもしくはＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を採用するデジタル通信の送受信装置の受信側装置としても有効である。具体的には、電力線搬送（ＰＬＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）回線等の有線通信、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線ＬＡＮ、第３．９世代以降の携帯電話等の無線通信等の送受信装置の受信側装置として適用可能である。

本発明は、デジタル放送の復調装置において、連結放送を復調する際に、復調時の消費電力を、指定された復調セグメント位置に応じて最適かつ最小とすることができるので、デジタル放送をセグメント毎に復調する多チャンネル放送復調の復調装置を有する受信装置に適用することができる。

特に、本発明に係る復調装置は、上記受信装置のうち、携帯型受信装置（例えば、携帯電話機、ＰＤＡ）に適用することができる。さらにまた、本発明に係る復調装置は、ＯＦＤＭ伝送方式に従って信号を受信して復調する復調装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送またはＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビ放送を受信するための復調装置としても適用できる。

１ ＯＦＤＭ復調装置（復調装置）
２ アンテナ
３ チューナ
４ 復調部（復調手段）
５ アナログデジタル変換部（ＡＤＣ部）（サンプリング手段）
６ ベースバンド信号処理部（ＢＢ部）
７ 誤り訂正処理部（ＦＥＣ部）
２１ ＯＦＤＭ復調装置（復調装置）
３３ 周波数変換部（周波数変換手段）
４０ 復調帯域幅制御部（特定手段・帯域幅決定手段・信号生成手段）
４１ クロック源
４５ ＢＢ信号
４６ イネーブル信号
６１ 直交検波部（信号生成手段）
６２ 狭帯域キャリア周波数誤差補正部（周波数変換手段）
６３ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）（フーリエ変換処理手段）
６４ 波形等化部（波形等化手段）
６５ シンボル同期部
６７ 広帯域キャリア周波数誤差検出部
７０ 周波数デインターリーブ部（デインターリーブ処理手段）
７１ 時間デインターリーブ部（デインターリーブ処理手段）
７３ ビットデインターリーブ部（デインターリーブ処理手段）
７６ バイトデインターリーブ部（デインターリーブ処理手段）
１０１ データ信号
１０２ ＳＰ信号
４０１ セグメント特定部（特定手段）
４０２ 帯域幅決定部（帯域幅決定手段）
５０２ 帯域幅決定部（帯域幅決定手段）

Claims (13)

1. チューナにより受信した放送波を復調する復調装置であって、
   上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、
   復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付けると、上記所要帯域における該セグメント位置を特定する特定手段と、
   上記特定手段によって特定したセグメント位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定手段と、
   上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調する復調手段とを備えることを特徴とする復調装置。
2. 上記放送波は、マルチキャリアのデジタル変調方式であるＯＦＤＭにより多数のキャリアが多重化されており、
   上記復調手段は、受信した放送波を復調するためにフーリエ変換により多重化されているキャリアの振幅と位相の情報を取得するフーリエ変換処理手段を有しており、
   上記帯域幅決定手段は、上記特定手段によって特定されたセグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定することを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
3. 上記フーリエ変換処理手段によりフーリエ変換を行う帯域の中心周波数は、上記所要帯域の中心周波数と一致しており、
   上記特定手段によって特定されたセグメント位置を、上記所要帯域における中心周波数方向にシフトさせるよう周波数変換を行う周波数変換手段をさらに備え、
   上記帯域幅決定手段は、上記周波数変換手段によって周波数変換を行った後の上記セグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定することを特徴とする請求項２に記載の復調装置。
4. 上記周波数変換手段は、上記チューナにより受信した放送波のアナログ信号をデジタル変換したデジタル信号に対して行うことを特徴とする請求項３に記載の復調装置。
5. 上記周波数変換手段は、上記チューナにより受信した放送波のアナログ信号に対して行うことを特徴とする請求項３に記載の復調装置。
6. 上記フーリエ変換処理手段によりフーリエ変換を行う前段階でチューナにより受信した放送波のアナログ信号に対してサンプリングを行うサンプリング手段をさらに備え、
   上記サンプリング手段は、サンプリング周波数を上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の復調装置。
7. 上記フーリエ変換処理手段の実行を有効とするイネーブル信号を生成する信号生成手段をさらに備え、
   上記サンプリング手段が、上記チューナより受信した放送波のアナログ信号に対して、上記フーリエ変換を行う帯域以上となるように設定したサンプリング周波数でサンプリングしたとき、上記信号生成手段は、該サンプリングの全周期のうちで有効なデータが含まれる周期でのみ、生成した上記イネーブル信号を、上記サンプリング手段によりサンプリングされた信号とともにフーリエ変換処理手段に入力することを特徴とする請求項６に記載の復調装置。
8. 上記放送波には、当該復調装置の動作に必要な各種の制御データとしてパイロット信号が含まれており、
   上記パイロット信号に基づき伝搬路において歪んだ信号波形を復元するための処理である波形等化処理を行う波形等化手段をさらに備え、
   上記波形等化手段は、上記特定手段によって特定された、復調対象として選択されたセグメントの信号に対してのみ波形等化処理を行うことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の復調装置。
9. 上記放送波のデータ信号は、キャリア多重化される前に該データ信号の順序が所定の方法により入れ替えられており、
   入れ替えられた上記データ信号の順序を戻すための処理であるデインターリーブ処理を行うデインターリーブ処理手段をさらに備え、
   上記デインターリーブ処理手段は、上記特定手段によって特定された、復調対象として選択されたセグメントのデータ信号に対してのみデインターリーブ処理を行うことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の復調装置。
10. 上記復調手段が上記帯域幅決定手段によって決定した帯域幅に応じて復調を行っている状態において、復調するセグメントの変更指示を受け付けると、該変更指示に応じて上記特定手段は上記所要帯域における変更後のセグメント位置を特定し、
    上記周波数変換手段が、上記特定手段によって特定されたセグメント位置を、上記所要帯域における中心周波数方向にシフトさせるよう周波数変換を行い、
    上記帯域幅決定手段は、上記周波数変換手段によって周波数変換を行った後の上記セグメント位置に応じて、上記フーリエ変換処理手段によってフーリエ変換を行う帯域幅を決定することを特徴とする請求項３に記載の復調装置。
11. チューナにより受信した放送波を復調する復調装置の制御方法であって、
    上記放送波は、その所要帯域が複数のセグメントと呼ばれる単位によって分割されており、
    復調するセグメントとして、１以上のセグメントの指定を受け付ける受付ステップと、
    上記受付ステップにおいて指定を受け付けたセグメントの、上記所要帯域における位置を特定する特定ステップと、
    上記特定ステップによって特定したセグメントの位置に応じて、上記所要帯域のうち復調する帯域幅を決定する帯域幅決定ステップと、
    上記帯域幅決定ステップにおいて決定した帯域幅に応じて、上記指定された１以上のセグメントを一括して復調を行う復調ステップとを含むことを特徴とする復調装置の制御方法。
12. コンピュータを請求項１から１０のいずれか１項に記載の復調装置の各手段として機能させるための復調装置の制御プログラム。
13. 請求項１２に記載の復調装置の制御プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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