JP2010511374A - 線形交流機を駆動するフリーピストンスターリングエンジン用にエンジン動力を交流機動力に整合させ、エンジン周波数を保持する電子制御器 - Google Patents

Abstract

線形交流機を駆動するフリーピストンスターリングエンジンを有する電力発生ソースの制御システム内に含められるフィードバック制御方法と回路。該エンジンにより作られる動力を該エンジンから該交流機へ転送される動力に等しく保持するために、変数、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値が他の検出され、計算されるパラメーターから連続して得られ、エンジンピストンストロークを制御する制御システムのネガティブフィードバック制御ループ内で使われる。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}は該交流機捲き線に誘起される電圧と、該交流機捲き線の等価回路集中抵抗の両端の電圧と、の合計である。ネガティブフィードバック、交流機電流制御ループはスイッチングモード整流器のパルス幅変調器に接続された出力部を有し、かつ瞬時交流機電流を検出する電流センサーを含むフィードバック回路を有する。
【選択図】図４

Description

本発明は一般的に電力を発生する線形交流機を駆動するフリーピストンスターリングエンジンに関し、特に該エンジンにより発生される機械的動力を該エンジンから該線形交流機へ転送される動力に等しく保持する改良制御ループを有する閉ループネガティブフィードバック制御システムに関する。

線形交流機を駆動するフリーピストンスターリングエンジン｛エフピーエスイー（ＦＰＳＥ）｝は魅力的電力ソースであり、それはこの様なソースが効率的で、コンパクトで、軽量であり、そして種々の燃料により供給される熱エネルギーから電力を発生出来るからである。フリーピストンスターリングエンジンは、比較的暖かい熱アクセプターと比較的低温の熱リジェクターの間で限定容積の作用ガスを動かすことにより熱を仕事に変換する閉サイクル、可逆熱機関である。該内部作用ガスの最終の交番する、周期的な膨張と圧縮は、振動圧力波を提供し、該波は線形往復で実質的に正弦波で振動するよう、適当にはね返るピストンを駆動する。該ピストンは、該ピストンが該線形交流機の捲き線又はコイル内を往復駆動する永久磁石のリングに機械的に連結されており、それにより、該捲き線ターミナル間に電圧を誘起する。典型的に、該エンジンのピストンは、軸対称的に配置された磁石、例えばリングに配置された磁石、の配列に、該ピストンの背部上のフランジにより直接連結され、該エンジン及び交流機は共通の、密封式にシールされたハウジング内に集積化されている。

この種の多くの従来技術の電力ソースは、該交流機出力ターミナルを電気負荷に接続する整流器回路を有し、又制御器を有するが、該制御器は該スターリングエンジン及び該交流機の動作パラメーターのみならず該出力電氣パラメーターも制御する制御システムである。フリーピストンスターリングエンジンの動作とその線形交流機への接続は、引用によりここに組み入れられる特許文献１の様な特許を含む多くの刊行物に説明されている。

図１は、フリーピストンスターリングエンジンにより駆動される線形交流機１０を有し、負荷１２に該交流機交流出力を印加する従来技術の電力発生ソースの電気回路を図で示す簡単な略図である。該交流機はその等価の、集中素子回路として示される。この等価回路は、交流機捲き線インダクタンスを表すインダクタンスＬ_ａｌｔを有するインダクター１４、交流機抵抗を表す集中抵抗Ｒ_ａｃそして誘起又は逆起電力（ｂａｃｋ ｅｍｆ）Ｖ_ｇを有するＡＣ電圧ソース１６、を直列接続で備える。該電圧Ｖ_ｇは該フリーピストンスターリングエンジンにより往復で駆動される該磁石により該交流機捲き線内に誘起される開回路電圧である。

同調キャパシター１８は、該捲き線インダクタンスと同調するために該交流機捲き線と直列に接続されることが多い。該同調キャパシターの静電容量は、該交流機とエンジンの動作周波数で、該捲き線の誘導性リアクタンスと該同調キャパシターの容量性リアクタンスが直列共振回路を形成するよう選ばれる。この様な直列共振回路はゼロか抵抗性のインピーダンスを示す。該同調キャパシターは的に結果１か又は１に近い力率を提供し、それは該交流機から該電気負荷への電力転送を最大化し、抵抗性熱損失を最小化する。しかしながら、この様な同調キャパシターは大型で、高価なので、該同調キャパシターを取り除くことが望ましい。又該同調キャパシターインピーダンスと該直列インダクターインピーダンスは１つの周波数でのみ整合する。従って同調キャパシターで、該出力力率はエンジン動作周波数と共に変わる。本発明の制御器は広範囲の周波数に亘り補償し、１の力率又
は一定周波数動作を提供することが出来る。

図１で又図解される様に、該交流機の出力は公益電力網２０に接続され、該網へ電力を供給するため使われてもよい。当業者に公知の様に、この配置は該電力網と同じ周波数で、実質的に同位相で動作する該フリーピストンスターリングエンジンに帰着する。この同期動作が起こるのは、該エンジンが、往復する永久磁石と交流機捲き線の間の磁気的結合により該交流機に結合されているからである。該往復磁石の磁束と該交流機電流で生じる磁束との結合は、該交流機電流を、該フリーピストンスターリングエンジンに作用する複雑な制動力として該エンジン内に反映させる。該エンジン内に戻り反映されるこれらの力は、質量、ばね及び制動力の組み合わせとして該エンジンのピストンに作用する。結果的に、交流機電流により発生する磁気的力は該スターリングエンジンピストンに作用して、該ピストンに、２つの回転磁場を有し回転する同期電気モーターが同期を保つと同じ仕方で該交流機電流と同期して運動させる。もし、該往復磁石からの磁場が該交流機電流の磁場より進むか、後れるなら、それらを一緒になるよう引く磁気的力がある。線形で往復するエンジン及び交流機では、結果は、もし該エフピーエスイー（ＦＰＳＥ）が電力網周波数で又はそれの非常に近くで機械的に共振するよう設計されるなら、該エフピーエスイーの往復するピストンは該電力網電圧と同期して動作することになる。

図２は図１のそれと似ているが、直流出力を提供するためにＨ型ブリッジに配置された４つのダイオードを使う普通の受動的全波整流器２２を有する電力発生ソースを図解する。又従来技術は、図２の全波ダイオード整流器を、能動的整流器としても公知の、全波、スイッチングモード整流器をと交換し、同調キャパシター２４を取り除いた。この様な構成の１例は上記引用の特許文献１に示される。

スイッチングモード整流器は従来技術で公知であり、多数の刊行物で説明される種類の回路である。それは典型的にＨ型ブリッジ構成を有するが、図２のダイオードと置き換えられた制御可能な電子的スイッチ、普通にはＭＯＳＦＥＴｓを有する。能動的整流器制御部は各電子スイッチのゲートに接続され、１つの対角状に相対する對をオンにそしてもう１つをオフにスイッチし、そして該もう１つがオフの間オンである對を交代させることにより、それらをオンとオフにスイッチする。このスイッチ作用は、該エフピーエスイー及び交流機の正弦波周波数より遙かに高い周波数で行われる。例えば、該電子スイッチは１０ｋＨｚ又は２０ｋＨｚの速度でスイッチされる、一方該エフピーエスイー及び交流機は６０Ｈｚ又は１２０Ｈｚで運転されてもよい。該スイッチング制御は説明した様に該電子スイッチをオン及びオフに切り替えるのみならず、変調入力信号に応答して該電子スイッチのデューテイサイクルも変える。結果として、スイッチングモード整流器のスイッチング制御部は本質的にパルス幅変調器であり、該変調器は該対角状に相対するスイッチ對を交互にスイッチする高周波発信器を有し、又該高周波数でスイッチされるオン及びオフスイッチング状態のデューテイサイクルを変調する。結果として、該交流機ターミナル電圧に対する該Ｈ型ブリッジ通過電流の位相を制御するのは該スイッチングモード整流器のスイッチングの位相である。該スイッチングモード整流器によるその位相制御は同調キャパシターと同じ効果を該位相に創り出し、従って該同調キャパシターが取り除かれることを可能にする。しかしながら、該スイッチングモード整流器による位相制御は、周波数依存性である共振に依存しないので、該スイッチングモード整流器はエンジン動作周波数の範囲に亘り望ましい位相関係を保持する。該パルス幅変調回路と機能はアナログ回路でのみならず、より重要なことに、好ましいマイクロプロセサー又はマイクロコントローラーと、そしてパルス幅変調機能を行うソフトウエアの様な、プログラムされた他のデジタル論理及び処理回路を使っても、実現され得る。上記で抄録されたスイッチングモード整流器はスイッチモード電源、スイッチモード変換器又はスイッチモードモーター駆動部に関する従来技術の教科書及び技術文献で説明されているので、スイッチングモード整流器はここでは詳細には説明しない。

エフピーエスイーを駆動するエネルギーは、熱を該エンジンの熱アクセプター（”熱い端部”）に印加する燃料燃焼、太陽光エネルギー又は放射性同位元素動力源からの熱の様な、外部熱源から供給される。該熱エネルギーは該エンジンにより機械的仕事のエネルギーに変換され、該機械的仕事エネルギーは該機械的エネルギーを電気エネルギーに変換する線形交流機を駆動する。該エフピーエスイーにより発生される機械的動力が、大部分が究極的に負荷に転送される、該エフピーエスイーから線形交流機へ転送される動力と、精確に等しいことが非常に望ましい。このバランスの取れた動力条件はエンジン運転での重要な問題を回避する。もし、該交流機へ転送される動力が該エフピーエスイーにより発生される動力を越えるなら、該エンジンは停止する。もし該交流機へ転送される動力が該エフピーエスイーにより発生される動力より小さいなら、該ピストンストロークは制御不可能に増加し、破壊的内部衝突を引き起こし、かつエンジン温度は時間と共にゆっくり上昇する。ピストンストロークはその往復境界間で該ピストンが進む距離である。時間の関数としてのピストンの運動はピストン振幅Ｘ_ｐを有する位相ベクトル（ｐｈａｓｏｒ）として表され、時にはピストン変位を説明するため代わりに使われる。ピストン振幅Ｘ_ｐはピストンストロークの半分の大きさを有し、該２つの用語は動作の質的側面を説明する時、互換性を有して使われることがある。

この種の電力発生システム用の燃料燃焼システムは温度制御システムを有し、該温度制御システムは該エンジンの熱アクセプターの温度を制御する。結果的に、比較的長期間の制御用に、該エンジンから交流機へ送られる機械的動力は、エンジンヘッドの温度を変化させるエンジンヘッドへの熱的入力仕事率を増加又は減少させることにより変調されてもよい。しかしながら、それは少なくとも２つの理由で不十分な制御である。第１に、達成され得る温度変化の速度は比較的遅く、余りに遅いので、エンジン停止か、又はピストンの過大行程か、を避けるよう間に合って応答することは出来ない。第２に、エンジン効率は熱アクセプター温度に非常に左右される。エンジンヘッドの熱アクセプター温度が高い程、該エンジンは効率的である。従って、熱的入力仕事率及び温度の変調は余りに遅いのみならず、エンジン効率も減じるが、何故ならば、それは可能な最高入力ヘッド温度を保持しないからである。従って、該エンジンと交流機の間の動力転送バランスを保持するために、エンジン出力動力を制御する方法を提供することが望ましいが、エンジン効率を最大化するために該エフピーエスイーの熱い端部温度が一定最高温度に留まることを可能にする仕方で該提供が行われることが望ましい。本発明の実施例はエンジン材料が耐えられる程熱い一定温度を保持する燃料燃焼制御システムを有することは有利であるが、それだけでは、エンジン動力出力とピストンストロークを制御し、上記説明の動力バランスを保持するためには実行できるオプションではない。

又図１は、ピストンストロークを制御し、エンジンと交流機の間の動力バランスを保持するもう１つの従来技術の方法として”制動”抵抗２６の使用を図解する。該抵抗２６は該エンジンにより作られる過剰動力を本質的に浪費するために、回路内でスイッチされるか又は抵抗値を変えられる追加の電気負荷である。しかしながら、これは明らかに望ましくなく、何故ならばそれは該動力バランスを保持するために該エンジンにより作られる過剰動力を単純に放散し、結果的に熱エネルギーを浪費し、従って燃料を浪費することにより効率を減じるからである。

従来技術は、該エフピーエスイーにより作られる動力がピストンストロークの平方に略比例するので、エフピーエスイーからの動力はピルトンストロークを制御することにより制御され得ること認識した。しかしながら、該交流機により誘起される電圧はストロークに比例し、大抵の電気負荷は、直流２４ボルト又は直流２８ボルト又は交流１１５ボルトの様に、安定した一定の電圧を要する。結果的に、（１）該エフピーエスイーにより該交流機に送られる動力を電氣負荷により要求される仕事率プラス電氣的損失に整合させるこ
と、（２）一定出力電圧を保持すること、の両者を達成する制御システムを設計することが問題である。該問題は、もし該電氣負荷の電力需要が減少し、エフピーエスイー動力を減じるため該ストロークが減じられるなら、誘起電圧が低下することである。逆に、もし増加した電力需要が該エフピーエスイーからもっと動力を提供するためにストロークを増加することにしたら、該出力電圧も増加する。従って、負荷動力需要の変動で生じる電気負荷に於ける電圧変動を減じるか又は取り除きながら、電気負荷電力に整合するようエフピーエスイーからの動力を変調することが望ましい。

加えて、指示された又は望まれたピストンストロークからの、ピストンストロークの変動へ導く動作パラメーターの変動をより速く検出することが出来て、かつ、現実のピストンストロークが、より狭いそして該指示されたピストンストロークにより近い境界内に保持されるよう、該検出された変動に速く応答することが出来る、フィードバック制御システムによりピストンストロークを制御する仕方のニーヅがある。

従って、本発明の目的と特徴は、エンジンにより作られる機械的動力をエンジンから交流機へ転送される機械的動力に整合させるよう、ピストンストロークを制御する改良された方法を提供することである。

本発明の更に進んだ目的と特徴は、より容易にそしてより速く制御される動作パラメーターに基づきピストンストロークを制御し、それによりピストンストロークと、引いては動力バランスの狭い許容差内への制御を可能にすることである。

本発明の更に進んだ目的と特徴は、該エフピーエスイーが、該交流機へ転送されるエンジン動力のバランスを保持するために広い範囲のピストンストロークに亘り運転され、広い範囲の負荷電力消費に亘り電氣負荷へ一定で、良く調整された出力電圧をなお提供出来るよう、改良された電圧調整を提供するために、該ピストンストローク制御を追加の回路及びフィードバック制御ループと組み合わせることである。

米国特許第６、８７１、４９５号明細書

本発明は線形交流機を駆動するフリーピストンスターリングエンジンのピストンストロークを、該エンジンにより発生される機械的動力が該線形交流機へ転送される動力と等しく保持されるよう、制御する制御器と制御方法である。本発明は、該エンジンと交流機の動作パラメーターを検出し、その少なくとも１つが直接検出され得ない動作パラメーターの合計（Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}と呼ばれる）を計算し、そしてフィードバック制御ループが該計算された合計をその合計用の指示値（Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ ｃｍｄ}）へ駆動するよう、該制御ループ内のフィードバック信号としてその合計を使うフィードバック制御ループ（Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループと呼ばれる）を有する。計算され合計される被計算動作パラメーターの１對は、該交流機の誘起又は逆起電力（Ｖ_ｇと呼ばれる）と、該交流機の集中合計抵抗の両端の電圧降下（Ｖ_Ｒａｃと呼ばれる）と、であり、それら両者は該交流機用等価回路の部品の動作パラメーターである。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を計算するため計算され合計され得る動作パラメーターの代わりの對は、ターミナル電圧Ｖ_Ｔと、該交流機捲き線の両端の電圧降下Ｖ_Ｌａｌｔと、である。該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループの出力は、電流コマンド入力、Ｉ_ｃｍｄを発生することにより該交流機電流を制御するが、該コマンド入力は、該交流機ターミナルと、エネルギー蓄積キャパシター、バッテリー又は他の適当な電氣エネルギー蓄積手段と、の間に接続されたスイッチングモード整流器のパルス幅変調を制御する電流制御フィードバック制御ループに印加される。該Ｖ
_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループへの該指示される入力、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ ｃｍｄ}は１つ以上追加の、外部制御ループにより発生されるが、該ループの選出又は選択は、望まれる出力の種類と、設計者がそれを如何に制御したいかを含めた本発明の応用に依る。

交流電力を外へ供給する従来技術の交流機、交流機出力回路及び負荷の略ブロック線図である。 直流電力を外へ供給する従来技術の交流機、交流機出力回路及び負荷の略ブロック線図である。 本発明の実施例の略ブロック線図である。 本発明の好ましい実施例を図に示すネガティブフィードバック制御システム伝達関数線図である。 図３の中段電圧制御回路５０の略図である。

図面で図解される本発明の好ましい実施例の説明に於いて、明確化のために特定の用語に依存する。しかしながら、本発明はその様に選択された特定の用語に限定されることは意図されてなく、各特定の用語は同様な目的を達成するために同様な仕方で動作する全ての技術的等価物を含むと理解されるべきである。例えば、用語、接続された又はそれと同様な用語が使われることが多い。それらは直接接続に限定されず、この様な接続が当業者により等価であると認識される他の回路素子を通しての接続も含む。加えて、多くの回路が図解されるが、それらは、電子的信号時、良く知られた動作を行う種類である。当業者は、それらが該信号時同じ動作を提供するので等価と認識される多くの、そして将来は追加の、代替え回路が存在することを認識するであろう。

本発明の装置はスイッチングモード整流器で制御されるその出力電流を有する線形交流機を駆動する改良されたフリーピストンスターリングエンジンであり、そこでは該改良は該スイッチングモード整流器を制御する特殊なネガティブフィードバック制御ループの組み合わせを有する。本発明の概念は、フィードバック制御技術の当業者に良く知られた種類のフィードバック制御ループ線図により最も良く図解される。しかしながら、該フィードバック制御ループ線図は、もし該フィードバック制御ループ線図により表される物理的回路の実施例により先行されていれば、より良く理解されるであろう。本発明のこの説明は幾つかの変数とパラメーターを含み、それらは一緒に集められ、この説明の終わりで規定される。

図３は本発明の実施例の略図である。フリーピストンスターリングエンジンにより駆動される交流機は、ターミナル電圧Ｖ_Ｔを有するその等価の、集中素子回路Ｖ_ｇ、Ｒ_ａｃそしてＬ_ａｌｔとして、図１と２の様に示される。電圧Ｖ_ｇの瞬時値は瞬時ピストン速度に直接比例し、それらは開回路線形交流機モーター定数αである実験的に決定される比例定数により関係付けられる。ピストン速度はピストンストロークに直接比例する。ターミナル電圧Ｖ_Ｔは該インピーダンスＲ_ａｃ及びＬ_ａｌｔの両端の電圧降下の量だけＶ_ｇより小さい。

該交流機ターミナルは、４つの電力用ＭＯＳＦＥＴｓ３４，３６，３８及び４０と、能動的整流器制御部と識別される制御回路４２と、から成る全波スイッチングモード整流器
３２のＨ型ブリッジ３２に接続される。図３には示されないが、該能動的整流器制御回路４２は該制御回路４２内にパルス幅変調器を制御する閉ループネガティブフィードバック電流制御システムを有する。該パルス幅変調器は当業者に公知であり上記で抄録した仕方で該４つのＭＯＳＦＥＴｓ３４，３６，３８及び４０のスイッチ作用を制御する。もっと完全に説明される様に、該電流制御ループは該パルス幅変調器のデューテイサイクルを制御可能な仕方で変える。該電流制御ループ用フィードバック信号は、交流機電流を表す信号を該制御回路４２内の交流機電流制御回路に印加する交流機電流センサー４３から得られる。同じ様に効果的ではないが、半波スイッチングモード整流器が代わりに使われてもよい。

該スイッチングモード整流器３２からの出力は、好ましい実施例では、エネルギー蓄積キャパシター４４に印加される。しかしながら、蓄積用バッテリーが該キャパシター４４を置き換えてもよく、或いはそれに並列に挿入されてもよい。他の種類のデバイスも、もしそれらが電荷の形での様に、静的条件で電氣エネルギーを蓄えられるなら、使われてもよい。使われ得る現在既知の２つの最も実用的なデバイスはキャパシターとバッテリーである。他のデバイスも、もしそれが蓄積されるエネルギーをインクレメント式に増すために電流に該デバイスを通過させ、電流の無い時その蓄積エネルギーを保持し、そして該デバイスに取り付けられた負荷を通る電流の形式で該エネルギーを回復させるなら、使われてもよい。例えば、この様なデバイスはエネルギーを蓄積するために取り付けられたフライホィールを有するモーター／交流機であろう。使われ得る代わりのエネルギー蓄積デバイスがあるので、用語”電気エネルギー蓄積手段”は本発明の代わりの実施例用にこれらの基準を充たすデバイスを呼ぶために使われる。

直流／直流電源と識別される従来型電圧調整回路３０は該エネルギー蓄積キャパシター４４の両端に接続されたその入力部を有する。該電圧調整回路３０は該エネルギー蓄積キャパシター４４の両端の中段電圧の変動にも拘わらず一定電圧で出力を提供するために当業者に公知の仕方で動作する。種々の異なる特性を有する出力電力を提供するために代替えとして該調整回路３０と置き換えられる種々の従来回路がある。例えば、インバーター４５が交流出力を提供するために有用な負荷と置き換えられてもよく、或いはグリッドタイ回路４７が電力網へ該出力を接続するために置き換えられてもよい。加えて、バッテリー充電用の様な、より調整度の低い直流電力を供給するために該調整回路は取り除かれてもよい。

図３の回路は加えて、エネルギー蓄積キャパシター４４と並列に接続され、電力用ＭＯＳＦＥＴ４８に直列に接続された過渡減衰抵抗器４６から成る電力減衰回路を有する。又中段電圧制御回路５０も該エネルギー蓄積キャパシター４４の両端に接続され、そのキャパシター両端の電圧を検出する。該中段電圧制御回路５０の１つの機能は、スターリングエンジンから転送された過剰なエネルギーが消費されることを可能にして、それにより該キャパシター４４の両端の中段電圧が過剰になった場合該スターリングエンジンが過大行程になり、衝突するのを防止するために、もしキャパシター４４の両端の電圧が直流９５ボルトの様な予め決められ、選択された過剰レベルを越えたなら、該ＭＯＳＦＥＴ４８をオンに切り替えることである。この様な過剰な中段電圧は、もし電氣負荷が突然取り除かれ、消費電力の階段関数的減少を引き起こしたなら、起こり得る。この電力減衰回路は、該出力負荷の階段関数的変化に続く過渡期間中、そして残存制御回路が該変化に適合し、定常状態条件に到るまで、のみ必要である。

スペース上の制限のため、該中段電圧制御回路５０は別に図５で図解される。抵抗器Ｒ５及びＲ６はエネルギー蓄積キャパシター４４（図３）の両端の該中段電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}を最大３．３Ｖに近い何等かの値に下がるよう分割する電圧分割器を形成する。この減少した電圧は次いで２つの場所で使われる。第１に、該減少した電圧は、電力用ＭＯＳＦ
ＥＴ４８に直列に接続された過渡減衰抵抗器４６からなる過大電圧保護電力減衰回路を制御するため使われる。該減少した中段電圧が約３．０ボルト（直流９５ボルトの中段電圧に対応）より大きい時、コンパレーター４９の出力はハイからローに変わる。この信号は次いで反転され、該ＭＯＳＦＥＴ４８と減衰抵抗器４６をオンに切り替えるが、それはエネルギー蓄積キャパシター４４（図３）を放電させ、該電力部品を過大電圧による破損から保護する。一旦該コンパレーター４９の出力がローに進むと、それは該減少した中段電圧が約２．７ボルト（直流８５ボルトの中段電圧に対応）より下に降下するまでローに留まる。次いで該コンパレーター出力はハイに戻り、ＭＯＳＦＥＴ４８はオフに切り替わる。

図３に戻ると、重要なこととして、該中段電圧制御回路５０は又指示されたピストンストロークＸ_Ｐｃｍｄをピストンストローク制御用の閉ループネガティブフィードバック制御部５２へ提供する。この制御ループは図４に関連して更に論じられるが、該エフピーエスイーに設置されたセンサー５４から、検出ピストンストロークＸ_Ｐｆｂを表すフィードバック信号を受信する。該センサー５４は好ましいピストン位置センサーであるか、又はピストン速度センサーか何れかであってもよい。従来技術はこの様なセンサーの例を開示している。該中段電圧制御回路５０により提供される、指示されたピストンストローク、Ｘ_Ｐｃｍｄは、図５で示し、上記で説明した抵抗器Ｒ５及びＲ６を有する電圧分割器から得られる。最初に、それは増幅器／緩衝器５１により緩衝され（そしてフイルターされ、スケール合わせされてもよい、示されてない）、該エンジンストローク制御部５２（図３）のＤＳＰ又はマイクロプロセサーのＡ／Ｄ変換器入力部へ送られる。この中段電圧値はＸ_Ｐｃｍｄを上又は下に調節するため、すなわち、もし該中段電圧が直流６５ボルトより高ければより低いＸ_Ｐｃｍｄへ、もし該中段電圧が直流６５ボルトより低ければより高いＸ_Ｐｃｍｄへ調節するため使われる。

該エンジンストローク制御ループ５２は能動的整流器制御部４２内の電流制御ループへコマンド入力として印加される交流機電流の指示される瞬時値Ｉ_ｃｍｄとなる出力を有する。その電流制御ループは上記で簡潔に説明されているが、図４と関連して更に詳細に説明される。

図４は図３及び５の回路で具体化され、そして他のハードウエア実施例でも勿論具体化され得る、閉ループネガティブフィードバック制御システムの線図である。制御システム技術の当業者に公知の様に、閉ループネガティブフィードバック制御システムはフォワードループとフィードバックループを有する。該フォワードループではコマンド入力は合計点（合計用接続部）に印加される。該コマンド入力は制御されつつある動作出力変数パラメーターの望ましい（指示された）値を表す信号である。該フィードバックループはその出力パラメーターの現実値を測定するセンサーを有し、その現実値を表す信号を該合計点へ印加する。該合計点の出力は、該制御されるパラメーターの望ましい値と測定値の間の差を表す誤差信号を提供する。その誤差信号は１つ以上のフォワード制御素子に印加されるが、該素子の各々はその入力をその主力に関係付ける数学的表現であるフォワード伝達関数により表される。該数学的表現は有利なことにラプラス変換表現であり、該ラプラス変換表現は当業技術者に該制御システム内の該素子の動作特性と、従ってそれらのハードウエア実施例を如何に作るかを示す。普通、勿論、該制御システム内の各素子を実現する多数の方法は、それらがそれらの数学的表現により説明される伝達関数を実行する限りに於いて、当業者に公知として存在する。

又該制御システム技術の当業者に知られている様に、閉ループネガティブフィードバック制御システムは、１つのフィードバックループ、１つの合計点又は１つのフォワード制御素子に限定されない。多数のフィードバックループ、合計点、フォワード制御素子そして制御システム内の他の素子を有するのが普通である。普通、制御ループは他の制御ルー
プ内に入れ子にされる（ｎｅｓｔｅｄ）。

又該制御システムの当業者はこの様な制御システムはアナログ又はデジタル回路及びそれらの組み合わせで実現されてもよいことを認識している。制御システムの線図で説明される数学的演算は種々の商業的に入手可能なマイクロプロセサー、マイクロコントローラー又は他の計算回路の何れかで実現されるのが望ましい。最近の当該技術で公知の様に、アナログ回路及び数学的演算は、アナログ回路動作をシミュレートし、数学的演算を行うソフトウエアアルゴリズムを有するソフトウエアでプログラムされたデジタル回路により経済的に実行されてもよい。これらの演算の多くは、マイクロプロセサー又はマイクロコントローラーのみならず、個別論理素子、プログラマブルロジックアレイ｛ピーエルエイ（ＰＬＡ）｝、プログラマブルゲートアレイ｛ピージーエイ（ＰＧＡ）｝又はデジタルシグナルプロセサー｛デーエスピー（ＤＳＰ）｝実施法により行われてもよい。従って、用語”制御器回路”は一般的に制御回路を実現するため使われてもより既知の種類のアナログ及びデジタルの論理的制御実施法を含む。用語”計算回路”は数学的演算又はアルゴリズムにより電気信号を変換するこの様な回路を利用する回路実施法を呼ぶ。

今図４を参照すると、図４で図解する好ましい実施例の多数制御ループの各々は、それの合計点に付随する参照数字、１から５により区別される。追加の合計点６はループ３内にある。全ての該入れ子になった制御ループの究極の出力は、パルス幅変調器６０に印加され、該変調器は前に説明した仕方でスイッチングモード整流器６２のスイッチのデューテイサイクルを制御する。該多数制御ループのフォワード素子に沿い該線図の頂部を通過するフォワードループ信号は、本質的に該スイッチングモード整流器スイッチのデューテイサイクルを表す。このデューテイサイクルは交流機電流を制御する。該多数制御ループの各々は、各特定ループのフィードバック信号と、その合計点に発生する結果としての誤差信号と、に応答してこのデューテイサイクル信号を調整可能に制御する。図３に関連して説明した様に、該スイッチングモード整流器６２はスターリングエンジン６６により駆動される交流機６４の捲き線に接続される。該スイッチングモード整流器６２の出力部は図３で図解する様な出力回路６８に接続され、そしてエネルギー蓄積デバイスを有し、調整器回路を有してもよく、究極的に電氣負荷に繋がる。

最外の制御ループ１はネガティブフィードバック制御原理により中段電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}を制御する。そのコマンド入力、Ｖ_ｃｍｄ、は該中段電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}の望ましい値を表す信号である。該回路は、Ｖ_ｃｍｄが手動で選択されることを可能にするよう設計されてもよく、或いは好ましくは、その値は特定の応用と、該中段電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}の望ましい、設計値と、に基づき該回路又はソフトウエア内で固定されるのがよい。この中段電圧制御ループ１用のフィードバック信号は、上記説明の様に、Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}を検出し、それを表す信号を定数掛け算器７０を通して該合計点１に印加する該直流電圧制御回路５０（図３及び５）内の電圧検出回路から得られる。合計点１からの誤差信号は、フィードバック制御システム技術で良く知られる様に、その伝達関数により示されるフォワード制御素子７１により積分され、増幅（掛け算される）される。該中段電圧制御ループ１は、該バス電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}を受け入れ可能な限界内に制御し、保持することにより電圧調整器機能を行う。該中段電圧制御ループ１の出力は、ピストンストロークコマンド入力Ｘ_Ｐｃｍｄとして次のピストンストローク制御ループ２に印加される。ピストンストロークがエンジン動力出力を制御するので、該ピストンストロークは中段バス電圧を制御する。もしＶ_{ＤＣ Ｂｕｓ}が減じられるなら、その理由は、該交流機により供給されるよりも多くのエネルギーを該エネルギー蓄積キャパシターから消耗する増加した電氣負荷需要である。結果として、該Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}電圧を上げ、回復するために、より多くの動力とより大きいストロークを必要とされる。逆に、Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}の増加は減少した負荷で生じ、ピストンストロークの減少を要するので、エンジンはより少ない動力を交流機へ提供する。

第２のネガティブフィードバック制御ループ２はネガティブフィードバック制御原理によりピストンストローク、Ｘ_ｐを制御する。ピストンストローク制御ループ２のフィードバックループはピストン位置信号を提供する該スターリングエンジンに設置又は接続されたピストン位置センサー７２を有する。該ピストン位置センサー７２は図３のセンサー５４に対応し、該ピストンの瞬時位置を表す信号を提供するための当該技術で公知の種類であってもよい。代わりに、ピストン速度センサーが使われ、ピストン位置信号を得るためその出力が時間に関して積分されてもよい。該ピストン運動は実質的に正弦波であるから、該ピストン位置センサー７２は時間の関数としてピストンの正弦波変位を表す実質的に正弦波の信号を提供する。該ピストン位置センサー出力の振幅はピストン線形振動の振幅を表す。好ましい実施例では、センサー７２の出力は定数Ｋ_ｆｂ．３により掛け算され、ピーク検出器７４に印加される。該ピーク検出器７４は該正弦波変位信号のピーク対ピーク値（すなわち、包絡線）を検出し、該ピストン変位信号のこのピーク対ピーク値はピストンストロークの測定値Ｘ_Ｐｆｂを表す。該測定されたピストンストロークＸ_Ｐｆｂは、フォワード制御素子７６に印加される誤差信号を提供するために、指示されたストローク信号Ｘ_Ｐｃｍｄと共に、フィードバック信号として合計点２へ印加される。このフォワード制御素子７６は当該技術で公知の仕方で該誤差信号を積分し、増幅する。該フォワード制御素子７６の出力は変調可能な振幅を有する正弦波関数発生器７８に印加され、該振幅は該フォワード制御素子７６からの信号により変調される。該正弦波関数発生器７８の周波数ωは該スターリングエンジンの共振周波数に、又はその近くに、固定され、そして図解された実施例では、該スターリングエンジン及び交流機の設計動作周波数である。これらの操作は従来のプログラミングアルゴリズムを使いデジタル的に行われるのが好ましいが、結果は該フォワード制御素子７６からの出力信号に比例する振幅を有する正弦曲線を、次のネガティブフィードバック制御ループの合計点３へ印加することである。この正弦曲線は回路パラメーターＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の指示値Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ ｃｍｄ}である。この回路パラメーターは本発明の重要部分であり、下記で可成り詳細に論じられる。

合計点３を有する第３のネガティブフィードバック制御ループはＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値を制御する。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の規定、動作及び意味と、該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループ用フィードバックループと、は残りの制御ループを説明した後下記で説明される。該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループの合計点３からの誤差信号はフォワード制御素子８０へ印加されるが、該フォワード制御素子８０は、次の制御ループ用の正弦波指示電流、Ｉ_ｃｍｄを発生するために該誤差信号を積分し、増幅する。

第４のネガティブフィードバック制御ループは交流機電流の瞬時値を制御し、合計点４を有するが、該合計点４へは該指示電流Ｉ_ｃｍｄが印加される。この交流機電流制御ループ用のフィードバックループは図３の電流センサー４３に対応する電流センサー８２を有する。該電流センサー８２からの出力信号はＫ_ｆｂ、１を掛け算され、瞬時交流機電流Ｉを表す正弦波信号として合計点４に印加される。該交流機電流フィードバック制御ループの該合計点４からの誤差信号は該誤差信号を積分し、増幅するフォワード制御素子８１に印加される。

合計点５を有する第５制御ループはフィードフォワードループである。フィードフォワードループの動作は当業者には公知である。図４に図解された該フィードフォワードループは必ずしも本発明に必要ではないが、好ましい実施例の動作を向上し、当該技術で既に公知の目的で使われる。一般に、フィードフォワードループの認識された目的は１つ以上の回路混乱を検出し、制御される変数の変化を予想し、予測して、該制御される変数が該混乱により影響される前に、過程又は動作変更を行うために、該検出信号を使うことである。図４に図解される好ましい実施例では、主な被フィードフォワード信号は誘起交流機電圧Ｖ_ｇと、重要さは下がるが中段電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}である。該Ｖ_ｇ信号はピストン速度を得る微分と素子９０に於けるモーター定数αによる掛け算とによりピストン位置センサー信号７２から得られ、次いで割り算器９２に印加される。該Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}信号は、前に説明し、中段電圧制御ループ１用のＶ_{ＤＣ Ｂｕｓ}フィードバック信号用に使われたと同じＶ_{ＤＣ Ｂｕｓ}センサー９４から得られる。それはＫ_ｆｂ，６により掛け算され、割り算器９２に印加される。該割り算器９２の出力は［Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}×Ｋ_ｆｂ，６］により割算されたＶ_ｇである。その被除数は本質的にデューテイサイクルを表す。結果として、このフィードフォワードループはＶ_ｇ内及びＶ_{ＤＣ Ｂｕｓ}内の変化の形で混乱を検出し、応答すべきネガティブフィードバック電流制御ループ４を待つことなく同じＶ_ｇ及びＶ_{ＤＣ Ｂｕｓ}を保持するよう該デューテイサイクルと、それに伴う交流機電流と、を修正する。割り算器９２による割り算は、Ｖ_ｇの増加が該デューテイサイクル、それに伴い、交流機電流を増加させ、Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}の増加が該デューテイサイクル、それに伴い、該交流機電流を減じることを意味する。

該フィードフォワードループの合計点５から（もし該フィードフォワードループが省略されるならフォワード素子８１から）の正弦波出力は周波数ωの制御信号を提供するが、該制御信号はパルス幅変調器６０に印加され、その高い周波数速度のスイッチングモード整流器６２のスイッチ作用のデューテイサイクルを制御する。該スイッチングモード整流器の該スイッチ作用の該デューテイサイクルは、各スイッチ作用時のこの正弦波制御信号の瞬時値に比例する。従って、該スイッチングモード整流器の該高い周波数のスイッチ作用のオン及びオフ状態のデューテイサイクルは、スイッチングモード整流器の技術で公知の様に、該合計点５からの正弦波出力信号の瞬時値に比例して該交流機動作周波数ωの低周波サイクル中に変化する。特に（図３を参照）、該低い周波数ωの半サイクルに亘っては、対角状に相対するスイッチ３６及び４０の１對用のオン時間の該デューテイサイクルは、該正弦波制御信号のゼロ交差点での５０％から、該正弦波制御信号のピークでの最大まで、変化する。次の半サイクルに亘っては、対角状に相対するスイッチのもう１つの對３４及び３８用のオン時間の該デューテイサイクルは、該正弦波制御信号のゼロ交差点での５０％から、該正弦波制御信号のピークでの最大まで変化する。

該エフピーエスイーを制御するためのＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の使用は本発明の中心である。図３を参照すると、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}は電圧Ｖ_ｇと、該交流機等価回路の集中合計抵抗Ｒ_ａｃの両端の電圧Ｖ_Ｒａｃと、の合計と規定される。しかしながら、これらの等価回路素子の両端の電圧は検出用に独立してアクセス可能でないので、それらの瞬時値は他のアクセス可能で検出される値から計算せねばならぬ。図４を参照すると、Ｖ_ｇの値は、開回路誘起電圧Ｖ_ｇがモーター定数αを掛け算したピストン速度に等しいと云う関係に基づき、該ピストン位置センサー７２から計算される。Ｖ_ｇを表す信号を提供するために、該ピストン位置信号はピストン速度を得るよう微分され、素子８４で示す該モーター定数αで掛け算される。素子８４に示す定数Ｋ_Ｄ、５は該モーター定数αである。Ｖ_ｇを表すこの信号は合計点６に印加される。Ｖ_Ｒａｃを計算するために、素子８６は電流センサー８２からの検出電流信号にＲ_ａｃの値を掛け算するが、Ｋ_ｐ、５はＲ_ａｃの値である。Ｖ_Ｒａｃの計算値は又合計点６に印加される。従って、合計点６の出力はＶ_ｇ＋Ｖ_Ｒａｃの合計であり、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループ３用のＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の”測定され”計算された瞬時値である。このＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}信号はＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を制御する閉ループネガティブフィードバック制御ループ用のフィードバックループの出力である。

該システムの他の動作変数から得られた信号を使ってＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を計算する代わりの方法がある。上記説明の方法では、Ｖ_ｇを表す信号を提供するために、該ピストン位置信号はピストン速度を得るよう微分され、素子８４で示すモーター定数αにより掛け算される。代替えとして、ピストン速度を得るようピストン位置信号を微分する代わりに、ピストン速度センサーが使われ、その出力はＶ_ｇを表す信号を提供するためモーター定
数αにより掛け算されてもよい。それを実現するために、位置センサー７２の出力を素子８４に接続し、結果を合計点６に印加する代わりに、ピストン速度センサーの出力はモーター定数αを表すＫを伴うが、何等微分を伴わない（ラプラス演算子ｓを有しない）、素子８４の様な素子に印加され、そしてその出力は合計点６に印加される。

キルヒホッフの第２法則（閉ループ周りの電圧を合計する）の単純な適用は、Ｖ_ｇが、なおもう１つの代替えとして、例えば図３で仮想的に図解される電圧検出回路８８で、電圧Ｖ_Ｔを検出し、交流機インダクタンス、Ｌ_ａｌｔの両端間の電圧を引き算することにより、計算されることを示すことは、電子技術の当業者には明らかであろう。しかしながら、当業者には知られる様に、加算及び減算の数学的演算は代数的合計演算であり、それらが合計か、又は差か、は採用される符号の慣例に依る。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を計算するこの代替え方法の適用については、素子８４と８６は省略される。代わりに、該合計点６への１つの入力は電圧センサー８８（図３）からの検出された交流機ターミナル電圧Ｖ_Ｔである。もう１つの入力は、ｄｉ／ｄｔを得るために電流センサー８２（図３の４３）からの電流信号を時間に関して、素子８９（図３）で、微分し、ｄｉ／ｄｔに該交流機のインダクタンスＬを掛け算し、そしてその結果を該合計点６へ第２入力として印加することにより得られる。

Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を計算するために、検出された交流機電流に加えて、検出され、使われる該システムの代わりの演算変数があるので、用語”センサー手段”は、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を等価的に計算するために、電流センサーに加えて、使われる代替えのセンサーを一般的に呼称するため使われる。上記で説明したそれらはピストン位置センサー、ピストン速度センサー及び電圧Ｖ_Ｔを検出するターミナル電圧センサーである。

本発明の最も重要な側面は、ピストンストロークがＶ_ｇ又は何等かの他の回路変数より寧ろＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}から制御されることである。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}からの制御は、ネガティブフィードバック制御ループ３のフィードバックループがその”測定された”フィードバック信号として、Ｖ_ｇ又は何等かの他の回路変数より寧ろＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値を使うことを意味する。これは今説明される理由で他のフィードバックされる変数よりもぴったり合った制御（すなわち、より狭い許容差内の）の利点を与える。

下記議論では、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループ３及びその次のループが、該スターリングエンジン及び交流機の低い周波数サイクル間に瞬時値で動作することが留意されるべきである。更に、交流機電流を制御するスイッチングモード整流器が、高い周波数速度でスイッチすることが留意されるべきである。従って、該エンジン及び交流機の各低い周波数サイクル間に、該スイッチングモード整流器の８０から４００の桁のスイッチングサイクルがあり、各高い周波数のスイッチングサイクルのデューテイサイクルは、該スイッチ時の合計点５からの正弦波制御信号の瞬時値で決められる。結果として、これらのネガティブフィードバック制御ループは、エンジン及び交流機の低い周波数の動作周波数より遙かに高い速度で応答し、調整することが出来る。調整は、低い周波数サイクルの短い期間内に行われ得る。

ピストンストロークはピストンストローク変化を可能にするために交流機電流を１時的に減じる、又は増やすことにより調整される。これは交流機電流の、該交流機電流により発生される磁場によりピストン上に印加される力との関係に基づく。特に該交流機電流に直接比例する制動力が該ピストンに印加され、該比例定数はモーター定数αである。１時的な交流機電流の低減はより少ない制動力、従ってピストンへのより少ない機械的負荷となり、それは該ピストンストロークが増えることを可能にする。１時的な交流機電流の増大はピストンに印加されるより大きい制動力、従ってピストンへのより大きい機械的負荷となり、それは該ピストンストロークを減らす。該ストロークが変化した後、該システム
はより大きい又はより小さいピストンストロークで、そして従ってより高い又はより低い動力出力での新しい平衡に到り、エンジンからの動力出力は、該エンジンから該交流機へ転送される動力に再び等しくなる。しかしながら、これらの変化が該エンジンの運転周波数より遙かに高い速度で起こり得ること、すなわち、それがエンジン往復の振動の周期より遙かに短い時間内に起こり得ること、が望ましい。

スターリングエンジンのピストンはＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}に従い、ピストンストロークは交流機電流により制御される。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}はＶ_ｇ＋Ｖ_Ｒａｃの合計であり、そしてこれらの電圧は同相であり、何故ならばＶ_ｇも抵抗Ｒ_ａｃもリアクタンス性の成分を有しないからである。しかしながら、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の成分としてＲ_ａｃの両端の電圧Ｖ_Ｒａｃを含むことはＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の変化がより速く検出されることを可能にして、それによりＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループ３がより速く（より速やかに）応答することを可能にする。

Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}からの制御がピストンストロークをＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ ｃｍｄ}付近の狭い境界内へのきつい制御を可能にする理由は最初にＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}からの制御をＶ_ｇからの制御と比較することにより説明される。Ｖ_ｇの変化はもっとゆっくり起こり、何故ならばＶ_ｇはピストン速度に比例し、ピストン速度は、ピストン、磁石と該ピストンへ取り付けられた磁石サポートそしてそれらに作用するばねの質量と慣性のために、ゆっくり変化するからである。この振動するピストンの質量のために、瞬時ピストン速度が（そのサイクル内の対応する点で）可成り変化するためには１又は２エンジンサイクルを要する。従って、２，３のピーダブリューエムスイッチングサイクルに亘り、Ｖ_ｇは本質的に一定である。

しかしながら、交流機電流のどんな変化も交流機抵抗Ｒ_ａｃ間の電圧Ｖ_Ｒａｃの変化に直ちに反映される。結果として、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}＝Ｖ_ｇ＋Ｖ_Ｒａｃなので、交流機電流の何等かの変化は、例えＶ_ｇがエンジン動作の１又は２サイクルの間一定に留まっても、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の変化に直ちに反映される。交流機電流の変化の検出は、交流機電流がピストンストロークを制御しつつあるので、重要である。抵抗Ｒ_ａｃ間の電圧Ｖ_Ｒａｃの変化は、エンジン動作周波数の周期の非常に小さな部分内で該制御ループが検出し、応答するのに充分である。これは該制御ループが検出し、応答するのに充分なＶ_ｇの変化が起こるのに必要な１又は２エンジン動作周期の要求と対照的である。Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}はＶ_ｇとＶ_Ｒａｃの合計であるので、該電流、従って該ストロークを制御するためにＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を使うことは、該ネガティブフィードバック制御ループが、低い周波数のエンジン動作周波数で起こる変化への応答に限定されるより、寧ろ高い周波数のスイッチング速度で起こる変化に応答することを可能にする。結果は、本発明が交流機電流の小さな変化へのより速い応答を提供し、従ってピストンストロークの狭い又はきつい境界内の制御を可能にすることである。該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループは２，３ｋＨｚの速度で応答する。

Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の変化が交流機電流の変化を制御する仕方は、図３で図解される交流機用等価回路から見られ得る。Ｖ_ｇ，Ｒ_ａｃそしてＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}から成る回路ループ周りの電圧の合計はキルヒホッフの第２法則によりゼロでなければならない。結果として、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の減少はＲ_ａｃを通る電流の増加を意味し、何故ならばＶ_ｇは該スイッチングモード整流器の高いスイッチング周波数の１サイクルに亘り本質的に一定だからである。逆に、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の増加はＲ_ａｃを通る電流の減少を意味する。該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループ３及び電流制御ループ４は該高周波数速度で応答する。従って、それら２つのフィードバックループを具体化する回路は、エンジンの低い周波数サイクルの小部分で起こる小さな、インクメンタルな変化に応答出来て、それによりピストンストローク及び動力バランスのきつい制御を保持する。

Ｋ定数の代表値
図４で図解される本発明は該Ｋ定数の種々の値を有する種々の回路で具体化されてもよい。しかしながら、例として、値の代表的セットが下表で与えられる。
Ｋ_Ｉ、４＝６．３
Ｋ_Ｐ，４＝０．０５
Ｋ_Ｉ，３＝１２６
Ｋ_Ｐ、３＝０．１
Ｋ_Ｉ，２＝７３９
Ｋ_Ｐ、２＝０．２
Ｋ_Ｉ，１＝８６０
Ｋ_Ｐ、１＝８．５５
Ｋ_Ｄ、５＝１５
Ｋ_ｆｂ、６＝１
Ｋ_ｆｂ、１＝１
Ｋ_ｐ、５＝１．７
Ｋ_Ｄ、５＝１５
Ｋ_ｆｂ、３＝１
Ｋ_ｆｂ、４＝１

パラメーター規定
α 開回路交流機電圧をピストン速度に関係付け、交流機電流を該ピストン上の力に関係付ける線形交流機モーター定数は下記である。

現実のターミナル電圧は、該交流機コイルの内部インピーダンスのために、該交流機を通って流れる電流の関数である。ピストンストロークはピストン速度に比例するので、電圧は一定周波数に於いてストロークに比例する。
Ｖ_ｃｍｄ エネルギー蓄積キャパシターの両端の指示される電圧Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ}
Ｖ_{ＤＣ Ｂｕｓ} 蓄積キャパシター又はバッテリーの両端の直流電圧
Ｘ_Ｐｃｍｄ 指示されるピストンストローク
Ｘ_Ｐｆｂ（ｔ） 時間の関数としての瞬時ピストン位置
Ｘ_Ｐｆｂ フィードバックピストンストローク／振幅信号。それは該瞬時ピストン位置Ｘ_Ｐｆｂ（ｔ）のピーク対ピーク又はゼロ対ピーク（振幅）に比例する。
Ｖ_ｇ 交流機捲き線に誘起される瞬時開回路電圧（逆起電力電圧）
Ｖ_Ｒａｃ 該交流機の集中抵抗の両端の瞬時電圧
Ｖ_Ｌａｌｔ 該交流機インダクタンスの両端の瞬時電圧
Ｖ_Ｔ 交流機ターミナル電圧
Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ ｃｍｄ} 指示されるＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}
Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ} Ｖ_ｇ＋Ｖ_Ｒａｃの瞬時合計
Ｉ_ｃｍｄ 瞬時の指示される交流機電流
Ｉ 交流機電流
ｓ 微分を指定するラプラス演算子
１／ｓ 積分を指定するラプラス演算子

本発明の或る好ましい実施例が詳細に開示されたが、本発明の精神又は下記請求項の範
囲から離れることなく種々の変型が採用され得ることは理解されるべきである。

Claims (16)

1. 交流機捲き線を有する線形交流機を駆動するパワーピストンを有するフリーピストンスターリングエンジンを備えた電力発生ソースであって、
   （ａ）該交流機捲き線を電気エネルギー蓄積手段に接続し、整流器スイッチングデューテイサイクルを制御するパルス幅変調器を備えるスイッチングモード整流器と、
   （ｂ）合計接続部に接続されたコマンド入力部と、該スイッチングモード整流器の動作デューテイサイクルを制御するために該パルス幅変調器に接続された出力部と、を備える交流機電流制御用ネガティブフィードバック制御ループと、を具備しており、該電流制御ループは瞬時交流機電流を検出し、電流フィードバック信号を該電流フィードバック制御ループの該合計接続部に印加するために該交流機捲き線に接続された電流センサーを有するフィードバック回路を備えており、そして
   （ｃ）該交流機捲き線に誘起された電圧と該交流機捲き線の集中抵抗の両端の電圧との合計である電圧、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を制御するネガティブフィードバック制御ループを具備しており、該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループは合計点に印加されるコマンド入力と、入力として計算回路に接続されるセンサー手段を有するフィードバック回路と、を備えており、該電流センサーも又入力として該計算回路に接続されており、該計算回路はＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表す信号を計算し、該信号を該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループの該合計点の該フィードバック入力部へ印加しており、該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}制御ループの該出力は該コマンド入力として該電流フィードバック制御ループに接続されることを特徴とする電力発生ソース。
2. （ａ）該センサー手段がピストン位置センサー又はピストン速度センサーであり、そして
   （ｂ）該計算回路が
   （ｉ）該交流機捲き線に誘起される該瞬時電圧を表す積信号を提供し、該積信号を計算回路合計接続部に印加するために、該交流機モーター定数を掛け算された瞬時ピストン速度を表す信号を発生する掛け算回路と、そして
   （ｉｉ）該交流機捲き線の該集中抵抗の両端の電圧降下を表す信号を提供し、該電圧降下信号を該計算回路合計接続部に印加するために、該交流機捲き線の等価集中抵抗を表す値を該瞬時交流機電流に掛け算するよう該電流センサーに接続された掛け算回路と、を更に有しており、
   該計算回路合計接続部の出力がＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表すことを特徴とする請求項１記載の電力発生ソース。
3. 該センサー手段がピストン速度を計算するために瞬時ピストン位置を微分する微分器回路に接続された瞬時ピストン位置センサーを有することを特徴とする請求項２記載の電力発生ソース。
4. 該センサー手段がピストン速度センサーを有することを特徴とする請求項２記載の電力発生ソース。
5. （ａ）該センサー手段が該捲き線ターミナル電圧、Ｖ_Ｔを検出し、該ターミナル電圧を表す信号を合計接続部に印加するために該交流機捲き線に接続された電圧センサーであり、
   （ｂ）該計算回路が、時間に関する該交流機電流の変化速度を計算するための、そして該交流機捲き線の該集中インダクタンスの両端の電圧降下を表す信号を提供し、該捲き線インダクタンス電圧降下信号を該合計接続部に印加するよう、該変化速度に該捲き線インダクタンスを掛け算するための、該電流センサーに接続された微分回路及び掛け算回路を有しており、
   該合計接続部が該ターミナル電圧信号と該捲き線インダクタンス電圧降下信号との差であり、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表している該差を計算することを特徴とする請求項１記載の電力発生ソース。
6. 数学的演算を行う該回路がデジタル計算回路で具体化されることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４又は５記載の電力発生ソース。
7. 正弦波関数発生器回路が、正弦波であり、該フリーピストンスターリングエンジンの共振周波数と実質的に等しい周波数を有するコマンド入力を印加するよう該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループに接続されることを特徴とする請求項１又は２又は５記載の電力発生ソース。
8. ピストンストロークを制御するネガティブフィードバック制御ループを更に具備しており、該ピストンストローク制御ループは、該コマンド入力を該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループへ提供するために、該Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}フィードバック制御ループの合計点に接続された前記正弦波関数発生器を、その出力部として、備えており、該ピストンストローク制御ループはピストンストローク信号を該ピストンストローク制御ループの合計点に印加するよう接続されたピストンストロークセンサーを有するフィードバックループを備えることを特徴とする請求項７記載の電力発生ソース。
9. 前記エネルギー蓄積キャパシター又はバッテリーの両端の電圧を制御するネガティブフィードバック制御ループを更に具備しており、該電圧制御ループは該キャパシター又はバッテリーに接続された電圧センサーと、該電圧制御ループの合計点に接続された出力部と、を有するフィードバックループを備えることを特徴とする請求項７記載の電力発生ソース。
10. 負荷に一定直流電圧を提供するために該キャパシター又はバッテリーの両端に接続された該調整器の入力部を備える直流／直流電圧調整器を具備することを特徴とする請求項９記載の電力発生ソース。
11. Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値を連続的に検出し、計算する過程を具備しており、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}が該交流機捲き線に誘起される電圧と、該交流機捲き線の等価集中抵抗の両端の電圧と、の合計であることを特徴とする、交流機捲き線を有する線形交流機を駆動するパワーピストンを有するフリーピストンスターリングエンジンを備える電力発生ソースを制御する改良されたフィードバック制御方法。
12. 交流機捲き線を有する線形交流機を駆動するパワーピストンを有するフリーピストンスターリングエンジンを備える電力発生ソースを制御する方法であって、
    （ａ）該スターリングエンジンの動作周波数で正弦波で変わる指示されたＶ_{ｉｎｔｅｎａｌ}入力信号を発生する過程であるが、該入力信号はピストンストロークフィードバック制御ループにより発生される振幅を有している該発生する過程と、
    （ｂ）前記ソースの少なくとも２つの動作パラメーターの検出と、該動作パラメーターからのＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値の計算と、を連続的に行うが、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}は該交流機捲き線に誘起される電圧と該交流機捲き線の集中抵抗の両端の電圧との合計である該行う過程と、そして
    （ｃ）Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該検出され、計算された値をＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該指示された値へ駆動する過程と、
    により該ピストンの該ストロークを制御する過程を具備することを特徴とする方法。
13. Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該検出されて計算された値をＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該指示された値へ駆動する過程が、
    （ａ）指示されたＶ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}入力信号をフィードバック制御ループのコマンド入力として有し、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該計算された瞬時値を該フィードバック制御ループのフィードバック信号として有する該フィードバック制御ループから電流コマンド信号を発生する過程と、
    （ｂ）該瞬時交流機電流を検出する過程と、そして
    （ｃ）該交流機捲き線をエネルギー蓄積キャパシター又はバッテリーに接続するスイッチングモード整流器のデューテイサイクルを、該検出された瞬時交流機電流を電流フィードバック制御ループのフィードバック信号として、そして該電流コマンド信号を該電流フィードバック制御ループのコマンド入力として、有する該電流フィードバック制御ループの出力でパルス幅変調する過程と、
    を更に備えることを特徴とする請求項１２記載の方法。
14. Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の瞬時値を検出して計算する該過程が、
    （ａ）該交流機捲き線の集中抵抗の両端の電圧降下を表す信号を提供するために、該瞬時交流機電流を検出し、該検出された交流機電流信号に該交流機捲き線の該等価集中抵抗値を表す定数を掛け算する過程と、
    （ｂ）ピストン速度を計算するために、該瞬時ピストン位置を検出し、該検出された瞬時ピストン位置信号を微分する過程と、そして
    （ｃ）Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表す信号を得るために該検出された信号を合計する過程と、
    を更に備えることを特徴とする請求項１３記載の方法。
15. Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該瞬時値を検出して計算する過程が、
    （ａ）該交流機捲き線の該集中抵抗の両端の該電圧降下を表す信号を提供するために、該瞬時交流機電流を検出し、該検出された交流機電流信号に該交流機捲き線の該等価集中抵抗値を表す定数を掛け算する過程と、
    （ｂ）ピストン速度信号を提供するために、該瞬時ピストン速度を検出する過程と、そして
    （ｃ）Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表す信号を得るために、該検出された信号を合計する過程と、
    を更に備えることを特徴とする請求項１３記載の方法。
16. Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}の該瞬時値を検出して計算する該過程が、
    （ａ）交流機ターミナル電圧信号を提供するために、該交流機捲き線の両端の該ターミナル電圧を検出し過程と
    （ｂ）該瞬時交流機電流を検出し、該交流機電流の変化速度を計算するために、該検出された電流を時間に関し微分し、そして該交流機捲き線の集中インダクタンスの両端の電圧降下を表す信号を提供するために該速度に該捲き線インダクタンスを掛け算する過程と、そして
    （ｃ）該信号間の差であり、Ｖ_{ｉｎｔｅｒｎａｌ}を表す該差を計算する過程と、
    を更に備えることを特徴とする請求項１３記載の方法。

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