KR101326624B1 - 발전기 전력에 엔진 전력을 매칭시키고 선형 발전기를 구동하는 자유-피스톤 스터링 엔진에 대한 엔진 주파수를 유지시키는 전자 제어기 - Google Patents

발전기 전력에 엔진 전력을 매칭시키고 선형 발전기를 구동하는 자유-피스톤 스터링 엔진에 대한 엔진 주파수를 유지시키는 전자 제어기 Download PDF

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이제키엘 에스. 홀리데이
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썬파워, 인코포레이티드
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Abstract

선형 발전기를 구동시키는 자유 피스톤 스터링 엔진(free piston Stirling engine)을 포함하는 전력 생성원의 제어 시스템에는 피드백 제어 방법 및 회로가 포함된다. 변수의 순간 값(Vinternal)은 계속해서 다른 감지되고 계산된 파라미터들로부터 유도되며, 엔진에 의하여 생성되는 전력을 엔진으로부터 발전기로 전달되는 전력과 동일하도록 유지시키기 위하여 엔진 피스톤 스트로크를 제어하기 위해 제어 시스템의 네거티브 피드백 제어 루프에서 사용된다. Vinternal은 발전기 권선 상에 유도되는 전압과 발전기 권선의 등가 회로 집중 저항 양단의 전압의 합이다. 스위칭 모드 정류기는 에너지 저장 캐패시터 또는 배터리에 발전기 권선을 접속한다. 네거티브 피드백 발전기 전류 제어 루프는 스위칭 모드 정류기의 펄스폭 변조기에 접속되는 출력부를 가지며, 순간 발전기 전류를 감지하기 위한 전류 센서를 포함하는 피드백 회로를 갖는다. 네거티브 피드백 Vinternal 제어 루프는 전류 센서가 또한 접속되는 계산 회로에 접속되는 피스톤 위치 또는 속도 센서를 포함하는 피드백 회로를 갖는다. 계산 회로는 Vinternal 제어 루프의 피드백 신호로서의 사용을 위해 Vinternal를 나타내는 신호를 계산한다. Vinternal 제어 루프의 출력부는 전류 피드백 제어 루프에 명령 입력부로서 접속된다.

Description

발전기 전력에 엔진 전력을 매칭시키고 선형 발전기를 구동하는 자유-피스톤 스터링 엔진에 대한 엔진 주파수를 유지시키는 전자 제어기{ELECTRONIC CONTROLLER MATCHING ENGINE POWER TO ALTERNATOR POWER AND MAINTAINING ENGINE FREQUENCY FOR A FREE-PISTON STIRLING ENGINE DRIVING A LINEAR ALTERNATOR}
본 발명은 전력을 생성하도록 선형 발전기를 구동시키는 자유-피스톤 스터링 엔진(free-piston Stirling engine)에 관한 것으로서, 특히, 엔진으로부터 선형 발전기로 전달된 전력과 동일한, 엔진에 의하여 생성되는 기계적 힘을 유지시키기 위하여 강화된 제어 루프들을 포함하는 폐루프 네거티브 피드백 제어 시스템에 관한 것이다.
선형 발전기를 구동시키는 자유-피스톤 스터링 엔진(FPSE)은 매력적인 전력원인데, 이는 이러한 소스들이 효율적이고, 컴팩트하며, 경량이고, 다양한 연료들에 의하여 공급되는 열 에너지로부터 전력을 생성할 수 있기 때문이다. 자유-피스톤 스터링 엔진은 상대적으로 따뜻한 열 수용기와 상대적으로 차가운 열 거부기(rejector) 사이에서 동작 가스의 한정된(confined) 체적을 이동시킴으로써, 열을 운동으로 변환하는 가역(reversible) 폐쇄-사이클 열 엔진이다. 내부 동작 가스의 결과적인 교류, 순환, 팽창 및 압축은 적절히 도약된(sprung) 피스톤을 구동하여 선형 왕복 운동(reciprocation)에서 실질적으로 사인 곡선으로 진동하는 진동 압력파를 제공한다. 피스톤은 선형 발전기의 코일 또는 권선 내에 왕복 운동을 야기하는 영구 자석의 링에 기계적으로 연결되어, 권선 단자들 양단에 전압을 유도한다. 통상적으로, 엔진의 피스톤은 피스톤의 후면상의 플랜지(flange)에 의하여 선대칭적으로 정렬되는, 예를 들어, 링으로 정렬되는 자석들의 어레이에 직접 연결되며, 엔진 및 발전기는 공통의 기밀하게(hermetically) 밀봉된 하우징으로 통합된다.
이러한 타입의 다수의 종래 기술의 전력원들은 전기 부하에 발전기 출력 단자들을 접속하는 정류기 회로를 포함하며, 또한, 출력 전기 파라미터들 뿐 아니라 발전기 및 스터링 엔진의 작동 파라미터들을 제어하기 위한 제어 시스템인 제어기를 갖는다. 자유-피스톤 스터링 엔진의 작동 및 선형 발전기에 대한 자유-피스톤 스터링 엔진의 접속은 미국 특허 6,871,495호와 같은 특허들을 포함하는 다수의 간행물들에서 설명되며, 이는 본 명세서에 참조로서 통합된다.
도 1은 자유-피스톤 스터링 엔진에 의하여 구동되는 선형 발전기(10)를 갖고, 부하(12)에 발전기 AC 출력을 인가하는 종래 기술의 전력 생성원의 전기 회로를 도시하는 간략화된 개략도이다. 발전기는 자신의 등가 집중-엘리먼트(equivalent lumped-element) 회로로서 보여진다. 이러한 등가 회로는 직렬 접속으로 발전기 권선 인덕턴스를 나타내는 인덕턴스(Lalt)를 갖는 인덕터(14), 발전기 저항을 나타내는 집중 저항(Rac), 및 유도된 또는 역(back) 기전력(Vg)을 갖는 AC 전압원(16)을 갖는다. 전압(Vg)은 자유-피스톤 스터링 엔진에 의하여 왕복 운동이 야기되는 자석들에 의하여 발전기 권선에 유도되는 개방 회로 전압이다.
튜닝 캐패시터(18)는 종종 권선 인덕턴스를 무시하기 위하여 발전기 권선과 직렬로 접속된다. 튜닝 캐패시터의 캐패시턴스는 발전기 및 엔진의 작동 주파수에서 권선의 유도 리액턴스 및 튜닝 캐패시터의 용량성 리액턴스가 직렬 공진 회로를 형성하도록 선택된다. 그러한 직렬 공진 회로는 0 또는 저항성 임피던스를 보인다. 튜닝 캐패시터는 그 결과 발전기로부터 전기 부하로의 전력 전달을 최대화하고, 저항성 열 손실을 최소화시키는 단위역률(unity power factor)을 또는 거의 단위 역률을 제공한다. 그러나, 그러한 튜닝 캐패시터들은 다루기 힘들고 비싸서 튜닝 캐패시터는 제거하는 것이 바람직하다. 또한, 튜닝 캐패시터 임피던스 및 직렬 인덕터 임피던스는 단일 주파수에서만 매칭된다. 따라서, 튜닝 캐패시터로, 출력 전력 인수(factor)는 엔진 작동 주파수와 함께 변한다. 본 발명의 제어기는 광범위한 주파수들에 대해 보상할 수 있으며, 단위역률 또는 일정한 주파수 동작을 제공할 수 있다.
또한 도 1에 도시된 바와 같이, 발전기의 출력부는 유틸리티 전력 그리드(20)에 접속되고, 그리드(grid)에 전력을 공급하기 위하여 사용될 수 있다. 본 기술분야에 공지되는 바와 같이, 이러한 장치는 전기 그리드와 실질적으로 동위상으로 그리고 동일한 주파수에서 동작하는 자유-피스톤 스터링 엔진을 초래한다. 발전기 권선 및 왕복 운동 영구 자석들 사이의 자기 결합에 의하여 엔진이 발전기에 결합되기 때문에, 이러한 동시 동작이 발생한다. 발전기 전류로부터 초래되는 자속과 왕복식 자석들의 자속의 결합은 발전기 전류가 자유-피스톤 스터링 엔진에 작용하는 복합 감쇠력으로서 엔진으로 반영되도록 한다. 엔진으로 다시 반영되는 이러한 힘들은 대용량, 스프링력 및 감쇠력의 결합으로서 엔진의 피스톤상에 작용한다. 그 결과, 발전기 전류에 의하여 생성되는 자력은 피스톤이 2개의 회전 자계들을 갖는 회전 동기식 전기 모터가 동기식으로 남아있는 것과 동일한 방식으로 발전기 전류와 동기식으로 구동하도록 하기 위하여 스터링 엔진 피스톤상에 작용한다. 왕복식 자석들로부터의 자계는 함께 서로 끌어당기는 자력이 존재하는 발전기 전류로부터의 자계로부터 발전되거나 방해된다. 선형적 왕복 엔진 및 발전기에서, FPSE가 전력 그리드 주파수에서 또는 그 근처에서 기계적으로 공진이도록 설계된다면, 결과적으로 FPSE의 왕복 피스톤은 전력 그리드 전압과 동기식으로 작동한다.
도 2는 도 1과 유사하지만 DC 출력을 제공하기 위하여 H-브릿지에 정렬되는 4개 다이오드들을 사용하는 공통 패시브 전파 정류기(22)를 갖는 전력 생성원을 도시한다. 종래 기술은 도 2의 전파 다이오드 정류기에 대한, 액티브 정류기로도 공지되는 전파 스위칭 모드 정류기를 대신하며, 튜닝 캐패시터(24)가 제거된다. 그러한 구성의 일 실시예가 상기 언급된 미국 특허 6,871,495에 보여진다.
스위칭 모드 정류기는 종래 기술에서 공지되고 다수의 간행물들에 개시되는 타입의 회로이다. 그것은 통상적으로 H-브릿지 구성을 가지나, 도 2의 다이오드들을 대시하는, 제어 가능한 전자 스위치들, 공통적으로 MOSFET들을 갖는다. 액티브 정류기는 각각의 전자 스위치의 게이트에 접속되며, 그것을 하나의 대각선 대향 쌍을 온(on) 시키고 다른 쌍들을 오프(off)시키고, 온 상태인 페어와 다른 페어의 오프 상태를 교대함으로써 그들을 ON 및 OFF로 스위칭시킨다. 이러한 스위칭은 FPSE 및 발전기의 사인 주파수보다 더 높은 주파수에서 이루어진다. 예를 들어, 전자 스위치들은 10 kHz 또는 20 kHz에서 스위칭될 수 있는 반면, FPSE 및 발전기는 60 Hz 또는 120 Hz에서 작동할 수 있다. 스위칭 제어는 개시된 바와 같이, 전자 스위치들을 턴 온 및 턴오프시킬 뿐 아니라, 변조 입력 신호에 응답하여 전자 스위치들의 듀티 사이클을 변경한다. 그 결과, 스위칭 모드 정류기의 스위칭 제어는 본질적으로 대각선 대향 스위치 쌍들의 교대 스위칭을 위해 고주파수 오실레이터를 포함하고, 고주파수에서 스위칭되는 온 및 오프 스위칭 상태들의 듀티 사이클을 변조시키는 펄스폭 변조기이다. 결과적으로, 이것은 발전기 단자 전압에 관하여 H-브릿지를 통한 전류의 위상을 제어하는 스위칭 모드 정류기의 스위칭의 위상이다. 스위칭 모드 정류기에 의한 위상 제어는 튜닝 캐패시터로서 위상에 동일한 효과를 생성하여, 튜닝 캐패시터가 제거되도록 허용한다. 그러나, 스위칭 모드 정류기에 의한 위상 제어가 주파수 의존적인 공진에 좌우되지 않기 때문에, 스위칭 모드 정류기는 엔진 작동 주파수들의 범위상에서 원하는 위상 관계를 유지시킨다. 펄스폭 변조 회로 및 기능은 아날로그 회로들 뿐 아니라 원한다면, 중요하게 마이크로프로세서들 또는 마이크로제어기들, 펄스폭 변조 기능을 수행하기 위하여 소프트웨어와 같은 프로그래밍될 수 있는 다른 디지털 로직 및 프로세싱 회로들을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 요약된 바와 같은 스위칭 모드 정류기들은 스위치 모드 전력에 관한 종래의 교본들 및 기술적 문헌들에 설명되기 때문에, 스위치 모드 인버터들 또는 스위치 모드 모터 드라이브들, 스위칭 모드 정류기들은 본 명세서에서 상세히 설명되지는 않는다.
FPSE를 구동하기 위한 에너지는 연료 연소, 태양 에너지, 또는 방사성 동위 원소 전력원들로부터의 열과 같은 외부 열원으로부터 공급되어, 엔진 열 수용기("핫 엔드(hot end)")에 열을 가한다. 열 에너지는 엔진에 의하여 기계 에너지를 전기 에너지로 변환하기 위하여 선형 발전기를 구동하는 기계적 작동 에너지로 변환된다. FPSE에 의하여 생성되는 기계력이 FPSE로부터 선형 발전기로 전달되는 전력과 정확히 동일한 것이 매우 바람직하며, 이들 대부분은 궁극적으로 부하로 전달된다. 이러한 밸런싱된(balanced) 전력 조건은 엔진 동작으로 인한 심각한 문제들을 방지한다. 발전기로 전달되는 전력이 FPSE에 의하여 생성되는 전력을 초과한다면, 엔진은 꺼질 것이다. 발전기로 전달되는 전력이 FPSE에 의하여 생성되는 전력 미만이라면, 피스톤 스트로크는 제어불가능하게 증가될 것고, 외부 충돌 손상을 야기할 것이며, 엔진 온도는 시간에 따라 느리게 증가할 것이다. 피스톤 스트로크는 그것의 왕복 운동의 바운더리들 사이에서 피스톤에 의하여 운동한 거리이다. 시간의 함수로서의 피스톤 운동은 피스톤 진폭(Xp)을 갖는 페이저(phasor)로서 표현될 수 있으며, 때때로 피스톤 변위를 설명하는데 대안적으로 사용된다. 피스톤 진폭(Xp)은 1/2 피스톤 스트로크의 크기를 가지며, 2개의 용어들이 때때로 동작의 질적인 양상들을 설명할 때 상호교환가능하게 사용된다.
이러한 타입의 전력 생성 시스템들에 대한 연료 연소 시스템들은 공통적으로 엔진의 열 수용기에서 온도를 제어하는 온도 제어 시스템들을 갖는다. 결과적으 로, 상대적으로 긴 기간 제어에 대하여, 엔진으로부터 발전기로 전달되는 기계력은 온도를 변화하게 하는 엔진 헤드에 대한 열적 입력 전력을 증가시키거나 감소시킴으로써 변조될 수 있다. 그러나, 그것은 적어도 2개 이유들로 불충분한 제어이다. 첫째로, 달성될 수 있는 온도 변화 속도가 상대적으로 느리다는 것인데, 엔진 꺼짐 또는 피스톤 오버-스트로킹(over-stroking)을 방지하기 위하여 시간에 응답기에 과도하게 느리다. 둘째로, 엔진 효율이 열 수용기 온도에 강하게 좌우된다. 엔진 헤드에서 열 수용기 온도가 뜨거울 수록, 엔진은 더 효율적이다. 따라서, 가장 높은 가능한 입력 헤드 온도를 유지시키지 않기 때문에, 열 입력 전력 및 온도를 변조시키는 것은 너무 느릴 뿐만 아니라, 엔진 효율을 감소시킨다. 따라서, 엔진과 발전기 사이의 전력 전달 밸런스를 유지시키기 위하여 엔진 출력 전력을 제어하는 방식을 제공하는 것이 바람직하나, FPSE의 핫 엔드 온도가 엔진 효율을 최대화시키기 위하여 일정한 최대 온도에서 머무르도록 하는 방식으로 그러하는 것이 바람직하다. 본 발명의 실시예들은 바람직하게는 엔진 물질들이 견딜 수 있는 한 뜨거운 일정한 온도를 유지하는 연료 연소 제어 시스템을 포함하나, 그것 하나만으로 엔진 전력 출력 및 피스톤 스트로크를 제어하고 상기 개시되는 전력 밸런스를 유지시키기 위한 실행가능한 옵션이지는 않다.
도 1은 피스톤 스트로크를 제어하고 발전기와 엔진 사이의 전력 밸런스를 유지시키는 다른 종래 방식으로서 "덤프(dump)" 저항(26)의 사용을 또한 도시한다. 저항(26)은 엔진에 의하여 생성되는 초과 전력을 필수적으로 소모하기 위하여 회로로 스위칭되거나 저항이 변화될 수 있는 부가적인 전기 부하이다. 그러나, 이것은 전력 밸런스를 유지시키기 위하여 엔진에 의하여 생성되는 초과 전력을 간단히 방산하고, 열 에너지를 소모하고 이에 따라 연료를 소모함으로써, 결과적으로 효율성을 감소시키기 때문에 이것은 명백하게 바람직하지 않다.
종래 기술은 FPSE에 의항 생성되는 전력은 피스톤 스트로크의 제곱에 대략적으로 비례하기 때문에, 피스톤 스트로크를 제어함으로써 FPSE로부터의 전력이 제어될 수 있다는 것을 인지하였다. 그러나, 발전기에서 유도되는 전압은 스트로크에 비례하며, 대부분의 전기 부하들은 24 vdc 또는 28 vdc 또는 115 vac와 같은 안정된 일정한 전압을 요구한다. 그 결과, (1) FPSE에 의하여 발전기로 전달되는 전력을 전기 부하 더하게 전기적 손실들에 의하여 요구되는 전력에 매칭시키는 것, 및 (2) 일정한 출력 전압을 유지시키는 것 모두를 달성하는 제어 시스템을 설계하는 것이 문제이다. 문제는 전기 부하의 전력 요구가 감소되고, 스트로크가 FPSE 전력을 감소시키기 위하여 감소된다면, 유도된 전압이 강하하는 것이다. 반대로, 증가된 전력 요구가 FPSE로부터 더 많은 전력을 제공하기 위하여 증가된 스트로크를 초래한다면, 출력 전압은 또한 증가한다. 따라서, 부하 전력 요구의 변화로부터 초래되는 전기 부하의 전압 변화들을 감소시키거나 제거하는 동안 전기 부하 전력을 매칭시키기 위하여 FPSE로부터의 전력을 변조시키는 것이 바람직하다.
또한, 요구되거나 원하는 피스톤 스트로크로부터의 피스톤 스트로크의 변화들을 초래하며, 요구되는 피스톤 스크로크에 더 근접하고 더 좁은 바운더리들 내에 실제 피스톤 스트로크가 유지되도록, 검출되는 변화들에 빠르게 응답할 수 있는 작동 파라미터들의 변화들을 보다 빠르게 검출할 수 있는 피드백 제어 시스템에 의하 여 피스톤 스트로크를 제어하는 방법이 요구된다.
따라서, 본 발명의 목적 및 특징은 엔진으로부터 발전기로 전달되는 기계력에 엔진에 의하여 생성되는 기계력을 매칭시키기 위하여 피스톤 스트로크를 제어하는 개선된 방법을 제공하는 것이다.
본 반ㄹ명의 추가의 목적 및 특징은 보다 쉽고 보다 빠르게 제어될 수 있는 작동 파라미터에 기초하여 피스톤 스트로크를 제어하여 긴밀한 공차들 내에서, 피스톤 스트로크, 전력 밸런스를 허용하는 것이다.
본 발명의 추가의 목적 및 특징은 FPSE이 발전기에 전달되는 엔진 전력의 밸런스를 유지시키기 위하여 넓은 범위의 피스톤 스트로크상에서 작동될 수 있도록 개선된 전압 조절을 제공하고, 또한 넓은 범위의 부하 전력 소모를 통해 전기 부하에 일정한 적절히 조절되는 출력 전력을 제공하기 위하여 부가적인 회로 소자 및 피드백 제어 루프들과 피스톤 스트로크 제어를 결합하는 것이다.
본 발명은 엔진에 의하여 생성되는 기계력이 선형 발전기에 전달되는 전력과 동일하게 유지되도록 선형 발전기를 구동시키는 자유-피스톤 스터링 엔진의 피스톤 스트로크를 제어하기 위한 방법 및 제어기이다. 본 발명은 엔진 및 발전기의 작동 파라미터들을 감지하고, 적어도 하나가 직접 감지되지 않을 수 있는 작동 파라미터들의 합(Vinternal로 지칭)을 계산하고, 피드백 제어 루프가 계산된 합을 합에 대한 요구되는 값(Vinternal cmd)으로 만들도록 제어 루프의 피드백 신호로서 합을 사용하는 피드백 제어 루프(Vinternal 제어 루프로서 지칭)를 갖는다. 계산되고 합산될 수 있는 한 쌍의 계산된 작동 파라미터들은 발전기의 유도된 또는 역기전력(Vg로 지칭) 및 발전기의 집중 합 저항 양단의 전압 강하(VRac로 지칭)이며, 둘 모두는 발전기에 대한 등가 회로의 컴포너트들의 작동 파라미터들이다. Vinternal를 계산하기 위하여 계산되고 합산될 수 있는 작동 파라미터들의 대안적인 쌍은 발전기 권선 양단의 전압 강하(VLalt) 및 단자 전압(VT)이다. Vinternal 피드백 제어 루프의 출력은 발전기 단자들과 에너지 저장 캐패시터, 배터리 또는 다른 적절한 전기 에너지 저장 수단들 사이에 접속되는 스위칭 모드 정류기의 펄스폭 변조를 제어하는 전류 제어 피드백 제어 루프에 인가되는 전류 명령 입력(Icmd)을 생성함으로써 발전기 전류를 제어한다. Vinternal 제어 루프에 대해 명령된 입력(Vinternal cmd)은 하나 이상의 부가적인 외부 제어 루프들에 의하여 생성되며, 이들에 대한 선택은 설계자가 제어하기를 원하는 방식 및 원하는 타입의 출력을 포함하는 본 발명의 애플리케이션들에 좌우된다.
도 1은 AC 전력을 공급하기 위한 종래 기술의 발전기, 발전기 출력 회로 및 부하의 개략적인 블럭도이다.
도 2는 DC 전력을 공급하기 위한 종래 기술의 발전기, 발전기 출력 회로 및 부하의 개략적인 블럭도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예의 개략적인 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예를 개시하는 네거티브 피드백 제어 시스템 전달 함수 도면이다.
도 5는 도 3의 중간-단계 전압 제어 회로(50)의 개략도이다.
도면들에 개시되는 본 발명의 바람직한 실시예들의 설명에서, 특정 용어는 설명의 명료성을 위하여 재분류될 것이다. 그러나, 본 발명의 특정 용어로 제한되도록 의도되고 선택되지 않으며, 각각의 특정 용어가 유사한 목적을 달성하기 위한 유사한 방식으로 동작하는 모든 기술적 동등물들을 포함함을 이해할 것이다. 예를 들어, 접속된다는 단어 또는 그와 유사한 용어가 종종 사용된다. 이들은 직접적 접속으로 제한되지 않으며, 그러한 접속이 본 기술분야의 당업자들에 의하여 동등한 것으로 인지되는 다른 회로 엘리먼트들을 통한 접속을 포함한다. 또한, 전자 신호상의 공지된 동작들을 수행하는 타입의 다수의 회로들이 개시된다. 본 기술분야의 당업자들은 다수의, 그리고 미래에는 더 많을 수도 있는 그들이 신호들상에 동일한 동작들을 제공하기 때문에 동등물로서 인지되는 대안적인 회로들이 존재함을 인지할 수 있다.
본 발명의 장치는 스위칭 모드 정류기에 의하여 제어되는 출력 전류를 갖는 선형 발전기를 구동시키는 개선된 자유-피스톤 스터링 엔진이며, 개선점은 스위칭 모드 정류기를 제어하는 특정 네거티브 피드백 제어 루프들의 조합을 포함한다. 본 발명의 개념들은 피드백 제어 분야의 당업자들에게 익숙한 타입의 피드백 제어 루프 도면에 의하여 잘 설명된다. 그러나, 피드백 제어 루프 도면은 피드백 제어 루프 도면에 의하여 표시되는 물리적 회로 소자의 일 실시예의 설명에 의하여 선행된다면 더 잘 이해될 수 있을 것이다. 본 발명에 대한 이러한 설명은 다수의 변수들 및 파라미터들을 포함하며, 그들은 본 명세서의 종단부에서 취합하여 정의된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예의 개략도이다. 자유-피스톤 스터링 엔진에 의하여 구동되는 발전기는, 도 1 및 2에서와 같이, 단자 전압 VT를 갖는 등가 집중-엘리먼트 회로들(Vg, Rac 및 Lalt)로서 도시진다. 전압(Vg)의 순간 값은 순간 피스톤 속도에 직접적으로 비례하며, 이들은 개방 회로 선형 발전기 모터 상수(α)인 실험적으로 결정된 비례 상수에 의하여 관계된다. 피스톤 속도는 피스톤 스트로크에 직접적으로 비례한다. 단자 전압(VT)은 임피던스들(Rac 및 Lalt) 양단의 전압 강하량만큼 Vg보다 작다.
발전기 단자들은 액티브 정류기 제어로서 식별되는 제어 회로(42) 및 4개 전력 MOSFET들(34, 36, 38 및 40)로 구성되는 전파 스위칭 모드 정류기(32)의 H-브릿지에 접속된다. 도 3에 보여지지는 않지만, 액티브 정류기 제어 회로(42)는 제어 회로(42) 내에 펄스폭 변조기를 제어하는 폐루프 네거티브 피드백 전류 제어 시스템을 포함한다. 펄스폭 변조기는 상기 요약되고 본 기술분야의 당업자들에게 공지된 방식으로 4개 MOSFET들(34, 36, 38 및 40)의 스위칭을 제어한다. 더 상세히 설명되는 바와 같이, 전류 제어 루프는 펄스폭 변조기의 듀티 사이클을 제어가능하게 변화시킨다. 전류 제어 루프에 대한 피드백 신호는 제어 회로(42) 내에 발전기 전류 제어 회로에 발전기 전류를 나타내는 신호를 인가하는 발전기 전류 센서(43)로부터 획득된다. 이만큼 효과적이진 않지만, 반파 스위칭 모드 정류기가 대안적으로 사용될 수 있다.
바람직한 실시예들에서, 스위칭 모드 정류기(32)로부터의 출력이 에너지 저장 캐패시터(44)에 인가된다. 그러나, 저장 배터리가 캐패시터(44)에 병렬로 삽입되거나 대체될 수 있다. 전하 형태와 같은 정적 조건 하에서 전기 에너지를 저장할 수 있다면, 다른 타입의 디바이스들이 사용될 수 있다. 사용될 수 있고 현재 알려진 2개의 가장 실용적인 디바이스들은 캐패시터 및 배터리이다. 저장된 에너지를 증분적으로 증가시키기 위하여 전류가 디바이스를 통과하도록 허용하고, 전류가 없을 때 저장된 에너지를 계속 유지하며, 에너지가 디바이스에 부착되는 부하를 통해 전류 형태로 복구되도록 허용한다면, 다른 디바이스들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 그러한 디바이스는 에너지를 저장하기 위하여 부착된 플라이휠(flywheel)을 갖는 모터/발전기일 수 있다. 사용될 수 있는 대안적인 에너지 저장 디바이스들이 존재하기 때문에, "전기 에너지 저장 수단"이라는 용어가 본 발명의 대안적인 구현들에 대한 기준들을 충족시키는 디바이스들을 지칭하는데 사용된다.
DC/DC 전력 공급부로서 식별되는 종래의 전압 조절 회로(30)는 에너지 저장 캐패시터(44) 양단에 접속되는 입력부를 갖는다. 전압 조절 회로(30)는 에너지 저장 캐패시터(44) 양단의 중간-단계 전압의 변화들에도 불구하고, 일정한 전압에서 출력을 제공하기 위하여 본 기술분야의 당업자들에게 공지된 방식으로 동작한다. 다양한 상이한 특성들을 갖는 출력 전력을 제공하기 위하여 조절 회로(30)에 대한 대안들로서 대체될 수 있는 다양한 종래의 회로들이 존재한다. 예를 들어, 인버터(45)는 유용한 부하에 대한 AC 출력을 제공하기 위하여 대체될 수 있으며, 그리드 타이(grid tie) 회로(47)는 전력 그리드에 출력부를 접속시키기 위하여 대체될 수 있다. 부가적으로, 조절 회로는 배터리 충전을 위한 것과 같이, 덜 조절된 DC 전력을 공급하기 위하여 제거될 수 있다.
도 3의 회로는 에너지 저장 캐패시터(44)에 병렬로 접속되며 전력 MOSFET(48)에 직렬로 접속되는 트랜지언트 덤프 저항(46)으로 구성되는 전력 덤핑 회로를 더 갖는다. 중간-단계 전압 제어 회로(50)는 또한 에너지 저장 캐패시터(44) 양단에 접속되며, 상기 캐패시터 양단의 전압을 감지한다. 중간-단계 전압 제어 회로(50)의 한 기능은 스터링 엔진으로부터 전달되는 초과 에너지가 소비되도록 허용하여 스터링 엔진이 캐패시터(44) 양단의 중간-단계 전압이 초과되는 경우에 오버-스트로킹 및 충돌을 방지하기 위하여, 캐패시터(44) 양단의 전압이 95 vdc와 같은 미리 결정된 선택된 초과 레벨을 초과한다면, MOSFET(48)을 턴 온시키는 것이다. 전기 부하가 갑자기 제거되어 소모된 전력의 계단 함수 감소를 야기한다면, 그러한 초과 중간-단계 전압이 발생할 수 있다. 이러한 전력 덤핑 회로는 출력 부하의 계단 함수 변경에 후속하는 과도 기간 동안, 그리고 나머지 제어 회로가 변화를 수용하고 정상 상태 조건이 될 때까지만 필요하다.
공간 제한으로 인하여, 중간-단계 전압 제어 회로(50)는 도 5에 개별적으로 도시된다. 저항들(R5 및 R6)은 에너지 저장 캐패시터(44) 양단의 중간-단계 전 압(VDC Bus)(도 3)을 3.3 V max에 다소 가깝게 내려가도록 분할하는 전압 분할기를 형성한다. 이러한 감소된 전압은 그 후 2개 장소들에서 사용된다. 첫째로, 감소된 전압은 전력 MOSFET(48)에 직렬로 접속되는 트랜지언트 덤프 저항(46)으로 구성되는 과전압(over-voltage) 보호 전력 덤핑 회로를 제어하는데 사용된다. 감소된 중간-단계 전압이 약 3.0 V(95 Vdc의 중간-단계 전압에 대응함)보다 클 때, 비교기(49)의 출력은 하이(high)에서 로우(low)로 변화한다. 이러한 신호는 그 후 인버팅(invert)되어, MOSFET(48) 및 덤프 저항(46)을 턴온시키며, 이는 에너지 저장 캐패시터(44)(도3)를 방전시키고, 과전압으로 인한 손상으로부터 전력 컴포넌트들을 보호한다. 일단 비교기(49)의 출력이 로우가 되면, 상기 감소된 중간-단계 전압이 약 2.7 V(85 Vdc의 중간-단계 전압에 대응함) 아래로 강하할 때까지 로우로 유지된다. 비교기 출력은 그 후 하이로 리턴되고, MOSFET(48)는 턴 오프된다.
도 3을 참조하여, 중요하게, 중간-단계 전압 제어 회로(50)는 또한 피스톤 스트로크를 제어하기 위하여 폐루프 네거티브 피드백 제어(52)에 명령된 피스톤 스트로크(XPcmd)를 제공한다. 이러한 제어 루프는 도 4와 관련하여 추가로 논의될 것이며 감지된 피스톤 스트로크(XPfb)를 나타내는 피드백 신호를 FPSE에 장착되는 센서(54)로부터 수신할 것이다. 센서(54)는 피스톤 위치 센서(선호됨)이거나 또는 피스톤 속도 센서일 수 있다. 종래 기술은 그러한 센서들의 실시예들을 개시하였다. 중간-단계 전압 제어 회로(50)에 의하여 제공되는 명령된 피스톤 스트로크(XPcmd)는 상기 개시되고 도 5에서 보여지는 저항들(R5 및 R6)을 포함하는 전압 분 할기로부터 유도된다. 먼저, 이것은 증폭기/버퍼(51)에 의하여 버퍼링되고(그리고 필터링 및 스케일링(scale)될 수 있음(미도시)), 엔진 스트로크 제어(52)(도 3)의 DSP 또는 마이크로프로세서 A/D 입력으로 송신된다. 이러한 중간-단계 전압 값은 Xpcmd를 중간-단계 전압이 65Vdc보다 크다면 더 낮은 Xpcmd로, 중간-단계 전압이 65Vdc 미만이라면 더 높은 Xpcmd로, 상향 또는 하향 조정하는데 사용된다.
엔진 스트로크 제어 루프(52)는 액티브 정류기 제어(42)의 전류 제어 루프에 대한 명령 입력으로서 인가되는 발전기 전류의 명령된 순간 값(Icmd)인 출력을 갖는다. 전류 제어 루프는 상기에서 간략히 설명되었으며, 도 4와 함께 보다 상세히 설명된다.
도 4는 도 3 및 5의 회로에서 구체화되는 폐루프 네거티브 피드백 제어 시스템의 도면이며, 물론, 다른 하드웨어 구현들로도 구체화될 수 있다. 제어 시스템 분야의 당업자들에게 공지된 바와 같이, 폐루프 네거티브 피드백 제어 시스템은 순방향 루프 및 피드백 루프를 갖는다. 순방향 루프에서, 명령 입력은 합산점(또는 합산 접합부)에 인가된다. 명령 입력은 제어되고 있는 작동 출력 가변 파라미터의 원하는(명령된) 값을 나타내는 신호이다. 피드백 루프는 출력 파라미터들의 실제 값을 측정하기 위한 센서를 가지며, 합산점에 실제 값을 나타내는 신호를 인가한다. 합산점의 출력은 제어된 파라미터의 측정된 값과 원하는 값 사이의 차를 나타내는 에러 신호를 제공한다. 에러 신호는 하나 이상의 순방향 제어 엘리먼트들에 인가되며, 각각의 엘리먼트는 입력을 출력과 관련시키는 수학적 식인 순방향 전달 함수에 의하여 표시된다. 수학적 식들은 바람직하게는 제어 시스템의 엘리먼트들의 작동 특성들 및 이에 따라 그들의 하드웨어 구현예들을 구성하는 방법을 분 기술분야의 기술자들에게 알려주는 라플라스 변환 식들이다. 물론, 보통 그들의 수학식들에 의하여 기재되는 전달 함수를 수행하는 한 제어 시스템의 각각의 엘리먼트를 구현하기 위하여 본 기술분야의 당업자들에게 공지된 다수의 방식들이 존재한다.
또한 제어 시스템 분야의 당업자들에게 공지된 바와 같이, 폐루프 네거티브 피드백 제어 시스템들은 단일 피드백 루프 단일 합산점 또는 단일 순방향 제어 엘리먼트로 제한되지 않는다. 다수의 피드백 루프들, 합산점들, 순방향 제어 엘리먼트들 및 제어 시스템의 다른 엘리먼트들을 포함하는 것이 일반적이다. 일반적으로, 제어 루프들은 다른 제어 루프들 내에 포개진다.
제어 시스템 분야의 당업자들은 또한 그러한 제어 시스템들이 아날로그 또는 디지털 회로들 및 그들의 결합물들로 구성될 수 있다는 것을 인지한다. 제어 시스템의 도면에 개시되는 수학적 연산들은 바람직하게는 다양한 상업적으로 이용가능한 마이크로프로세서들, 마이크로제어기들 또는 다른 계산 회로들 중 임의의 것으로 구현된다. 본 기술분야의 현재 상태에서 공지되는 바와 같이, 아날로그 회로 및 수학 연산들은 아날로그 회로 연산들을 시뮬레이션하고 수학적 연산들을 수행하는 소프트웨어 알고리즘들을 갖는 소프트웨어 프로그램된 디지털 회로들에 의하여 경제적으로 수행될 수 있다. 다수의 이러한 연산들은 마이크로프로세서들 또는 마이크로제어기들 뿐 아니라, 이산 로직, 프로그램가능 로직 어레이(PLA), 프로그램 가능 게이트 어레이(PGA) 또는 디지털 신호 프로세서(DSP) 구현들에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, "제어기 회로"라는 용어는 일반적으로 제어 회로를 구현하는데 사용될 수 있는 공지된 타입의 아날로그 및 디지털 로직 제어 구현들을 포함한다. "계산 회로"라는 용어는 수학 연산 또는 알고리즘에 따라 전기 회로를 변형하기 위한 회로들을 이용하는 회로 구현들로서 지칭된다.
이제 도 4를 참조하면, 도 4에 도시된 바람직한 실시예의 다수의 제어 루프들 각각은 제어 루프의 합산점과 연관되는 도면 부호 1 내지 5로 식별된다. 부가적인 합산점 6은 루프 3 내에 있다. 모든 포개진 제어 루프들의 최종 출력은 이전에 개시된 방식으로 스위칭 모드 정류기(62)의 스위치들의 듀티 사이클들을 제어하는 펄스폭 변조기(60)에 인가된다. 다수의 제어 루프들의 순방향 엘리먼트들을 따라 도면의 최상부를 통과하는 순방향 루프 신호는 본질적으로 스위칭 모드 정류기 스위치들의 듀티 사이클을 나타낸다. 이러한 듀티 사이클은 발전기 전류를 제어한다. 다수의 제어 루프들 각각은 자신의 합산점에서 생성되는 결과 에러 신호 및 각각의 특정 루프의 피드백 신호에 응답하여 이러한 듀티 사이클 신호를 조정가능하게 제어한다. 도 3과 관련하여 개시된 바와 같이, 스위칭 모드 정류기(62)는 스터링 엔진(66)에 의하여 구동되는 발전기(64)의 권선에 접속된다. 스위칭 모드 정류기(62)의 출력부는, 도 3에 도시된 바와 같은 출력 회로(68)에 접속되며, 에너지 저장 장치를 포함하고, 레귤레이터 회로를 포함하고, 최종적으로 전기 부하에 접속된다.
최외곽 제어 루프 1은 네거티브 피드백 제어 원리들에 따라 중간-단계 전 압(VDC Bus)을 제어한다. 그것의 명령 입력(Vcmd)은 중간-단계 전압(VDC Bus)의 원하는 값을 나타내는 신호이다. 회로는 수동으로 Vcmd가 선택되는 것을 허용하도록 설계될 수 있으며, 또는 바람직하게는 특정 애플리케이션 및 중간-단계 전압(VDC Bus)의 원하는 설계 값에 기초하여 소프트웨어 또는 회로에서 고정된다. 이러한 중간-단계 전압 제어 루프 1에 대한 피드백 신호는 상기 설명된 바와 같이 VDC Bus를 감지하고 곱셈 계수(70)를 통해 그것을 나타내는 신호를 합산점 1에 인가하는 DC 전압 제어 회로(50)(도 3 및 5)의 전압 감지 회로로부터 획득된다. 합산점 1로부터의 에러 신호는 피드백 제어 시스템 분야에서 공지되는 바와 같이 그것의 전달 함수에 의하여 보여지는 것과 같이 순방향 제어 엘리먼트(71)에 의하여 적분되고 증폭(곱셈)된다. 중간-단계 전압 제어 루프 1은 버스 전압(VDC Bus)을 제어하고 수용가능한 제한들 내에 유지시킴으로써 전압 조정기 기능을 수행한다. 중간-단계 전압 제어 루프 1은 피스톤 스트로크 명령 입력(XPcmd)으로서 후속 피스톤 스트로크 제어 루프 2에 인가된다. 피스톤 스트로크는 엔진 전력 출력을 제어하기 때문에, 피스톤 스트로크는 중간-단계 버스 전압을 제어한다. VDC Bus가 감소된다면, 이유는 발전기에 의하여 공급되고 있는 것보다 에너지 저장 캐패시터로부터 더 많은 에너지를 유출시키는 증가된 전기 부하 요구 때문이다. 그 결과, 더 많은 전력 및 더 큰 스트로크가 VDC Bus 전압을 상승시키고 복구하는데 요구된다. 반대로, VDC Bus의 증가는 감소된 부하로부터 초래되고, 피스톤 스트로크의 감소를 요구하여, 엔진은 발전기에 더 적은 전력을 제공한다.
제2 네거티브 피드백 제어 루프 2는 네거티브 피드백 제어 원리들에 따라, 피스톤 스트로크(XP)를 제어한다. 피스톤 스트로크 제어 루프 2의 피드백 루프는 피스톤 위치 신호를 제공하기 위하여 스터링 엔진에 장착되거나 접속되는 피스톤 위치 센서(72)를 갖는다. 피스톤 위치 센서(72)는 도 3의 센서(54)에 대응하며, 피스톤의 순간 위치를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 본 기술분야에 공지된 타입일 수 있다. 대안적으로, 피스톤 속도 센서가 사용될 수 있으며, 그것의 출력은 피스톤 위치 신호를 획득하기 위하여 시간에 관하여 적분된다. 피스톤 운동은 실질적으로 사인파이기 때문에, 피스톤 위치 센서(72)는 시간에 따라 피스톤의 사인파 변위를 나타내는 실절적으로 사인파 신호를 제공한다. 피스톤 위치 센서 출력의 진폭은 피스톤 선형 진동의 진폭을 나타낸다. 바람직한 실시예에서, 센서(72)의 출력은 상수(Kfb,3)이 곱해지고, 피크 검출기(74)로 인가된다. 피크 검출기(74)는 사인파 변위 신호의 피크 투 피크 값(즉, 포락선(envelope))을 검출하고, 피스톤 변이 신호의 이러한 피크 투 피크 값은 피스톤 스트로크의 측정된 값(XPfb)을 나타낸다. 측정된 피스톤 스트로크(XPfb)는 순방향 제어 엘리먼트(76)에 인가되는 에러 신호를 제공하기 위하여 명령된 스트로크 신호(XPcmd)와 함께 합산점 2에 피드백 신호로서 인가된다. 이러한 순방향 제어 엘리먼트(76)는 본 기술분야에 공지된 방식으로 에러 신호를 적분하고 증폭시킨다. 순방향 제어 엘리먼트(76)의 출력은 순 방향 제어 엘리먼트(76)로부터의 신호에 의해 변조되는 변조가능 진폭을 갖는 사인파 함수 생성기(78)에 인가된다. 사인파 함수 생성기(78)의 주파수(ω)는 스터링 엔진의 공진 주파수에 또는 그 근처에 고정되며, 개시된 실시예에서, 스터링 엔진 및 발전기의 설계된 작동 주파수이다. 이러한 연산들이 바람직하게는 종래의 프로그래밍 알고리즘들을 사용하여 디지털적으로 수행되었으나, 효과는 순방향 제어 엘리먼트(76)로부터의 출력 신호에 비례하는 진폭을 갖는 사인파를 다음 네거티브 피드백 제어 루프의 합산점 3에 인가하는 것이다. 이러한 사인파는 회로 파라미터 Vinternal의 명령된 값(Vinternal cmd)이다. 이러한 회로 파라미터는 본 발명의 중요한 부분이며, 하기에서 보다 상세히 논의될 것이다.
세번째로, 합산점 3을 갖는 네거티브 피드백 제어 루프는 Vinternal의 순간 값을 제어한다. Vinternal의 정의, 연산, 및 중요성과 Vinternal 피드백 제어 루프에 대한 피드백 루프는 나머지 제어 루프들을 설명한 이후에 하기에서 설명될 것이다. Vinternal 피드백 제어 루프의 합산점 3으로부터의 에러 신호는 다음 제어 루프에 대한 사인파 명령된 전류(Icmd)를 생성하기 위하여 에러 신호를 적분하고 증폭시키는 순방향 제어 엘리먼트(80)에 인가된다.
네번째로, 네거티브 피드백 제어 루프는 발전기 전류의 순간 값을 제어하며, 명령된 전류(Icmd)가 인가되는 합산점 4를 갖는다. 이러한 발전기 전류 제어 루프에 대한 피드백 루프는 도 3의 전류 센서(43)에 대응하는 전류 센서(82)를 갖는다. 전류 센서(82)로부터의 출력 신호는 Kfb가 곱해지며, 순간 발전기 전류(I)를 나타내는 사인파 신호로서 합산점 4에 인가된다. 발전기 전류 피드백 제어 루프의 합산점으로부터의 에러 신호는 에러 신호를 적분하고 증폭하는 순방향 제어 엘리먼트(81)에 인가된다.
합산점 5를 포함하는 다섯번째 제어 루프는 피드 포워드 루프이다. 피드 포워드 루프들의 동작은 본 기술분야의 당업자들에게 공지된다. 도 4에 도시되는 피드 포워드 루프는 본 발명에 필수적이지 않으나, 바람직한 실시예의 연산을 강화시키며, 종래 기술에 이미 공지된 목적에 대하여 사용된다. 일반적으로, 피드 포워드 루프의 인가된 목적은 하나 이상의 회로 장애들을 감지하고, 제어된 변수의 변화들을 예측하며, 제어된 변수가 장애에 영향을 받기 이전에 프로세스 또는 작동을 변화시키기 위하여 감지된 신호들을 사용하는 것이다. 도 4에 도시되는 바람직한 실시예에서, 주된 피드 포워드 신호는 유도된 발전기 전압(Vg)이며 덜 중요한 피드 포워드 신호는 중간-단계 전압(VDC Bus)이다. Vg 신호는 피스톤 속도를 유도하기 위하여 미분에 의하여, 그리고 엘리먼트(90)에서 모터 상수(α)에 의한 곱에 의하여 피스톤 위치 센서 신호(72)로부터 유도되고 그 후 분할기(92)에 인가된다. VDC Bus 신호는 중간-단계 전압 제어 루프 1에 대한 VDC Bus 피드백 신호에 대하여 이전에 설명되고 사용되는 동일한 VDC Bus 센서(94)로부터 획득된다. 이것은 Kfb,6으로 곱해지고, 분할기(92)에 인가된다. 분할기(92)의 출력은 Vg 나누기 [VDC Bus × Kfb ,6]이다. 분할된 것은 실질적으로 듀티 사이클을 나타낸다. 그 결과, 이러한 피드 포워드 루프는 Vg 및 VDC Bus에서의 변화의 형태로 장애를 감지하고, 응답하기 위하여 네거티브 피드백 전류 제어 루프 4를 대기하지 않고 동일한 Vg 및 VDC Bus를 유지시키기 위하여 듀티사이클 및 이에 따라 발전기 전류를 변경한다. 분할기(92)에 의한 분할은 Vg의 증가가 듀티 사이클 및 이에 따라 발전기 전류를 증가시키고, 증가시키고, 가 듀티 사이클 및 이에 따라 발전기 전류를 감소시킨다는 것을 의미한다.
피드 포워드 루프의 합산점 5로부터(또는 피드 포워드 루프들이 삭제된다면 순방향 엘리먼트(81)로부터)의 사인파 출력은 펄스폭 변조기(60)에 인가되는 주파수(ω)에서 제어 신호를 제공하고, 고주파수 속도에서 스위칭 모드 정류기(62)의 스위칭의 듀티 사이클을 제어한다. 스위칭 모드 정류기의 스위치들의 듀티 사이클은 스위칭시마다 이러한 사인파 제어 신호의 순간 값에 비례한다. 따라서, 스위칭 모드 정류기의 고주파수 스위칭의 온 및 오프 상태들의 듀티 사이클은 스위칭 모드 정류기들의 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 합산점 5로부터 사인파 출력 신호의 순간 값에 비례하여 발전기 작동 주파수(ω)의 저주파수 사이클들에 걸쳐 변화한다. 특히(도 3을 참조하여), 저주파수(ω)의 1/2 사이클에 걸쳐, 한 쌍의 대각선 대향 스위치들(36 및 40)에 대한 온 시간의 듀티 사이클은 사인파 제어 신호의 0 전환(cross over)에서 50%로부터 사인파 제어 신호의 피크에서 최대치로 변화한다. 다음 1/2 사이클상에서, 다른 대각선 대향 스위치들(34 및 38)의 쌍에 대한 온 시간의 듀티 사이클은 사인파 제어 신호의 0 전환에서 50%로부터 사인파 제어 신호의 피크에서 최대치로 변화한다.
FPSE를 제어하기 위한 Vinternal의 사용은 본 발명에 중요하다. 도 3을 참조하여, Vinternal는 발전기 등가 회로의 집중 합 저항(Rac) 양단의 전압(VRac) 및 전압(Vg)의 합으로서 정의된다. 그러나, 이러한 등가 회로 엘리먼트들 양단의 전압들이 감지를 위해 독립적으로 액세스 가능하지 않기 때문에, 그들의 순간 값들은 다른 액세스 가능하고 감지된 값들로부터 계산되어야 한다. 도 4를 참조하여, Vg의 값은 전압(Vg)이 유도되는 개방 회로가 모터 상수(α)가 곱해지는 피스톤 속도와 동일하다는 관계에 기초하여 피스톤 위치 센서(72)로부터 계산된다. 피스톤 위치 신호는 피스톤 속도를 유도하기 위하여 미분되고, Vg를 나타내는 신호를 제공하기 위하여, 엘리먼트(84)에서 보여지는 바와 같이 모터 상수(α)가 곱해진다. 엘리먼트(84)에 보여지는 상수(KD,5)는 모터 상수(α)이다. Vg를 나타내는 이러한 신호는 합산점 6에 인가된다. VRac를 계산하기 위하여, 엘리먼트(86)는 전류 센서(82)로부터 감지된 전류 신호를 Rac의 값과 곱한다(여기서, KP ,5가 Rac의 값임). VRac의 계산된 값은 또한 합산점 6에 인가된다. 따라서, 합산점 6의 출력은 합(Vg + VRac)이며, Vinternal 제어 루프 3에 대한 Vinternal의 "측정된" 계산된 순간 값이다. 이러한 Vinternal 신호는 Vinternal를 제어하는 폐루프 네거티브 피드백 제어 루프에 대한 피드백 루프의 출력이다.
시스템의 다른 작동 변수들로부터 유도되는 신호들을 사용하여 Vinternal를 계산하는 대안적인 방식들이 존재한다. 상기 개시된 방식에서, 피스톤 위치 신호는 Vg를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 엘리먼트(84)에서 보여지는 바와 같이, 피스톤 속도를 유도하기 위하여 미분되고, 모터 상수(α)가 곱해진다. 대안으로서, 피스톤 속도를 유도하기 위한 피스톤 위치 신호의 미분 대신에, 피스톤 속도 센서는 Vg를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 모터 상수(α)가 곱해진 출력과 함께 사용될 수 있다. 이를 구현하기 위하여, 피스톤 센서(72)의 출력을 엘리먼트(84)에 접속하고 합산점 6에 결과를 인가하는 대신에, 피스톤 속도 센서의 출력은 임의의 미분 없이(라플라스 연산자 s 없이) 모터 상수(α)를 나타내는 K를 갖는 엘리먼트(84)와 같은 엘리먼트에 인가되며, 그것의 출력은 합산점 6에 인가된다.
전자 분야의 당업자들은 키르히호프의 제2 법칙(폐루프 근처의 전압을 합산)의 간단한 애프리케이션이 Vg가 도 다른 대안과 같이 예를 들어, 도 3에 점선으로 도시되는 전압 감지 회로(88)로 전압(VT)을 감지하고, 발전기 인덕턴스(Lalt) 양단의 전압을 뺄셈함으로써 계산될 수 있음을 보인다는 것을 알 수 있을 것이다. 본 기술 분야의 당업자들은 그러나 부가 및 차감 수학 연산들이 대수 합산 연산들이며, 그들이 합인지 또는 미분인지 여부가 채택되는 신호 규약(sign convention)에 좌우된다는 것을 인지할 수 있을 것이다. Vinternal를 계산하는 이러한 대안적인 방식의 애플리케이션에 대하여, 엘리먼트들(84 및 86)은 삭제된다. 대신, 합산점 6에 대한 하나의 입력은 전압 센서(88)(도 3)로부터 감지된 발전기 단자 전압(VT)이다. 다른 입력은 엘리먼트(89)(도 3)에서 di/dt를 유도하기 위하여 시간에 관하여 전류 센서(82)로부터 전류 신호를 미분하고, 발전기의 인덕턴스(L)를 di/dt에 곱하며, 합산점 6에 제2 입력으로서 결과를 인가함으로써 유도된다.
감지된 발전기 전류 이외에, Vinternal를 계산하기 위하여 감지되고 사용될 수 있는 시스템의 대안적인 작동 변수들이 존재하기 때문에, "센서 수단"이라는 용어는 등가적으로 Vinternal를 계산하기 위하여 일반적으로 전류 센서 이외에 사용될 수 있는 대안적 센서들을 지정하는데 사용된다. 상기 개시된 것들은 피스톤 위치 센서, 피스톤 속도 센서 및 전압(VT)을 감지하기 위한 단자 전압 센서이다.
본 발명의 가장 중요한 양상은 피스톤 스트로크가 Vg 또는 몇몇 다른 회로 변수보다는 Vinternal로부터 제어된다는 것이다. Vinternal로부터의 제어는 네거티브 피드백 제어 루프 3의 피드백 루프가 자신의 "측정된" 피드백 신호로서 Vg 또는 몇몇 다른 회로 변수보다는 Vinternal의 순간 값을 사용한다는 것을 의미한다. 이것은 이제 지금 설명되는 이유로 다른 다시 공급된 변수들보다 더 타이트한 제어의 장점을 제공한다(즉, 더 긴밀한 공차).
하기의 논의에서 Vinternal 제어 루프 3 및 후속 루프들은 스터링 엔진 및 발전기의 저주파수 사이클들에 걸쳐 순간 값들과 작동함을 유념해야 한다. 추가로, 스 위칭 모드 정류기는 발전기 전류를 제어하는 고주파수 레이트에서 스위칭함을 유념해야 한다. 따라서, 엔진 및 발전기의 각각의 저주파수 사이클상의 스위칭 코드 정류기의 대략 80 내지 400의 스위칭 사이클들이 존재할 수 있으며, 각각의 고주파수 스위칭 사이클의 듀티 사이클은 스위칭시 합산점 5로부터 사인파 제어 신호의 순간 값에 의하여 결정된다. 결과적으로, 이러한 네거티브 피드백 제어 루프들은 엔진 및 발전기의 저주파수 작동 주파수보다 훨씬 높은 레이트로 응답하고 조정할 수 있다. 조정들은 저주파수 사이클의 작은 간격 내에서 이루어질 수 있다.
피스톤 스트로크는 피스톤 스트로크가 변화하도록 허용하기 위하여 발전기 전류를 일시적으로 감소 또는 증가시킴으로써 조정된다. 이것은 발전기 전류에 의하여 생성되는 자계에 의하여 피스톤상에 가해지는 힘과 발전기 전류의 관계에 기초한다. 특히, 감쇠력은 발전기 전류에 직접적으로 비례하는 피스톤상에 가해지며, 비례 상수는 모터 상수(α)이다. 발전기 전류의 일시적 감소는 더 적은 감쇠력을 초래하며, 따라서, 피스톤 스트로크가 증가하도록 허용하는 피스톤상에 더 적은 기계적 부하를 초래한다. 발전기 전류의 일시적 증가는 피스톤에 인가되는 더 큰 감쇠력 및 이에 따른 피스톤 스트로크를 감소시키는 피스톤상의 더 큰 기계적 부하를 초래한다. 스트로크가 변화한 후에, 시스템은 더 높거나 더 낮은 피스톤 스트로크에서 새로운 평형 상태를 이루고, 따라서, 더 높거나 더 낮은 전력 출력에서, 엔진으로부터의 전력은 다시 엔진으로부터 발전기로 전달되는 전력과 동일해진다. 그러나, 이러한 변화들은 엔진의 작동 주파수보다 훨씬 높은 레이트로 발생할 수 있는 것이 바람직하다; 이것은 엔진 왕복 운동들의 진동들의 주기보다 훨씬 작 은 시간 간격 내에 있다.
스터링 엔진의 피스톤은 Vinternal에 후속하며, 피스톤 스트로크는 발전기 전류에 의하여 제어된다. Vinternal는 Vg + VRac의 합이며, Vg 또는 저항 Rac가 리액턴스적 컴포넌트를 포함하기 때문에, 이러한 전류들은 동위상에 있다. 그러나, Vinternal의 컴포너트로서 저항 Rac 양단의 전압 Vg의 포함은 Vinternal의 변화들이 보다 빠르도록 허용하여, Vinternal 제어 루프 3이 보다 빨리(금방) 응답하도록 허용한다.
Vinternal로부터의 제어가 피스톤 스트로크의 더 타이트한 제어가 Vinternal cmd 주변의 더 가까운 바운더리(boundary)들 내에 있도록 허용하는 이유는 Vinternal로부터의 제어를 Vg로부터의 제어와 먼저 비교함으로써 설명될 수 있다. Vg의 변화들은 Vg가 피스톤 속도에 비례하기 때문에 보다 느리게 발생하며, 피스톤 속도는 피스톤, 피스톤에 부착되는 자석들 및 자석 지지부, 및 그 위에 작동하는 스프링들의 타성 및 질량(mass)으로 인하여 느리게 변화한다. 이러한 진동 피스톤의 질량으로 인하여, 적절히 변화하기 위하여 순간 피스톤 속도(사이클의 대응 포인트에서)에 대하여 하나 또는 2개의 엔진 사이클이 걸린다. 따라서, 몇몇 PWM 스위칭 사이클들상에서, Vg는 본질적으로 일정하다.
그러나, 발전기 전류의 임의의 변화는 발전기 저항(Rac) 양단의 전압(VRac)의 변화에 즉각적으로 반영될 것이다. 그 결과, Vinternal = Vg + VRac 이기 때문에, Vg 가 엔진 동작의 하나 또는 2개 사이클에 대하여 일정하게 유지되더라도, 발전기 전류의 임의의 변하는 Vinternal의 변화에 즉시 반영될 것이다. 발전기 전류는 피스톤 스트로크를 제어하기 때문에, 발전기 전류의 변화들을 감지하는 것은 중요하다. 저항(Rac) 양단의 전압(VRac)의 변화는 엔진 작동 주파수의 기간의 매우 작은 부분 내에서 제어 루프에 의하여 감지되고 응답되기에 충분할 것이다. 이것은 제어 루프에 의하여 감지되고 응답되기에 충분한, Vg의 변화에 대하여 발생하도록 요구되고 있는 하나 또는 2개 엔진 작동 기간들의 요건들과 대조된다. Vinternal은 Vg 및 VRac의 합이기 때문에, 전류 및 이에 따라 스트로크를 제어하기 위하여 Vinternal를 사용하는 것은 저주파수 엔진 작동 주파수에서 발생하는 변화들에 응답하여 갇히기 보다는, 네거티브 피드백 제어 루프가 고주파수 스위칭 레이트에서 발생하는 변화들에 응답하도록 허용한다. 그 결과 본 발명은 발전기 전류의 작은 변화에 대한 더 빠른 응답을 제공하고, 더 긴밀하고 더 타이트한 바운더리들 내에 피스톤 스트로크의 제어를 허용한다. Vinternal 제어 루프 응답들은 수 kHz의 레이트에서 응답한다.
Vinternal의 변화들이 발전기 전류의 변화들을 제어하는 방식은 도 3에 도시되는 발전기에 대한 등가 회로로부터 보여질 수 있다. Vg, Rac 및 Vinternal로 구성되는 회로 루프 주변의 전압들의 합은 키르히호프의 제2 법칙에 따라, 0이어야만 한다. 그 결과, Vinternal에서의 감소는 Vg가 스위칭 모드 정류기의 높은 스위칭 주파수의 사이클상에서 실질적으로 일정하기 때문에, Rac를 통한 전류의 증가를 의미한다. 반대로, Vinternal에서의 증가는 Rac를 통한 전류의 감소를 의미한다. Vinternal 제어 루프 3 및 전류 제어 루프 4는 고주파수 레이트에서 응답적이다. 따라서, 이러한 2개 피드백 제어 루프들을 구체화시키는 회로는 엔진의 저주파수 사이클의 작은 부분에서 발생하는 작은 증분적 변화들에 응답하여, 피스톤 스트로크 및 전력 밸런스의 타이트한 제엉를 유지시키킬 수 있다.
K 상수들의 대표 값들
도 4에 개시되는 발명은 K 상수들의 값이 다른 상이한 회로들에서 구현될 수 있다. 그러나, 일 실시예로서, 값들의 대표 세트가 다음과 같은 테이블에 주어진다:
KI,4 = 6.3
KP,4 = 0.05
KI,3 = 126
KP,3 = 0.1
KI,2 = 739
KP,2 = 0.2
KI,1 = 860
KP,1 = 8.55
KD,5 = 15
Kfb,6 = l
Kfb,1 = 1
KP,5 = 1.7
KD,5 = 15
Kfb,3 = l
Kfb,4 = l
파라미터 정의들
α 개방 회로 발전기 전압을 피스톤 속도에 관련시키며 발전기 전류를 피스톤상의 힘과 연관시키는 선형 발전기 모터 상수는 다음과 같다.
Figure 112009039401965-pct00001
실제 단자 전압은 발전기 코일의 내부 임피던스로 인하여 발전기를 통해 흐르는 전류의 함수이다. 피스톤 스트로크가 피스톤 속도에 비례하기 때문에, 전압은 일정한 주파수에서 스트로크에 비례한다.
Vcmd 에너지 저장 캐패시터 양단의 명령된 전압(VCD Bus)
VCD Bus 저장 캐패시터 또는 배터리 양단의 DC 전압
XPcmd 명령된 피스톤 스트로크
XPfb(t) 시간의 함수로서 순간 피스톤 위치
Xpfb 피드백 피스톤 스트로크/진폭 신호, 이것은 순간 피스톤 위치(XPfb(t))의 피크 투 피크 또는 0 투 피크(진폭)에 비례한다.
Vg 발전기 권선 상에 유도된 순간 개방 회로 전압(역기전력)
VRac 발전기의 집중 저항 양단의 순간 전압
VLalt 발전기 인덕턴스 양단의 순간 전압
VT 발전기 단자 전압
Vinternal cmd 명령된 Vinternal
Vinternal Vg + VRac 의 순간 합
Icmd 명령된 순간 발전기 전류
I 발전기 전류
s 미분을 지정하는 라플라스 연산자
1/s 적분을 지정하는 라플라스 연산자
본 발명의 특정 바람직한 실시예들에 상세히 설명되었으나, 본 발명의 진의 또는 하기의 청구항들의 범위로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양한 변경들이 채택될 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다.

Claims (16)

  1. 선형 발전기를 구동시키는 자유 피스톤 스터링 엔진(free piston stirling engine)을 포함하는 전력 생성원으로서,
    상기 자유 피스톤 스터링 엔진은 전력 피스톤을 포함하고, 상기 발전기(alternator)는 발전기 권선(winding)을 가지며, 상기 전력 생성원은,
    (a) 전기 에너지 저장 수단에 상기 발전기 권선을 접속시키며, 정류기 스위칭 듀티 사이클을 제어하기 위한 펄스폭 변조기를 포함하는, 스위칭 모드 정류기;
    (b) 합산 접합부(summing junction)에 접속되는 명령 입력부 및 상기 스위칭 모드 정류기의 동작 듀티 사이클을 제어하기 위한 상기 펄스폭 변조기에 접속되는 출력부를 갖고, 발전기 전류를 제어하기 위한 네거티브(negative) 피드백 제어 루프 - 상기 전류 제어 루프는, 순간 발전기 전류를 감지하고 상기 전류 피드백 제어 루프의 상기 합산 접합부에 전류 피드백 신호를 인가하기 위하여 상기 발전기 권선에 접속되는 전류 센서를 포함하는 피드백 회로를 가짐 ― ; 및
    (c) 전압(Vinternal)을 제어하기 위한 네거티브 피드백 제어 루프
    를 포함하며, 상기 전압(Vinternal)은 상기 발전기 권선 상에 유도된 전압과 상기 발전기 권선의 집중(lumped) 저항 양단의 전압의 합이고, 상기 Vinternal 제어 루프는 합산점(summing point)에 인가되는 명령 입력부 및 계산 회로에 대한 입력으로서 접속되는 센서 수단을 포함하는 피드백 회로를 가지며, 상기 전류 센서는 또한 상기 계산 회로에 대한 입력으로서 접속되고, 상기 계산 회로는 Vinternal을 나타내는 신호를 계산하여 상기 Vinternal 제어 루프의 상기 합산점의 피드백 입력부에 인가하며, 상기 Vinternal 제어 루프의 출력부는 상기 전류 피드백 제어 루프에 대한 명령 입력으로서 접속되는, 전력 생성원.
  2. 제1항에 있어서,
    (a) 상기 센서 수단은 피스톤 위치 센서 또는 피스톤 속도 센서이며; 그리고
    (b) 상기 계산 회로는,
    (ⅰ) 상기 발전기 권선 상에 유도되는 순간 전압을 나타내는 곱(product) 신호를 제공하기 위하여 발전기 모터 상수로 곱해진 순간 피스톤 속도를 나타내는 신호를 생성하고, 계산 회로 합산 접합부에 상기 곱 신호를 인가하기 위한, 곱셈 회로; 및
    (ⅱ) 상기 발전기 권선의 상기 집중 저항 양단의 전압 강하를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 상기 순간 발전기 전류를 상기 발전기 권선의 등가 집중 저항을 나타내는 값으로 곱하고, 상기 계산 회로 합산 접합부에 전압 강하 신호를 인가하기 위한, 상기 전류 센서에 접속되는 곱셈 회로
    를 더 포함하며, 상기 계산 회로 합산 접합부의 출력은 Vinternal을 나타내는, 전력 생성원.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 센서 수단은 피스톤 속도를 계산하기 위하여 순간 피스톤 위치를 미분하기 위한 미분기(differentiator) 회로에 접속되는 순간 피스톤 위치 센서를 포함하는, 전력 생성원.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 센서 수단은 피스톤 속도 센서를 포함하는, 전력 생성원.
  5. 제1항에 있어서, 상기 계산 회로는,
    (a) 권선 단자 전압(VT)을 감지하고 상기 합산 접합부에 상기 단자 전압을 나타내는 신호를 인가하기 위하여 상기 발전기 권선에 접속되는 전압 센서인 상기 센서 수단; 및
    (b) 상기 발전기 권선의 집중 인덕턴스 양단의 전압 강하를 나타내는 신호를 제공하기 위해 시간에 관하여 상기 발전기 전류의 변화율을 계산하고, 상기 변화율을 권선 인덕턴스와 곱하며, 상기 합산 접합부에 권선 인덕턴스 전압 강하 신호를 인가하기 위한, 상기 전류 센서에 접속되는 미분 회로 및 곱셈 회로
    를 포함하며, 상기 합산 접합부는 Vinternal을 나타내는 상기 권선 인덕턴스 전압 강하 신호 및 상기 단자 전압 신호 간의 차를 계산하는, 전력 생성원.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    수학적 연산들을 수행하는 상기 회로들은 디지털 계산 회로로 구현되는, 전력 생성원.
  7. 제1항, 제2항 및 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    사인 곡선적이며 상기 자유 피스톤 스터링 엔진의 공진 주파수와 실질적으로 동일한 주파수를 갖는 상기 Vinternal 피드백 제어 루프에 명령 입력을 인가하기 위하여 사인 함수 생성기 회로가 접속되는, 전력 생성원.
  8. 제7항에 있어서,
    피스톤 스트로크(stroke)를 제어하기 위한 네거티브 피드백 제어 루프를 더 포함하며, 상기 피스톤 스트로크 제어 루프는, 상기 Vinternal 피드백 제어 루프에 상기 명령 입력을 제공하기 위하여 상기 Vinternal 피드백 제어 루프의 상기 합산점에 접속되는 자신의 출력부로서 상기 사인 함수 생성기를 포함하며, 상기 피스톤 스트로크 제어 루프의 합산점에 피스톤 스트로크 신호를 인가하기 위하여 접속되는 피스톤 스트로크 센서를 포함하는 피드백 루프를 갖는, 전력 생성원.
  9. 제7항에 있어서,
    에너지 저장 캐패시터 또는 배터리 양단의 전압을 제어하기 위한 네거티브 피드백 제어 루프를 더 포함하며, 상기 전압 제어 루프는 상기 캐패시터 또는 배터리에 접속되는 전압 센서를 포함하고 상기 전압 제어 루프의 합산점에 접속되는 출력을 갖는 피드백 루프를 갖는, 전력 생성원.
  10. 제9항에 있어서,
    부하(load)에 일정한 DC 전압을 제공하기 위하여 상기 캐패시터 또는 배터리 양단에 접속되는 자신의 입력부를 갖는 DC/DC 전압 레귤레이터를 갖는, 전력 생성원.
  11. 삭제
  12. 발전기 권선을 포함하는 선형 발전기를 구동시키며 전력 피스톤을 포함하는 자유 피스톤 스터링 엔진을 포함하는 전력 생성원을 제어하기 위한 방법으로서,
    (a) 상기 스터링 엔진의 동작 주파수에서 사인 곡선적으로 변화하는 명령된 Vinternal 입력 신호를 생성하는 단계 ― 상기 입력 신호는 피스톤 스트로크 피드백 제어 루프에 의하여 생성되는 진폭을 가짐 ― ;
    (b) 계속해서 상기 생성원의 적어도 2개의 동작 파라미터들을 감지하고 상기 동작 파라미터들로부터 Vinternal의 순간 값을 계산하는 단계 ― 상기 Vinternal은 상기 발전기 권선 상에 유도되는 전압과 상기 발전기 권선의 집중 저항 양단의 전압의 합임 ― ; 및
    (c) 감지되고 계산된 Vinternal의 값을 명령된 Vinternal 값으로 구동(drive)하는 단계
    에 의하여, 상기 피스톤의 스트로크를 제어하는 단계를 포함하는, 전력 생성원 제어 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 감지되고 계산된 Vinternal의 값을 상기 명령된 Vinternal 값으로 구동하는 단계는,
    (a) 자신의 명령 입력으로서 명령된 Vinternal 입력 신호를, 그리고 자신의 피드백 신호로서 계산된 Vinternal의 순간 값을 갖는 피드백 제어 루프로부터 전류 명령 신호를 생성하는 단계;
    (b) 순간 발전기 전류를 감지하는 단계; 및
    (c) 자신의 피드백 신호로서 감지된 순간 발전기 전류를, 그리고 자신의 명령 입력으로서 상기 전류 명령 신호를 갖는 전류 피드백 제어 루프의 출력부로부터 에너지 저장 캐패시터 또는 배터리에 상기 발전기 권선을 접속시키는 스위칭 모드 정류기의 듀티 사이클을 펄스 폭 변조하는 단계
    를 더 포함하는, 전력 생성원 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 감지하는 단계 및 Vinternal의 순간 값을 계산하는 것은,
    (a) 상기 발전기 권선의 집중 저항 양단의 전압 강하를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 상기 순간 발전기 전류를 감지하고, 상기 발전기 권선의 등가 집중 저항을 나타내는 상수를 감지된 발전기 전류 신호에 곱하는 단계;
    (b) 피스톤 속도를 계산하기 위하여 순간 피스톤 위치를 감지하고, 감지된 순간 피스톤 위치 신호를 미분하는 단계; 및
    (c) Vinternal를 나타내는 신호를 획득하기 위하여 감지된 신호들을 합산하는 단계
    를 더 포함하는, 전력 생성원 제어 방법.
  15. 제13항에 있어서, 상기 감지하는 단계 및 Vinternal의 순간 값을 계산하는 것은,
    (a) 상기 발전기 권선의 집중 저항 양단의 전압 강하를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 상기 순간 발전기 전류를 감지하고, 상기 발전기 권선의 등가 집중 저항을 나타내는 상수를 감지된 발전기 전류 신호에 곱하는 단계;
    (b) 피스톤 속도 신호를 제공하기 위하여 상기 순간 피스톤 속도를 감지하는 단계; 및
    (c) Vinternal를 나타내는 신호를 획득하기 위하여 감지된 신호들을 합산하는 단계
    를 더 포함하는, 전력 생성원 제어 방법.
  16. 제13항에 있어서, 상기 감지하는 단계 및 Vinternal의 순간 값을 계산하는 것은,
    (a) 발전기 단자 전압 신호를 제공하기 위하여 상기 발전기 권선 양단의 단자 전압을 감지하는 단계;
    (b) 상기 발전기 권선의 집중 인덕턴스 양단의 전압 강하를 나타내는 신호를 제공하기 위하여 상기 순간 발전기 전류를 감지하고, 시간에 관하여 상기 발전기 전류의 변화율을 계산하기 위하여 상기 감지된 전류를 미분하며, 권선 인덕턴스를 상기 변화율에 곱하는 단계; 및
    (c) Vinternal를 나타내는 신호들 사이의 차를 계산하는 단계
    를 더 포함하는, 전력 생성원 제어 방법.
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