JP2010288211A - デジタルフィルタの設計方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】 位相特性が極値を有するデジタルフィルタの設計方法を得る。
【解決手段】 入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタにおいて、入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が極値となる周波数を決定するステップと、極値となる周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有するデジタルフィルタの設計方法による。
【選択図】図1
【解決手段】 入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタにおいて、入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が極値となる周波数を決定するステップと、極値となる周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有するデジタルフィルタの設計方法による。
【選択図】図1
Description
本発明は、デジタルフィルタの設計方法に関するものであって、詳しくは、位相特性が極値を有するデジタルフィルタの設計方法に関するものである。
デジタルフィルタは、デジタル信号処理装置(Digital Signal Processor、以下「DSP」とする)に入力されるデジタル信号に、所定のフィルタ処理を行うものである。DSPから出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換すると、従来のアナログフィルタにアナログ信号を入力し、得られる出力と同等の出力を得ることができる。DSPが行う所定のフィルタ処理は、DSPで実行可能なプログラム(ソフトウェア)に用いるパラメータ(係数)の違いによって、アナログフィルタ回路におけるローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ノッチフィルタなどの各種フィルタと同等の信号処理を行うができる。
DSPを用いたデジタルフィルタは、アナログフィルタの設計方法を利用して、設計することができる。従来のデジタルフィルタの設計方法について、デジタルフィルタの一種である無限インパルス応答フィルタ(IIRフィルタ)を例に用いて説明をする。
IIRフィルタの伝達関数H(z)は式(1)で表される。この伝達関数における係数hk及び係数bkによって、様々なフィルタ特性を有するIIRフィルタを得ることができる。すなわち、IIRフィルタを設計するときは、所望するフィルタ特性となる係数hk及び係数bkを算出することになる。なお、式(1)におけるZ−kはKサンプリング時間の遅延手段であって、K=1における1サンプリング時間の遅延手段を示している。
上記の伝達関数を有するIIRフィルタの構成を図5に示す。図5において、IIRフィルタ100は、DSP内で実行されるプログラムによって実現される遅延ブロック101、係数乗算ブロック102、加算ブロック103を有し、さらに、フィードバック加算ブロック104、遅延ブロック105、係数乗算ブロック106を有してなる。
IIRフィルタ100に入力される入力データX(z)は、所定の数の遅延ブロック101を通過した後に、係数乗算ブロック102において係数hkがそれぞれ掛けられて、その結果が加算ブロック103において加算され、フィードバック加算ブロック104において、加算ブロック103の結果と出力データY(z)が所定の数の遅延ブロック105を通過した後に係数乗算ブロック106において係数bkがそれぞれ掛けられた結果が加算されて、出力データY(z)として出力される。
したがって、IIRフィルタを設計するときは、先ず、所望するフィルタ特性を有するアナログフィルタを設計し、その伝達関数H(s)に式(2)の双一次変換を行って、アナログフィルタの伝達関数を式(1)に示すIIRフィルタの伝達関数の一般式に変換し、係数hk及び係数bkを決定する。なお、式(2)のおけるTはサンプリング周期である。
上記のような方法で設計することができるIIRフィルタにおいて、ハイパスフィルタの位相特性は入力信号(DSPに入力されるデジタル信号の元になるアナログ信号)の周波数が低くなると、出力信号(DSPから出力されるデジタル信号を変換したアナログ信号)の位相が入力信号に対して相対的に進み、ローパスフィルタの位相特性は入力信号の周波数が高くなると、出力信号の位相が入力信号に対して遅れるというものである。すなわち、フィルタ処理を行うと入力信号の周波数によって、入出力間の位相変化が生じ、入力信号と出力信号の位相はずれる。
周囲環境の騒音を消去するノイズキャンセルシステムに代表される音響システムでは、マイクユニット、スピーカユニット等が有する位相特性を補正できることが望ましい。よって、フィルタによって位相特性の補正を行うのだが、フィルタの位相は上述したような特性であるので、複雑な位相制御を行うには、特性の異なる複数のフィルタを組み合わせて用いる必要がある。しかし、複数のフィルタを用いるには、各フィルタの特性を調整する必要があるとともに、この調整は困難であり、所定の位相特性に合致するものを作り出すことは困難であった。
また、位相特性をできるだけ直線特性にするために、短時間で急峻な振幅変化する信号が入力されたときの過渡応答に優れた直線位相特性を有するデジタルフィルタが知られている(例えば特許文献1を参照)。
また、位相特性をできるだけ直線特性にするために、短時間で急峻な振幅変化する信号が入力されたときの過渡応答に優れた直線位相特性を有するデジタルフィルタが知られている(例えば特許文献1を参照)。
しかしながら、特許文献1のように周波数特性を改善することで位相特性をできるだけフラットにするフィルタであっても、音響システム全体の位相特性を補正することができるものではない。
さらに、位相特性によって入出力信号間の位相の変化量を調整することは難しく、所定の周波数において所定の変化量を示す位相特性を有するフィルタを得る方法は知られていない。
さらに、位相特性によって入出力信号間の位相の変化量を調整することは難しく、所定の周波数において所定の変化量を示す位相特性を有するフィルタを得る方法は知られていない。
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであって、従来は実現されていなかった位相特性に極値を有するデジタルフィルタの設計方法、及び、位相特性の極値における位相変化量を所定の値で設定することができるデジタルフィルタの設計方法を提供することを目的とする。
本発明は、入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタの設計方法であって、入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が極値となる周波数を決定するステップと、周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有することを特徴とする。
本発明はまた、入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタの設計方法であって、入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が変曲点及び極値となる複数の周波数を決定するステップと、それぞれの周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有することを特徴とする。
本発明によれば、位相特性に極値を有するデジタルフィルタの極値となる周波数と、極値における位相変化量を所定の値を決めて設計することができるので、音響システムの位相特性を補正することができる位相特性を有するデジタルフィルタを設計することができるようになる。
本発明に係るデジタルフィルタの設計方法の実施例について説明する。図1は、本発明に係るデジタルフィルタの設計方法によって得ることができるデジタルフィルタの機能ブロックの例である。図1において、デジタルフィルタ1は、DSPが実行可能なソフトウェアによって実現されるものであって、図1に示した各ブロックは、DSPが備えるハードウェア資源と、実行可能なソフトウェアにより実現される処理機能である。
デジタルフィルタ1は、入力データxnに対して所定のフィルタ処理を行うフィルタブロック10と、フィルタブロック10の出力をN倍に増幅する増幅ブロック20と、入力データxnから増幅ブロック20の出力を減算して出力する演算ブロック30を有してなる。
フィルタブロック10は、従来のデジタルフィルタ(上記のデジタルフィルタ100)と同じ構成を有するものである。
デジタルフィルタ1を所定の音響システムにて用いるときは、デジタルフィルタ1の前段に図示しないアナログ入力信号を入力データxnに変換する図示しないA/D変換手段を備え、デジタルフィルタ1の後段に演算ブロック30が出力する出力データynをアナログ出力信号に変換する図示しないD/A変換手段を備えた構成として用いることになる。
フィルタブロック10は、従来のデジタルフィルタ(上記のデジタルフィルタ100)と同じ構成を有するものである。
デジタルフィルタ1を所定の音響システムにて用いるときは、デジタルフィルタ1の前段に図示しないアナログ入力信号を入力データxnに変換する図示しないA/D変換手段を備え、デジタルフィルタ1の後段に演算ブロック30が出力する出力データynをアナログ出力信号に変換する図示しないD/A変換手段を備えた構成として用いることになる。
なお、デジタルフィルタ1において、増幅ブロック20における増幅処理を反転増幅とし、演算ブロック30を、入力データxnと増幅ブロック20の出力を加算する演算ブロックとしてもよい。
フィルタブロック10に従来のデジタルフィルタで構成される1次ハイパスフィルタを用いると、図1の構成と同等のフィルタ特性を有するアナログフィルタの伝達関数は式(3)のようになる。この式(3)に式(2)の双一次変換を行うことで、同等の特性を有するデジタルフィルタの伝達関数を得ることができる。
式(3)において遮断周波数f0を1kHzとする周波数特性と位相特性のグラフを図2に示す。図2において、上段の図2(a)は周波数特性を示すグラフであって、横軸は入力信号の周波数を示し、縦軸は入力信号と出力信号のレベル差を示している。下段の図2(b)は位相特性を示すグラフであって、横軸は入力信号の周波数を示し、縦軸は入力信号と出力信号との間の位相変化量を示している。
図2(a)に示す周波数特性から明らかなように、式(3)における係数Nが0より大きく1より小さいとき(0<N<1のとき)、当該フィルタはローパスフィルタとなる。また、当該フィルタの位相特性は、入力信号の周波数が高くなるほど位相が遅れ、遮断周波数周囲の周波数において極値となって位相変化量が最大になる。極値となる周波数よりも高い周波数では、周波数が高くなるほど位相変化量が小さくなっていく(位相の遅れが少なくなる)、となる。
このように、位相特性に極値を有するデジタルフィルタは、図1に示した構成によって実現できる。ここで重要な特徴は、当該デジタルフィルタの設計においては、所定の位相特性が極値となる周波数と、極値における位相変化量を算出し、設定することができることである。
以下において、位相特性が極値となる周波数の算出方法と、位相特性が極値となる周波数における位相変化量の算出方法について説明をする。
以下において、位相特性が極値となる周波数の算出方法と、位相特性が極値となる周波数における位相変化量の算出方法について説明をする。
式(4)は、式(3)に示した伝達関数を変形させた式である。式(4)において、ωθmaxは、2πfθmaxであって、fθmaxは入出力間の位相特性において極値となる周波数を示す。なお、Q0は0より大きな値とする。
式(4)におけるfθmaxを1kHzとした場合の周波数特性と位相特性のグラフを図3に示す。図3(a)は周波数特性を示すグラフである。横軸が入力信号の周波数であって、縦軸が入力信号と出力信号のレベル差である。図3(b)は位相特性を示すグラフである。横軸が入力信号の周波数であって、縦軸が入力信号と出力信号との間の位相変化量である。
式(4)における係数Q0の値が0より大きく1より小さいとき(図3においてQ0=0.5のとき)、周波数特性はローパスフィルタと同様の特性を示し、所定の周波数よりも低い周波数成分は出力し、当該周波数よりも高い周波数成分は減衰する。また、位相特性は、fθmaxよりも低い周波数領域においては、周波数が高くなるにつれて遅れてfθmaxである1kHzにおいて、極値(最大値)となって、最大の位相遅れを示す。周波数がfθmaxよりも高くなるにつれて、位相変化量は徐々に小さくなる。すなわち、極値以上の周波数領域においては、周波数が高くなるにつれて、位相の遅れが極値よりも小さくなっていく。このときの位相変化量は0°から−90°の範囲で変化する。
また、係数Q0が1のときは、H(S)は1となり、入力信号x(t)をそのまま出力することになる。係数Q0が1よりも大きいとき(図3において係数Q0=2のとき)、周波数特性はハイパスフィルタと同様の特性を示す。また、そのときの位相特性はfθmax(1kHz)で位相変化量が最大となり(最大位相進み)、1kHzよりも高い周波数における位相変化量は周波数が高くなるにつれて小さくなる。
このように、本発明に係るデジタルフィルタの設計方法は、位相特性に極値を持たせたい周波数fθmaxを決定するステップと、位相特性が極値となる周波数における位相変化量を係数Q0により決定するステップと、これら決定したfθmaxと係数Q0を式(4)に用いて双一次変換を行うステップと、を有し、これによって、係数hk及び係数bkを算出し、デジタルフィルタの設計することができる。
このようにして算出した係数hk及び係数bkを用いたIIRフィルタを図5に示したIIRフィルタに適用させることで、図1のデジタルフィルタとして、位相特性に極値を有するデジタルフィルタを構成させることができ、極値を持たせたい周波数と極値における位相変化量を設計によって設定することができるようになる。
次に、本発明に係るデジタルフィルタの設計方法について、別の実施例の説明をする。図1に示した構成を備えるデジタルフィルタにおいて、一次のローパスフィルタを設計する場合、式(3)及び式(4)から増幅度である係数Nと係数Q0の関係には、式(5)が成り立つ。この式(5)を用いて増幅ブロック20(図1)の増幅度Nを算出することができる。
また、当該デジタルフィルタ1におけるフィルタブロック10の遮断周波数f0と、入出力間の位相特性が極値となる周波数fθmaxとの関係は、式(6)が成り立つ。よって、まず、位相特性が極値となる周波数fθmaxを決定すれば、式(6)を用いて遮断周波数f0を算出することができる。
以上のように、図1に示した構成を備えるデジタルフィルタにおいて、フィルタブロック10の1次のハイパスフィルタの遮断周波数f0を位相特性が極値となる周波数fθmaxから算出して設定し、増幅ブロック20(図1)にQ0より算出した増幅度Nを設定することで、入出力間の位相特性において極値をもつ周波数に基づいたローパスフィルタの特性を備えるデジタルフィルタを得ることができる。
次に、本発明に係るデジタルフィルタの設計方法について、別の実施例の説明をする。本実施例は、位相特性に変曲点及び極値を有するバンドパスフィルタ及びノッチフィルタの設計方法である。バンドパスフィルタ及びノッチフィルタの伝達関数を式(7)に示す。式(7)において、ω0は2πf0であって、f0は入出力間の位相特性における変曲点の周波数である。式(7)におけるf0を500Hzとした場合の周波数特性と位相特性のグラフを図4に示す。図4において、上段の図4(a)は周波数特性であって、横軸が入力信号の周波数を示し、縦軸が入力信号と出力信号のレベル差を示している。下段の図4(b)は位相特性であって、横軸が入力信号の周波数を示し、縦軸が入力信号と出力信号との間の位相変化量を示している。
図4(b)に示すように、当該デジタルフィルタの位相特性は、周波数f0において位相変化量が0°であって、これよりも低い周波数と高い周波数では、位相変化量の向き(進みか、遅れか)が異なる変曲点となっている。
この変曲点を境界として低域側の所定の周波数f1と高域側の所定の周波数f2において、位相特性が極値となる。
この変曲点を境界として低域側の所定の周波数f1と高域側の所定の周波数f2において、位相特性が極値となる。
また、図4(a)の示す周波数特性によって明らかなように、当該デジタルフィルタは、式(9)の係数αが1よりも大きいときは、図4(a)のα=5の例のようにバンドパスフィルタの特性を有する。
また、当該デジタルフィルタは、式(7)の係数αが1よりも小さいときは、図4(a)のα=0.2の例のようにノッチフィルタの特性を有する。なお、図4(a)に示すように係数αが1のときは、式(7)においてH(S)は1となるので、入力信号x(t)がそのまま出力されることになる。
当該デジタルフィルタの設計方法は、先ず、変曲点となる周波数f0を決定し、次に位相特性が極値となる周波数f1を決定する。周波数f1を決定すると、式(8)によって、他方の周波数f2を算出することができる。
例えば、図4の示したグラフでは、周波数f0が500Hz、周波数f1が250Hzである。これによって、算出される周波数f2は1kHzとなる。
次に、入出力間の位相特性が極値となる周波数f1及び周波数f2における、位相変化量を係数α及び係数βを用いて算出する。周波数f1及び周波数f2と係数α及び係数βの関係は式(9)によって与えられる。すなわち、係数αまたは係数βのいずれか一方の値を決めることで他方の係数も決まり、これによって、位相特性における極値の周波数とその周波数での位相変化量を算出することができる。
このように、位相特性に極値を有するバンドパスフィルタ及びノッチフィルタの設計方法は、先ず、入出力間の位相特性の変曲点となる周波数f0を決定し、次に、位相特性が極値となる周波数のいずれか一方を決定し、決定した周波数f0と一方の周波数(例えば周波数f1)によって、他方の周波数(例えば周波数f2)を算出する。
次に、決定及び算出した周波数f0、周波数f1、周波数f2、を用いて、極値における位相変化量を決定する係数α及び係数βを算出する。
次に、決定及び算出した周波数f0、周波数f1、周波数f2、を用いて、極値における位相変化量を決定する係数α及び係数βを算出する。
このように、決定及び算出した周波数f0、係数α、係数βを式(7)に適用し、双一次変換を行うことで係数hk及び係数bkを算出し、この係数をIIRフィルタの係数とすることで、位相特性に極値を備え、所定の極値を持たせたい周波数と極値における位相変化量を備えるデジタルフィルタの設計をすることができる。当該設計方法によって、設計されたデジタルフィルタは、図1に示した構成となって実施される。
本発明に係るデジタルフィルタは、特定の周波数の周辺の周波数において、所定の位相差を作り出すことができるものであるので、位相のズレが品質に関わる音響システム、例えば、ハウリングキャンセルシステムやノイズキャンセルシステムに適用可能である。
10 フィルタブロック
20 増幅ブロック
30 演算ブロック
20 増幅ブロック
30 演算ブロック
Claims (2)
- 入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタの設計方法であって、
上記入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と上記出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が極値となる周波数を決定するステップと、
上記周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有するデジタルフィルタの設計方法。 - 入力デジタルデータに対する所定のフィルタ演算処理によって出力デジタルデータを得るデジタルフィルタの設計方法であって、
上記入力デジタルデータの元となるアナログ入力信号と上記出力デジタルデータに基づくアナログ出力信号の位相特性が変曲点及び極値となる複数の周波数を決定するステップと、
上記それぞれの周波数における位相の変化量を決定するステップと、を有するデジタルフィルタの設計方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2009142440A JP2010288211A (ja) | 2009-06-15 | 2009-06-15 | デジタルフィルタの設計方法 |
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JP2009142440A JP2010288211A (ja) | 2009-06-15 | 2009-06-15 | デジタルフィルタの設計方法 |
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Cited By (1)
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CN113595527A (zh) * | 2021-07-30 | 2021-11-02 | 国光电器股份有限公司 | 一种滤波参数确定方法、滤波方法及相关装置 |
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2009
- 2009-06-15 JP JP2009142440A patent/JP2010288211A/ja active Pending
Cited By (2)
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CN113595527A (zh) * | 2021-07-30 | 2021-11-02 | 国光电器股份有限公司 | 一种滤波参数确定方法、滤波方法及相关装置 |
CN113595527B (zh) * | 2021-07-30 | 2023-10-20 | 国光电器股份有限公司 | 一种滤波参数确定方法、滤波方法及相关装置 |
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