JP2010278949A - 受信装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】受信信号を増幅する低雑音増幅器111と、低雑音増幅器111の出力に生じる歪みを、低雑音増幅器111の出力からバイアス信号S117により制御される歪み補償量に応じて補償する機能を有する歪み補償器112と、受信信号強度に応じた補償量をもって歪み補償を行うように、バイアス信号S117を生成し、バイアス信号S117を歪み補償器112に出力する歪み補償量制御部117とを有する。
【選択図】図1
Description
歪み補償器2は、差動対トランジスタ21を形成するNMOSトランジスタNT3およびNT4、並びに電流源22を有する。
二乗特性に則る絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるMOSトランジスタにより構成された差動対において、入力振幅一定の下、3次歪み成分の振幅とオーバードライブ電圧すなわち(Vgs-Vth)、トランジスタサイズすなわちWには下記数1の関係がある。
歪み補償成立条件は歪み補償器2と低雑音増幅器1の発生するIM3成分の振幅が同一であることから、数1より歪み補償器2と低雑音増幅器1のトランジスタサイズ比を1:Mとした場合、電流比の間には次の関係式が成立する。
そして、回路構成上、補償成立状態での全利得は、比補償時の利得をGとすると、次式のように低下する。
しかし、このような条件を実回路で実現する場合、数2よりオーバードライブ電圧が歪み補償器2と低雑音増幅器1で大きく異なることになり、プロセスばらつき、温度特性、あるいは周波数特性によりM値の下限が制限され、雑音指数特性の劣化は免れ得ない。
なお、説明は以下の順序で行う。
1.受信装置の全体構成例
2.歪み補償系の具体的な構成例
図2は、本発明の実施形態に係る受信装置の構成例を示す図である。
低雑音増幅器111は、復調部120による利得制御信号SGCにより利得が最適値に調整される。
低雑音増幅器111は、受信部110の初段に配置されるものであり、入力信号レベルが小さいときでも音質、画質などを確保するため特にS/Nの良い増幅器すなわち雑音指数(NF)を小さくしたローノイズアンプが用いられている。
また、本実施形態の無線通信装置100は、受信信号強度に応じた補償量を可変とすることで、受信環境に対応したダイナミックレンジの最適化を可能とする機能を有する。
なお、この機能を主として実現する低雑音増幅器111、歪み補償器112、および歪み補償量制御部117の具体的な構成および機能については、後で詳述する。
復調部120は、受信部100から出力されたアナログの信号S110に基づきデジタル信号に変換されたベースバンド信号に基づき受信信号電力を検出する機能を有する。
復調部120は、受信信号電力レベルの検出結果に基づいてIF可変利得アンプ116の可変利得を制御する利得制御信号SGCをアナログ信号として受信部110に出力する。
受信部110に入力された利得制御信号SGCは、低雑音増幅器111、IF可変利得アンプ116、および歪み補償量制御部117に入力される。
上記したように、本実施形態の無線通信装置100においては、歪み補償が施される低雑音増幅器111の歪み補償量を受信信号強度に応じて変化させることで、受信装置100のダイナミックレンジの向上が図られている。
この機能を主として実現する低雑音増幅器111、歪み補償器112、および歪み補償量制御部117の具体的な構成および機能について、以下に詳細を説明する。
また、図2に示す受信部110の利得は受信信号強度に応じて適切な値となるように、復調部120より出力される利得制御信号(電圧)SGCによって制御される。
したがって、利得制御信号電圧より受信信号強度が判別可能である。
図3において、横軸が利得制御信号電圧を、縦軸が受信信号電力をそれぞれ示している。
本実施形態においては、図3に利得制御信号電圧と受信信号電力の関係に基づいて、受信信号強度の判定基準として利得制御信号電圧を用い、歪み補償量を制御する。
NMOSトランジスタMN1が第1のトランジスタに相当し、NMOSトランジスタMN2が第2のトランジスタに相当する。
なお、図4において、TI1,TI2は入力端子を、TO1,TO2は出力端子をそれぞれ示している。
NMOSトランジスタMN1,MN2のソース同士の接続点が電流源I111に接続され、電流源I111が基準電位、たとえばグランドGNDに接続されている。
NMOSトランジスタMN1のゲートが入力端子TI2に接続され、NMOSトランジスタMN2のゲートが入力端子TI1に接続されている。
NMOSトランジスタMN1のゲートにより低雑音増幅器111の第1の入力端子が形成され、NMOSトランジスタMN2のゲートにより低雑音増幅器111の第2の入力端子が形成される。
NMOSトランジスタMN1のドレインが出力端子TO1に接続され、NMOSトランジスタMN2のドレインが出力端子TO2に接続されている。
NMOSトランジスタMN1のドレインにより低雑音増幅器111の第1の出力端子が形成され、NMOSトランジスタMN2のドレインにより低雑音増幅器111の第2の出力端子が形成される。
NMOSトランジスタMN3が第3のトランジスタに相当し、NMOSトランジスタMN4が第4のトランジスタに相当し、NMOSトランジスタMN5が第5のトランジスタに相当する。そして、NMOSトランジスタMN5のゲートが制御端子に相当する。
NMOSトランジスタMN3,MN4のソース同士の接続点が電流源I111を形成するNMOSトランジスタMN5のドレインに接続されている。そしてNMOSトランジスタMN5のソースが基準電位、たとえばグランドGNDに接続されている。
NMOSトランジスタMN3のゲートが入力端子TI1に接続され、NMOSトランジスタMN4のゲートが入力端子TI2に接続されている。
NMOSトランジスタMN3のゲートにより歪み補償器112の第1の入力端子が形成され、NMOSトランジスタMN4のゲートにより歪み補償器112の第2の入力端子が形成される。
NMOSトランジスタMN3のドレインが出力端子TO1に接続され、NMOSトランジスタMN4のドレインが出力端子TO2に接続されている。
NMOSトランジスタMN3のドレインにより歪み補償器112の第1の出力端子が形成され、NMOSトランジスタMN4のドレインにより歪み補償器112の第2の出力端子が形成される。
そして、電流源I112を形成するNMOSトランジスタMN5のゲート(制御端子)がバイアス信号S117の供給ラインに接続されている。
具体的には、歪み補償器112は、バイアス信号S117に応じて電流源I112としてのNMOSトランジスタMN5のゲートレベルが制御され、電流量が制御される。
そして、基準電流源I113,I114、NMOSトランジスタMN6〜MN10、およびPMOSトランジスタMP1により補償量制御回路1171が形成される。
また、NMOSトランジスタMN11〜MN14、PMOSトランジスタMP2、抵抗素子R1〜R5、およびオペアンプOPA1により受信信号強度判別部1172が形成される。
図4において、TG1は利得制御信号SGCの入力端子を、TR1は参照電圧Vrefの入力端子を、TC1は制御信号Aの入力端子を、TC2は制御信号Bの入力端子を、TC3は制御信号Cの入力端子を、TC4は制御信号Dの入力端子をそれぞれ示している。
基準電流源I113,I114は電源VDDに接続されている。
NMOSトランジスタMN6のドレインおよびゲートが第1の基準電流源I113に接続され、その接続点が歪み補償器112の電流源I112を形成するNMOSトランジスタMN5のゲートに接続されている。NMOSトランジスタMN5のソースが基準電位であるグランドGNDに接続されている。
そして、NMOSトランジスタMN6とNMOSトランジスタMN5によりカレントミラー回路CUR1が形成されている。
NMOSトランジスタMN7のゲートがNMOSトランジスタMN8のゲートおよびドレインに接続されている。NMOSトランジスタMN8のゲートおよびドレインが第2の基準電流源I114に接続され、ソースがグランドGNDに接続されている。
NMOSトランジスタMN7とNMOSトランジスタMN8によりカレントミラー回路CUR2が形成されている。
NMOSトランジスタMN9のゲートがNMOSトランジスタMN10のゲートおよびドレインに接続されている。NMOSトランジスタMN10のゲートおよびドレインが電流源として機能するPMOSトランジスタMP1のドレインに接続され、ソースがグランドGNDに接続されている。PMOSトランジスタMP1のソースが電源VDDに接続されている。
NMOSトランジスタMN9とNMOSトランジスタMN10によりカレントミラー回路CUR3が形成されている。
そして、経路b側のカレントミラー回路CUR2による電流量が減少すると経路a側のカレントミラー回路CUR1による電流量が増加する。
一方、経路b側のカレントミラー回路CUR2による電流量が増大すると経路a側のカレントミラー回路CUR1による電流量が減少する。
そして、経路d側のカレントミラー回路CUR3による電流量が減少すると経路c側のカレントミラー回路CUR2による電流量が増加する。
一方、経路d側のカレントミラー回路CUR3による電流量が増大すると経路c側のカレントミラー回路CUR2による電流量が減少する。
オペアンプOPA1の反転入力端子(−)が利得制御信号SGCの入力端子TG1に接続され、非反転入力端子(+)が抵抗素子R1の一端に接続され、その接続点によりノードND1が形成されている。
抵抗素子R1の他端が参照電圧Vrefの入力端子TR1に接続されている。
オペアンプOPA1の出力端子がPMOSトランジスタMP1、MP2のゲートに接続されている。
PMOSトランジスタMP2のソースが電源VDDに接続され、ドレインがノードND1に接続されている。PMOSトランジスタMP2は、PMOSトランジスタMP1と同様に、オペアンプOPA1の出力レベルに応じた電流IVR2(=IVR1)をノードND1側に流す。
抵抗素子R3の一端がノードND1に接続され、他端がスイッチとしてのNMOSトランジスタMN13のドレインに接続されている。NMOSトランジスタMN13のソースがグランドGNDに接続され、ゲートが制御信号Bの入力端子TC2に接続されている。
抵抗素子R4の一端がノードND1に接続され、他端がスイッチとしてのNMOSトランジスタMN12のドレインに接続されている。NMOSトランジスタMN12のソースがグランドGNDに接続され、ゲートが制御信号Cの入力端子TC3に接続されている。
抵抗素子R5の一端がノードND1に接続され、他端がスイッチとしてのNMOSトランジスタMN11のドレインに接続されている。NMOSトランジスタMN11のソースがグランドGNDに接続され、ゲートが制御信号Dの入力端子TC4に接続されている。
また、制御信号A,B,C,Dは、たとえば仕様に応じていずれか一つの制御信号がハイレベル(H)に設定される。
そして、ハイレベルの制御信号によってスイッチとしてのNMOSトランジスタMN11〜MN14のいずれかがオンする。オンしたNMOSトランジスタMN14,MN13,MN12,MN11に接続された抵抗素子R2,R3,R4,R5のいずれかと抵抗素子R1とで参照電圧Vrefが分圧されて、オペアンプOPA1の非反転入力端子(+)に供給される。
なお、図5は、歪み補償器に流れる電流の受信信号電力依存性を示す図である。
図5において、横軸が受信信号電力を、縦軸が歪み補償器に流れる電流をそれぞれ示している。
利得制御信号SGCが分圧された参照電圧より高い場合にはPMOSトランジスタMP1およびMP2に利得制御信号SGCに比例した電流が流れる。
この電流IVR1は、NMOSトランジスタMN10,MN9により第1の基準電流源I114の第2の基準電流IR2から減算される。
さらに、減算された第2の基準電流がNMOSトランジスタMN7、MN8により第1の基準電流源I113の第1の基準電流IR1から減算される。
その結果、歪み補償器112は受信信号強度に対応して図5に示す電流が流れることとなる。
これにより、経路bによる電流が減少し、経路aを介するカレントミラー回路CUR1への電流は増大する。
また、オペアンプOPA1の比較結果に応じて、PMOSトランジスタMP1による電流が減少した場合、経路dを介する電流が増大し、経路cを介するカレントミラー回路CUR2への電流は減少する。
これにより、経路bによる電流が増大し、経路aを介するカレントミラー回路CUR1への電流は減少する。
これによって、たとえば所要CNが異なる変調フォーマットに対応して歪み補償量の入力電力依存性を適切な値とすることを可能とする。
図6において、横軸が受信信号電力を、縦軸が雑音指数をそれぞれ示している。
また、図6において、X,Y,Zで示す曲線は、歪み補償有りの場合であって、歪み補償量の電界依存性を制御する場合の特性を示している。
また、前述の機構により雑音指数が向上し始める入力信号レベルが補償量の入力電力依存性を変化させることによって変化していることがわかる。
なお、受信信号強度の低下に伴い歪み補償量は低下することとなるが、受信信号強度が低下するために歪み成分そのものも同時に低下するために、信号品質は雑音指数の向上による寄与により損なわれない。
図7において、横軸が受信信号電力を、縦軸が信号対ビート比をそれぞれ示している。
また、図7において、X,Y,Zで示す曲線は、歪み補償有りの場合であって、歪み補償量の電界依存性を制御する場合の特性を示している。
図8中、エリアARA1は、放送塔200に近く受信信号強度が高い地域である。
また、エリアARA2は、放送塔200から遠く受信信号強度が低い地域である。
そして、図8(A)は歪み補償機能を有していない場合のテレビジョン210における映像の表示状態を示している。
図8(B)は、歪み補償を有する場合のテレビジョン210における映像の表示状態を示している。
図8(C)は、本実施形態のように、歪み補償および信号強度判別機能を有する場合のテレビジョン210における映像の表示状態を示している。
放送塔200から遠く受信信号強度が低い地域であるエリアARA2のテレビジョン210では、映像は映る。
放送塔200から遠く受信信号強度が低い地域であるエリアARA2のテレビジョン210では、映像は映らない。
放送塔200から遠く受信信号強度が低い地域であるエリアARA2のテレビジョン210においても映像は映る。
利得制御電圧は受信信号強度と比例関係にあることから受信信号強度が低い場合には雑音指数特性を改善し、受信信号強度が高い場合には歪み特性を改善する。
これによって受信装置のダイナミックレンジの向上を図ることが可能となる。
Claims (7)
- 受信信号を増幅する増幅器と、
上記増幅器の出力に生じる歪みを、当該増幅器の出力からバイアス信号により制御される歪み補償量に応じて補償する機能を有する歪み補償器と、
受信信号強度に応じた補償量をもって歪み補償を行うように、上記バイアス信号を生成し、当該バイアス信号を上記歪み補償器に出力する歪み補償量制御部と
を有する受信装置。 - 受信信号のレベルを検出し、検出した受信信号レベルに応じて受信信号の増幅利得を制御するための利得制御信号を生成し、当該利得制御信号を、少なくとも上記歪み補償量制御部に供給する復調部、を有し、
上記歪み補償量制御部は、
上記可変利得信号とあらかじめ設定した参照電圧に応じた信号とを比較し、可変利得信号レベルが上記参照信号に応じた信号レベルより高い場合に、受信信号強度に応じた補償量をもって歪み補償を行うように、上記バイアス信号を生成し、当該バイアス信号を上記歪み補償器に出力する
請求項1記載の受信装置。 - 上記増幅器による受信信号を局部発振信号に応じて周波数変換する周波数変換部と、
上記周波数変換部による受信信号レベルを利得制御信号に応じた利得をもって調整する可変利得増幅器と、
受信信号のレベルを検出し、検出した受信信号電力に応じて受信信号の増幅利得を制御するための利得制御信号を生成し、当該利得制御信号を、少なくとも上記可変利得増幅器および上記歪み補償量制御部に供給する復調部と、を有し、
上記歪み補償量制御部は、
上記可変利得信号とあらかじめ設定した参照電圧に応じた信号とを比較し、可変利得信号レベルが上記参照信号に応じた信号レベルより高い場合に、受信信号強度に応じた補償量をもって歪み補償を行うように、上記バイアス信号を生成し、当該バイアス信号を上記歪み補償器に出力する
請求項1記載の受信装置。 - 上記歪み補償量制御部は、
可変利得信号レベルが上記参照信号に応じた信号レベルより高い場合に、上記利得制御信号に比例した電流を生成し、当該生成した電流に応じて上記バイアス信号を生成する
請求項2または3記載の受信装置。 - 上記歪み補償量制御部は、
第1の基準電流を供給する第1の基準電流源と、
第2の基準電流を供給する第2の基準電流源と、を含み、
上記利得制御信号に比例した電流が上記第2の基準電流から減算され、当該減算された第2の基準電流が上記第1の基準電流から減算され、当該減算された第1の基準電流に応じた電流がバイアス信号として上記歪み補償器に供給され、
上記歪み補償器には、
受信信号強度に対応した電流が流れる
請求項4記載の受信装置。 - 上記歪み補償量制御部は、
上記参照信号に応じた信号レベルを可変である
請求項2から5のいずれか一に記載の受信装置。 - 上記増幅器は、
第1のトランジスタと第2のトランジスタにより形成された第1の差動対トランジスタと、
上記第1の差動対トランジスタに接続された電流源と、を含み、
上記歪み補償器は、
第3のトランジスタと第4のトランジスタにより形成された第2の差動対トランジスタと、
上記第2の差動対トランジスタに接続され、制御端子に上記バイアス信号が供給される電流源としての第5のトランジスタと、を含み、
上記第1のトランジスタと上記第4のトランジスタの制御端子に共通の第1の入力信号が供給され、
上記第2のトランジスタと上記第3のトランジスタの制御端子に共通の第2の入力信号が供給され、
上記第1のトランジスタの出力端子と上記第3のトランジスタの出力端子が接続され、
上記第2のトランジスタの出力端子と上記第4の出力端子が接続されている
請求項1から6のいずれか一に記載の受信装置。
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