JP2010278885A - 復調回路、復調方法、及び受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】時間差の大きなマルチパスを含む環境において正しい遅延プロファイルを取得可能な復調回路を提供する。
【解決手段】復調回路は、受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部を含む。
【選択図】図３

Description

本発明は、一般に復調回路に関し、詳しくはＯＦＤＭ復調回路に関する。

デジタル信号を伝送する方式の１つである直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）では、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて伝送する。送信側でIFFT（Inverse Fast Fourier Transform）によりデータを変調し、受信側でFFT（Fast Fourier Transform）によりデータを復調する。ＯＦＤＭ方式は周波数利用効率が高いことから、日本の地上波デジタル放送の規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）に採用されている。

単一搬送波を用いたデジタル変調方式では、高速伝送になるほどシンボル期間が短くなる。従って、基地局から送信した電波が建物等により反射され、受信端末が複数の経路を経由した同一の電波を受信してしまうマルチパス環境では、シンボル同士が重なることにより信号の復調が困難になってしまう。それに対してＯＦＤＭ方式は、複数の搬送波に情報を分割して送信するマルチキャリア伝送方式であるので、単一搬送波を用いたデジタル変調方式に比較して、一つのキャリアのシンボル長を長くすることができる。その結果、ＯＦＤＭ方式では、マルチパス環境でのシンボル同士の重なりが小さくなるので、単一搬送波を用いたデジタル変調方式に比較して復調性能の点において有利である。

しかしながら、ＯＦＤＭ方式においても、主波（基地局から受信端末に直接到来する受信波）が示す波形と遅延波（反射により遅延して到来する受信波）とが重畳する場合に、それに対して適切な対策をとることが好ましい。受信側でＦＦＴ処理によりデータを復調する際、主波のシンボル位置にＦＦＴ処理を適用する窓の位置が一致していても、マルチパスにより遅延波が混入すると、シンボル間干渉が生じて受信特性が劣化してしまう。即ち、主波については、ＦＦＴ窓の位置と復調対象のシンボルの位置とが一致しているので、正確にシンボルを復調することができる。しかしながら、遅延波についてはＦＦＴ窓の位置と復調対象のシンボルの位置とが一致していないので、隣接するシンボルの情報が混入してしまい、正確にシンボルを復調できない。そこでＯＦＤＭ方式では、各シンボルの終わりの部分の信号を当該シンボル前に付加することにより、マルチパスに対する耐性を強めている。この付加した信号はガードインターバルと呼ばれる。周知のようにＦＦＴされる信号は、窓の前端と窓の後端とが繋がった周期信号として振る舞う。従って、各シンボルの終わりの部分の信号を当該シンボル前に付加しておけば、ＦＦＴ窓がシンボルの位置から前方にずれても、位相が変化するのみであり、キャリア間干渉（各周波数成分間での信号の干渉）が発生しない。また同一シンボルについての処理となるので、シンボル間干渉も発生しない。従って、マルチパス環境において主波と遅延波との時間差がガードインターバルの長さ以下であれば、シンボル間干渉もキャリア間干渉もなく復調できる。

ＦＦＴ窓の位置の制御には、同期検波に用いられる分散パイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）信号を用いることができる。分散パイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）信号は、ＢＳＰＫ（Binary Phase Shift Keying）で変調され、送信側で規則的にデータ信号に挿入されて送信される。なおデータ信号は、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、又は６４ＱＡＭで変調され送信される。それぞれの変調信号は、ＯＦＤＭ方式の複数のキャリアのうちのＳＰキャリア及びデータキャリアとして伝送される。

図１は、ＳＰキャリアの配置の一例を示す図である。図１の横方向に並ぶ点は互いに直交する複数のキャリア周波数に対応し、縦方向に並ぶ点は異なる時間の異なるシンボルに対応する。なおＯＦＤＭ方式では、ＩＦＦＴ及びＦＦＴの窓の長さ（サンプル点の数）が１シンボルに対応し、図１の横一列に並ぶ複数の点が１つのシンボルに対応する。図１において、黒丸で示す点がＳＰキャリアの位置を示し、その他の白丸で示す点が例えばデータキャリアの位置となる。

ＳＰキャリアは、複素平面上の（＋１，０）又は（−１，０）の何れかの点にＢＳＰＫ変調された既知の値であり、図１の白丸で示す位置にあるキャリア（データキャリア等）の等化処理に用いることができる。まず受信信号から図１の黒丸に示す位置にあるＳＰ信号の値を検出し、受信ＳＰ信号値を本来のＳＰ信号値（送信側で挿入した既知のＳＰ信号値）で除算することにより、当該位置における伝送路特性値を算出する。こうして求めた黒丸に示す位置における伝送路特性値に基づいて、白丸に示す位置における伝送路特性値を補間により推定し、各位置における伝送路特性値の推定値を求める。この推定値によりデータ信号の値を除算することで、伝送路特性を等化することができる。例えば、ＳＰ信号値（複素数値）が本来（−１，０）であるべき黒丸位置において、受信ＳＰ信号の値を求めると（−ａ／√２，−ａ／√２）であったとする。この受信ＳＰ信号値を、本来のＳＰ信号値（−１，０）で除算して求めた伝送路特性値は（＋ａ／√２，＋ａ／√２）となる。この場合、当該キャリアは、伝送路特性により位相が４５度進み、振幅がａ倍になっていることが分かる。ある白丸位置に対して補間により求めた伝送路特性値が同様に（＋ａ／√２，＋ａ／√２）であったとすると、この白丸位置のキャリアも、伝送路特性により位相が４５度進み、振幅がａ倍になっていることが分かる。この場合、当該キャリアの信号値を複素数（＋ａ／√２，＋ａ／√２）で除算することにより、振幅及び位相の補正を行なうことができる。なおＳＰ信号は、ＢＰＳＫ変調により（＋１，０）の点又は（−１，０）の点にマッピングされているので、正負の符号の違いさえ正規化すれば、受信したＳＰ信号の値がそのまま伝送路特性値を表現していることになる。

図１に示す横一列の点に対応する１シンボル分の伝送路特性値をＩＦＦＴして周波数軸上の情報から時間軸情報に変換し、電力換算することにより、遅延プロファイルを取得できる。この遅延プロファイルには、主波（例えば基地局から受信端末に直接到来する受信波）に時間位置を示す波形と遅延波（例えば反射により遅延して到来する受信波）の時間位置を示す波形とが重畳して含まれる。遅延プロファイルは時間軸上の波形の情報であるので、主波のピーク値と遅延波のピーク値との時間差が、遅延波の時間遅れの大きさを示すことになる。この遅延プロファイルから主波のシンボル位置を検出し、主波のシンボル位置に一致するようにＦＦＴ窓の位置を制御する。

前述のように、各シンボルの終わりの部分の信号を当該シンボル前に付加することにより、ガードインターバルを設けているので、ＦＦＴ窓の位置を合わせた主波に対して遅延波が混入した場合にはガードインターバルが有効に機能する。しかしながらＦＦＴ窓の位置を合わせた主波に対して時間的に先行する先行波が混入した場合、ＦＦＴ窓内には、先行波の対応シンボルに後続するシンボルのガードインターバルが混入することになる。この場合、シンボル間干渉が起こり適切な変調処理を実行できない。従って、複数の受信波が重畳している際には、常に、先行する受信波のシンボル位置に一致するようにＦＦＴ窓の位置を制御する。

以上のようにＦＦＴ窓制御を行なうことにより、ガードインターバルの範囲内のマルチパスに関しては、正しくデータ復調可能となる。これにより、同一のプログラムを同一の周波数（チャネル）で中継伝送し、複数局から同時に放送する方式であるＳＦＮ（Single Frequency Network）放送にも対応可能となる。このＳＦＮでは、受信端末は複数の局から同一の信号波形を異なるタイミングで受信することになり、マルチパスと同様の環境となる。従って、上記のようなＦＦＴ窓制御を行なうことにより、受信波の時間差がガードインターバルの範囲内であれば、適切にデータ変調することができる。

ガードインターバルの許容範囲を越えて受信波が重畳している場合には、シンボル間干渉及びキャリア間干渉が生じ、受信性能が劣化する。但しＦＦＴ窓の位置さえ正しければ、変調方式によっては、正しくデータ変調できる場合もある。従って、ガードインターバルを超えたマルチパスに対して、ＦＦＴ窓位置を正しく合わせる技術が望まれる。

伝送路推定に使用するＳＰキャリアが図５の配置で挿入されている場合、横一列の点からなる同一時刻の同一シンボル上では、伝送路特性値が３キャリア毎にしか利用できない。何故なら、黒丸の位置に存在するＳＰキャリアの情報に基づいて時間軸方向に最初に補間して得られる伝送路特性値は、横一列の点からなる同一シンボル上で３キャリア毎に存在するからである。伝送路特性値の情報が３キャリア毎にしか存在しないので、基本周波数の周期が１／３シンボル長となり、伝送路特性値をＩＦＦＴした波形の時間軸上での周期が１／３シンボル長となる。即ち、１／３シンボル間隔で折り返し誤差が存在する。３キャリア毎の伝送路特性値の間を補間により内挿しても、新たな情報が得られるわけではないので、１／３シンボル間隔で折り返し誤差が存在する状況に変わりはない。

ＩＳＤＢ−Ｔにおいてモード３の場合の１シンボル間隔は１．００８ｍｓであるので、１／３シンボル間隔は３３６μｓとなる。但し主波を中心として遅延波と先行波とを両方考えると、±１／６シンボル間隔までしか遅延の広がりを検知することができないので、±１６８μｓの時間差がマルチパス検出の限界となる。例えば２００μｓ先行する先行波が存在する場合、±１６８μｓが検出限界であるので、２００μｓの先行波は折り返し誤差により１３６μｓ（＝１６８−（２００−１６８））の遅延波として現れてしまう。従って、２００μｓ先行する先行波にＦＦＴ窓の位置を合わせるべきであるにも関わらず、主波にＦＦＴ窓の位置を合わせるような制御が実行され、適切な復調処理ができなくなる。

ＩＳＤＢ−Ｔにおいて一般的なモード３でガード長が１／８の構成の場合、ガードインターバルが１２６μｓとなる。従って、少なくともガードインターバルの範囲内に分布するマルチパス受信波に関しては、適切なＦＦＴ窓の制御を行うことが可能である。しかしながら、ガードインターバルの範囲を超え、広い時間範囲に分布するマルチパス受信波に対しても、適切なＦＦＴ窓制御を行えることが好ましい。

マルチパスによる妨害波がある状況下で、その妨害波が先行波であるか遅延波であるかを判別する方式がある（特許文献１）。この方式では、ピーク位置情報をもとにその妨害波が先行波であるか遅延波であるかをまず判別する。その判別結果をもとに、ＢＥＲ（Bit Error Rate）やＭＥＲ（Modulation Error Rate）等の情報の良し悪しにより、上記ピーク位置情報をもとに算出した結果が正しいか否かを判断し、最終的にその妨害波が先行波であるか遅延波であるかを判別する。しかしながらこの方式でも、検知範囲には限界がある。またフェージング環境下ではデータの信頼性が損なわれ、誤った検出を行ってしまう問題がある。

またデータキャリアを補助的に用いて遅延情報を検出する方式がある（特許文献２）。この方式では、ＳＰキャリアを用いた遅延情報とデータキャリアを用いた遅延情報とを両方抽出し、信頼度の高い方の遅延情報を選択して使用する。複数のキャリア周波数と複数のシンボルとからなる２次元配列上で、ＳＰキャリアは例えば図１に示すように間隔をおいて設けられるが、データキャリアは略満遍なく敷き詰められている。従って、データキャリアに信頼性が有る場合には、マルチパス検出の検出範囲を広げることが可能である。但し、ＢＰＳＫに変調されているＳＰキャリアと違い、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、又は６４ＱＡＭで変調されているデータキャリアは、ガードインターバルの範囲を超えるマルチパス環境下においては、殆ど信頼性が無くなってしまう。その結果、この方式では、ＳＰキャリアのみを用いた場合と同程度の検出限界しか得られないのが実情である。

特開２００７−３２４９０５号公報 特開２００８−４２５７４号公報

以上を鑑みると、時間差の大きなマルチパスを含む環境において正しい遅延プロファイルを取得可能な復調回路が望まれる。

本発明の一観点によれば、受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部を含む復調回路が提供される。

少なくとも１つの実施例によれば、一種類の信号に応じた伝送路特性値のみを用いて遅延プロファイルを求める場合よりも、遅延プロファイルを求めるために使用する情報量が多い、即ちＩＦＦＴの信号点のうちで有効信号値を有する信号点の数が多い。従って、一種類の信号に応じた伝送路特性値のみを用いて遅延プロファイルを求める場合よりも、より広い時間範囲にわたって正しい遅延プロファイルを求めることができる。

ＳＰキャリアの配置の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ復調回路の構成の一例を示す図である。 図２のＦＦＴ部、伝送路等化部、及び復調制御部の構成の一例を示す図である。 ＦＦＴ出力選択部がデータ信号、ＳＰ信号、及びＴＭＣＣ信号の３つの信号を出力する場合の構成を示す図である。 信号等化のための除算、硬判定処理、信頼度抽出処理、及び伝送路特性値算出のための除算を説明するための図である。 ＦＦＴ出力選択部の構成の一例を示す図である。 ＤＢＰＳＫ復調部の構成の一例を示す図である。 多数決判定部の構成の一例を示す図である。 ＰＲＢＳ処理部の構成の一例を示す図である。 ＰＲＢＳ生成回路の構成の一例を示す図である。 信頼度抽出部及びＩＦＦＴ入力選択部の構成の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ復調回路を用いた受信システムの構成の一例を示す図である。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。

図２はＯＦＤＭ復調回路の構成の一例を示す図である。図２に示すＯＦＤＭ復調回路１０は、地上波デジタル放送を受信する構成を想定したものであるが、本願発明の適用はこれに限定されるものではない。

図２のＯＦＤＭ復調回路は、チューナ１０、Ａ／Ｄ変換部１１、直交復調部１２、ＦＦＴ部１３、伝送路等化部１４、復調制御部１５、デインタリーブ部１６、及び誤り訂正部１７を含む。アンテナにより受信された信号がチューナ１０に入力される。チューナ１０は、指定された受信チャネルに対応する周波数帯域の信号を受信信号から抽出し、中間周波数（IF：Intermediate Frequency）に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換部１１は、チューナ１０の出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換する。直交復調部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１の出力デジタル信号を複素ベースバンド信号へと変換する。ＦＦＴ部１３は、複素ベースバンド信号に対してＦＦＴを（Fast Fourier Transform）実行し、時間領域信号から周波数領域の信号へと変換する。これにより、直交周波数分割多重された信号が復調されて、複数のキャリアについての各信号が得られる。ＦＦＴ部１３の出力は、データ信号及びＳＰ信号の他に、付加情報伝送用の付加情報伝送キャリア（ＡＣ：Auxiliary Channel）及び伝送パラメータ情報等を伝送する制御情報伝送キャリア（ＴＭＣＣ：Transmission and Multiplexing Configuration Control）を含む。ＳＰ信号はＢＳＰＫ変調されており、データ信号はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭの何れかで変調されている。またＡＣキャリアのＡＣ信号及びＴＭＣＣキャリアのＴＭＣＣ信号は、双方ともにＤＢＰＳＫ（Differential BPSK）変調されている。

伝送路等化部１４は、ＦＦＴ部１３から出力されるＳＰ信号に基づいて、ＦＦＴ部１３から出力されるデータ信号に対して伝送路特性を等化する等化処理を実行する。等化処理後のデータ信号はデインタリーブ部１６に供給される。デインタリーブ部１６は、バーストエラーを拡散させてランダムエラーとすることでデータの修正が容易になるように、データの順序を入れ替えるデインタリーブ処理を実行する。デインタリーブ処理には、周波数領域でのデータ並べ替えを実行する周波数インタリーブ処理、及び時間領域でのデータ並べ替えを実行する時間インタリーブ処理がある。まず周波数デインタリーブ処理を実行し、その後デマッピングにより受信シンボルを軟判定し、軟判定後のビットデータに対して時間デインタリーブ処理を実行する。

誤り訂正部１７は、軟判定されたデータをビタビ復号化処理により最尤判定して誤りを訂正する。誤り訂正後のデータは、トランスポートストリーム（ＴＳ）として出力される。ＯＦＤＭ復調回路の後段に設けられたＭＰＥＧデコーダ等では、トランスポートストリームを受け取りデコード処理を実行する。

図３は、図２のＦＦＴ部１３、伝送路等化部１４、及び復調制御部１５の構成の一例を示す図である。図３に示す構成はＯＦＤＭ復調を行なう回路部分に相当する。図３に示す復調回路部分は、図２に示すＦＦＴ部１３に相当するＦＦＴ部１３Ａ及びＦＦＴ出力選択部１３Ｂと、伝送路等化部１４に相当する補間処理部１４Ａ及び除算処理部１４Ｂとを含む。復調回路部分は更に、復調制御部１５に相当する部分を含む。復調制御部１５は、硬判定処理部２０、信頼度抽出部２１、ＤＢＰＳＫ復調部２２、多数決判定部２３、ＰＲＢＳ処理部２４、ＤＢＰＳＫ復調部２５、多数決判定部２６、ＰＲＢＳ処理部２７、セレクタ２８及び２９、除算処理部３０、及びＦＦＴ窓制御部３１を含む。ＦＦＴ窓制御部３１は、ＩＦＦＴ入力選択部３２、ＩＦＦＴ部３３、遅延プロファイル部３４、及びＦＦＴ窓制御量算出部３５を含む。

ＦＦＴ部１３Ａは、直交復調部１２からの信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力する。ＦＦＴ出力選択部１３Ｂは、ＦＦＴ部１３Ａが出力する複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択し、これらの信号を互いに分離して出力する。図３に示す例では４つの信号が分離して出力されており、この４つの信号は、データキャリアのデータ信号、ＳＰキャリアのＳＰ信号、ＡＣキャリアのＡＣ信号、及びＴＭＣＣキャリアのＴＭＣＣ信号である。上記の第１の変調方式で変調された第１の信号は例えばＳＰ信号である。また第２の変調方式で変調された第２の信号は、データ信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の何れかであってよい。

ＩＦＦＴ部３３は、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂが出力する第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値とＦＦＴ出力選択部１３Ｂが出力する第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴする。この際、例えば第２の信号がデータ信号であれば、第１の信号であるＳＰ信号に応じた伝送路特性値と第２の信号であるデータ信号に応じた伝送路特性値とを並べた信号値列に対して、ＩＦＦＴを実行する。また例えば第２の信号がＡＣ信号であれば、第１の信号であるＳＰ信号に応じた伝送路特性値と第２の信号であるＡＣ信号に応じた伝送路特性値とを並べた信号値列に対して、ＩＦＦＴを実行する。ＩＦＦＴ部３３によるＩＦＦＴ処理の信号点数は、ＦＦＴ部１３Ａの出力する複数のキャリアの数に等しくてよい。ＩＦＦＴ時に信号値が存在しない信号点については、隣接する点の値をそのまま利用してもよいし、線形補間等により適宜補間してもよい。

遅延プロファイル部３４は、ＩＦＦＴ部３３の出力の複素数値の実数部の自乗と虚数部の自乗の和を計算して電力を求めることにより、時間軸上での受信波のタイミングを示す遅延プロファイルを取得する。この遅延プロファイルには、マルチパスの複数の受信波のそれぞれの時間位置を示す複数の波形が重畳して含まれる。ＦＦＴ窓制御量算出部３５は、遅延プロファイルからＦＦＴ窓の位置を合わせるべき受信波の位置を決定し、その決定位置に合わせるために必要な現在のＦＦＴ窓の位置からのずれ量を算出する。ＦＦＴ部１３Ａは、伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じてＦＦＴの窓の位置を制御する。即ち、ＦＦＴ部１３Ａは。ＦＦＴ窓制御量算出部３５の算出したずれ量だけＦＦＴ窓をずらすことにより、ＦＦＴ窓を受信信号中の適切な位置に合わせる。

またＦＦＴ出力選択部１３Ｂが出力する前記少なくとも２つの信号は第３の変調方式で変調された第３の信号を含んでよい。この際、ＩＦＦＴ部３３がＩＦＦＴする伝送路特性値は、前記第１及び第２の伝送路特性値に加え更に第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含んでよい。例えば、第１乃至第３の信号は、ＳＰ信号、データ信号、及びＡＣ信号であってよい。また例えば、第１乃至第３の信号は、ＳＰ信号、データ信号、及びＴＭＣＣ信号であってよい。また例えば、第１乃至第３の信号は、ＡＣ信号、データ信号、及びＴＭＣＣ信号であってよい。また例えば、第１乃至第３の信号は、ＳＰ信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号であってよい。

また更に、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂが出力する前記少なくとも２つの信号は、図３に示す例のように、データ信号、ＳＰ信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の４つの信号であってよい。この場合、ＩＦＦＴ部３３がＩＦＦＴする伝送路特性値は、データ信号に応じた伝送路特性値、ＳＰ信号に応じた伝送路特性値、ＡＣ信号に応じた伝送路特性値、及びＴＭＣＣ信号に応じた伝送路特性値の全てを含む。

上記何れの信号の組み合わせの場合であっても、ＳＰ信号に応じた伝送路特性値のみを用いて遅延プロファイルを求める場合よりも、遅延プロファイルを求めるために使用する情報量が多い、即ちＩＦＦＴの信号点のうちで有効信号値を有する信号点の数が多い。従って、ＳＰ信号に応じた伝送路特性値のみを用いて遅延プロファイルを求める場合よりも、より広い時間範囲にわたって正しい遅延プロファイルを求めることができる。

このように、データ信号、ＳＰ信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号のうちで上記説明した２つの信号の組み合わせ、３つの信号の組み合わせ、或いは全ての４つの信号の組み合わせを用いることにより、適切な遅延プロファイルを取得できる。この遅延プロファイルを用いて、適切なＦＦＴ窓の位置の制御を行なうことができる。図４は、一例として、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂがデータ信号、ＳＰ信号、及びＴＭＣＣ信号の３つの信号を出力する場合の構成を示す。この構成では、図３に示す構成から、ＡＣ信号に対するＤＢＰＳＫ復調部２２、多数決判定部２３、及びＰＲＢＳ処理部２４が削除されている。同様にして、データ信号、ＳＰ信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号のうちで上記説明した２つの信号の組み合わせ又は３つの信号の組み合わせの任意のものについて、復調回路を構成することができる。

前述のように、図１の黒丸に示す位置（ＳＰキャリアの位置）にあるＳＰ信号の値に基づいて、当該位置における伝送路特性値が求まる。補間処理部１４Ａは、ＳＰキャリアの位置における伝送路特性値に基づいて、データキャリアの位置における伝送路特性値を補間により推定し、各位置における伝送路特性値の推定値を求める。除算処理部１４Ｂは、補間処理部１４Ａが求めた推定値により、ＦＦＴ部１３から出力されるデータ信号の値を除算することで、伝送路特性を等化する。

硬判定処理部２０は、除算処理部１４Ｂが出力する等化処理後のデータ信号を変調方式に応じた信号点に割り当てることにより、硬判定処理を実行する。例えば、ＱＰＳＫ方式であれば、複素平面上の４つの信号点の何れかに受信データ信号を割り当てることになる。この際、ＴＭＣＣ信号をデコードすることにより変調方式を示す情報を得ている。硬判定処理の結果である信号点を示す値は、信頼度抽出部２１に供給されるとともに、セレクタ２８を介して除算処理部３０に供給される。

信頼度抽出部２１は、データ信号に応じた伝送路特性値の信頼度を示す信頼度値を出力する。具体的には、除算処理部１４Ｂが出力する硬判定前の信号値と硬判定処理部２０が出力する硬判定後の信号値との距離を求め、求めた距離に応じて信頼度を算出する。この信頼度は、硬判定前の信号値と硬判定後の信号値との違いの大きさに応じた値であればよく、信号値間の距離でなく例えば信号値の電力値間の差の絶対値等であってもよい。詳細については、後程説明する。

除算処理部３０は、セレクタ２８を介して硬判定結果の信号値が供給される場合には、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂからセレクタ２９を介して供給されるデータキャリアのデータ信号の値を硬判定結果の信号値で除算する。即ち、受信信号値を送信信号値で除算する。これにより、伝送路特性値を求めることができる。なお、セレクタ２８及び２９が例えばキャリア番号の若い方から順番にキャリアを選択していきながら、除算処理部３０でシリアルに各キャリアに対する除算処理を実行する構成でよい。

図５は、信号等化のための除算、硬判定処理、信頼度抽出処理、及び伝送路特性値算出のための除算を説明するための図である。図５は横軸が実数軸（Ｉ軸）及び縦軸が虚数軸（Ｑ軸）の複素平面を示す。ＢＰＳＫ変調された値（＋１，０）であるＳＰ信号値４１が伝送路の影響でＳＰ信号値４２として受信されたとする。受信データのデータ信号値４３に対する伝送路の影響がＳＰ信号値４１に対する影響と同一であると仮定した場合、データ信号値４３を信号値４２の複素数で除算することにより、伝送路特性について等化処理を行なった等化後のデータ信号点４４が得られる。この除算処理を図３の除算処理部１４Ｂにより行なっている。

更に等化後のデータ信号点４４を、ＱＰＳＫの４つの信号点のうちのデータ信号点４４に最も距離が近い信号点４５（複素数値＝（１／√２，１／√２））に割り当てることにより、硬判定処理を行なう。硬判定処理の結果である信号値は、信号点４５の値である。この硬判定処理を図３の硬判定処理部２０により行なっている。この硬判定処理の結果である信号値４５と硬判定前の硬判定前の信号値４４との差が、矢印４６で示されている。この矢印の大きさ、即ち信号値４５と信号値４４との間の距離が、硬判定処理の信頼度を示す指標となる。即ち、距離が大きいほど硬判定処理の結果の信頼度は低く、距離が小さいほど硬判定処理の結果の信頼度は高い。この硬判定処理の結果の信頼度は、硬判定処理の結果を用いて求める伝送路特性値の信頼度に反映する。従って、信号値４５と信号値４４との間の距離に応じた値を、伝送路特性値の信頼度として用いることができる。この信頼度を示す信頼度値を求める処理を図３の信頼度抽出部２１により行なっている。

更に硬判定処理の結果である信号点４５により、受信データのデータ信号値４３を除算することにより、信号伝搬による信号値のずれが矢印４７として模式的に示されるような伝送路特性が得られる。なお除算処理により伝送路特性値を求めているので、実際の伝送路特性値は、図５の複素平面で信号点４５を（＋１，０）の点に回転移動するような右回りの回転操作をデータ信号値４３に施した結果の値となる。

図３を再び参照し、ＩＦＦＴ入力選択部３２は、信頼度抽出部２１から供給される信頼度値に応じて、除算処理部３０がデータ信号から求めた伝送路特性値を取捨選択する。具体的には、信頼度が低い伝送路特性値を捨て、信頼度が高い伝送路特性値のみを選択してＩＦＦＴの対象とする。ＩＦＦＴ入力選択部３２の動作の詳細については後述する。

ＤＢＰＳＫ復調部２２は、ＡＣキャリアが示す復調前のＡＣ信号値を復調して、復調後のＡＣ信号値を求める。具体的には、あるシンボルでの所定のＡＣキャリアのＡＣ信号値と次のシンボルでの上記所定のＡＣキャリアのＡＣ信号値との差分を求め、その差分をデマッピングして信号点に割り当てることにより、復調後のＡＣ信号値を求める。多数決判定部２３は、送信側で同一値が挿入されている筈の複数のＡＣ信号値のうちで頻度が最も高い信号値を抽出し、多数決原理により最適値を抽出する。ＡＣ信号は、セグメント単位で同一の情報が挿入されている。例えばＩＳＤＢ−Ｔにおいて、モード３のワンセグ帯域内には、キャリア番号７番、８９番、２０６番、２０９番、２２６番、２４４番、３７７番、４０７番の８個のキャリアの各々にＡＣ信号が挿入されている。この８個のＡＣ信号値に基づいて多数決原理を用いた信号値決定を行ない、復調結果が０であるか１であるかを判定する。代替的に、ＡＣ信号値を復調してから多数決判定する代りに、ＡＣキャリアの信号値の位相差を積算してから、ＤＢＰＳＫ復調してもよい。

ＰＲＢＳ処理部２４は、ＰＲＢＳ（Pseudo Random Bit Sequence）生成回路により生成した疑似ランダムビットシーケンスの値に基づいて、復調されたＡＣ信号値からＤＢＰＳＫ変調したＡＣ信号値を求める。ここで疑似ランダムビットシーケンスの値は、ＩＳＤＢ−Ｔに設けられている０番から２０３番までのシンボルのうち、送信側で０番目のシンボルに挿入するＤＢＰＳＫ変調後のＡＣ信号値を生成するために用いられる。受信側でも同一の疑似ランダムビットシーケンスの値を用いることにより、復調されたＡＣ信号値からＤＢＰＳＫ変調したＡＣ信号値を求めることができる。上記のＡＣ信号値の処理の詳細については後述する。

除算処理部３０は、セレクタ２８を介して復調ＡＣ信号値を変調して求めた変調ＡＣ信号値が供給される場合には、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂからセレクタ２９を介して供給されるＡＣキャリアの受信ＡＣ信号の値を変調ＡＣ信号値で除算する。即ち、受信信号値を送信信号値で除算する。これにより、伝送路特性値を求めることができる。

ＤＢＰＳＫ復調部２５は、ＴＭＣＣキャリアが示す復調前のＴＭＣＣ信号値を復調して、復調後のＴＭＣＣ信号値を求める。具体的には、あるシンボルでの所定のＴＭＣＣキャリアのＴＭＣＣ信号値と次のシンボルでの上記所定のＴＭＣＣキャリアのＴＭＣＣ信号値との差分を求め、その差分をデマッピングして信号点に割り当てることにより、復調後のＴＭＣＣ信号値を求める。ＰＲＢＳ処理部２４は、送信側で同一値が挿入されている筈の複数のＴＭＣＣ信号値のうちで頻度が最も高い信号値を抽出し、多数決原理により最適値を抽出する。ＴＭＣＣ信号は、シンボル単位で同一の情報が挿入されている。例えばＩＳＤＢ−Ｔにおいて、モード３のワンセグ帯域内にはキャリア番号１０１番、１３１番、２８６番、３４９番の４個のキャリアの各々にＴＭＣＣ信号が挿入されている。ワンセグ受信機の場合には、これら４個のＴＭＣＣ信号値に基づいて多数決原理を用いた信号値決定を行えばよい。また１３セグ受信機であれば、１３個のセグメントの各々に含まれる上記４個のＡＣキャリアが１３個のセグメント全てについて同一値であるので、４の１３倍の５２個のＡＣ信号値に基づいて多数決原理を用いた信号値決定を行えばよい。代替的に、ＡＣ信号値を復調してから多数決判定する代りに、ＴＭＣＣキャリアの信号値の位相差を積算してから、ＤＢＰＳＫ復調してもよい。ＰＲＢＳ処理部２７の動作は、前述のＰＲＢＳ処理部２４の動作と同様である。

除算処理部３０は、セレクタ２８を介して復調ＴＭＣＣ信号値を変調して求めた変調ＴＭＣＣ信号値が供給される場合には、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂからセレクタ２９を介して供給されるＴＭＣＣキャリアの受信ＴＭＣＣ信号の値を変調ＴＭＣＣ信号値で除算する。即ち、受信信号値を送信信号値で除算する。これにより、伝送路特性値を求めることができる。

図６は、ＦＦＴ出力選択部１３Ｂの構成の一例を示す図である。図６に示すＦＦＴ出力選択部１３Ｂは、ＡＣ／ＴＭＣＣ配列テーブル５１、選択ユニット５２、シンボル同期部５３、及び選択ユニット５４を含む。ＡＣ／ＴＭＣＣ配列テーブル５１は、ＡＣキャリアのキャリア番号とＴＭＣＣキャリアのキャリア番号とを配列データとして保持するメモリである。ＡＣ／ＴＭＣＣ配列テーブル５１から供給されるＡＣキャリアのキャリア番号とＴＭＣＣキャリアのキャリア番号とに基づいて、選択ユニット５２が、ＡＣキャリアとＴＭＣＣキャリアとを選択分離して出力する。その他の残りのキャリアは、データキャリア又はＳＰキャリアの何れかであるキャリアとして、選択ユニット５２から纏めて出力される。シンボル同期部５３は、ＴＭＣＣキャリアのシンボル番号１〜１６に挿入されている固定の情報に基づいてシンボル番号を認識して、シンボル同期を確立する。選択ユニット５４は、シンボル同期部５３が認識したシンボル番号に基づいて、各シンボルにおけるデータキャリアとＳＰキャリアとを選択する。図１に示されるようにデータキャリア（白丸）の位置とＳＰキャリア（黒丸）の位置とは、シンボル番号によって異なるので、選択ユニット５４においては、シンボル番号に基づいたキャリア識別を行なう。このようなキャリア識別に基づいて、選択ユニット５４は、データキャリアとＳＰキャリアとを選択分離して出力する。

図７は、ＤＢＰＳＫ復調部２２の構成の一例を示す図である。ＤＢＰＳＫ復調部２５も同一の構成であってよい。図７のＤＢＰＳＫ復調部２２は、位相算出ユニット６１、１シンボル遅延ユニット６２、減算ユニット６３、及びＤＢＰＳＫデマップユニット６４を含む。位相算出ユニット６１は、ＡＣキャリアの信号値（ＤＢＰＳＫ変調後のＡＣ信号値）の位相値を算出する。１シンボル遅延ユニット６２は、算出した位相値を１シンボル遅延させる。減算ユニット６３は、現在のＤＢＰＳＫ変調ＡＣ信号値の位相値から１シンボル前のＤＢＰＳＫ変調ＡＣ信号値の位相値を引くことで、差分の位相値を算出する。ＤＢＰＳＫデマップユニット６４は、減算ユニット６３が算出した差分位相値に基づいて、ＤＢＰＳＫ変調前のＡＣ信号値を復調する。例えば差分位相値が０に近い値であれば、復調ＡＣ信号値は０である。差分位相値が±πに近い値であれば、復調ＡＣ信号値は１である。

図８は、多数決判定部２３の構成の一例を示す図である。多数決判定部２６も同一の構成であってよい。図８の多数決判定部２３は、１キャリア遅延ユニット７１、加算ユニット７２、及び閾値処理ユニット７３を含む。加算ユニット７２は、１キャリア遅延ユニット７１から供給される積算信号値と、ＤＢＰＳＫ復調部２２から供給される着目ＡＣキャリアの復調ＡＣ信号値を加算することで、新たな積算信号値を求める。１キャリア遅延ユニット７１は、積算信号値をＡＣキャリア１つ分遅延させて、加算ユニット７２に供給する。以上の１キャリア遅延ユニット７１及び加算ユニット７２の動作により、各ＡＣキャリアについて復調ＡＣ信号値を積算した合計値が求められる。閾値処理ユニット７３は、積算したＡＣ信号値が所定の閾値よりも大きければ１を出力し、積算したＡＣ信号値が所定の閾値以下であれば１を出力する。以上の処理により、複数の復調ＡＣ信号値に対する多数決原理に基づいた信号値決定を行なうことができる。

図９は、ＰＲＢＳ処理部２４の構成の一例を示す図である。ＰＲＢＳ処理部２７も同一の構成であってよい。図９のＰＲＢＳ処理部２７は、加算ユニット８１、ＰＲＢＳ生成回路８２、及び加算ユニット８３を含む。ＩＳＤＢ−Ｔにおける差動変調の定義は以下の式で与えられる。

ここでＢ_ｋはＡＣデータそのものを表し、Ｂ'_ｋは差動変調後のＡＣ送信信号を表す。Ｗ_ｉは差動変調信号の基準となる初期値であり、図１０に示すＰＲＢＳ生成回路８２により生成される。図１０に示すＰＲＢＳ生成回路８２は、生成多項式ｇ（ｘ）＝Ｘ^１１＋Ｘ^９＋１に基づいて疑似ランダムビットシーケンスを生成する回路である。

上記の式に示すように、シンボル番号０のシンボルについては、差動変調後のＡＣ送信信号値はＷ_ｉである。その後のシンボル番号１〜２０３のシンボルについては、差動変調後のＡＣ送信信号値は、１つ前のシンボルのＡＣ送信信号値と送信したいＡＣデータとの排他的論理和をとった値となる。

図９に戻り、加算ユニット８１は、多数決判定部２３から供給される着目シンボルの復調ＡＣ信号値０又は１を１シンボル前の加算ユニット８１の出力と加算して、加算結果の最下位ビットを出力する。即ち、排他的論理和を求める。更に、加算ユニット８３が、加算ユニット８１の出力とＰＲＢＳ生成回路８２が生成するビット値Ｗ_ｉとを加算し、加算結果の最下位ビットを出力する。即ち、排他的論理和を求める。以上の処理により、前記のＩＳＤＢ−Ｔの差動変調の演算を実行することにより、受信信号から復調したＢ_ｋから差動変調後のＡＣ送信信号であるＢ'_ｋを求めることができる。

以上のようにして、各シンボルでのＡＣ信号の送信点を表す差動変調信号を得ることができる。同様にして、各シンボルでのＴＭＣＣ信号の送信点を表す差動変調信号を得ることができる。こうして求めた送信点の複素数値を、除算処理部３０により復調前の受信点の複素数値で除算することで、ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアそれぞれについて伝送路推定値を求めることができる。

図１１は、信頼度抽出部２１及びＩＦＦＴ入力選択部３２の構成の一例を示す図である。図１１に示す信頼度抽出部２１は、電力計算ユニット９１、電力計算ユニット９２、差分計算ユニット９３、絶対値計算ユニット９４、閾値ユニット９５、及び閾値供給部９６を含む。またＩＦＦＴ入力選択部３２は、キャリア選択ユニット１０１、選択ユニット１０２、ディレイユニット１０３、及び選択ユニット１０４を含む。

電力計算ユニット９１は、図３の硬判定処理部２０から供給される硬判定結果の信号値を受け取り、その実数部Ｉの自乗と奇数部Ｑの自乗との和（信号電力値）を求める。また電力計算ユニット９２は、除算処理部１４Ｂから出力される等化後のデータ信号値を受け取り、その実数部Ｉの自乗と奇数部Ｑの自乗との和（信号電力値）を求める。差分計算ユニット９３は、電力計算ユニット９１が求めた信号電力値と電力計算ユニット９２が求めた信号電力値との差分値を計算する。絶対値計算ユニット９４は、差分計算ユニット９３が求めた差分値の絶対値をとる。この絶対値は、硬判定結果の信頼度を示す指標となっている。なお電力計算ユニット９１及び９２で求めたそれぞれの電力の平方根を求めてから、差分計算ユニット９３により差分を求めてもよい。この場合の差分値の絶対値は、硬判定前後の２つの信号値の距離となる。

閾値ユニット９５は、閾値供給部９６から供給される変調方式に応じた閾値と絶対値計算ユニット９４の出力する絶対値とを比較する。閾値ユニット９５は、絶対値が閾値より大きければ０を出力し、絶対値が閾値以下であれば１を出力する。閾値ユニット９５の出力値は、当該データキャリアに対して求めた伝送路測定値の信頼度を示す指標として機能する。なお変調方式は、ＴＭＣＣ信号をデコードすることにより特定することができる。変調方式に応じた閾値は、変調後の送信信号点の間隔が小さいほど小さく、変調後の送信信号点の間隔が大きいほど大きく設定されてよい。

ＩＦＦＴ入力選択部３２において、キャリア選択ユニット１０１が、例えばキャリア番号の若い方から順番に各キャリアを特定する。選択ユニット１０２は、キャリア選択ユニット１０１が特定したキャリアの信号を選択して、選択ユニット１０４に供給する。ここで選択ユニット１０２が供給する信号値は、ＳＰキャリアについては受信したキャリアの信号値であり、データキャリア、ＡＣキャリア、及びＴＭＣＣキャリアについては除算処理部３０による除算演算後の信号値である。即ち、選択ユニット１０２が供給する信号値は、各キャリアの伝送路特性値である。

選択ユニット１０４は、信頼度抽出部２１からの信頼度値に応じて、選択ユニット１０２から供給される着目キャリアの伝送路特性値又はディレイユニット１０３から供給される１つ前のキャリアに対して選択した伝送路特性値の何れか一方を選択して出力する。ここで着目キャリアの伝送路特性値とは、キャリア選択ユニット１０１が現在選択しているキャリアの伝送路特性値である。また１つ前のキャリアに対して選択した伝送路特性値とは、キャリア選択ユニット１０１が現在選択しているキャリアの１つ前のキャリアに対して選択ユニット１０４が選択して出力した伝送路特性値である。具体的には信頼度値が１であれは、着目キャリアの伝送路特性値が信用できるので、選択ユニット１０２から供給される着目キャリアの伝送路特性値を選択する。信頼度値が０であれは、着目キャリアの伝送路特性値が信用できないので、ディレイユニット１０３から供給される以前の伝送路特性値を選択する。なお信頼度抽出部２１から供給される信頼度値は、キャリア選択ユニット１０１が現在選択しているキャリアがデータキャリアでない場合には、値が１となるようにすればよい。

送信値が分かっているＳＰキャリアについては、正しい信号値に基づいて適切な伝送路特性値を得ることができる。しかしながらその他のキャリアについては、復調した結果が誤っている場合には、求めた伝送路特性値も誤った値となってしまう。ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアに関しては、ＤＢＰＳＫ変調でノイズに強く且つ複数のキャリアに渡り同一の情報が多数挿入されているので、信頼性の高い伝送路特性値を得ることができる。但しデータキャリアに関しては、変調方式がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、又は６４ＱＡＭであり且つキャリア毎に完全に未知の値が送られてくるので、求めた伝送路特性値の信頼性が高くない可能性がある。以上を考慮して、ＩＦＦＴ入力選択部３２では、信頼度抽出部２１により求めた信頼度値に応じてデータ信号値の取捨選択をすることにより、信頼性の低いデータキャリアは捨て、信頼性の高いデータキャリアのみを出力する。これによりＩＦＦＴ入力選択部３２の次段に設けたＩＦＦＴ部３３においては、ＳＰ信号値、ＡＣ信号値、ＴＭＣＣ信号値、及び信頼性の高いデータ信号値を含む信号値列に対してＩＦＦＴ処理を行う。ＩＦＦＴ処理の対象となる信号値はキャリア番号順に並んでおり、信頼性の低いキャリアの位置においては以前選択した信号値を使用することで、信頼性の低い情報だけをＩＦＦＴ処理から排除している。即ち、信頼性の高い信号値は全て用いてＩＦＦＴを行なうので、マルチパスの検出範囲を可能な限り広くして、精度のよい遅延情報を得ることができる。

図１２は、ＯＦＤＭ復調回路を用いた受信システムの構成の一例を示す図である。図１２に示す受信システムは、チューナ１１１、ＯＦＤＭ復調回路１１２、デコーダ１１３、ＣＰＵ１１４、ディスプレイ１１５、及びスピーカ１１６を含む。チューナ１１１は、アンテナで受信した受信信号を受け取りＩＦ信号を出力する。ＯＦＤＭ復調回路１１２は、チューナ１１１からのＩＦ信号を受け取り、ＯＦＤＭ復調後のデジタル信号をトランスポートストリームＴＳとして出力する。チューナ１１１及びＯＦＤＭ復調回路１１２が、図２に示す復調回路に相当する。デコーダ１１３は、ＯＦＤＭ復調回路１１２からのトランスポートストリームＴＳを受け取り、デコード処理を実行することにより映像信号及び音声信号を含む出力信号を生成する。ＣＰＵ１１４は、ＯＦＤＭ復調回路１１２とデコーダ１１３との動作を制御する。ディスプレイ１１５は映像信号に基づいて映像を出力する。スピーカ１１６は、音声信号に基づいて音声を出力する。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。例えば上記の実施例の構成については、日本の地上波デジタル放送のＩＳＤＢ−Ｔ規格に基づいた説明をしたが、これに限定されるものではない。マルチパス環境或いはマルチパスと類似の環境において、ＯＦＤＭを用いて変復調するシステムであれば、上記説明した技術を使用することができる。上記説明した技術を用いることにより、ＦＦＴ窓の位置を適切に制御して、適切な復調処理を実現することができる。

なお本願発明は以下の内容を含むものである。
（付記１）
受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、
前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部
を含むことを特徴とする復調回路。
（付記２）
前記出力選択部が出力する前記少なくとも２つの信号は第３の変調方式で変調された第３の信号を含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値は前記第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含むことを特徴とする付記１記載の復調回路。
（付記３）
前記第１の変調方式はＢＰＳＫ変調であり、前記第２の変調方式の複素平面上での変調後の信号点数は前記第１の変調方式の信号点数よりも多いことを特徴とする付記１又は２記載の復調回路。
（付記４）
前記第３の変調方式はＤＢＰＳＫ変調であり、前記第３の伝送路特性値は、前記第３の信号の信号値と、前記第３の信号をＤＢＰＳＫ復調した値と、疑似ランダムビット列とに基づいて求められることを特徴とする付記２又は３記載の復調回路。
（付記５）
前記第２の伝送路特性値の信頼度を示す信頼度値を出力する信頼度抽出部と、
前記信頼度値に応じて前記第２の伝送路特性値を取捨選択する入力選択部と
を更に含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値に含まれる前記第２の伝送路特性値は前記入力選択部により選択された前記第２の伝送路特性値であることを特徴とする付記１乃至４の何れか一項記載の復調回路。
（付記６）
前記信頼度抽出部は、前記第２の信号値から求めた硬判定後の信号値と硬判定前の信号値との違いの大きさに応じて前記信頼度値を算出することを特徴とする付記５記載の復調回路。
（付記７）
前記第１の信号は復調の基準とされるパイロット信号であり、前記第２の信号はデータ信号であることを特徴とする付記１乃至６の何れか一項記載の復調回路。
（付記８）
受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力し、
前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを抽出し、
前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴし、
前記伝送路特性値を前記ＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御する
各段階を含むことを特徴とする復調方法。
（付記９）
前記複数のキャリアの信号から第３の変調方式で変調された第３の信号を選択し、
前記ＩＦＦＴする前記伝送路特性値は前記第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含むことを特徴とする付記８記載の復調方法。
（付記１０）
前記第２の伝送路特性値の信頼度を示す信頼度値を算出し、
前記信頼度値に応じて前記第２の伝送路特性値を取捨選択する
各段階を更に含み、前記ＩＦＦＴする前記伝送路特性値に含まれる前記第２の伝送路特性値は前記取捨選択により選択された前記第２の伝送路特性値であることを特徴とする付記８又は９記載の復調方法。
（付記１１）
前記信頼度値を算出する段階は、前記第２の信号値から求めた硬判定後の信号値と硬判定前の信号値との違いの大きさに応じて前記信頼度値を算出することを特徴とする付記１０記載の復調方法。
（付記１２）
受信信号を受け取りＩＦ信号を出力するチューナと、
前記ＩＦ信号を受け取りデジタル信号を出力する復調回路と、
前記デジタル信号を受け取り出力信号を生成するデコーダと、
前記復調回路と前記デコーダとを制御する制御回路と、
前記出力信号を映像及び音声の少なくとも一方として出力する出力装置と
を含み、前記復調回路は、
前記ＩＦ信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、
前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部
を含むことを特徴とする受信システム。
（付記１３）
前記出力選択部が出力する前記少なくとも２つの信号は第３の変調方式で変調された第３の信号を含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値は前記第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含むことを特徴とする付記１２記載の受信システム。
（付記１４）
前記第１の変調方式はＢＰＳＫ変調であり、前記第２の変調方式の複素平面上での変調後の信号点数は前記第１の変調方式の信号点数よりも多いことを特徴とする付記１２又は１３記載の受信システム。
（付記１５）
前記第３の変調方式はＤＢＰＳＫ変調であり、前記第３の伝送路特性値は、前記第３の信号の信号値と、前記第３の信号をＤＢＰＳＫ復調した値と、疑似ランダムビット列とに基づいて求められることを特徴とする付記１３又は１４記載の受信システム。
（付記１６）
前記第２の伝送路特性値の信頼度を示す信頼度値を出力する信頼度抽出部と、
前記信頼度値に応じて前記第２の伝送路特性値を取捨選択する入力選択部と
を更に含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値に含まれる前記第２の伝送路特性値は前記入力選択部により選択された前記第２の伝送路特性値であることを特徴とする付記１２乃至１５の何れか一項記載の受信システム。
（付記１７）
前記信頼度抽出部は、前記第２の信号値から求めた硬判定後の信号値と硬判定前の信号値との違いの大きさに応じて前記信頼度値を算出することを特徴とする付記１６記載の受信システム。
（付記１８）
前記第１の信号は復調の基準とされるパイロット信号であり、前記第２の信号はデータ信号であることを特徴とする付記１２乃至１７の何れか一項記載の受信システム。

１０ チューナ
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ 直交復調部
１３ ＦＦＴ部
１４ 伝送路等化部
１５ 復調制御部
１６ デインタリーブ部
１７ 誤り訂正部

Claims (10)

1. 受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、
   前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
   前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部
   を含むことを特徴とする復調回路。
2. 前記出力選択部が出力する前記少なくとも２つの信号は第３の変調方式で変調された第３の信号を含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値は前記第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含むことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
3. 前記第１の変調方式はＢＰＳＫ変調であり、前記第２の変調方式の複素平面上での変調後の信号点数は前記第１の変調方式の信号点数よりも多いことを特徴とする請求項１又は２記載の復調回路。
4. 前記第３の変調方式はＤＢＰＳＫ変調であり、前記第３の伝送路特性値は、前記第３の信号の信号値と、前記第３の信号をＤＢＰＳＫ復調した値と、疑似ランダムビット列とに基づいて求められることを特徴とする請求項２又は３記載の復調回路。
5. 前記第２の伝送路特性値の信頼度を示す信頼度値を出力する信頼度抽出部と、
   前記信頼度値に応じて前記第２の伝送路特性値を取捨選択する入力選択部と
   を更に含み、前記ＩＦＦＴ部がＩＦＦＴする前記伝送路特性値に含まれる前記第２の伝送路特性値は前記入力選択部により選択された前記第２の伝送路特性値であることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項記載の復調回路。
6. 前記信頼度抽出部は、前記第２の信号値から求めた硬判定後の信号値と硬判定前の信号値との違いの大きさに応じて前記信頼度値を算出することを特徴とする請求項５記載の復調回路。
7. 前記第１の信号は復調の基準とされるパイロット信号であり、前記第２の信号はデータ信号であることを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項記載の復調回路。
8. 受信信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力し、
   前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを抽出し、
   前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴし、
   前記伝送路特性値を前記ＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御する
   各段階を含むことを特徴とする復調方法。
9. 前記複数のキャリアの信号から第３の変調方式で変調された第３の信号を選択し、
   前記ＩＦＦＴする前記伝送路特性値は前記第３の信号の信号値に応じて得られる第３の伝送路特性値を含むことを特徴とする請求項８記載の復調方法。
10. 受信信号を受け取りＩＦ信号を出力するチューナと、
    前記ＩＦ信号を受け取りデジタル信号を出力する復調回路と、
    前記デジタル信号を受け取り出力信号を生成するデコーダと、
    前記復調回路と前記デコーダとを制御する制御回路と、
    前記出力信号を映像及び音声の少なくとも一方として出力する出力装置と
    を含み、前記復調回路は、
    前記ＩＦ信号にＦＦＴを施し複数のキャリアの信号を出力するＦＦＴ部と、
    前記ＦＦＴ部が出力する前記複数のキャリアの信号から第１の変調方式で変調された第１の信号と第２の変調方式で変調された第２の信号とを含む少なくとも２つの信号を選択して出力する出力選択部と、
    前記出力選択部が出力する前記第１の信号の信号値に応じて得られる第１の伝送路特性値と前記出力選択部が出力する前記第２の信号の信号値に応じて得られる第２の伝送路特性値とを含む伝送路特性値をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
    前記伝送路特性をＩＦＦＴして得られた信号に応じて前記ＦＦＴの窓の位置を制御するＦＦＴ窓制御部
    を含むことを特徴とする受信システム。

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