JP2010268206A - 電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導性負荷に通電される電流値をＰＷＭ制御する電子制御装置において、負荷の個体差、温度特性によるインダクタンスと抵抗値のばらつきがあってもオーバーシュート・アンダーシュートの発生を回避でき、短時間に精度よく電流制御を行える方法を提供する。
【解決手段】直前のＰＷＭ周期の電圧を印加する区間の電流計測値の最大値および電圧を印加しない区間の電流計測値の最小値を計測する電流計測部２４４と、電流最大値と電流最小値から負荷１１のインダクタンスと抵抗値を推定する負荷Ｒ・Ｌ推定部２４５と、負荷のインダクタンス値と抵抗値とから次ＰＷＭ周期の電圧印加時間による誘導性負荷に通電される電流を予測して、目標電流設定部２４３で設定された目標電流と比較することにより、次ＰＷＭ周期のデューティ比を決定するＰＷＭ設定部２４６とを備え、次ＰＷＭ周期のデューティ比でＰＷＭ駆動回路を駆動する。
【選択図】図２

Description

この発明は、誘導性負荷の電流制御に用いられる電子制御装置に関するもので、例えば４輪駆動車両のクラッチ制御用として用いられるリニアソレノイドの電流制御を行う電子制御装置に関するものである。

４輪駆動車両においては、前後輪駆動力配分機構として油圧多板クラッチ機構が設けられ、このクラッチ機構の係合度合いを変更することにより、前輪と後輪との間の差動状態を制限して、エンジンから出力されたトルクを前後輪に対して可変に配分できるようになっている。
また油圧多板クラッチ機構は駆動系油圧ユニットから供給される油圧の状態を制御することにより、クラッチ機構の係合状態が制御されるようになっている。さらに駆動系油圧ユニットは、ポンプ、ポンプで加圧された作動油を貯留するアキュムレータ、およびアキュムレータよりも下流側の作動油供給系路上には、通電される電流により駆動系油圧ユニットの出力油圧を変動させることのできるリニアソレノイドなどが備えられ、リニアソレノイドのコイル（誘導性負荷）に流れる電流を電子制御装置（ＥＣＵ）で制御することにより、油圧の供給状態を制御するようになっている。

駆動系油圧ユニットの出力油圧はリニアソレノイドに通電する電流値に比例して一意に定まる。したがってリニアソレノイドに通電する電流が目標電流に対してオーバーシュートやアンダーシュートを起こすと、それによって駆動系油圧ユニットの出力油圧が大きく増減し、本来必要とする各車輪へのトルク配分が適切に行われず、車両のヨーレイト制御などがうまく行われなくなり、車両の安定走行に影響を及ぼすことになる。そのためリニアソレノイドに通電する電流制御の精度が求められる。

従来の電子制御装置では、誘導性負荷（リニアソレノイド）に通電させるための電流が目標電流になるようにする制御は、誘導性負荷と電源の間に接続されたスイッチング素子の開閉時間をＰＷＭ（パルス幅変調）のデューティ比を変えることにより行っている。
このＰＷＭのデューティ比を制御する手段として、電源電圧と誘導性負荷に通電されている電流を計測しつつ、ＰＩＤ制御を用いて誘導性負荷に通電されている電流が目標電流と一致するようにデューティ比をフィードバッグ制御する方法が知られている。

上記従来装置においては、フィードバック制御ロジックによる電流オーバーシュートやアンダーシュートの発生を防止するために実際の負荷を用いて、制御ゲインを切り替えながら目標電流に対する負荷の電流応答性を確認しながら制御ゲインを手動でキャリブレーションする必要がある。しかし、負荷のインダクタンス値や抵抗値は、個体差や電流の通電時間に応じた負荷の発熱による温度変化や使用年数による経年劣化により大幅に変動する可能性があるため、最適にキャリブレーションされたはずの制御ゲインであっても、個体差や温度変化などによっては想定されたはずの負荷の電流応答性がでないなどの問題がある。最悪の場合、インダクタンス値や抵抗値の変動により、負荷の電流は目標電流に収束せず発散したり振動を繰り返す場合もある。

このような誘導性負荷の個体差や温度特性による電流制御精度の問題に対して以下のような対策を施す方法が知られている。
例えば、現在の電源電圧と負荷に流れる電流値を計測して負荷のインピーダンスの平均値を自動で算出し、このインピーダンスに応じてデューティ比を補正するようにしたものがある（特許文献１参照）。
また、誘導性負荷の中間位置の電圧をモニタする電気回路を設けて、負荷の現在の抵抗値を算出し、負荷の抵抗値に基づいてフィードバッグ制御のゲインを調整するようにしたものがある（特許文献２参照）。

特開２００６−２５０２０３号公報 特開平８−２５４２８０号公報

特許文献１の方法では、負荷のインピーダンスの算出と、インピーダンスに応じたデューティ比は次のようになる。
現在のインピーダンス＝電源電圧×現在のデューティ比／現在の負荷の電流・・式(１)
次周期デューティ比＝目標電流×インピーダンス平均値／電源電圧・・・・・式(２)
電源電圧をＶ、ｎ周期目（ｎ＝１、２、３、・・・）のＰＷＭ周期のインピーダンスをＺ_ｎ、現在のデューティ比をＤ_ｎ、現在の負荷の電流をＩ_ｎとした場合、式（１）から、式（１ａ）のようになる。

また、式（２）で例えばインピーダンス平均値は３回平均とし、負荷に通電する目標電流をＩ_ｏとし、式（１ａ）のインピーダンスを代入すると、次周期デューティ比Ｄ_ｎ＋１は式（２）から式（３）となる。

今、目標電流Ｉ_ｏが、現在の負荷の電流Ｉ_ｎより大きい（目標電流Ｉ_ｏに向けて現在の負荷の電流Ｉ_ｎを増加させる）ことを考える。式（３）で現在の負荷の電流Ｉ_ｎが目標電流Ｉ_ｏに達するまで、目標電流Ｉ_ｏと現在の負荷の電流Ｉ_ｎの比で表現される項目（Ｉ_ｏ／Ｉ_ｎ、Ｉ_ｏ／Ｉ_ｎ−１、Ｉ_ｏ／Ｉ_ｎ−２）はすべて１以上の値となるため、式（３）の
の項は常時増加を続け、その結果次周期デューティ比Ｄ_ｎ＋１も増加を続け、現在の負荷の電流Ｉ_ｎが目標電流Ｉ_ｏ以上になるまで次周期デューティ比Ｄ_ｎ＋１の増加はとまらな
い。また、負荷のインダクタンスの効果により、電子制御装置が一定のデューティ比を出力しつづけた場合でも、負荷に通電される電流は、即時に一定の電流に収束せずゆっくりと時間をかけて増加し一定の電流値に収束していく。

以上のことから、特許文献１の方法を使用すると、負荷の電流が一定の値に収束するのを待たずに、次周期デューティ比Ｄ_ｎ＋１を補正することを繰り返すと、目標電流Ｉ_ｏを出力するのに必要なデューティ比を超えて過剰なデューティ比を出力してしまい、負荷に通電する電流が目標電流に対してオーバーシュートすることが考えられる。アンダーシュートに関しても同様のことが考えられる。このことを以下でシミュレーションを行い考察した。

図５（ａ）は、特許文献１の手法を用いた負荷の電流制御のシミュレーション結果である。負荷の抵抗３Ω、インダクタンス値０.０３Ｈ、電源電圧１２Ｖ固定とし、時刻０ｍ
ｓ時点で現在の負荷の電流が０ｍＡであったときに、目標電流が０ｍＡ→３０００ｍＡに変化した場合のデューティ比５０３と電流最大値Ｉ_{ｍａｘ ｎ}５０１と電流最小値Ｉ_{ｍｉｎ ｎ}５０２を示している。デューティの演算周期は１ｍｓ周期とし、インピーダンスの平均値は３回平均とした。

この図５（ａ）から明らかなように、０〜１２ｍｓまではデューティ比５０３が１００％出力となり、目標電流３０００ｍＡに対して電流最大値Ｉ_{ｍａｘ ｎ}５０１と電流最小値Ｉ_{ｍｉｎ ｎ}５０２が着実に近づいている。１２〜２８ｍｓ間になると、電流最大値Ｉ_{ｍａｘ ｎ}５０１と電流最小値Ｉ_{ｍｉｎ ｎ}５０２が大幅に目標電流３０００ｍＡを超過しているため、電流最大値Ｉ_{ｍａｘ ｎ}５０１と電流最小値Ｉ_{ｍｉｎ ｎ}５０２を下げるためにデューティ比５０３を約４５％まで下げている。２８〜４５ｍｓ間は１２〜２８ｍｓ間にデューティ比５０３を下げすぎ、目標電流３０００ｍＡを下回ってしまった電流最大値Ｉ_{ｍａｘ ｎ}５０１と電流最小値Ｉ_{ｍｉｎ ｎ}５０２を上げなければならなくなったため、デューティ比５０３を上げる動作を行っている。このオーバーシュート・アンダーシュートを繰り返しながら負荷の電流を目標電流に近づけていく。
以上のシミュレーション結果から、特許文献１の方法を使用すると、負荷の電流が一定の値に収束するのを待たずに、次周期デューティ比Ｄ_ｎ＋１を補正することを繰り返すため、目標電流Ｉ_ｏを出力するのに必要なデューティ比を超えて過剰なデューティ比を出力してしまい、結果として負荷に通電する電流が目標電流に対してオーバーシュート・アンダーシュートを繰り返し発生してしまうことがいえる。

また、特許文献２の方法では、負荷であるコイルの中間位置から電圧をモニタする回路、および電圧から負荷の現在の抵抗値を算出してフィードバッグ制御手段のゲインを調整するゲイン調整手段が必要になるため消費電力の増大やコストアップにつながる。

この発明は上記問題を解消するためになされたもので、消費電力やコストを増大させることなく、負荷の個体差や温度特性により抵抗やインダクタンスが変動しても電流のオーバーシュートやアンダーシュートを発生させることなく電流制御精度を向上させた電子制御装置を提供することを目的とするものである。

この発明の電子制御装置は、誘導性負荷に通電する目標電流を設定する目標電流設定部と、電源から誘導性負荷に印加する電源電圧を計測する電圧検出回路と、誘導性負荷に通電される電流を計測する電流検出回路と、誘導性負荷と電源の間に接続されたスイッチング素子の開閉時間をパルス幅変調（ＰＷＭ）のデューティ比で制御するＰＷＭ駆動回路と、電流検出回路で計測した電流のうち、直前のＰＷＭ周期における電流計測値の最大値および最小値を計測する電流計測部と、この電流計測部で計測した電流最大値および電流最小値から誘導性負荷のインダクタンス値と抵抗値を推定する負荷Ｒ・Ｌ推定部と、この負荷Ｒ・Ｌ推定部で推定した誘導性負荷のインダクタンス値と抵抗値とから次ＰＷＭ周期の電圧印加時間による誘導性負荷に通電される電流を予測し、目標電流設定部で設定された目標電流と比較することにより、次ＰＷＭ周期のデューティ比を決定するＰＷＭ設定部とを備え、ＰＷＭ設定部で決定されたＰＷＭ周期のデューティ比でＰＷＭ駆動回路を駆動するようにしたものである。

この発明によれば、誘導性負荷の個体差や温度特性などにより負荷の抵抗値やインダクタンス値が変動してもそれらを自動で推定できるため、制御に用いる各制御変数をキャリブレーションする必要がない。さらに電圧印加時間による負荷の電流最大値および電流最小値を事前に予測してデューティ制御できるため、オーバーシュートやアンダーシュートの発生を回避でき、短時間に精度よく負荷の電流を目標電流に近づけることができる。そのため、例えば車両を安定させて走行させるために正確なヨーレイト制御が必要となる低μ路面でも、この発明により緻密な電流制御が実施できるため、ヨーレイト制御により算出されたヨーレイトを実現するための各車輪のトルク配分が正確に行え、結果として車両の安定走行を実現できる。

また、この発明は制御プログラムの改良により機能を実現できるため、従来の車載用電子制御装置と同一装置が使用でき、従来技術のような負荷の中間位置の電圧をモニタする電気回路を付加することによる、消費電力の増大やコストアップにならない。

この発明が適用される４輪駆動車両の駆動制御系の模式図である。 この発明の実施の形態１に係る電子制御装置の全体構成図である。 この発明の実施の形態１による誘導性負荷の電流制御の概要図である。 この発明の実施の形態１に係る電子制御装置の処理の流れ図である。 従来装置とこの発明装置を用いた電流制御シミュレーション結果を示す特性図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電子制御装置を図１〜図５に基づいて説明する。
この発明の電子制御装置が搭載された４輪駆動車両の駆動制御系の模式図を示す図１において、車両１００にはエンジン１およびトランスミッション２が搭載され、エンジン１の駆動力はトランスミッション２を介してセンタディファレンシャル（以下、センタデフと略す）３に伝達される。このセンタデフ３から前輪４１と後輪４２とに駆動力が配分されて伝達されるようになっている。

すなわち、センタデフ３に入力された駆動力のうち、一方はフロントディファレンシャル（以下、フロントデフと略す）５１へ出力されて、車軸６１Ｌ、６１Ｒを介して前側の左右輪４１Ｌ、４１Ｒに伝達されるようになっている。また、駆動力の残りの一方はベベルギヤ機構７１、プロペラシャフト８、ベベルギヤ機構７２、リヤディファレンシャル（以下、リアデフと略す）５２及び車軸６２Ｌ、６２Ｒを介して後側の左右輪４２Ｌ、４２Ｒに伝達されるようになっている。

ところで、この車両１００のセンタデフ３には前輪４１と後輪４２との駆動力配分を制御可能な前後輪駆動力配分機構９１が付設されており、また、リアデフ５２には、左後輪４２Ｌと右後輪４２Ｒとに伝達される駆動力配分を調整可能な左右輪駆動力配分機構（駆動力調整手段）９２が設けられている。
また、図示するように、車両１００には左右輪駆動力配分機構９２及び前後輪駆動力配分機構９１に対して油圧を供給する駆動系油圧ユニット１０と、この駆動系油圧ユニット１０を制御することにより左右輪駆動力配分機構９２及び前後輪駆動力配分機構９１の作動状態を制御する駆動力配分制御手段としての電子制御装置（ＥＣＵ）２０とが備えられている。

ここで、前後輪駆動力配分機構９１は、湿式油圧多板クラッチ機構を備えて構成され、油圧多板クラッチ機構の係合度合いを変更することにより前輪４１と後輪４２との間の差動状態を制限して、エンジン１から出力されたトルクを前後輪４１、４２に対して可変に配分できるように構成されている。また、電子制御装置（ＥＣＵ）２０により駆動系油圧ユニット１０から湿式油圧多板クラッチ機構への油圧の供給状態を制御することによりクラッチ機構の係合状態が制御されるようになっている。

また、左右輪駆動力配分機構９２は、伝達トルク容量を調整可能な湿式油圧多板クラッチ機構を備えており、このクラッチ機構は、駆動系油圧ユニット１０から供給される油圧に応じて係合状態が制御されるように構成されており、車両の走行状況等に応じてこれらのクラッチを係合させることにより、左右輪４２Ｌ、４２Ｒの間で駆動力配分（トルク配分）を適宜変更して、一方の車輪の駆動トルクを増大または減少させることができるようになっている。これらの車輪へのトルクの駆動力配分を行うことにより、車両のヨーレイトを制御でき、低μ路などでの車両安定性を図ることができる。

なお、上述した駆動系油圧ユニット１０には、いずれも図示はしないが、作動油を所定圧まで加圧するポンプ、加圧された作動油を貯留するアキュムレータ、ポンプで加圧された油圧を監視する圧力センサ等が設けられている。また、やはり図示はしないが、アキュムレータよりも下流側の作動油供給系路上には、通電される電流により駆動系油圧ユニット１０の出力油圧を変動させることのできるリニアソレノイドなどがそなえられて構成されている。このリニアソレノイドの通電する電流値に比例して駆動系油圧ユニット１０の出力油圧が一意に定まる。リニアソレノイドに通電する電流が目標電流に対してオーバーシュートやアンダーシュートを起こすと、それによって駆動系油圧ユニット１０の出力油圧が大きく増減し、本来必要とする各車輪へのトルク配分が適切に行われず、車両のヨーレイト制御などがうまく行われなくなり車両の安定走行に影響を及ぼすことになる。そのためリニアソレノイドに通電する電流制御の精度が求められる。

次に、駆動系油圧ユニット１０のリニアソレノイドに通電する電流を制御する、電子制御装置（ＥＣＵ）２０の構成図について図２により説明する。
図２において、駆動系油圧ユニット１０の誘導性負荷であるリニアソレノイド１１（抵抗Ｒ１１１とインダクタンスＬ１１２で構成されている）と電源１２の間にスイッチング素子１３を設け、スイッチング素子１３の開閉により電源１２の電源電圧Ｖをリニアソレノイド１１に印加するかしないを切り替える。またスイッチング素子１３の開閉時間は、電子制御装置（ＥＣＵ）２０のＰＷＭ駆動回路２１から出力されるＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦ時間に従うように構成されており、電子制御装置（ＥＣＵ）２０によりリニアソレノイド１１の電流制御を行う。

電子制御装置（ＥＣＵ）２０には、電源１２から誘導性負荷のリニアソレノイド１１に印加する電源電圧Ｖを計測する電圧検出回路２２と、リニアソレノイド１１に通電される電流を計測する電流検出回路２３が設けられ、これら電圧検出回路２２で計測された電源電圧Ｖおよび電流検出回路２３で計測された電流をもとに、ＰＷＭ駆動回路２１から出力されるＰＷＭ信号が生成される。

電子制御装置（ＥＣＵ）２０には、さらにＣＰＵ２４の他に、いずれも図示しないＲＯ
Ｍ、ＲＡＭ、インタフェイス等が備えられている。このＲＡＭの一部の領域は、イグニッションキーがＯＦＦされている間も書き込まれた値が保持できるように電源１２から電源電圧Ｖを供給されている。（以下このＲＡＭの一部の領域をバックアップＲＡＭと呼ぶこととする）。
また、図２に示すように、電子制御装置（ＥＣＵ）２０には、車両１００のヨーレイトを検出するヨーレイトセンサ３１、車両１００のハンドル角（操舵角）を検出するハンドル角センサ３２、前後左右輪の車輪速をそれぞれ検出する車輪速センサ３３等が接続されている。また、これらのセンサ以外にも、図示はしないがエンジン回転数センサ、前後加速度センサ、横加速度センサ、スロットルポジションセンサなどのセンサ類が接続されている。

電子制御装置（ＥＣＵ）２０のＣＰＵ２４は、これらの各種センサによって検出された情報に基づいて、車両１００の走行状態に応じた適切なヨーレイトを算出するヨーレイト算出部２４１、ヨーレイト算出部２４１で算出したヨーレイトとなるような各車輪へのトルク配分とそのトルク配分を行うために必要な駆動系油圧ユニット１０の出力油圧を決定するトルク配分設定部２４２、トルク配分設定部２４２で設定したトルク出力となるよう、あらかじめ測定し電子制御装置（ＥＣＵ）２０のＲＯＭ内にデータ化しておいた駆動系油圧ユニット１０の出力油圧とリニアソレノイド１１に通電する電流との変換マップから、リニアソレノイド１１に通電する目標電流を決定する目標電流設定部２４３を有している。

さらに電子制御装置（ＥＣＵ）２０のＣＰＵ２４は、電流検出回路２３で計測した電流のうち、直前のＰＷＭ周期での電圧を印加する区間終了タイミングの誘導性負荷１１に通電される電流（以下、ここでは電流最大値とする）と、電圧を印加しない区間終了タイミングの誘導性負荷１１に通電される電流（以下、ここでは電流最小値とする）を計測する電流計測部２４４、この電流計測部２４４で計測した電流最大値および電流最小値と前周期出力のＰＷＭ信号デューティ比から現在の誘導性負荷１１のインダクタンス値Ｌと抵抗値Ｒを推定する負荷Ｒ・Ｌ推定部２４５、この負荷Ｒ・Ｌ推定部２４５で推定した誘導性負荷１１のインダクタンス値Ｌと抵抗値Ｒと、目標電流設定部２４３で設定された目標電流から次ＰＷＭ周期に誘導性負荷１１に通電される電流を予測し、目標電流と比較することで次ＰＷＭ周期のデューティ比を設定するＰＷＭ設定部２４６を有している。
ＰＷＭ設定部２４６からの出力のデューティ比に基づいてＰＷＭ駆動回路２１は駆動され、ＰＷＭ駆動回路２１はその出力であるＰＷＭ信号でスイッチング素子１３を開閉し、リニアソレノイド１１に流れる電流を制御する。

次に、電子制御装置２０による誘導性負荷の電流制御の概要図である図３を用いて、この発明の電流制御の処理概要を説明する。
目標電流Ｉｑが時刻Ｔ_０より変化（時刻Ｔ_０で目標電流ＩｑがＩｑ_０へ変化、時刻Ｔ_１で目標電流ＩｑがＩｑ_１へ変化）するものとする。時刻Ｔ_０では、前回通電中に推定した誘導性負荷１１の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの値と非通電時間を用いて現在の負荷の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの初期値を推定する。誘導性負荷１１の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの初期値を推定する手法については後で述べる。

ここでＰＷＭ周期を負荷への通電開始時点から１、２、３・・・ｎ周期とし、ｎ周期目のＰＷＭのＯＮ区間終了時の電流を電流最大値とし、Ｉｍａｘ１、Ｉｍａｘ２、・・・・Ｉｍａｘｎと表す。ｎ周期目のＰＷＭのＯＦＦ区間終了時の電流を電流最小値とし、Ｉｍｉｎ１、Ｉｍｉｎ２、・・・Ｉｍｉｎｎと表す。ｎ周期目のＰＷＭ区間の電流最大値と電流最小値の平均値を、Ｉａｖｅ１、Ｉａｖｅ２、・・・Ｉａｖｅｎと表す。
初期値推定した負荷の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの値を用いて、電流最大値Ｉｍａｘ１と電流最小値Ｉｍｉｎ１を予測し、予測した電流最大値Ｉｍａｘ１と電流最小値Ｉｍｉｎ
１の平均値Ｉａｖｅ１が目標電流Ｉｑ_０と一致するようにＰＷＭのＯＮ時間ｔ_ＯＮを計算し、ＰＷＭの１周期時間Ｔ中のＰＷＭのＯＮ時間ｔ_ＯＮの割合を時刻Ｔ_０でのデューティ出力とする。

時刻Ｔ_１では、前周期の負荷の電流Ｉｎの電流最大値Ｉｍａｘ１と電流最小値Ｉｍｉｎ１の計測値から、時刻Ｔ_１での負荷の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの値を推定する。推定した時刻Ｔ_１での負荷の抵抗Ｒ、インダクタンスＬの値を用いて、電流最大値Ｉｍａｘ２と電流最小値Ｉｍｉｎ２を予測し、予測した電流最大値Ｉｍａｘ２と電流最小値Ｉｍｉｎ２の平均値Ｉａｖｅ２が目標電流Ｉｑ_１と一致するようにＰＷＭのＯＮ時間を計算し、ＰＷＭの１周期時間Ｔ中のＰＷＭのＯＮ時間の割合を時刻Ｔ_１でのデューティ出力とする。以下この処理を繰り返し、目標電流Ｉｑに対して負荷の電流を近づけていく。

次にｎ周期目のＰＷＭ周期での電流最大値Ｉｍａｘｎと電流最小値Ｉｍｉｎｎの平均値Ｉａｖｅｎが目標電流Ｉｑに一致するデューティの計算方法について述べる。
誘導性負荷１１に通電する電流Ｉと電源電圧Ｖの関係は、インダクタンスＬと抵抗Ｒの値を用いて、以下式（４）のようになる。

このような形式の微分方程式の解法のひとつとして解をαｅｘｐ（βｔ）＋γとおき、代入し、ｅｘｐ項とそれ以外の項の係数を両辺比較することで解を導く手法が知られている。
これらを式（４）に代入すると、Ｌαβｅｘｐ（βｔ）＋Ｒαｅｘｐ（βｔ）＋Ｒγ＝Ｖとなる。

ｅｘｐ項とそれ以外の項の係数を両辺比較して、

ｎ周期目のＰＷＭの周期の電圧を印加する区間開始タイミングでは、電圧を印加した時間ｔはｔ＝０かつ、負荷１１の電流Ｉ（０）＝Ｉｍｉｎ n-1（ｎ−１周期目のＰＷＭ周期終了タイミングでの電流値）であるため、これを電流Ｉ（ｔ）に代入すると、
であるため、ｎ周期目のＰＷＭの周期の電圧を印加する区間中の電流最大値は、
となる。ここで時間ｔ_ＯＮは１周期区間中のＰＷＭのＯＮ時間である。

同様にしてＰＷＭの電圧を印加しない区間中の電流最小値を求める。ＰＷＭの電圧を印加しない区間中は電圧０であるため、
これらを代入すると、Ｌαβｅｘｐ（βｔ）＋Ｒαｅｘｐ（βｔ）＋Ｒγ＝０となる。
ｅｘｐ項とそれ以外の項の係数を両辺比較して、

ｎ周期目のＰＷＭの周期の電圧を印加する区間開始タイミングでは電圧を印加した時間ｔはｔ＝０かつ、Ｉ（０）＝Ｉｍａｘｎ（ＰＷＭの電圧を印加する区間終了タイミングでの電流値）のため、これを電流Ｉ（ｔ）に代入すると、
∴α＝Ｉｍａｘｎ
であるため、ｎ周期目のＰＷＭの周期のＰＷＭの電圧を印加しない区間中の電流最小値は、
となる。式（６）で、Ｔはデューティ制御の１周期時間であり、時間ｔ_ＯＮは１周期区間中のＰＷＭのＯＮ時間である。

次に抵抗Ｒの値の推定を行う。式（６）より、
ＬＮはlog ｅを示す。

式（６ａ）を式（５）に代入すると、

次にインダクタンスＬの値の推定を行う。式（６ａ）より、

次に電流最大値Ｉｍａｘｎと電流最小値Ｉｍｉｎｎの平均値Ｉａｖｅｎが目標電流Ｉｑと一致するようにＰＷＭのＯＮ時間を計算する。

これに式（５）と式（６）を代入して、

ＰＷＭのＯＮ時間ｔ_ＯＮが計算できたので、これを周期Ｔで割るとデューティ比が求ま
る。以上のデューティ比の計算方法により負荷に通電する電流の平均値を目標電流と一致させるデューティ比が一意に計算できるため、オーバーシュートやアンダーシュートの発生を回避でき、短時間に精度よく負荷の電流を目標電流に近づけることができる。

次にデューティ比０％の状態が継続し、負荷に電流が通電されない時間が長時間続いた後、負荷への通電を再開した場合（以下、この期間を非通電時間とする）のインダクタンスＬ、抵抗Ｒの初期値推定について述べる。この非通電時間中に負荷の冷却によりインダクタンスＬ、抵抗Ｒの値は低下していく。負荷への非通電時間をｔ_ＯＦＦ、前回負荷への通電終了直前に推定したインダクタンスＬと抵抗Ｒの値をＬ_ＯＬＤ、Ｒ_ＯＬＤとする。通電開始後に推定したインダクタンスＬと抵抗Ｒの値をＬ_ＮＥＷ、Ｒ_ＮＥＷとする。
負荷への非通電時間ｔ_ＯＦＦに比例して負荷１１のインダクタンスＬおよび抵抗Ｒの値が下がるとすると、インダクタンスＬおよび抵抗Ｒの減衰率Ｇ_Ｌ、Ｇ_Ｒはそれぞれ
となる。このことにより非通電時の負荷のインダクタンスＬおよび抵抗Ｒの低下の単位時間当たりの値がわかるため、負荷の非通電時間が変動してもインダクタンスおよび抵抗がどのくらい低下したのか正確に推定でき、負荷に通電を開始した時点の電流の制御精度が向上する。

インダクタンスＬの初期値Ｌ_ＩＮＩと抵抗Ｒの初期値Ｒ_ＩＮＩは
Ｌ_ＩＮＩ＝Ｌ_ＯＬＤ×Ｇ_Ｌ・・・・式（１２）
Ｒ_ＩＮＩ＝Ｒ_ＯＬＤ×Ｇ_Ｒ・・・・式（１３）
となる。このことにより負荷の非通電時の温度低下により負荷の抵抗値やインダクタンス値が低下したとき、負荷に通電を開始した時点で抵抗値やインダクタンス値の初期値が精度よく推定できるため負荷の通電開始時点の電流の制御精度が向上する。

次にこの発明の詳細な処理の流れについて説明する。図４はこの発明による処理の流れを示した図である。
まず、ステップＳ４０１でイグニッションキーＯＮ後、ＣＰＵ通電開始とともにこの発明の制御を開始する。ステップＳ４０２でインダクタンスＬと抵抗Ｒの前回負荷に通電を終了する直前に推定した値を、前回通電時の推定値Ｌ_ＯＬＤ、Ｒ_ＯＬＤの初期値とする。ステップＳ４０３でインダクタンスＬと抵抗Ｒそれぞれの減衰率Ｇ_Ｌ、Ｇ_Ｒを、減衰率Ｇ_Ｌ、Ｇ_Ｒ初期値とする。

現在の時刻がＰＷＭ周期タイミングでない場合（時刻Ｔ_０、時刻Ｔ_１、時刻Ｔ_２、・・・、時刻Ｔ_ｎでない場合）ステップＳ４２０にすすむ。ここではＰＷＭ周期タイミングまでの間の負荷の電流をモニタする制御を行っている。ステップＳ４２０で電流計測値が０ｍＡより大きいか確認する。０ｍＡの場合はステップＳ４１０に戻る。電流計測値が０ｍＡ以上の場合は、ステップＳ４２１に進み、デューティ設定が１００％もしくは０％かを確認する。デューティ比１００％もしくはデューティ比０％出力の場合は、ステップＳ４１０に戻り、それ以外ではステップＳ４２２に進む。ステップＳ４２２でデューティＯＮ終了タイミング（ｎ周期目のＰＷＭ周期毎にＰＷＭのＯＮ区間開始後はじめてＰＷＭのＯＮ時間ｔ_ＯＮ経過したときの時刻）でなかった場合は、ステップＳ４１０に戻る。デュー
ティＯＮ終了タイミングであった場合は、ステップＳ４２３に進み、電流計測値を電流最大値Ｉｍａｘｎとして、ステップＳ４１０に戻る。

ステップＳ４１０で現在の時刻がＰＷＭ周期タイミングであった場合は、ステップＳ４１１に進み、電流計測値を、電流最小値Ｉｍｉｎｎとする。次にステップＳ４３０に進み、電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎ＝０ｍＡ、かつ前周期電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎ−１＝０ｍＡかを確認する。電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎと前周期電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎ−１はともに０ｍＡであった場合、ステップＳ４３１に進む。ここでは負荷に通電していない間の制御を行う。ステップＳ４３１では、負荷の非通電時間ｔ_ＯＦＦをＰＷＭを１周期分増加させカウントアップする。ここで計測した負荷の非通電時間ｔ_ＯＦＦは、インダクタンスＬと抵抗Ｒの初期値演算と減衰率Ｇ_Ｌ、Ｇ_Ｒを演算するために使用する。ステップＳ４３２に進み、減衰率推定済みフラグをＯＦＦする。ステップＳ４３３に進み、目標電流が設定されたかを確認する。目標電流が０ｍＡの場合は、ステップＳ４１０に戻る。目標電流が０ｍＡより大きな値の場合は、ステップＳ４３４に進み、式（１２）と式（１３）より、通電開始時の負荷のインダクタンスＬと抵抗Ｒの初期値を推定する。その後、ステップＳ４６０に進む。

ステップＳ４３０で、電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎもしくは前周期電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎ−１が０ｍＡでなかった場合ステップＳ４５０に進む。ここでは、負荷に通電開始後のインダクタンスＬと抵抗Ｒの推定処理を行う。ステップＳ４５０で、デューティ設定が１００％もしくは０％であった場合、ステップＳ４６０に進む。デューティ設定が１００％もしくは０％でなかった場合は、ステップＳ４５１に進む。ステップＳ４５１で、式（７）と式（８）にデューティ比と電流最大値Ｉｍａｘ_ｎと電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎを代入し、インダクタンスＬと抵抗Ｒの値を推定する。推定したインダクタンスＬと抵抗Ｒの値はイグニッションキーＯＦＦの間も保持されるようにバックアップＲＡＭに書き込む。

ステップＳ４５２に進み、減衰率推定済みフラグがＯＦＦか確認する。減衰率推定済みフラグがＯＮであった場合は、ステップＳ４６０に進む。減衰率推定済みフラグがＯＦＦであった場合は、ステップＳ４５３に進む。ステップＳ４５３で式（１０）と式（１１）より、インダクタンス減衰率Ｇ_Ｌと抵抗値減衰率Ｇ_Ｒを推定する。推定したインダクタンス減衰率Ｇ_Ｌと抵抗値減衰率Ｇ_Ｒの値はイグニッションキーＯＦＦの間も保持されるようにバックアップＲＡＭに書き込む。ステップＳ４５４に進み、減衰率推定済みフラグをＯＮにし、ステップＳ４６０に進む。
ここでは、イグニッションキーがＯＦＦされた場合の制御について述べる。ステップＳ４６０で、イグニッションキーがＯＦＦか確認する。イグニッションキーがＯＮの場合は、ステップＳ４４０に進む。イグニッションキーがＯＦＦの場合は、ステップＳ４６１に進み、ＣＰＵ通電終了し、制御を終了する。

ここでは、次周期デューティを出力する制御について述べる。ステップＳ４４０で、目標電流が０ｍＡかを確認する。目標電流が０ｍＡであった場合は、ステップＳ４４８に進み、次周期デューティを０％に設定しステップＳ４１０に戻る。目標電流が０ｍＡより大きかった場合は、ステップＳ４４１に進み、目標電流と前周期の電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎを比較する。目標電流が電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎより大きい場合は、ステップＳ４４２に進む。ステップＳ４４２で、式（５）より、次周期デューティ比１００％出力したときの電流最大値を推定する。ステップＳ４４４で目標電流と次周期デューティ比１００％時の予測した電流最大値を比較する。ここで目標電流が次周期デューティ比１００％時の予測した電流最大値より大きかった場合、ステップＳ４４６に進み、次周期デューティ比１００％を出力し、ステップＳ４１０に戻る。これにより、目標電流が急増したとき、デューティ比を１００％に固定することにより、負荷に印加する電圧を常時印加した状況にして、目標電流変動に対するステップ応答性を向上させることができる。

ステップＳ４４４で目標電流が次周期デューティ比１００％時の予測した電流最大値より大きくなかった場合、ステップＳ４４７に進む。ステップＳ４４７で式（９）より、目標電流が次周期電流最大値と最小値の平均値となるデューティ比を算出し、次周期のデューティ出力とし、ステップＳ４１０に戻る。このときのデューティ比出力は、０％より大きく、１００％未満の値となる。ステップＳ４４１で目標電流が電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎより大きくなかった場合は、ステップＳ４４３に進む。ステップＳ４４３で、式（６）より、次周期デューティ比０％出力したときの電流最小値を推定する。ステップＳ４４５で目標電流と次周期デューティ０％時の予測した電流最小値を比較する。目標電流が次周期デューティを０％とした時の予測した電流最小値より大きかった場合は、ステップＳ４４７に進む。ステップＳ４４７で式（９）より、目標電流が次周期電流最大値と最小値の平均値となるデューティ比を算出し、次周期のデューティ比出力とし、ステップＳ４１０に戻る。ステップＳ４４５で目標電流が次周期をデューティ比０％とした時の予測した電流最小値より大きくなかった場合は、ステップＳ４４８に進む。ステップＳ４４８で次周期デューティ比を０％に設定し、ステップＳ４１０に戻る。これにより目標電流が急減したとき、デューティ比を０％に固定することにより、負荷に印加する電圧をなくす状況にして、目標電流変動に対するステップ応答性を向上させることができる。

この発明の手法を用いて行った、負荷の電流制御のシミュレーション結果を図５（ｂ）に示す。負荷の抵抗３Ω、インダクタンス０．０３Ｈ、電源電圧１２Ｖ固定とし、時刻０ｍｓ時点で現在の負荷の電流が０ｍＡであったときに、目標電流が０ｍＡ→３０００ｍＡに変化した場合のこの発明の手法を用いた際のデューティ比５１３と電流最大値Ｉｍａｘ_ｎ５１１と電流最小値Ｉｍｉｎ_ｎ５１２を示している。
時刻０ｍｓから時刻１２ｍｓまでは、出力デューティ比が１００％となっており、負荷に対して電源電圧１２Ｖを印加しつづけることにより、目標電流に対する負荷の電流の応答性を最大にするように動作している。時刻１２ｍｓから時刻１７ｍｓで目標電流に対して負荷の電流を上回ることが予想できたため、デューティ比を調整することにより、負荷の電流のオーバーシュートを防ぐように動作している。時刻１７ｍｓ以降は、定常状態に適したデューティ比を算出できており、定常オフセットを発生することなく負荷の電流最大値と最小値の平均値が目標電流に一致していることがわかる。

１０：油圧ユニット １１：リニアソレノイド（誘導性負荷）
１２：電源 １３：スイッチング素子
２０：電子制御装置（ＥＣＵ） ２１：ＰＷＭ駆動回路
２２：電圧検出回路 ２３：電流検出回路
２４：ＣＰＵ ３１：ヨーレイトセンサ
３２：ハンドル角センサ ３３：車輪速センサ
２４１：ヨーレイト算出部 ２４２：トルク配分設定部
２４３：目標電流設定部 ２４４：電流計測部
２４５：負荷Ｒ・Ｌ推定部 ２４６：ＰＷＭ設定部
Ｉｑ、Ｉｑ０、Ｉｑ２：目標電流
Ｉｍａｘ１、Ｉｍａｘ２、・・・Ｉｍａｘｎ：電流最大値
Ｉｍｉｎ１、Ｉｍｉｎ２、・・・Ｉｍａｘｎ：電流最小値
Ｉａｖｅ１、Ｉａｖｅ２、・・・Ｉａｖｅｎ：電流最大値と最小値の平均値
Ｔ：ＰＷＭ１周期時間
ｔ_ＯＮ：ＰＷＭのＯＮ時間
ｔ_ＯＦＦ：ＰＷＭのＯＦＦ時間。

Claims (8)

1. 誘導性負荷に通電する目標電流を設定する目標電流設定部と、電源から前記誘導性負荷に印加する電源電圧を計測する電圧検出回路と、前記誘導性負荷に通電される電流を計測する電流検出回路と、前記誘導性負荷と前記電源の間に接続されたスイッチング素子の開閉時間をパルス幅変調（ＰＷＭ）のデューティ比で制御するＰＷＭ駆動回路と、前記電流検出回路で計測した電流のうち、直前のＰＷＭ周期における電流計測値の最大値および最小値を計測する電流計測部と、この電流計測部で計測した電流最大値および電流最小値から前記誘導性負荷のインダクタンス値と抵抗値を推定する負荷Ｒ・Ｌ推定部と、この負荷Ｒ・Ｌ推定部で推定した前記誘導性負荷のインダクタンス値と抵抗値とから次ＰＷＭ周期の電圧印加時間による誘導性負荷に通電される電流を予測し、前記目標電流設定部で設定された目標電流と比較することにより、次ＰＷＭ周期のデューティ比を決定するＰＷＭ設定部とを備え、前記ＰＷＭ設定部で決定されたＰＷＭ周期のデューティ比で前記ＰＷＭ駆動回路を駆動するようにした電子制御装置。
2. 前記ＰＷＭ設定部で設定する次ＰＷＭ周期のデューティ比は、次ＰＷＭ周期の間電圧を常時印加しつづけたときの電流最大値が目標電流より大きい、かつ次ＰＷＭ周期の間電圧を常時印加しなかったときの電流最小値が目標電流より小さいことが予測されるとき、次ＰＷＭ周期の電圧を印加する区間の電流最大値および電圧を印加しない区間の電流最小値の平均値が目標電流と一致するように次ＰＷＭ周期のデューティ比を決定することを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
3. 前記ＰＷＭ設定部で設定する次ＰＷＭ周期のデューティ比は、次ＰＷＭ周期の間電圧を常時印加しつづけたときの電流最大値が目標電流より小さいことが予測されるとき、次ＰＷＭ周期のデューティ比を１００％出力とすることを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
4. 前記ＰＷＭ設定部で設定する次ＰＷＭ周期のデューティ比は、次ＰＷＭ周期の間電圧を常時印加しなかったときの電流最小値が目標電流より大きいことが予測されるとき、次ＰＷＭ周期のデューティ比を０％出力とすることを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
5. 前記負荷Ｒ・Ｌ推定部で推定するインダクタンス値は、負荷への非通電時間と負荷への非通電時間における単位時間あたりのインダクタンス値の低下量であるインダクタンス減衰率の積を、前回の負荷への通電終了直前に推定したインダクタンス値から減算したものを初期値とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電子制御装置。
6. 前記負荷Ｒ・Ｌ推定部で推定する抵抗値は、負荷への非通電時間と負荷への非通電時間における単位時間あたりの抵抗値の低下量である抵抗値減衰率の積を、前回の負荷への通電終了直前に推定した抵抗値から減算したものを初期値とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電子制御装置。
7. 前記インダクタンス減衰率は、前回負荷に通電を終了する直前に推定したインダクタンス値から通電を開始したときに推定したインダクタンス値を減算し、負荷に通電していない間の時間で除算した値とすることを特徴とする請求項５に記載の電子制御装置。
8. 前記抵抗値の減衰率は、前回負荷に通電を終了する直前に推定した抵抗値から通電を開始したときに推定した抵抗値を減算し、負荷に通電していない間の時間で除算した値とすることを特徴とする請求項６に記載の電子制御装置。