JP2010263700A - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源が低電圧・大電流の直流電力であっても、電力変換効率が高く、その軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】コンバータ部３におけるフルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させるので、これらが相俟ってコンバータ部３全体の電力変換効率を高くし、かつ、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、スイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減することができるから、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源からの直流電力を昇圧した電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来から、燃料電池や太陽電池などの直流電源の直流電力をコンバータ部により昇圧した電圧の直流電力に変換した後、インバータ部により商用の交流電力に変換する電力変換装置が知られている。

この例として、直流電源からの直流電力をスイッチング素子のスイッチングにより昇圧した電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、この直流電力をスイッチング素子のスイッチングにより交流電力に変換するインバータと、電力変換損失を最小化するようにインバータを制御する直流電圧最適化手段とを有する系統連系インバータが挙げられる（例えば、特許文献１）。

特開２００６−１０１５８１号公報

しかし、直流電源の低コスト化のため、例えば燃料電池は、セル数を少なくできるので、より低電圧・大電流の直流電力の直流電源を使用することが要請されており、この直流電力が低電圧・大電流の場合に、スイッチング素子のターンオフ、ターンオン時の電圧と電流の重なりが大きいとき、スイッチングロスが大きくなり、コンバータ部の電力変換効率の向上が困難となるという問題があった。

また、一般に、スイッチング素子を用いたコンバータ部では、軽負荷時で使用すると電力変換効率が低下するが（図４の破線）、家庭用などに電力変換装置を用いた場合には、軽負荷時の使用が多くなるため、この軽負荷時における電力変換効率の向上も要請されている。

本発明は、直流電源が低電圧・大電流の直流電力であっても、電力変換効率が高く、その軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータ部および制御手段を備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源における低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換するものであって、前記コンバータ部は、一次巻線および昇圧出力する二次巻線をもつ昇圧トランスを有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路と、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路とを備え、前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記昇圧トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、前記制御手段は、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うものである。

この構成によれば、直流電源が低電圧・大電流の直流電力の場合に、コンバータ部におけるフルブリッジ複合共振回路の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子のスイッチングロスを低減し、昇圧トランスの昇圧と倍電圧回路の倍圧との組み合わせによりコンバータ部の電力変換効率を向上させるので、これらが相俟ってコンバータ部の電力変換効率を高くすることができる。しかも、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路をバースト発振に移行させるので、無駄な電力を省いて軽負荷時でのスイッチング素子のスイッチングロス、導通ロスおよびトランスでの鉄損、銅損をさらに低減することができるから、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる。

好ましくは、前記昇圧トランスは、前記電流共振で軽負荷時にそのコアロスを低減させるように、一次巻線と二次巻線の巻数比を所定の巻数比よりも若干高く設定されているので、昇圧トランスのコアロスをより低減させることができる。

好ましくは、前記倍電圧回路は、前記昇圧トランスの二次巻線に直列接続された倍電圧用コンデンサを有し、前記フルブリッジ複合共振回路は、この倍電圧用コンデンサを含む電流共振を行うものである。したがって、電流共振の共振周波数を最適に調整することができる。

本発明の一実施形態に係る電力変換装置を示す回路構成図である。 図１の電力変換装置のコンバータ部に倍電圧回路を用いた場合の電力変換効率を示す特性図である。 図１のコンバータ部のバースト発振動作を示す特性図である。 図１のコンバータ部の電力変換効率を示す特性図である。

図１は本発明の一実施形態である電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、例えば燃料電池の直流電源８が低電圧・大電流である直流電力を交流電力に変換して交流電力系統１へ連系するもので、この交流電力系統１および直流電源８のほかに、前記低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換するコンバータ部３、コンバータ３からの昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換するインバータ部２、および装置全体を制御する制御手段１０を備えている。前記インバータ部２は例えば４つのトランジスタのようなスイッチング素子およびダイオードのフルブリッジの構成（図示せず）を有する。

前記コンバータ部３は、一次巻線Ｎｐおよび昇圧出力する二次巻線Ｎｓをもつ昇圧トランス６を有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路５と、前記昇圧トランス６の二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路７とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータからなる。つまり、コンバータ部３は、昇圧トランス６の一次側にフルブリッジ複合共振回路５を、二次側に倍電圧回路７を配置した構成を有している。

前記フルブリッジ複合共振回路５は、４つのスイッチング部にそれぞれスイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）を有し、直流電源１の両端に並列に接続された電解コンデンサのような平滑コンデンサＣｓを介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の直列回路とが並列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の接続点とが昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐに接続されて、フルブリッジが構成されている。そして、フルブリッジに結合された４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサＣｖ１〜Ｃｖ４が接続され、かつ、該回路５と昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐとの間に直列に電流共振コンデンサＣｉが接続されている。スイッチング素子Ｑには、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＮＰＮ型トランジスタなどが使用される。

フルブリッジ複合共振回路５の電流共振は、スイッチング素子Ｑがオンのとき、電流共振コンデンサＣｉと、昇圧トランス６の漏れインダクタンスＬｌと、後述する倍電圧用コンデンサＣｄとによる所定の共振周波数ｆｏにより行われる。この共振周波数ｆｏは、漏れインダクタンス値Ｌｌ、一次、二次自己インダクタンス値Ｌｐ、Ｌｓ、電流共振コンデンサのキャパシタンス値Ｃｉ、倍電圧用コンデンサのキャパシタンス値Ｃｄとしたとき、次式で表される。
ｆｏ＝（１／２π）√（（１／ＣｉＬｌ）＋（１／ＣｄＬｌ）（Ｌｐ／Ｌｓ））
前記倍電圧用コンデンサＣｄは、その設定容量を変えることにより、この共振周波数の調整用として使用することができ、電流共振の共振周波数を最適に調整することができる。

なお、本回路５は、後述する一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の調整によりフライバック的な動作を行うとき、前記電流共振は昇圧トランス６の自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）と電流共振コンデンサＣｉとで行われる。

フルブリッジ複合共振回路５の電圧共振は、スイッチング素子Ｑがオンからオフ、オフからオンに切替時に、電圧共振コンデンサＣｖと昇圧トランスの自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）、電流共振コンデンサＣｉとによる所定の共振周波数で行われる。さらに、昇圧トランス６のギャップを所定の長さに設定し、そのインダクタンスを変化させることにより、共振周波数を調整することができる。

このフルブリッジ複合共振回路５は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力であっても、電流共振および電圧共振により、スイッチング素子Ｑのオン時、ターンオフ、ターンオン時に電圧と電流の重なりをなくすことができ、オフ時に若干のスイッチングロスがあるものの、回路全体でスイッチングロスが低減されて、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。この例では、電圧共振よりも電流共振の方がスイッチングロスの低減効果がより大きい。

前記昇圧トランス６は、上記したように、一次巻線Ｎｐがフルブリッジ複合共振回路５と接続され、二次巻線Ｎｓが倍電圧回路７と接続されている。直流電源８の直流電力が低電圧・大電流のため、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧とで、次段のインバータ部２のインバータ効率を高めるのに最も良好な電圧の直流電力を出力させるように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比を所定の巻数比に設定される。

そして、昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比は、そのコアロスがより少なくなるように、前記所定の巻数比よりも若干高く設定されている。低電圧・大電流の入力で、巻数比を若干高くしたとき、二次電圧は上昇しようとするが、制御手段１０は出力電圧が一定電圧になるように制御するので、前記電流共振における自己インダクタンスと電流共振コンデンサとの共振区間を狭くすることにより、スイッチング素子Ｑがオンの状態で昇圧トランス６に電力を蓄積する、いわゆるフライバック的な動作区間が短くなる。実験の結果、この動作によって、このコンバータ部３における昇圧トランス６のコアロスをより低減することができる。なお、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の設定を変えることにより、前記共振周波数を調整することができる。

前記倍電圧回路７は、例えば昇圧トランス６の二次巻線Ｎｓの一端と直列に接続された倍電圧用コンデンサＣｄおよび第２ダイオードＤ２と、この倍電圧用コンデンサＣｄと第２ダイオードＤ２間で二次巻線Ｎｓの両端と並列に接続された第１ダイオードＤ１と、回路出力端に並列に接続された直流出力コンデンサＣｏとを有している。二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧の一方の半周期に第１ダイオードＤ１が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを充電し、他方の半周期に第２ダイオードＤ２が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを放電して、倍電圧用コンデンサＣｄに充電された電圧およびそれと同方向、同電圧レベルの二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧を生成する。この例では、倍電圧回路７は昇圧トランス６の二次電圧を２倍に倍圧しているが、３倍以上に倍圧してもよい。なお、倍電圧用コンデンサＣｄは共振周波数の調整用のコンデンサとして使用することができ、前記フルブリッジ複合共振回路５は、この倍電圧用コンデンサＣｄを含む電流共振を行う。

図２は、昇圧トランス６の２次側に倍電圧回路７を接続した場合と、全波整流回路を接続した場合における、コンバータ部３の電力変換効率を比較した特性図で、実験により得られたものである。この図のように、昇圧トランス６の２次側に全波整流回路を接続した場合に比べて倍電圧回路７を接続した場合の方がコンバータ部３の電力変換効率が高い。昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能であること、および前記巻数比の若干高い設定によるフライバック的動作区間が短くなり、コアロスをより低減できたことによる。このように、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能となり、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。直流電源８が燃料電池よりも比較的高い電圧で高入力の太陽電池のような場合であっても、同様の効果を得ることができる。

前記制御手段１０は、コンバータ制御により、低電圧・大電流の直流電源８の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換した後、インバータ制御により、前記昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換する。制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づき、その値が所定の電圧値となるように、フルブリッジ複合共振回路５のスイッチング素子Ｑおよびインバータ部２のスイッチング素子をスイッチング制御する。

さらに、制御手段１０は、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５のスイッチング周波数を任意の所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うバースト発振制御部１２を有する。バースト発振制御部１２は、直流電源８の直流電力からの入力電圧および電力範囲に応じてトリガ信号を発生させて任意に間欠させたバースト発振制御を行う。図３はＩＤ（ドレイン電流）について、発振と停止を繰り返すバースト（間欠）発振の波形を示す。この例では、バースト発振は、トリガ信号の入力に基づいて指定の波数の発振を繰り返すが、指定の波数で発振と停止を繰り返すオートバースト発振でもよい。

このバースト発振により、各スイッチング素子Ｑの不必要なターンオフ、ターンオンを減らすことにより、軽負荷時でのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロスおよびトランスでの鉄損、銅損を低減することができる。また、一般に、コンバータでは直流電源からの入力電圧が低電圧の範囲内で比較的高く、かつ軽負荷の場合、コンバータの出力電圧の制御が困難となるが、このコンバータ部３では、バースト発振によりその出力電圧の上昇を抑制して出力電圧を容易に制御することができる。

（実施例）
図１の燃料電池の直流電源８の直流電力は例えば電圧１５Ｖ、電流６０Ａの直流電力であり、従前の電圧３５Ｖ、電流３０Ａよりも低電圧・大電流である。ＤＣ−ＤＣコンバータ（コンバータ部）３の定格負荷は例えば４００Ｗで、フルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、軽負荷時である例えば１００〜２００Ｗでのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロスおよびトランスでの鉄損、銅損を低減することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３では例えば直流電圧３８０Ｖの直流電力をインバータ部２に与え、インバータ部２で交流電力に変換して商用の交流電力系統１へ連系する。

図４はこのコンバータ部３の電力変換効率を示す。従来のスイッチング素子を用いたコンバータ部の一般的な電力変換効率の特性（破線）に対して、実線で示すように、このコンバータ部３の電力変換効率は、軽負荷時から定格負荷時にかけて全体的に高く、軽負荷時に電力変換効率がさらに上昇する特性、つまり軽負荷時（１００〜２００Ｗ）に電力変換効率がピークを示す特性を有する。

この場合、上述のとおり、フルブリッジ複合共振回路５におけるバースト発振、本回路５に含まれる昇圧トランス６および倍電圧回路７の組み合わせにより、上記特性を得ることができるが、さらに、前記した昇圧トランス６の巻数比、ギャップ長および倍電圧用コンデンサＣｄの調整を加えることにより、よりコアロスなどを低減させて最適な電力変換効率を得ることができる。

こうして、本発明は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力の場合に、コンバータ部３におけるフルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振により、スイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させるので、これらが相俟ってコンバータ部３の電力変換効率を高くすることができる。しかも、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、無駄な電力を省いて軽負荷時でのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロス並びにトランスでの鉄損および銅損を低減することができる。これにより、低電圧・大電流の直流電力であっても、コンバータ部３の電力変換効率を高く、その軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる。

なお、この実施形態では、制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づきインバータ部２およびコンバータ部３を制御しているが、コンバータ部３の直流出力（倍電圧回路７の直流出力）の検出に基づきコンバータ部３を制御してもよい。

なお、この実施形態では、直流電源８を燃料電池としているが、太陽電池や風力発電等に応用してもよい。

１：交流電力系統
２：インバータ部
３：コンバータ部（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）
５：フルブリッジ複合共振回路
６：昇圧トランス
７：倍電圧回路
８：直流電源
１０：制御手段
１２：バースト発振制御部
Ｃｉ：電流共振コンデンサ
Ｃｖ1〜Ｃｖ4：電圧共振コンデンサ
Ｃｓ：平滑コンデンサ
Ｃｄ：倍電圧用コンデンサ
Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）：スイッチング素子

Claims (3)

1. コンバータ部および制御手段を備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源における低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記コンバータ部は、一次巻線および昇圧出力する二次巻線をもつ昇圧トランスを有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路と、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路とを備え、
   前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記昇圧トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、
   前記制御手段は、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行う、
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において、
   前記昇圧トランスは、前記電流共振で軽負荷時にそのコアロスを低減させるように、一次巻線と二次巻線の巻数比を所定の巻数比よりも若干高く設定されている、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１において、
   前記倍電圧回路は、前記昇圧トランスの二次巻線に直列接続された倍電圧用コンデンサを有し、
   前記フルブリッジ複合共振回路は、この倍電圧用コンデンサを含む電流共振を行うものである、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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