JP2010252470A - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】製造に必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を低減することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】故障発生時等にバッテリ８から過大な電流が流れるのを防止するために設けられた開閉器６０が第１および第２ＦＥＴ６１，６２から構成されている。第１および第２ＦＥＴ６１，６２は、それらの寄生ダイオードが互いに逆向きとなるように直列接続されている。第１および第２ＦＥＴ６１，６２のオン・オフを制御するために両ＦＥＴ６１，６２のゲート端子に開閉制御信号Ｓｓｗが与えられ、この開閉制御信号Ｓｓｗは、電源投入時にはそのデューティ比が０から１へと漸増するように変化する。このような電原投入時において、サージ吸収用ツェナーダイオード７２が還流ダイオードとして機能する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源の供給を受けて電動モータを駆動するモータ制御装置およびそれを用いた電動パワーステアリング装置に関するものであり、更に詳しくは、そのようなモータ制御装置への電源投入時における突入電流の低減に関する。

電動パワーステアリング装置等におけるモータ制御装置では、モータ駆動回路が故障した場合にバッテリから過大な電流が流れるのを防止すべく、バッテリとモータ駆動回路との間に開放用リレーが設けられている。モータ駆動回路が故障した場合には、この開放用リレーが開成状態（オフ状態）となるように制御され、これによりモータ駆動回路への電源供給が遮断される。

このような開放用リレーとして、従来より電磁リレーが使用されている。しかし、電磁リレーを電動パワーステアリング装置において使用した場合、近年の高出力に伴ってリレーが大型化することが問題となっている。また、高出力化に伴って開放用リレーの消費電力も増大する。

電動パワーステアリング装置の高出力化による上記問題への対策として、開放用リレーの小型化および消費電力の低減を図るべく、この開放用リレーをパワーＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ等の半導体素子で実現するという構成も提案されている。

例えば、下記の特許文献１には、電動パワーステアリング装置の故障が検出されたときにモータ駆動回路としてのブリッジ回路への通電を遮断するための開閉器（リレー）を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）で構成するという発明が開示されている。このような開閉器として、２個のＦＥＴを直列接続し当該２つのＦＥＴにおける寄生ダイオードが互いに逆向きとなるように配置した構成の開閉器も特許文献１に記載されている。また、下記の特許文献２には、バッテリフォークリフト等の電動式パワーステアリング装置付き電動車両において、バッテリ電源電圧の異常低下時にパワーステアリング用電力供給の停止のためのステアリング電力遮断手段としてバイポーラトランジスタを使用した構成が開示されている。さらに、下記の特許文献３には、モータ駆動回路としてのブリッジ回路を構成するスイッチング素子に加熱遮断機能付きパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、過熱状態等の異常が検出されたときに当該ブリッジ回路の全てのパワーＭＯＳＦＥＴを遮断して電動機への通電を停止するように構成された電動パワーステアリング制御装置が開示されている。

特開平１０−１６７０８５号公報 実開昭６４−１１７１号公報 特開平１１−１１３３１号公報

図７は、従来のモータ制御装置における駆動部の構成の一例を示す回路図である。以下、この図７を参照して従来のモータ制御装置における問題点について説明する。

バッテリ等の直流電源の供給を受けてモータを駆動するモータ制御装置は、通常、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）等の複数個のスイッチング素子からなるブリッジ回路（図７に示すモータ駆動回路５０）を備えており、それらのスイッチング素子をＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）Ｕ，Ｖ，Ｗとその否定信号によってオン／オフ制御することによりモータ１を駆動する。このため、モータ１の駆動中には、直流電源としてのバッテリ８からモータ駆動回路５０に流れる電流がこれらのスイッチング素子のオン／オフ動作に起因して短時間のうちに大きく変動し、電流リップルが発生する。そこで、この電流リップルを吸収して電源電圧の変動を抑制するために、モータ駆動回路の入力側において電源ラインと接地ラインとの間に大容量のコンデンサが電圧安定化コンデンサ７６として接続されている。このため、モータ制御装置に電源を投入してモータ駆動を開始すると、大容量の電圧安定化コンデンサ７６を急速に充電するための過大な突入電流が流れ、その結果、上記開放用リレーとして電磁リレー６５が使用されている場合には当該電磁リレー６５の接点が溶着するおそれがあり、また、上記開放用リレー６５として半導体素子を利用したスイッチング回路が使用されている場合には当該半導体素子が焼損するおそれがあった。

このような過大な突入電流による開放用リレー６５の故障を回避すべく、モータ駆動回路５０への電源電圧の供給を開始する直前に電圧安定化コンデンサ７６を充電するためのプリチャージ回路８０を設けるという構成も従来より知られている。しかし、このようなプリチャージ回路８０を設けると、モータ制御装置の製造に必要な部品が増え、コスト増を招くことになる。

そこで本発明は、製造に必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を低減することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、電圧安定化コンデンサが並列に接続された駆動回路を含み、直流電源から電源電圧の供給を受けて当該駆動回路により電動モータを駆動するモータ制御装置であって、
前記直流電源に対し寄生ダイオードが逆方向となるように前記直流電源から前記駆動回路への電流供給経路に挿入された第１の電界効果トランジスタを含む開閉手段と、
前記第１の電界効果トランジスタと前記電圧安定化コンデンサとの間に配置され、前記電圧安定化コンデンサに供給される電流を前記第１の電界効果トランジスタがオフされたときに環流させる還流ダイオードと、
前記直流電源から前記駆動回路への前記電源電圧の供給が開始されるときに、前記開閉手段がオン状態の期間を徐々に長くしつつオン状態とオフ状態とを交互に繰り返すように前記第１の電界効果トランジスタをオンおよびオフさせる開閉制御手段とを備えることを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記開閉手段は、前記直流電源に対し寄生ダイオードが順方向となるように前記第１の電界効果トランジスタと直列に接続されて前記電流供給経路に挿入された第２の電界効果トランジスタを更に含むことを特徴とする。

第３の発明は、第１の発明において、
前記電流供給経路のうち前記還流ダイオードと前記電圧安定化コンデンサとの間の部分に挿入されたインダクタを更に備えることを特徴とする。

第４の発明は、第１の発明において、
前記還流ダイオードは、サージ吸収用のツェナーダイオードであることを特徴とする。

第５の発明は、第１の発明において、
前記還流ダイオードを寄生ダイオードとして含み、オンされたときに、前記電圧安定化コンデンサに蓄積された電荷を放電させる第３の電界効果トランジスタを更に備えることを特徴とする。

第６の発明は、車両のステアリング機構に電動モータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
第１から第５の発明のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備え、
前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与える電動モータを駆動することを特徴とする。

上記第１の発明に係るモータ制御装置では、直流電源から駆動回路への電源電圧の供給が開始されるときすなわち電源投入時に、開閉手段は、オン状態の期間を徐々に長くしつつオン状態とオフ状態とを交互に繰り返す。これにより、電圧安定化コンデンサの容量値が大きなものであっても、電源投入時における突入電流を緩和することができる。ここで、開閉手段は電界効果トランジスタで構成されているので、電磁リレーを使用する場合に比べて極めて高速に開閉手段をオン・オフさせることができる。このため、突入電流が十分に緩和されるように、電圧安定化コンデンサの容量値等に応じて適切に開閉手段のオンおよびオフの期間や周期を設定することができる。その結果、プリチャージ回路等の部品を別途使用しなくとも、また大型の開閉手段を使用しなくとも、突入電流による開閉手段の損傷（電界効果トランジスタの焼損）を回避することができる。また、第１の電界効果トランジスタと電圧安定化コンデンサとの間に還流ダイオードが設けられているので、電源投入時に開閉手段がオン・オフを繰り返しても電圧安定化コンデンサへの供給電流が遮断されることはない。このため、電源投入時の突入電流の経路に含まれるインダクタンス成分による逆起電力の発生が抑制される。このようにして第１の発明によれば、モータ制御装置の製造に必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を確実に低減することができ、また、モータ制御装置を小型化し消費電力を低減することができる。

上記第２の発明によれば、開閉手段を構成する第１および第２の電界効果トランジスタは互いに直列に接続されており、それら第１および第２の電界効果トランジスタの寄生ダイオードは互いに逆向きとなっている。このため、誤って直流電源が逆向きに接続された場合であっても過大な電流が流れることはなく、直流電源の接続誤りからモータ制御装置を保護することができる。

上記第３の発明によれば、直流電源から駆動回路へ至る電流経路に挿入されたインダクタにより、駆動回路を構成するスイッチング素子の動作中に発生するノイズの外部への流出を防止することができる。なお、既述のように還流ダイオードが設けられているので、このインダクタの挿入によって電流経路のインダンクタンス成分が増大しても、電源投入時において、そのインダクタンス成分による逆起電力の発生は抑制される。したがって、大きな逆起電力の発生による開閉手段の破損等の問題を回避しつつノイズの外部流出を十分に抑制することができる。

上記第４の発明によれば、電源投入時にサージ吸収用ツェナーダイオードが還流ダイオードとして機能するので、サージ吸収用ツェナーダイオードを有するモータ制御装置において、新たに還流ダイオードを設けることなく当該発明を実施することができる。

上記第５の発明によれば、電圧安定化コンデンサに蓄積された電荷を第３の電界効果トランジスタをオンさせることによって放電させることができ、電源投入時には、その第３の電界効果トランジスタの寄生ダイオードが還流ダイオードとして機能する。このため、必要な部品の増加を抑えつつ、電圧安定化コンデンサの放電機能を実現すると共に当該発明を実施することができる。

上記第６の発明によれば、電動パワーステアリング装置において、上記第１から第５の発明の効果を奏するモータ制御装置が使用されることにより、必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を確実に低減できるので、故障時等の異常検出時に電源供給を遮断するための開閉手段の大型化やコストの増大を抑えつつ電動パワーステアリング装置を高出力化することが可能となる。

本発明に係るモータ制御装置を用いた電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。 本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図である。 上記実施形態における開閉制御信号を示す波形図である。 上記実施形態の第１の変形例における駆動部の構成を示す回路図である。 上記実施形態の第２の変形例における駆動部の構成を示す回路図である。 上記実施形態の第３の変形例における駆動部の構成を示す回路図である。 従来のモータ制御装置における駆動部の構成の一例を示す回路図である。

＜１．電動パワーステアリング装置＞
図１は、本発明に係るモータ制御装置を用いた電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。この電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、モータ制御装置としての電子制御ユニット（ＥＣＵ）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴｓを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ８から電力の供給を受け、操舵トルクＴｓ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

＜２．モータ制御装置＞
＜２．１ モータ制御装置の構成＞
図２は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、駆動部１１と制御部１２とからなる。駆動部１１は、モータ駆動回路５０、電流検出用抵抗５１、リレー６５、電圧安定化コンデンサ７６、インダクタ７４、サージ吸収用ツェナーダイオード７２、および、開閉器６０とを備えており、制御部１２は、マイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器４０、および、電流検出回路１４を備えている。

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴｓ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

３相／ＰＷＭ変調器４０は、マイコン２０で求めた３相の電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ，Ｖ，Ｗ）を生成する。モータ駆動回路５０は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴを含むＰＷＭ電圧形インバータである。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗとその否定信号によって制御される。すなわち、モータ駆動回路５０において各相に対し２個ずつＭＯＳ−ＦＥＴが割り当てられており、当該２個のＭＯＳ−ＦＥＴは互いに直列に接続されてスイッチング素子対をなし、このようなスイッチング素子対が電源端子と接地端子との間に相数だけ並列に接続されることによりインバータが構成される。そして、各相に対応する２個のＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング素子対）の接続点Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、インバータにおける当該相の出力端としてブラシレスモータ１に接続される。ただし、インバータにおけるｕ相，ｖ相，ｗ相の出力端のうちｕ相およびｖ相の出力端Ｎｕ，Ｎｖはリレー６５を介してモータ１に接続されている。

通常の動作時には、リレー６５は閉成状態（オン状態）であって、インバータとしてのモータ駆動回路５０において各相に２個ずつ対応するＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態が当該相に対応する２つのＰＷＭ信号（互いに反転関係にある２つのＰＷＭ信号）によって制御され、これによりｕ相、ｖ相、ｗ相の出力端Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに得られる電圧が、それぞれｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧としてブラシレスモータ１に印加される。このようにしてブラシレスモータ１に電圧が印加されることにより、モータ駆動回路５０からｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流がブラシレスモータ１に供給される。

モータ駆動回路５０とバッテリ８の負極側電源ライン（以下「接地ライン」という）Ｌｇとの間には電流検出用抵抗５１が挿入されている。電流検出回路１４は、この抵抗５１の両端間の電圧に基づきモータ駆動回路５０からモータ１への供給電流を検出し、その供給電流の大きさを示す電流検出値Ｉｍを出力する。この電流検出値Ｉｍはマイコン２０に入力される。

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、モータ１の制御のための機能単位として、モータ駆動制御部２１、過電流判定部２２、故障検出判定部２４、および、開閉制御部２６をソフトウェア的に実現している。なお、過電流判定部２２、故障検出判定部２４、および、開閉制御部２６はハードウェア的に実現してもよい。

モータ駆動制御部２１は、操舵トルクＴｓ、車速Ｓ、回転位置Ｐ、および電流検出値Ｉｍを受け取り、これらに基づき既述の電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成する。より詳しくは、モータ駆動制御部２１は、操舵トルクＴｓおよび車速Ｓに基づきモータ１に流すべき電流の目標値Ｉｔを決定し、その目標値Ｉｔとモータ１のロータの回転位置Ｐに基づきモータの回路方程式に従って上記電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを求める。このとき、そのモータ回路方程式に使用されるパラメータが電流検出値Ｉｍに基づき修正される。また、これに代えて、上記電流目標値Ｉｔのｑ軸成分と上記電流検出値Ｉｍのｑ軸成分との差および上記電流目標値Ｉｔのｄ軸成分と上記電流検出値Ｉｍのｄ軸成分との差をそれぞれ打ち消すためにモータに印加すべき電圧の値を上記電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとして求めてもよい。すなわち、電流フィードバック制御によってモータ１が駆動されるように上記電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを求めてもよい。なお、この場合、電流検出用抵抗５１と電流検出回路１４を用いてモータ１への供給電流を検出する代わりに、モータ１に供給される３相の電流のうち２相または３相を個別に検出し、それら検出結果に基づいてモータ１に流れる電流のｑ軸およびｄ軸成分を算出するようにしてもよい。

モータ駆動制御部２１によって生成された上記電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは、マイコン２０から出力される。３相／ＰＷＭ変調器４０は、これらの電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づきＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗとその否定信号を生成する。既述のように、モータ駆動回路５０は、これらの信号によって、スイッチング素子としての６個のＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態（オン／オフ）を制御されることで、上記電圧指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに相当する電圧をモータ１に印加する。これにより、モータ駆動回路５０からモータ１に電流が供給され、モータ１は操舵トルクＴｓおよび車速Ｓに応じた操舵補助力を発生させる。

過電流判定部２２は、電流検出回路１４により得られた電流検出値Ｉｍに基づき、モータ駆動回路５０に流れる全電流（以下「トータル電流」という）が所定の許容値を超えているか否か、すなわち過電流とは見なされないトータル電流の最大値Ｉmaxを超えているか否かを判定し、その判定結果に応じてＨレベル（ハイレベル）またはＬレベル（ローレベル）の信号を過電流検出信号Ｓocとして出力する。例えば電源ラインＬｐがモータ線に短絡する等によりトータル電流が当該許容値Ｉmaxよりも大きくなると、過電流検出信号ＳocはＨレベルとなる。

故障検出判定部２４は、トルクセンサ３により得られた操舵トルクＴｓおよび電流検出回路１４により得られた電流検出値Ｉｍに基づき、故障の有無を示す故障検出信号Ｓｆを出力する。この故障検出信号Ｓｆは、例えば、操舵トルクＴｓの値がトルクセンサ３の中立点近傍であるにも拘わらずトータル電流が所定電流値Ｉａよりも大きい場合にＨレベルとなり、それ以外の場合にＬレベルとなる信号である。ここで所定電流値Ｉａは、操舵トルクＴｓがトルク中立点近傍となる状態での正常動作時におけるトータル電流の最大値に相当する。

開閉制御部２６は、上記の過電流検出信号Ｓocおよび故障検出信号Ｓｆを受け取り、これらの信号Ｓoc，Ｓｆに基づき、開閉制御信号Ｓｓｗを出力する。この開閉制御信号Ｓｓｗは駆動部１１における開閉器６０に与えられる。この開閉制御信号Ｓｓｗの詳細は後述する。

また、開閉制御部２６は、過電流検出信号Ｓocおよび故障検出信号Ｓｆの少なくとも一方がＨレベルであればＨレベルとなり、過電流検出信号Ｓocおよび故障検出信号Ｓｆが共にＬレベルであればＬレベルとなる信号を、リレー制御信号Ｓｒとして出力する。このリレー制御信号Ｓｒは、リレー６５のためのリレー駆動回路（不図示）に与えられる。このリレー駆動回路は、リレー制御信号ＳｒがＬレベルのときにはリレー６５を駆動しない。このとき、モータ駆動回路５０からモータ１への電流供給が可能となる。一方、リレー制御信号ＳｒがＨレベルのときはリレー６５を駆動する。これにより、モータ駆動回路５０からモータ１への電流供給が遮断される。

＜２．２ モータ駆動回路への電源供給のための構成と動作＞
図２に示すように、駆動部１１は、モータ駆動回路５０への電源電圧の供給／遮断を制御するために上記開閉器６０を備えている。また駆動部１１は、モータ駆動回路５０への電源電圧の供給を適切に行うために、モータ駆動回路５０に並列に接続された電圧安定化コンデンサ７６を備えると共に、サージ吸収用ツェナーダイオード７２を備えている。このツェナーダイオード７２のカソードはバッテリ８の正極側電源ライン（以下、単に「電源ライン」という）Ｌｐに接続され、アノードは接地ラインＬｇに接続されている。さらに、電源ラインＬｐのうちツェナーダイオード７２と電圧安定化コンデンサ７６との間の部分には、ノイズ防止用のインダクタ７４が挿入されている。

開閉器６０は、上記電源ラインＬｐのうちバッテリ８とインダクタ７４との間の部分に挿入されており、第１の電界効果トランジスタ（以下「第１ＦＥＴ」という）６１と第２の電界効果トランジスタ（以下「第２ＦＥＴ」という）６２とから構成されている。第１および第２ＦＥＴ６１，６２は、それらの寄生ダイオード６１ｄ，６２ｄが互いに逆向きとなるように直列接続されている。すなわち、バッテリ８に対し第１ＦＥＴ６１の寄生ダイオード６１ｄが逆方向となり第２ＦＥＴ６２の寄生ダイオード６２ｄが順方向となるように、第１ＦＥＴと第２ＦＥＴとが互いに直列に接続されている。そして、第１および第２ＦＥＴ６１，６２のゲート端子には、開閉制御部２６によって生成される開閉制御信号Ｓｓｗが（必要に応じ所定のインタフェース回路を介して）与えられる。

上記のような構成によれば、モータ制御装置の動作中において、過電流判定部２２により過電流が検出されるか、または、故障検出判定部２４によって故障が検出されることにより、過電流検出信号Ｓocおよび故障検出信号Ｓｆの一方または双方がＨレベルになると、開閉制御信号ＳｓｗがＨレベルからＬレベルへと変化する。これにより、上記第１および第２ＦＥＴ６１，６２は共にオフ状態、すなわち開閉器６０が開成状態となる。その結果、バッテリ８から過大な電流が流れるのが防止される。また、このとき既述のように、リレー信号ＳｒがＨレベルとなってリレー６５も開成状態となるので、モータ駆動回路５０からモータ１への電流供給も遮断される。

これに対し、過電流検出信号Ｓocおよび故障検出信号Ｓｆが共にＬレベルであって、バッテリ８から開閉器６０およびインダクタ７４を介してモータ駆動回路５０に対して電源電圧の供給が開始されるとき（以下「電源投入時」という）の動作は、以下のようになる。なお以下では、電源投入の直前において電圧安定化コンデンサ７６は放電状態であって電荷を蓄積していないものとする。

従来のように、開閉器６０が開成状態（オフ状態）から閉成状態（オン状態）へと変化してオン状態をそのまま維持すると、電圧安定化コンデンサ７６の容量値が大きいので、過大な突入電流が流れて第１および第２ＦＥＴ６１，６２が焼損するおそれがある。これに対し本実施形態では、電源投入時には、開閉制御信号Ｓｓｗが図３に示すように変化する。すなわち、開閉制御信号Ｓｓｗは、ＨレベルとＬレベルとの間で交互に繰り返し変化し、かつ、この変化の期間においてＨレベルの期間が徐々に長くなって所定期間後には連続的にＨレベルとなる。典型的には、開閉制御信号Ｓｓｗは、Ｈレベル期間の割合を示すデューティ比が０から１に向かって漸増する電圧信号として開閉制御部２６により生成される（以下では、電源投入時において開閉制御信号Ｓｓｗのデューティ比が０から１に向かって漸増するものとして説明する）。

このような開閉制御信号Ｓｓｗによれば、電源投入時（典型的には、図示しないイグニションスイッチがオンされてＥＣＵ１０を含む電動パワーステアリング装置が起動されたとき）において、開閉器６０すなわち第１および第２ＦＥＴ６１，６２は、オン状態とオフ状態とを交互に繰り返し、かつ、その繰り返しにおいてオン状態の期間（オン期間）が徐々に長くなり所定期間後には連続的にオン状態となる。このようにして、第１および第２ＦＥＴ６１，６２がオンとオフを繰り返すことにより、過大な突入電流が発生せず、開閉器６０すなわち第１および第２ＦＥＴ６１，６２を流れる電流値の変化が従来よりも小さくなって、電圧安定化コンデンサ７６は従来よりも緩やかに電源電圧（バッテリ８の電圧）に充電される。したがって、開閉器６０を構成する第１および第２ＦＥＴ６１，６２が突入電流によって焼損することはない。

また、図３に示すように開閉制御信号Ｓｓｗのデューティ比が変化する期間のうち、開閉制御信号ＳｓｗがＨレベルの期間Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７では、バッテリ８から開閉器６０およびインダクタ７４を介して電圧安定化コンデンサ７６（およびモータ駆動回路５０）へと電流が流れ、開閉制御信号ＳｓｗがＬレベルの期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８では開閉器６０によってバッテリ８からの電流供給が遮断される。しかし、開閉器６０と電圧安定化コンデンサ７６との間にインダクタ７４が挿入されていることから、電圧安定化コンデンサ７６等へ向かう電流は急激には０にならず、ツェナーダイオード７２→インダクタ７４→電圧安定化コンデンサ７６→ツェナーダイオード７２という経路で循環電流Ｉcirが流れ、電圧安定化コンデンサ７６への充電が継続する。すなわち、上記期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８においてサージ吸収用ツェナーダイオード７２は還流ダイオードとして機能する。これにより、インダクタ７４が大きなインダクタンス値を有していても、バッテリ８からの電流供給が開閉器６０によって遮断されたときに大きな逆起電力が発生することはない。

＜３．効果＞
上記のように本実施形態によれば、故障発生時等の異常検出時に直流電源としてのバッテリ８から過大な電流が流れるのを防止するための開閉器６０がＦＥＴで実現されており、電源投入時には、開閉制御信号Ｓｓｗのデューティ比が０〜１に向かって漸増するので（図３）、電圧安定化コンデンサ７６の容量値が大きなものであっても、突入電流を緩和することができる。ここで、開閉器６０はＦＥＴで構成されているので、電磁リレーを使用する場合に比べて極めて高速に開閉器６０のオン・オフを制御することができる（スイッチング速度は例えば数十ナノ秒〜数百ナノ秒程度）。このため、突入電流が十分に緩和されるように電圧安定化コンデンサ７６の容量値やインダクタ７４のインダクタンス値に応じて適切に開閉器６０のオン・オフの期間や周期を設定することができる。その結果、プリチャージ回路等の部品を別途使用しなくとも、また大型の開閉器を使用しなくとも、突入電流による開閉器の損傷（開閉器を構成するＦＥＴの焼損）を回避することができる。また、このときの開閉器６０のオン・オフ動作時におけるオフ期間においてサージ吸収用ツェナーダイオード７２が還流ダイオードとして機能するので、その突入電流の経路がノイズ防止用インダクタ７４等のような大きなインダクタンス成分を含む場合であっても、逆起電力の発生が抑制される。

このようにして本実施形態によれば、モータ制御装置の製造に必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を確実に低減することができ、これによりモータ制御装置の品質を向上させることができる。また、モータ制御装置を小型化し消費電力を低減することも可能となる。

また上記実施形態では、開閉器６０を構成する第１および第２ＦＥＴ６１，６２は、それらの寄生ダイオード６１ｄ，６２ｄが互いに逆向きとなるように接続されているので（図２）、誤ってバッテリ８が逆向きに接続された場合であっても過大な電流が流れることはなく、バッテリ８の接続誤りからモータ制御装置を保護することができる。

さらに上記実施形態では、電源投入時にサージ吸収用ツェナーダイオード７２が還流ダイオードとして機能するので、サージ吸収用ツェナーダイオード７２を有するモータ制御装置であれば新たに還流ダイオードを設ける必要はない。

さらにまた、上記実施形態に係るモータ制御装置をＥＣＵとして使用する電動パワーステアリング装置では、必要な部品やコストの増大を抑えつつ電源投入時の突入電流を確実に低減できるので、故障時等に電流供給を遮断するために設けられる開閉手段の大型化やコストの増大を抑えつつ電動パワーステアリング装置を高出力化することが可能となる。

＜４．変形例＞
＜４．１ 第１の変形例＞
上記実施形態における駆動部１１では、図２に示すように、開閉器６０を構成する２個のＦＥＴ６１，６２は、バッテリ８に近い方の第１ＦＥＴ６１の寄生ダイオード６１ｄがバッテリ８に対し逆方向となり、バッテリ８から遠い方の第２ＦＥＴ６２の寄生ダイオード６２ｄがバッテリ８に対し順方向となるように接続されているが、開閉器６０の構成はこれに限定されない。例えば、このような構成に代えて、バッテリ８に近い方の第１ＦＥＴ６１の寄生ダイオード６１ｄがバッテリ８に対し順方向となり、バッテリ８から遠い方の第２ＦＥＴ６２の寄生ダイオード６２ｄがバッテリ８に対し逆方向となるように、第１および第２ＦＥＴ６１，６２を接続してもよい。すなわち、駆動部１１の構成として図４に示すような構成を採用してもよい。この構成では、図２に示す開閉器６０に代えて、図４に示す開閉器６０Ｂが使用されており、この構成を採用したモータ制御装置も上記実施形態と同様の効果を奏する。

＜４．２ 第２の変形例＞
また、上記実施形態における駆動部１１（図２）では、開閉器６０が２個のＦＥＴ６１，６２で構成されているが、これに代えて、図５に示すように、バッテリ８に対し順方向の寄生ダイオード６２ｄを含む第２ＦＥＴ６２を省略（短絡除去）し、バッテリ８に対し逆方向の寄生ダイオード６１ｄを含む第１ＦＥＴ６１のみで開閉器が構成されてもよい。この場合、電源投入時における開閉器６０Ｃのオフ期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８（図３参照）には、ツェナーダイオード７２→インダクタ７４→電圧安定化コンデンサ７６→ツェナーダイオード７２という経路で循環電流Ｉcirが流れる。なお、この場合、誤ってバッテリ８が逆向きに接続されると過大な電流が流れるので、バッテリ８の誤接続を防止するような手段を別途設けるのが好ましい。

＜４．３ 第３の変形例＞
さらに、上記実施形態における駆動部１１（図２）では、電源投入時（における開閉器６０のオフ期間）にサージ吸収用ツェナーダイオード７２が還流ダイオードとして機能するが、この還流ダイオードとして他のダイオードを使用してもよく、この還流ダイオードはツェナーダイオードである必要はない。例えば、サージ吸収用ツェナーダイオード７２に代えて又はこれと共に、図６に示すように、電圧安定化コンデンサ７６に蓄積された電荷を放電させるための第３の電界効果トランジスタ（以下「放電用ＦＥＴ」という）７３を設けてもよい。この場合、放電用ＦＥＴ７３は、その寄生ダイオード７３ｄのカソード（およびドレイン端子）が第２ＦＥＴ６２とインダクタ７４との接続点に接続され、ソース端子が接地ラインＬｇに接続される。これにより、寄生ダイオード７３ｄは電源投入時において還流ダイオードとして機能する。すなわち、電源投入時における開閉器６０のオフ期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８（図３参照）には、寄生ダイオード７３ｄ→インダクタ７４→電圧安定化コンデンサ７６→寄生ダイオード７３ｄという経路で循環電流Ｉcirが流れる。

なお、既述の第１および第２の変形例（図４、図５）においても、図６に示す構成と同様に、サージ吸収用ツェナーダイオード７２に代えて又はこれと共に、還流ダイオードとして機能しうる寄生ダイオード７３ｄを含む放電用ＦＥＴ７３を使用してもよい。このような放電用ＦＥＴ７３を備える構成を採用した場合、その放電用ＦＥＴ７３のオンおよびオフを制御するための制御信号は、例えばマイコン２０において生成される。また、図６に示す構成において、開閉器６０に代えて図４に示す開閉器６０Ｂを使用してもよい。

＜４．４ 他の変形例＞
上記実施形態およびその変形例に係るモータ制御装置は、３相ブラシレスモータ１を駆動するための装置であるが、本発明はこれに限定されるものではない。以上の説明から明らかなように、本発明は、３相以外の相数のブラシレスモータやブラシ付きモータ等、他の種類の電動モータを駆動するためのモータ制御装置にも適用可能である。

また、上記実施形態およびその変形例では、バッテリ８からモータ駆動回路５０への電流供給のための経路としての電源ラインＬｐにインダクタ７４が挿入されているが、このようなインダクタ７４が部品として使用されていない場合であっても本発明の適用が可能である。この場合においても、電源ラインＬｐ等の電流経路はインダクタンス成分を含むので、電流投入時において還流ダイオードとして機能する素子が必要となる。

なお本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

１…ブラシレスモータ、１０…ＥＣＵ（モータ制御装置）、６０，６０Ｂ，６０Ｃ…開閉器（開閉手段）、６１…第１ＦＥＴ（第１の電界効果トランジスタ）、６２…第２ＦＥＴ（第２の電界効果トランジスタ）、６１ｄ，６２ｄ…寄生ダイオード、７２…サージ吸収用ツェナーダイオード、７３…放電用ＦＥＴ（第３の電界効果トランジスタ）、７３ｄ…寄生ダイオード、７４…インダクタ、７６…電圧安定化コンデンサ、Ｌｐ…電源ライン（電流供給経路）、Ｌｇ…接地ライン（電流供給経路）。

Claims (6)

1. 電圧安定化コンデンサが並列に接続された駆動回路を含み、直流電源から電源電圧の供給を受けて当該駆動回路により電動モータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記直流電源に対し寄生ダイオードが逆方向となるように前記直流電源から前記駆動回路への電流供給経路に挿入された第１の電界効果トランジスタを含む開閉手段と、
   前記第１の電界効果トランジスタと前記電圧安定化コンデンサとの間に配置され、前記電圧安定化コンデンサに供給される電流を前記第１の電界効果トランジスタがオフされたときに環流させる還流ダイオードと、
   前記直流電源から前記駆動回路への前記電源電圧の供給が開始されるときに、前記開閉手段がオン状態の期間を徐々に長くしつつオン状態とオフ状態とを交互に繰り返すように前記第１の電界効果トランジスタをオンおよびオフさせる開閉制御手段と
   を備えることを特徴とする、モータ制御装置。
2. 前記開閉手段は、前記直流電源に対し寄生ダイオードが順方向となるように前記第１の電界効果トランジスタと直列に接続されて前記電流供給経路に挿入された第２の電界効果トランジスタを更に含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流供給経路のうち前記還流ダイオードと前記電圧安定化コンデンサとの間の部分に挿入されたインダクタを更に備えることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記還流ダイオードは、サージ吸収用のツェナーダイオードであることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記還流ダイオードを寄生ダイオードとして含み、オンされたときに、前記電圧安定化コンデンサに蓄積された電荷を放電させる第３の電界効果トランジスタを更に備えることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 車両のステアリング機構に電動モータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
   請求項１から５のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備え、
   前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与える電動モータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。

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