JP2010183218A - 誤り訂正受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置を提供する。
【解決手段】送信装置からのデータをデマッピング(11)、ビタビ復号(12)、デインターリーブ(13)、RS復号(14)する受信処理部10を複数系統備えた誤り訂正受信装置1であって、RS復号後のデータを、インターリーブ(22)及び畳込み符号化(23)し、デマッピング後のデータと畳込み符号化後のデータを比較してデマッピング後のデータに対する尤度データを生成し(24)、尤度データに基づいて再度ビタビ復号(25)を行なった後、デインターリーブ(26)、RS復号(27)を行い、その際、不使用の他系統のビタビ復号部12とデインターリーブ部13とRS復号部14を、一系統の再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再RS復号部27として作動させる誤り訂正処理切替部6を備えている。
【選択図】図21
【解決手段】送信装置からのデータをデマッピング(11)、ビタビ復号(12)、デインターリーブ(13)、RS復号(14)する受信処理部10を複数系統備えた誤り訂正受信装置1であって、RS復号後のデータを、インターリーブ(22)及び畳込み符号化(23)し、デマッピング後のデータと畳込み符号化後のデータを比較してデマッピング後のデータに対する尤度データを生成し(24)、尤度データに基づいて再度ビタビ復号(25)を行なった後、デインターリーブ(26)、RS復号(27)を行い、その際、不使用の他系統のビタビ復号部12とデインターリーブ部13とRS復号部14を、一系統の再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再RS復号部27として作動させる誤り訂正処理切替部6を備えている。
【選択図】図21
Description
本発明は、圧縮された画像データや音声データ等を送信するデジタル放送分野等に用いられる誤り訂正受信装置に関する。
圧縮された画像データや音声データ等を送信するデジタル放送分野等では、画像データや音声データ等を多重化処理したトランスポートストリームTSと呼ばれる送信データに誤り訂正符号化処理が施されたデータが送信され、伝送路で発生したビット誤りを訂正する誤り訂正装置が受信装置に組み込まれている。
図1に示すように、このような誤り訂正受信装置90は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部91と、復調部91でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部92と、ビタビ復号部92の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部93と、デインターリーブ部93から出力されたデータブロックをトランスポートストリームTSに復号するリードソロモン復号部94を備えている。
従来の誤り訂正受信装置では、ビタビ復号部とリ−ドソロモン復号部のそれぞれで独自に誤り訂正処理が実行されていたため、それぞれの復号部本来の訂正能力しか期待できず、十分な誤り訂正効果が得られない場合があるという問題があった。
そこで、特許文献1には、ブロック符号器および畳み込み符号器で符号化されたデータを受信するバッファと、該バッファから出力される指定のデータを受けて、これをビタビアルゴリズムに従って復号するビタビ復号器と、該ビタビ復号器からブロック符号長分のデータを受けると復号を開始し、誤り訂正が可能な場合に誤り訂正を実行して、結果を出力するブロック復号器と、誤り訂正が不可能な場合に、ブロック復号器が出力する誤り検出信号にもとづいて、誤り訂正が不可能となったブロック符号長分のデータのブロック復号器による復号を実行させるように、ビタビ復号器による再復号化の実行を制御する制御回路とを備えたことを特徴とするデータ誤り訂正システムが提案されている。
詳述すると、ビタビ復号器が、バッファから出力されるシンボル毎のデータを受信した時に、送信可能な各々のシンボルが送信されたとした場合の確からしさを求めるブランチメトリック生成器と、生き残りパスの累積メトリックが格納されているパスメトリックレジスタと、該パスメトリックレジスタの出力と前記ブランチメトリック生成器の出力とを、シンボル時刻毎にトレリス線図に従って加算,比較,選択し、比較して選択したn状態のパスメトリック値とn状態の選択情報とを出力する加算比較選択回路と、該加算比較選択回路の出力であるn状態のパスメトリックの値の中から最大のパスメトリックを持つ状態番号を求める最尤パス状態番号順序検出器と、シンボル時刻毎に前記加算比較選択回路の出力であるn状態の選択情報をメモリに格納するパスメモリと、符号化されたデータがkビット毎に区切られ、各kビットにuビットの冗長ビットが付加された場合において、(u+k)シンボル時刻毎に、最尤パス状態番号順序検出器の出力の状態番号から所定シンボル時刻分パスメモリを過去に向かってたどっていき、最後に到着したビットから(u+k)ビットを復号データとして出力するトレースバック回路と、制御回路からの制御信号を受けて、再復号化を実行させる復号化制御回路とを有するものである。
しかし、特許文献1に記載されたデータ誤り訂正システムは、伝送路で生じるビット誤りの度合いによる復号処理の変動を吸収するために設ける必要があるバッファの容量が大きくなるという問題があり、また、同じシンボルに対して、最も信頼性の高い最大のパスメトリックを持つ状態番号から次第に信頼性の低いパスメトリックを持つ状態番号の順にトレースバック処理を実行するものであるため、本来的にビット誤りが生じているシンボルに対して、効率的に誤り訂正するには限界がある。
本発明の目的は、上述した従来の問題点に鑑み、回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置を提供する点にある。
上述の目的を達成するため、本発明による誤り訂正受信装置の特徴構成は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部と、前記復調部でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部と、前記ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部と、前記デインターリーブ部から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部でなる受信処理部を備えている誤り訂正受信装置であって、前記受信処理部を複数系統備えるとともに、少なくとも一系統の受信処理部に、前記復調部でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部と、前記リードソロモン復号部で復号されたトランスポートストリームを前記デインターリーブ部と逆手順で並び替えるインターリーブ部と、前記インターリーブ部で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部と、前記データ遅延部から出力されるデータ列と前記畳込み符号化部から出力されるデータ列とを同期して比較し、前記復調部でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部と、前記尤度操作部から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部と、前記再ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部と、前記再デインターリーブ部から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部を備え、一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、他系統のビタビ復号部とデインターリーブ部とリードソロモン復号部のそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部と再デインターリーブ部と再リードソロモン復号部として作動させる誤り訂正処理切替部を備えている点にある。
リードソロモン復号部から出力される誤り訂正処理後のトランスポートストリームに対して、インターリーブ部によりデータブロックに並び替えられ、畳込み符号化部で符号化されたデータ列は、復調部でデマッピングされたデータ列よりも信頼性の高いデータ列となる。
尤度操作部では、そのような信頼性の高いデータ列と、復調部でデマッピングされ、データ遅延部で遅延されたデータ列とが比較され、復調部でデマッピングされたデータ列に対する尤度が軟判定データとして生成されるようになる。
そのような尤度に基づいて、再ビタビ復号部で再度の誤り訂正が行なわれる結果、より精度の高い誤り訂正が可能となり、再リードソロモン復号部でより精度の高い誤り訂正が行なわれるようになる。
誤り訂正受信装置として、受信処理部を複数系統備える場合には、複数系統のトランスポートストリームを復調することができるが、一系統のみのトランスポートストリームを復調する場合には、誤り訂正処理切替部により、他系統のビタビ復号部とデインターリーブ部とリードソロモン復号部のそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部と再デインターリーブ部と再リードソロモン復号部として作動させるように切り替えることができ、これにより、回路規模の大型化を回避しながらも十分な誤り訂正処理を実現できるようになる。
以上説明した通り、本発明によれば、回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置を提供することができるようになった。
以下、本発明による誤り訂正受信装置について説明する。
図2に示すように、誤り訂正受信装置1は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調されたデータを受信する。
ここで、受信されたデータは、送信元、例えば放送局にある送信装置から送信され、伝送路2を介して誤り訂正受信装置1に受信されるデータである。
以下、誤り訂正受信装置1について説明する前に送信装置について説明する。尚、送信装置についての説明で、トランスポートストリーム、リードソロモン符号、畳込み符号、及びキャリア変調についても説明する。
図2に示すように、送信装置3は、多重化部31、リードソロモン符号化部32、送信側インターリーブ部33、送信側畳込み符号化部34、変調部35、IFFT(逆フーリエ変換)処理部36、DA変換部37、及び高周波変換部38を備えている。
多重化部31は、送信する映像、音声、データ等の信号を夫々の符号化方式によって符号化し、符号化した各信号を所定フォーマットに規定されたパケットに収めて、リードソロモン符号化部32へ順次出力する。このような多重化の方式として、例えば、国際規格(ISO/IEC 13818-1)として規格化されているMPEG(Moving Picture Experts Group)-2 Systemsがあり、MPEG-2 Systemsでは、符号化した各信号がトランスポートストリームTSと呼ばれるパケット列に多重化される。
以下に詳述する。MPEG-2 Systemsの場合、符号化方式は、例えば、映像の符号化にはMPEG-2 Video方式が用いられ、音声の符号化にはAAC(Advanced Audio Coding)方式が用いられ、データの符号化にはBML(Broadcast Markup Language)が用いられる。
また、MPEG-2 Systemsの場合、トランスポートストリームTSを構成する各パケット(以下、TSパケットと記す。)は、図3上段に示すように、各種制御情報が収められる4バイトのパケットヘッダーと、一つの番組の基準となる時刻情報やパケットを固定長とするためのダミーデータ等が収められるアダプテーションフィールド及び/または映像や音声等のデータが収められるペイロードよりなる184バイトのデータ部とで構成されている。つまり、TSパケットの各々は188バイトの固定長である。尚、データ部のアダプテーションフィールド及びペイロードの構造は、パケットヘッダー中のアダプテーションフィールド制御フラグによって図3下段に示すように三通りに変わる。
リードソロモン符号化部32は、多重化部31から入力されたデータを所定長のブロックに区切り、当該ブロック毎にデータの後に所定長の誤り訂正符号を付加する。例えば、多重化部31から入力されたトランスポートストリームTSを図3上段に示すような188バイトのTSパケット毎に区切り、188バイトのデータの後に16バイトの誤り訂正符号を付加して、204バイト単位で送信側インターリーブ部33に出力する。
尚、誤り訂正符号は、所定長のデータ(本実施形態では1バイトとする。)をガロア体の元で置き換えた情報多項式I(x)と、付加する誤り訂正符号の長さと同じ次数の生成多項式G(x)とを生成し、情報多項式I(x)に誤り訂正符号を付加した多項式が生成多項式G(x)で割り切れるようにして算出する。つまり、誤り訂正符号は、情報多項式I(x)の次数を所定数だけ大きくしてから生成多項式G(x)で除算した剰余に基づいて算出される。ここで、所定数は、付加する誤り訂正符号に基づいて決定される。例えば、16バイトの誤り訂正符号を付加する場合、情報多項式I(x)の次数を16大きくする。
送信側インターリーブ部33は、リードソロモン符号化部32から入力されるデータを所定長のブロック(本実施形態では204バイト)毎に区切り、時間方向に散在させるように構成されている。
送信側インターリーブ部33は、例えば、図4に示すように、1バイトのデータの入力毎に所定数(図4では12個)の接点が切り替えられる入力スイッチ331と、所定数より1だけ少ない数(図4では11個)のシフトレジスタ332(332−1から332−11)と、入力スイッチ331が接続されている接点に対応した接点に接続されるように所定数(図4では12個)の接点が切り替えられる出力スイッチ333で構成されている。
シフトレジスタ332は、所定長(図4では1バイト)並列のFIFO(First-In First-Out)タイプであり、接続されている接点によって段数が異なる。例えば、図4では、シフトレジスタ332は、接点0には接続されておらず、接点1にはM(Mは図4では17である。)段のシフトレジスタ332−1が接続され、接点2にはM×2段のシフトレジスタ332−2が接続され、以下段数が増えてき、接点11にはM×11段のシフトレジスタ332−11が接続されている。
送信側インターリーブ部33が上述のように構成されると、入力データは、何れの接点を介してシフトレジスタ332に入力されるかによって、異なる時間遅延されて出力される。つまり、入力順序とは異なる順序にバイト単位でシャッフルされたデータが出力されることになる。その結果、一定時間持続するバースト状のノイズ、例えばブロックにまたがって持続するようなノイズ等による伝送誤りが生じた場合であっても、伝送誤りが生じた部分のデータが丸ごと欠落してしまうといった致命的なトラブルを防止することができる。
送信側畳込み符号化部34は、過去に入力された所定数のビットと現在入力されたビットに基づいて出力ビットを生成する所謂畳込み符号を用いて、送信側インターリーブ部33からの入力データを符号化する。
送信側畳込み符号化部34は、例えば、図5に示すように、送信側インターリーブ部33と直列に接続された六段のシフトレジスタD(D1からD6)と、入力データ及びシフトレジスタD2,D3,D5,D6から出力されたデータの排他的論理和をデータビットXとして出力する排他的論理和回路341と、入力データ及びシフトレジスタD1,D2,D3,D6から出力されたデータの排他的論理和をチェックビットYとして出力する排他的論理和回路342で構成されている。
送信側畳込み符号化部34が図5のような構成である場合、六段のシフトレジスタDに入力データを保持することにより、1ビットの入力データbに対して6個前のデータまでを畳込んで演算する。また、送信側畳込み符号化部34が図5のような構成である場合、符号化率(nビットの符号長に対して元のデータ長がkビットの場合、k/nで表される。)は、伝送条件に基づいて1/2,2/3,3/4,5/6及び7/8より選択可能に構成されている。
符号化率1/2が選択される場合、1ビットの入力データ(b1とする。)に対して、2ビットのデータ(X1,Y1とする。)が出力される。
また、符号化率2/3,3/4,5/6,及び7/8の何れかが選択される場合、各入力ビットbに対する畳込み符号X,Yの一部を削除して構成されるパンクチャド符号が出力される。
以下に詳述する。図6に示すように、2ビットの入力データb1,b2に対して出力される4ビットのデータX1,Y1,X2,Y2のうち、1ビット(図6ではY2)を削除することで、符号化率を2/4から2/3にしている。つまり、図6の場合、2ビットの入力データb1,b2に対して3ビットのデータX1,Y1,X2が出力される。
同様に、図6に、符号化率3/4,5/6,及び7/8の場合についての、入力データb及び出力データX,Y(削除される出力データを取り消し線で示す。)を示す。
変調部35は、送信側畳込み符号化部34からの入力データを所定数ビット毎に区切り、当該所定数ビットの入力データを予め設定されたデータマップに基づいてI成分とQ成分の信号レベルに分割して出力する。
変調部35は、例えば16値の直交振幅変調(QAM(Quadrature Amplitude Modulation))方式で変調を行なう。この場合、データマップは、図7(b)に示すようなI成分、Q成分の各信号レベルが(+3、+1、−1、−3)であるI−Qコンスタレーションで構成されており、変調部35は、送信側畳込み符号化部34からの入力データを所定数ビット(4ビット)毎に区切ったデータの前半2ビットをI成分、後半2ビットをQ成分として、当該I−Qコンスタレーションに適用して各成分の信号レベルを算出する。
尚、各信号レベルは相対値であり、例えば(+1、+1/3、−1/3、−1)等であってもよい。また、変調部35による変調は16値QAMに限らず、例えば64値QAM(I−Qコンスタレーションを図7(c)に示す。)や256値QAM(I−Qコンスタレーションは図示せず。)であってもよく、QAM以外、例えば、PSK(Phase Shift Keying)やDPSK(Differential PSK)であってもよい。例として、PSKのうちのQPSK(Quadrature PSK)のI−Qコンスタレーションを図7(a)に示す。
IFFT処理部36は、フレーム構成部とIFFT演算部で構成されている。
フレーム構成部は、変調部35からのI成分とQ成分の入力データに基づいて、所定のフレーム(本実施形態では、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直行周波数分割多重)フレーム)を構成する。
以下、フレーム構成部が、入力されたキャリアに基づいてOFDMフレームを構成することについて詳述する。入力データは、夫々が384の搬送波(キャリア)で構成される13のセグメントSE0〜SE12に、セグメント番号の小さいものから順に割り付けられる。尚、384×13=4992個のキャリアは、図8(a)に示すように、周波数軸上に並んでいる。以上より、入力データは、4992個単位で処理される。
また、4992個のキャリアには、TMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control)信号、CP(Continual Pilot)信号、SP(Scattered Pilot)信号、及び補助チャンネルAC(Auxiliary Channel)が付加される。以上より、図8(b)に示すように、入力データは付加された各種信号を含めた5617個単位で処理される。尚、I成分用のシンボルとQ成分用のシンボルは交互に並べられる。また、図8(b)では、SP信号の挿入箇所を網掛けしている。
IFFT演算部は、フレーム構成部で周波数軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数(本実施形態では5617個)のデータに対して、フーリエ逆変換を行なうことで、時間軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数(本実施形態では8192個)のデータを生成し、デジタル信号として出力する。尚、IFFT演算部から出力されるデータはI成分とQ成分の複素データである。
DA変換部37は、IFFT処理部36から出力された複素データのI成分とQ成分の夫々をアナログ信号に変換する。
高周波変換部38は、DA変換部37から出力されたI成分とQ成分の信号レベルを高周波に変換して送信する。詳述すると、高周波変換部38は、図9に示すように、入力した各成分を高周波に変換するため、所定周波数の信号を発生させる発振器381と、発振器381の出力信号を90度シフトさせる移相器382と、DA変換部37から出力されたQ成分と発振器381の出力信号とを乗算して出力する混合器383と、DA変換部37から出力されたI成分と移相器382の出力信号とを乗算して出力する混合器384と、混合器383、384の出力を加算する加算器385とを備えて構成されている。
伝送路2は、送信装置3から送信される電波が空気中を伝送する無線通信であるが、線状の伝送を介してデータを伝送する有線通信であってもよい。
以下、誤り訂正受信装置1について詳述する。図2に示すように、誤り訂正受信装置1は、送信装置3から送信され伝送路2を介して受信した信号より所定周波数の信号を選局するチューナ部15と、AD変換部16と、AD変換部16から出力されたデジタル信号に対してフーリエ変換(FFT)を行ない、得られたデータを所定順序で出力する、つまりそれぞれのアンテナで受信された高周波信号をFFTするFFT処理部17を備えている。
また、誤り訂正受信装置1は、送信装置3で符号化及びキャリア変調された受信データに対して所定の処理が行われた上でフーリエ変換部から出力されたデータをデマッピングする復調部11と、復調部11でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部12と、ビタビ復号部12の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部13と、デインターリーブ部13から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部14を備えている。
つまり、誤り訂正受信装置1は、チューナ部15、AD変換部16、FFT処理部17、復調部11、ビタビ復号部12、デインターリーブ部13、及びリードソロモン復号部14でなる受信処理部10を備えている。
尚、本発明の誤り訂正受信装置1は、後述するように受信処理部10を複数系統備えているが、図2では、受信処理部10を一つ備えた誤り訂正受信装置1について説明する。
チューナ部15は、図10に示すように、受信信号より所望の周波数成分の信号を通過させるバンドパスフィルタ(BPF)151と、バンドパスフィルタ151を通過した受信信号を中間周波信号に変換する周波数変換部152と、周波数変換部152での周波数変換の際に生成される中心周波数を除去するローパスフィルタ(LPF)157で構成されている。
周波数変換部152は、高周波の受信信号をI成分とQ成分に分離するため、所定周波数の信号を発生させる発振器153と、発振器153の出力信号を90度シフトさせる移相器154と、入力した高周波信号と発振器153の出力信号とを乗算して高周波信号のQ成分として出力する混合器155と、入力した高周波信号とと移相器154の出力信号とを乗算して高周波信号のI成分として出力する混合器156とを備えている。
AD変換部16は、チューナ部15から出力されたアナログ信号を、複素データの実数成分と虚数成分よりなるデジタル信号に変換する。
FFT処理部17は、FFT演算部とフレーム分離部で構成されている。
FFT演算部は、時間軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数(本実施形態では8192個)のデータに対して、フーリエ変換を行なうことで、周波数軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数(本実施形態では5617個)のデータを生成し出力する。
フレーム分離部は、5617個のデータからTMCC信号、CP信号、SP信号、及びACを取り除き、所定数(本実施形態では4992個)のデータを取り出す。そして、取り出したデータ(I成分及びQ成分のデータ)を、上述したフレーム構成部361での割り付け順序とは逆の順序で復調部11へ出力する。
復調部11は、FFT処理部17から出力されたデータをデマッピングする。
以下に詳述する。復調部11は、例えば16値のQAM方式で復調を行なう。この場合、データマップは図7(b)に示すI−Qコンスタレーションで構成されており、復調部11は、FFT処理部17から出力されたI成分とQ成分の信号レベルを夫々、(+3、+1、−1、−3)の4種類のレベルのうち最も近いレベルに変換した上で、I成分の当該レベルをI−QコンスタレーションのI軸とし、Q成分の当該レベルをI−QコンスタレーションのQ軸とした場合、その座標に対応する4ビットのデータを制御信号として生成し、ビタビ復号部12及び後述するデータ遅延部21に出力する。
ビタビ復号部12は、図11に示すように、ブランチメトリック算出部121、パスメトリック算出部122、及び軟判定部123を備えており、送信側畳込み符号化部34で削除された畳込み符号X,Y(図6参照)の位置にダミービットを埋めたデータに対し、ビタビ復号アルゴリズムに基づいた復号を行なう。
以下に詳述する。ブランチメトリック算出部121は、説明のための一例として図12に示すようなトレリス線図の各パス(図12において初期状態である時刻「0」の状態「00」から現在の状態(時刻「7T」の各状態)までを結ぶ矢印)について、各状態(図12の円形)間の枝毎のハミング距離であるブランチメトリックを算出する。
例えば、図12において、時刻「0」の状態「00」でデータ「00」を出力して時刻「1T」の状態「00」へ遷移する場合のハミング距離は「0」であり、時刻「0」の状態「00」でデータ「11」を出力して状態「01」へ遷移する時刻「1T」の状態「00」へ遷移する枝のハミング距離は「2」である。
パスメトリック算出部122は、算出したブランチメトリックを各パスに沿って加算していくことで各パスについてのブランチメトリックの総和であるパスメトリックを算出する。
例えば、図12において、時刻「3T」の状態「11」のパスメトリックは、時刻「0」の状態「00」、時刻「1T」の状態「01」、時刻「2T」の状態「11」、及び時刻「3T」の状態「11」へと状態遷移する過程のブランチメトリックの合計、つまり(2+0+0=)2である。
軟判定部123は、トレリス線図上のある状態から次の状態へ向かう2つずつのパスについて算出したパスメトリックを比較し、パスメトリックの小さい方のパスを選択し大きい方のパスを排除する処理を、各時刻の全ての状態について行なうことで最も確からしいパス(図12では太い矢印で記す。)を選択し(軟判定)、当該最も確からしいパスに対応したデータを出力する。
例えば、図12では、太い矢印で記されたパスに対応したデータ、つまり「00 11 01 11 11 01 11」が出力される。よって、この場合、入力データ「00 10 01 11 01 01 11」に対して、4ビット目と9ビット目が誤り訂正されて出力されることになる。
尚、ビタビ復号部12は、ダミービットに対しては、ブランチメトリックの算出、パスメトリックの算出、及び軟判定を行わないように構成されている。
デインターリーブ部13は、ビタビ復号部12から入力されるデータを所定長のブロック(送信側インターリーブ部33における同じ長さのブロック、つまり204バイト)毎に区切り、送信側インターリーブ部33によって時間方向に散在させられているデータを元に戻す、つまり188バイトのデータの後に16バイトの誤り訂正符号が付加されている状態に戻す。
デインターリーブ部13は、例えば、図13に示すように、1バイトのデータの入力毎に所定数(図13では12個)の接点が切り替えられる入力スイッチ131と、前記所定数より1だけ少ない数(図13では11個)のシフトレジスタ132(132−1から132−11)と、入力スイッチ131が接続されている接点に対応した接点に接続されるように所定数(図13では12個)の接点が切り替えられる出力スイッチ133で構成されている。
シフトレジスタ132は、所定長(図13では1バイト)並列のFIFO(First-In First-Out)タイプであり、接続されている接点によって段数が異なる。例えば、図13では、シフトレジスタ132は、接点0にはM(Mは図13では1である。)×11段のシフトレジスタ132−11が接続されて、接点1にはM×10段のシフトレジスタ132−10が接続され、以下段数が減っていき、接点10にはM段のシフトレジスタ132−1が接続され、接点11にはシフトレジスタ132が接続されない。
つまり、デインターリーブ部13は、入力データを送信側インターリーブ部33と反対の遅延時間で出力することで、送信側インターリーブ部33によって時間方向に散在させられているデータを元に戻す。
リードソロモン復号部14は、図14に示すように、シンドローム算出部141、誤り位置多項式算出部142、誤り位置算出部143、誤り量算出部144、及び誤り訂正部145で構成される。
シンドローム算出部141は、デインターリーブ部13から入力した受信データをリードソロモン符号化部32が送信側インターリーブ部33に出力したのと同じ長さのブロックに区切り、当該ブロックのデータに基づいて多項式(以下、受信多項式Y(x)と記す。)を算出し、受信多項式Y(x)に基づいてシンドロームSi(iは1から生成多項式G(x)の次数(2tとする。)までの整数)を算出する。ここで、シンドロームSiは、リードソロモン符号化部32で生成されたものと同一の生成多項式G(x)のi番目の元αiを受信多項式Y(x)に代入することで算出される。
受信データに誤りが含まれていない場合、生成多項式G(x)の全ての元(α1〜α2t)についてシンドロームSiは0になるが、誤りが含まれている場合、0とはならないシンドロームSiが存在する。
誤り位置多項式算出部142は、シンドロームSiに基づいて誤り位置多項式ρ(x)を算出する。誤り位置多項式ρ(x)の算出には、例えば、PGZ(Peterson Gorenstein Zierler)アルゴリズムが用いられる。尚、誤り位置多項式ρ(x)は、上記ブロックで誤りの存在する位置(誤り位置)に対応する情報の逆数を根に持つ式である。
誤り位置算出部143は、誤り位置多項式ρ(x)に元を順次代入してρ(x)の根を求めるチェンサーチのアルゴリズムを用いて、誤り位置を算出する。例えば、ρ(α−5)=0となった場合、α−5(次数「−5」)の逆数であるα5の次数「5」の桁、つまり受信データの5桁目に対応する所定長(本実施形態では先の誤り訂正符号の説明で記したように1バイト)のデータに誤りがあることになる。
誤り量算出部144は、誤り位置多項式ρ(x)、シンドロームSi、及び誤り位置算出部143で算出された誤り位置に基づいて、ガロア体上の四則演算(例えば連立方程式の演算)により、誤り量(正しいデータと誤りのあるデータのハミング距離)を算出する。
誤り訂正部145は、誤り位置算出部143で算出した誤り位置に対応するデータから、誤り量算出部144で算出した誤り量を加算または減算することにより、誤り位置の誤った値を正しい値に訂正する。
リードソロモン復号部14から出力された誤り訂正されたデータ(トランスポートストリーム)は、必要に応じて、スクランブルを解くデスクランブル処理、トランスポートストリームから必要とするパケットを取り出すフィルタリング処理、MPEG規格により符号化された信号をMPEGの規定に従って復号する復号処理等(これらの処理を以下、後段処理と記す。)を施されて、視聴者に対して映像、音声、データ等として提示される。
しかし、上述したように、リードソロモン復号部14から出力されたデータでは、十分に誤り訂正効果が得られない場合がある。
そこで、本発明では、以下に説明するような構成を設けることにより、更なる誤り訂正効果を得られるようにした。
尚、本発明による誤り訂正受信装置1は、誤り訂正効果にかかわらず、リードソロモン復号部14から出力されたデータに対して、以下に説明する構成による処理を施した後に後段処理を施すように構成されていてもよいし、誤り訂正効果が良好でないと判断した場合のみ、前記データに対して、以下に説明する構成による処理を施した後に後段処理を施し、誤り訂正効果が良好であると判断した場合には、図2の破線に示すように、以下に説明する構成による処理を施すことなく後段処理を施すように構成されていてもよい。
ここで、誤り訂正効果の良否の判断は、例えば、後述する誤り訂正受信装置1の受信特性(図17)に基づいて行われる。具体的には、予め設定された値のCNRに対するBERの値が所定値(例えば2×10−4)より小さい場合、良好であると判断する。尚、図17において、BERはビットエラーレートであり数値が小さい程、データに誤りが少ないことを示しており、CNRは搬送波とノイズの比であり数値が大きい程、ノイズが少ないことを示している。つまり、同じ数値のCNRに対するBERの値が小さい程、特性が良いことになる。
以下、更なるい誤り訂正効果を得るために誤り訂正受信装置1に新たに設けた構成について説明する。
誤り訂正受信装置1は、復調部11でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部21と、リードソロモン復号部14で復号されたトランスポートストリームをデインターリーブ部13と逆手順で並び替えるインターリーブ部22と、インターリーブ部22で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部23と、データ遅延部21から出力されるデータ列と畳込み符号化部23から出力されるデータ列とを同期して比較し、復調部11でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部24と、尤度操作部24から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部25と、再ビタビ復号部25の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部26と、再デインターリーブ部26から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部27を備えている。
データ遅延部21は、復調部11と尤度操作部24の間に設けられており、復調部11からの出力データを所定時間遅延させてから尤度操作部24へ出力する。データ遅延部21は、データを所定時間遅延させるため、例えば、所定段数のレジスタを備えている。
ここで、所定時間とは、復調部11から出力されたデータが、ビタビ復号部12、デインターリーブ部13、リードソロモン復号部14、インターリーブ部22、及び畳込み符号部23を介して尤度操作部24へ入力するまでの時間である。
つまり、復調部11から出力されたデータが、データ遅延部21のみを介して尤度操作部24へ入力するまでの時間と、ビタビ復号部12、デインターリーブ部13、リードソロモン復号部14、インターリーブ部22、及び畳込み符号部23を介して尤度操作部24へ入力するまでの時間とを等しくする。
このようにすることで、後述する尤度操作部24において、復調部11から出力され、ビタビ復号部12及びリードソロモン復号部14で誤り訂正処理された後、畳込み符号化部23で符号化された信頼性の高いデータ列と、復調部11から出力され、データ遅延部21で遅延されたデータ列とを比較する際、比較する二つのデータ列を復調部11から出力された同一データに基づくデータ列とすることができる。
インターリーブ部22は、送信側インターリーブ33と同様の構成である。ここで、リードソロモン復号部14から入力されるデータは、リードソロモン復号部14で復号されたデータ(188バイト単位)に、デインターリーブ部13からリードソロモン復号部14へ入力したデータ(204バイト単位)の後端から16バイトを占める誤り訂正符号が付加されたままのデータである。尚、リードソロモン復号部14から後段処理へトランスポートストリームを出力する場合、リードソロモン復号部14において誤り訂正符号を取り除いて188バイト単位で出力してもよいし、誤り訂正符号が付加されたままの204バイトで出力しておいて後段処理において誤り訂正符号を取り除いてもよい。
畳込み符号化部23は、送信側畳込み符号化部34と同様の構成である。畳込み符号化部23を設けることで、ビタビ復号及びリードソロモン復号された受信データを尤度操作部24へ出力する際のデータ長を、尤度操作部24への入力前に畳込み符号化部23で畳込み符号化することによって、復調部11からデータ遅延部21を介して尤度操作部24に入力される符号長と合わせることができ、尤度操作部24において、両データを対比させやすくできる。
尤度操作部24は、復調部11でデマッピングされたデータ(送信側畳込み符号化部34で符号化されたデータビットXとチェックビットYのうちデータビットX)と、畳込み符号化部23で符号化されたデータ(畳込み符号化部23で符号化されたデータビットXとチェックビットYのうちデータビットX)とをビット単位で排他的論理和演算して尤度を設定する。
尚、尤度操作部24に入力されるデータにチェックビットYが含まれないようにするため、本実施形態では、復調部11から出力されたデータに対して、尤度操作部24への入力前に、送信側畳込み符号化部34で削除された畳込み符号X,Y(図6参照)の位置にダミービットを埋めるとともに、畳込み符号化部23から出力されたデータに対して、尤度操作部24への入力前に、畳込み符号化部23で削除された畳込み符号X,Yの位置にダミービットを埋めるように構成されている。または、畳込み符号化部23から出力されたデータに対してダミービットを埋めるのではなく、畳込み符号化部23でパンクチャド符号を生成しないようにしてもよい。
また、尤度操作部24に入力されるデータにチェックビットYが含まれないようにするための、別の実施形態として、復調部11及び畳込み符号化部23からダミービットを埋めないデータを出力するが、尤度操作部24への入力前に、出力されたデータの所定位置のチェックビットYを削除する処理を実行してもよい。
尤度操作部24は、例えば、図15(a)に示すように、遅延部21の出力と畳込み符号化部23の出力とを入力とした排他的論理和回路241と、遅延部21からのデータと排他的論理和回路241の出力に基づいて出力データを生成する出力データ生成部242で構成されている。
一例として、図15(a)に示すように、復調部11から出力されたデータ列「10011」が、遅延部21を介して変化することなく尤度操作部24に入力し、また、復調部11から出力されたデータ列「10011」が、復号及び符号化を経ることで誤り訂正され「10001」に変化して尤度操作部24に入力した場合、出力データ列は、図15(a)に示すように、「11 00 00 10 11」となる。
当該出力データ列の各データは、図5(b)に示すように、データビットに排他的論理和回路241の出力結果に基づいて生成される信頼性ビットを付加した2ビットを1セットとしたデータであり、当該2ビットは同時に出力される。
信頼性ビットは、信頼度の高低としての尤度であり、排他的論理和回路241での演算結果によって算出される。図5(a)、(b)の場合、遅延部21からの入力と畳込み符号部からの入力が同一データである場合、排他的論理和回路24は「0」を出力し、当該出力「0」を受け取った出力データ生成部242は、信頼度が高いことを示す情報、つまりデータビットと同一のビットを信頼性ビットとしてデータビットに付加する。一方、遅延部21からの入力と畳込み符号部からの入力が異なるデータである場合、排他的論理和回路24は「1」を出力し、当該出力「1」を受け取った出力データ生成部242は、信頼度が低いことを示す情報、つまりデータビットと異なるビットを信頼性ビットとしてデータビットに付加する。
尚、尤度操作部24は、復調部11から出力されデータ遅延部21を介して尤度操作部24に入力したデータに対して、尤度を設定するものであれば、その方法は上述したような排他的論理和演算に限らず、他の方法でもよい。また、回路構成も図15(a)に示したものに限らず、例えば、AND回路やOR回路等を組み合わせて尤度設定可能な回路を構成してもよい。
また、尤度操作部24は、入力されたデータがダミーデータの場合は、以上説明した処理を実行しないように構成されていてもよいし、実行するように構成されていてもよい。
上述の構成によれば、排他的論理和回路241のみで尤度操作部を構成できるので、尤度操作部24の回路構成を簡易なものにすることができる。
再ビタビ復号部25は、図16に示すような構成であって、処理内容はビタビ復号部25とほぼ同じであるが、以下の点で異なる。
つまり、再ビタビ復号部25の軟判定部253は、データビットと信頼性ビットを1セットとした入力データの信頼度の高低(つまり入力した2ビットが同一ビットであるか否か)を判断する。
そして、軟判定部253は、トレリス線図上のある状態から次の状態へ向かう2つずつのパスについて算出したパスメトリックを比較する際、比較対象のパスが信頼度の低いデータに基づくものであるか否か判定し、信頼度の低いデータに基づくものである場合、当該パスをそのパスメトリックの大きさにかかわらず排除する。
例えば、2つのパスの双方が信頼度の低いデータに基づくものである場合、両方のパスが排除され、一方のパスのみが信頼度の低いデータに基づくものである場合、信頼度の低いデータに基づくパスが排除され、2つのパスの双方が信頼度の高いデータに基づくものである場合、パスメトリックの小さい方のパスを選択し大きい方のパスを排除する。
具体例としては、図12において、時刻「4T」の状態「01」でデータ「01」を出力して時刻「5T」の状態「10」へ遷移するパスA(パスメトリックは「2」)と、時刻「4T」の状態「01」でデータ「10」を出力して時刻「5T」の状態「11」へ遷移するパスB(パスメトリックは「3」)とを比較する場合、通常、パスメトリックの小さいパスAが最も確からしいパスとして選択されるが、時刻「4T」から時刻「5T」に遷移する際の入力データ「01」の信頼度が低い場合、軟判定部253は、信頼度の低い入力データ「01」と同一データ「01」を出力するパスAを排除して、パスBを選択する。
再デインターリーブ部26は、デインターリーブ部13と同様の構成であり、再リードソロモン復号部27は、リードソロモン復号部14と同様の構成である。
以上の構成によれば、更なる誤り訂正効果を得るために誤り訂正受信装置1に新たに設けた構成のうち、インターリーブ部22、畳込み符号部23、再デインターリーブ部26、及び再リードソロモン復号部27は夫々、送信側インターリーブ部33、送信側畳込み符号化部34、デインターリーブ部13、及びリードソロモン復号部14と同様の構成であり、また、再ビタビ復号部25もビタビ復号部12と似た構成であるため、本発明による誤り訂正装置1は、新規な回路を新たに設計する労力を少なく実現できる。
以上説明した誤り訂正受信装置1の受信特性を図17に示す。図17において、「1回目のビタビ復号」と記された特性はデインターリーブ部13の出力特性であり、「1回目のRS復号」と記された特性はリードソロモン復号部14の出力特性であり、「2回目のビタビ復号」と記された特性は再デインターリーブ部26の出力特性であり、「2回目のRS復号」と記された特性は再リードソロモン復号部27の出力特性である。
そして、図17において、リードソロモン復号部14の出力特性と再リードソロモン復号部27の出力特性とを比較した場合、再リードソロモン復号部27の出力特性の特性はリードソロモン復号部14の出力特性に対して略0.5〔dB〕改善していることがわかる。つまり、誤り訂正受信装置1に新たにデータ遅延部21、インターリーブ部22、畳込み符号化部23、尤度操作部24、再ビタビ復号部25、再デインターリーブ部26、及び再リードソロモン復号部27を追加することによって、更なる誤り訂正効果が得られている。
以上の説明より、誤り訂正受信装置1は、図2に示すように、高度誤り訂正処理ブロック20を備えている。
以下、受信処理部10を複数系統備えている本発明による誤り訂正受信装置1を車両に搭載した場合について説明する。
車両等の移動体で地上デジタル放送等を受信する場合、低いアンテナ高、小さいアンテナ利得、移動によるフェージングの影響等により、据え置き型のテレビ等と比べて受信環境は厳しい。そこで、車両等の移動体では、複数のアンテナを搭載して、当該複数のアンテナから受信される信号を選択または合成するダイバーシティ方式が採用される場合が多い。
ダイバーシティ方式を採用している場合、誤り訂正受信装置1は、図18に示すように、複数のアンテナ4の夫々に対応して、チューナ部15、AD変換部16、及びFFT処理部17を備えている。尚、本実施形態では、車両に搭載されるアンテナが4つの場合について説明する。尚、4つのアンテナ41〜44の搭載箇所は、例えば、図19に示すように、車両のフロントガラスの両サイド近傍、及び、リアガラスの両サイド近傍である。
ところで、車両に複数のアンテナ4(41〜44)を搭載した場合、複数系統の受信処理部10を設けて、各受信処理部10で異なる周波数を選局することで、後段処理に複数種類(図18の場合は最大で4種類)の異なるトランスポートストリームTS1,TS2,TS3,TS4を出力すように誤り訂正受信装置1を構成することが可能である。本実施形態では、誤り訂正受信装置1が、図18に示すように、4系統の受信処理部10A,10B,10C,10Dを備えている場合について説明する。
このような構成は、例えば、車両でテレビ放送を視聴する際に、車両に搭乗している各人が、異なるチャンネルを視聴したい場合等に利用される。具体的には、前部座席と後部座席の夫々にデュアルビューディスプレイを搭載することで、1台の車両で4種類の異なるチャンネルの視聴を可能とすることができる。
尚、以下の説明では、受信処理部10Aの各構成要素には「A」を付し、受信処理部10B各構成要素には「B」を付し、以下同様にC,Dを付す。つまり、受信処理部10Aは、チューナ部15A、AD変換部16A、FFT処理部17A、復調部11A、ビタビ復号部12A、デインターリーブ部13A、及びリードソロモン復号部14Aを備え、受信処理部10B,10C,10Dは、受信処理部10Aと同様に各々「B」,「C」,「D」が付された構成要素を備えている。
また、誤り訂正受信装置1は、複数系統の受信処理部10に、各FFT処理部17でFFT処理された受信データに対して最大比合成するダイバーシティ処理部5を備えている。
ダイバーシティ処理部5は、最大比合成を行なうために、各アンテナ41〜44の受信信号の位相を揃える位相調整部と、各アンテナ41〜44の受信信号の信号レベルに比例した重み算出する重み算出部と、算出した各受信信号についての重みを各受信信号に乗算して重み付け受信信号を生成する乗算部と、各重み付け受信信号を加算してから受信処理部10へ出力する加算部を備えている。
尚、ダイバーシティ処理部5は、例えばASIC(Application Specific Integrated Circuit)で構築されている。
一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、ダイバーシティ処理部5で最大化合成を行なうことにより、複数のアンテナ4の一部の受信信号の信号レベルが低い場合であっても、他の信号レベルの高いアンテナ4の受信信号に対して、より大きな重み付けがなされるため、受信信号の受信特性を向上することができる。
図18に示す構成の場合、誤り訂正受信装置1は、複数系統の受信処理部10C〜10Dに対して、一系統のトランスポートストリームを出力するか、複数系統のトランスポートストリームを出力するかを切り替える受信モード切替部7を備えている。
受信モード切替部7は、ダイバーシティ処理部5を制御して、各復調部11A〜11Dへ出力する信号が何れのアンテナ41〜44の受信信号を合成した信号とするかを、車両のユーザによる設定に基づいて切り替える。尚、ユーザによる設定は、例えば、ユーザが、車両のナビゲーション装置に備えられたタッチパネル式液晶パネルやスイッチ類を、液晶パネルに表示された設定情報を参照しながら操作することによって行われる。
本実施形態のようにアンテナが4本で受信処理部10が4系統の場合に考えられるダイバーシティ処理部5の入出力の切替パターン、つまりユーザによる設定が可能な切替パターンの一部の例を、図20に示す。
図20では、ダイバーシティ処理部5は、一つの信号が入力した場合には当該信号をそのまま復調部11へ出力し、複数の信号が入力した場合にはこれらの信号を最大比合成して復調部11へ出力する第一から第四の最大比合成部5A〜5Dで構成されている。
図20(a)では、全てのアンテナ41〜44の受信信号が第一最大比合成部5Aへ入力されており、当該受信信号がダイバーシティ処理部5で最大比合成されるため、同時に視聴できる放送は、4系統の信号が最大比合成された信号に基づく1チャンネルである。図20(b)では、アンテナ41,42の受信信号が第一最大合成部5Aへ入力され、アンテナ43,44の受信信号が第三最大合成部5Cへ入力されており、当該受信信号の夫々がダイバーシティ処理部5で最大比合成されるため、同時に視聴できる放送は、夫々2系統の信号が最大比合成された信号に基づく2チャンネルである。図20(c)では、アンテナ41〜44の受信信号が夫々第一最大比合成部5Aから第四最大合成部5Bへ入力されており、同時に視聴できる放送は、最大比合成されていない信号に基づく4チャンネルである。
つまり、誤り訂正受信装置1は、複数系統の受信処理部10に、それぞれアンテナ4で受信された高周波信号をFFTするFFT処理部17を備え、FFT処理された受信データに対して最大比合成するダイバーシティ処理部5を備え、一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、ダイバーシティ処理部5で最大比合成されるように構成されている。
本発明による誤り訂正受信装置1は、図21に示すように、一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、他系統のビタビ復号部とデインターリーブ部とリードソロモン復号部のそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部と再デインターリーブ部と再リードソロモン復号部として作動させる誤り訂正処理切替部6を備えている。
以下、誤り訂正処理切替部6について詳述する。
以下の説明では、受信モード切替部7により、ダイバーシティ処理部5の入出力の切替パターンが、図20(b)のように切り替えられた場合において、一系統である受信処理部10Aからトランスポートストリームを出力する場合に、他系統である受信処理部10Bのビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bのそれぞれを、受信処理部10Aの誤り訂正効果を更に高めるための再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させる場合について説明する。
尚、図21に示す誤り訂正受信装置1は、受信処理部10A,Bの他に受信処理部10C,Dを備えており、受信処理部10Cが一系統(上記説明の受信処理部10Aに相当)、受信処理部10Dが他系統(上記説明の受信処理部10Bに相当)の役割を果たすことができるが、処理内容は受信処理部10A,Bと同様のため、ここでは、受信処理部10A,Bについてのみ説明する。
誤り訂正処理切替部6は、図21に示すように、第一スイッチ61、第二スイッチ62、第三スイッチ63、第四スイッチ64、第五スイッチ65、及びこれらスイッチ61〜65を制御する誤り訂正処理切替制御部60を備えている。
第一スイッチ61は、リードソロモン復号部14Aから出力される信号の出力先をインターリーブ部22と受信処理部10Aに対応する後段処理の何れかに切替可能に構成されている。
第二スイッチ62は、受信処理部10Aに対応した後段処理へ入力される信号の出力元を受信処理部10Aと受信処理部10Bの何れかに切替可能に構成されている。
第三スイッチ63は、ビタビ復号部12Bへ入力される信号の出力元を尤度操作部24と復調部11Bの何れかに切替可能に構成されている。
第四スイッチ64は、リードソロモン復号部14Bから出力される信号の出力先を、受信処理部10Aに対応した後段処理と受信処理部Bに対応した後段処理の何れかに切替可能に構成されている。
第五スイッチ65は、復調部11Aとデータ遅延部21の接続の有無を切替可能に構成されている。
誤り訂正処理切替制御部60は、受信モード切替部7により一系統(受信処理部10A)のトランスポートストリームを出力するモードに切り替えられると、他系統(受信処理部10B)のビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bのそれぞれを、一系統(受信処理部10A)の再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させるように構成されている。
つまり、本例のように、受信モード切替部7により、ダイバーシティ処理部5の入出力の切替パターンが、図20(b)のように切り替えられた場合、誤り訂正処理切替制御部60は、各スイッチ61〜65を制御して、各スイッチ61〜65の接点を図21に破線で記すように切り替える。この場合、受信処理部10Aに対応する後段処理へは、誤り訂正処理ブロック20において更なる誤り訂正効果が得られたトランスポートストリームが出力される一方、受信処理部10Bにはダイバーシティ処理部5からの信号入力がないため、受信処理部10Bに対応する後段処理へは当然のことながらトランスポートストリームは出力されない。
一方、受信モード切替部7により、ダイバーシティ処理部5の入出力の切替パターンが、図20(c)のように切り替えられた場合、誤り訂正処理切替制御部60は、各スイッチ61〜65を制御して、各スイッチ61〜65の接点を図21に実線で記すように切り替える。この場合、高度誤り訂正処理ブロック20のデータ遅延部21、インターリーブ部22、畳込み符号化部23、及び尤度操作部24は使用されず、受信処理部10A,10Bに対応する後段処理へは夫々、リードソロモン復号部14A,14Bから出力されたトランスポートストリームTS1,TS2が、高度誤り訂正処理ブロック20を介することなく出力される。
受信モード切替部7により一系統のトランスポートストリームを出力するモードに切り替えられると、他系統のビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bは不使用となる。このような場合、誤り訂正処理切替制御部60が、他系統のビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bのそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させることにより、回路を共通化できるため、回路規模の大型化を低減できる。
尚、誤り訂正処理切替部6の各スイッチ61〜65は、受信モード切替部7と同様に、車両のユーザによる設定に基づいて切り替えられるように構成されていてもよい。このように構成することにより、ユーザは、受信モード切替部7により一系統のトランスポートストリームを出力するモードに切り替えられている場合に、他系統のビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bのそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させるか否かを選択することができる。
以下、別実施形態について説明する。上述の実施形態では、誤り訂正受信装置1は、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を一回だけ実行する場合について説明したが、誤り訂正受信装置1は、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を複数回繰り返し実行するように構成されていてもよい。
例えば、受信モード切替部7により、ダイバーシティ処理部5の入出力の切替パターンが、図20(a)のように切り替えられた場合に、一系統である受信処理部10Aからトランスポートストリームを出力する場合、図22に示すように、他系統である受信処理部10Bのビタビ復号部12Bとデインターリーブ部13Bとリードソロモン復号部14Bのそれぞれを、高度誤り訂正処理ブロック20Aの再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させ、受信処理部10Bと同様に他系統である受信処理部10Cのビタビ復号部12Cとデインターリーブ部13Cとリードソロモン復号部14Cのそれぞれを、高度誤り訂正処理ブロック20Bの再ビタビ復号部25と再デインターリーブ部26と再リードソロモン復号部27として作動させてもよい。
つまり、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を2回繰り返し実行するように構成されていてもよい。尚、高度誤り訂正処理ブロック20での繰り返し実行回数は2回に限らず、例えば3回でもよいことは言うまでもない。
具体的には、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を2回繰り返し実行する場合の誤り訂正受信装置1は、図22に示すように、高度誤り訂正処理ブロック20Aの再リードソロモン復号部27(受信処理部10Bのリードソロモン復号部14Bに相当)で復号されたトランスポートストリームに対して、高度誤り訂正処理ブロック20Bにおいて再度の高度誤り訂正処理を実行し、高度誤り訂正処理ブロック20Bの再リードソロモン復号部27(受信処理部10Cのリードソロモン復号部14Cに相当)で復号されたトランスポートストリームを、受信処理部10Aに対応する後段処理へ出力してもよい。
尚、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を複数回繰り返し実行するように構成される場合、各高度誤り訂正処理ブロック20のデータ遅延部21は、尤度操作部24への2つの入力が同一の復調部11から出力された同一データに基づくデータ列となるように、データ列を遅延させるように構成されている。
また、上記では、説明を簡易にするため、誤り訂正処理切替部6の構成の一例として、図22及び図23に示す構成を説明したが、誤り訂正処理切替部6は、ダイバーシティ処理部5の入出力の全ての切替パターンに対応できるように、各スイッチを適正な箇所に配置し、誤り訂正処理切替制御部60が全ての切替パターンに応じてこれら各スイッチを制御するように構成されていてもよい。
図17で説明した通り、高度誤り訂正処理ブロック20での処理を一回実行した場合に当該処理を実行しない場合よりも誤り訂正効果が得られることから、上述の構成のように、当該処理を複数回実行することで一回だけ実行した場合よりも更なる誤り訂正効果を得ることができる。
上述の実施形態では、アンテナが4本で、受信処理部10が4系統の場合について説明したが、アンテナ4の数及び受信処理部10の系統数は、4に限らない。例えば、アンテナが4本で受信処理部10が2系統である構成や、アンテナが2本で受信処理部10が2系統である構成等であってもよい。
上述の実施形態では、ダイバーシティ処理部5は、各FFT処理部17でFFT処理された受信データに対して最大比合成する場合、つまり最大比合成方式を用いて複数の受信データを合成する場合について説明したが、合成方式は最大比合成方式に限らない。
例えば、各アンテナ4からの受信信号のうち、受信レベルが大きい方の信号を選択して出力し、小さい方の信号は出力しない選択合成方式や、各アンテナ4からの受信信号の位相を同一にして、重み付けすることなくそのまま加算する等利得合成方式を用いてもよい。
上述の実施形態では、外符号としてリードソロモン符号化を用いた場合について説明したが、外符号の符号化の方法はリードソロモン符号化に限らず、例えば、BCH符号化等を用いてもよい。
上述の実施形態において、リードソロモン符号化部32と送信側インターリーブ部33の間に、エネルギー拡散部を設けてもよい。エネルギー拡散部は、リードソロモン符号化部32の出力データと、所定ビット(例えば15ビット)の疑似ランダム信号との排他的論理和を演算して出力することにより、疑似ランダム信号に基づいたノイズパターンを発生させる。この場合、誤り訂正受信装置1では、例えば、デインターリーブ部13とリードソロモン復号部14の間に、拡散前データ再生部を設けて、当該疑似ランダム信号と受信データとの排他的論理和を演算することにより、拡散前のデータを取り出す。
一般的にデジタル化された画像等のデータは、「0」や「1」が連続することが多く、その場合、変調波のエネルギーが特定箇所に偏在してしまい好ましくないが、エネルギー拡散部を設けることにより、エネルギーの特定箇所への偏在を防止できる。
また、上述の実施形態において、IFFT処理部36に、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、及びビットインターリーブを実行する第二インターリーブ部を設けてもよい。誤り訂正受信装置1では、これらのインターリーブを実行の有無を設定可能に構成されていてもよい。
ここで、周波数インターリーブは、13個のセグメントに分けられた多数の搬送波に割り付けられる入力データをランダム化する処理である。また、時間インターリーブは、図4と類似の構成(シフトレジスタの保持データの長さ、段数、及び配置が異なる。)によって、シンボル(同時に伝送できる1単位のビット数)単位で入力データを並べ替える処理である。更に、ビットインターリーブは、現在のビットと過去のビットに基づいてデータを並べ替える処理である。
尚、上記の場合、誤り訂正受信装置1では、例えば、FFT処理部17に、周波数デインターリーブ、時間デインターリーブ、及びビットデインターリーブを実行する第二デインターリーブ部を設けることで、第二インターリーブ部によるインターリーブ前のデータを取り出す。
尚、上述した実施形態は本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等を適宜変更設計できることは言うまでもない。
本発明は、デジタルテレビ放送、デジタルラジオ放送、BSデジタル放送、マルチメディア放送、及びヨーロッパ等で実施されているDVB−T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial)等の、デジタル放送分野で利用される。
1:誤り訂正受信装置
5:ダイバーシティ処理部
6:誤り訂正処理切替部
7:受信モード切替部
10:受信処理部
11:復調部
12:ビタビ復号部
13:デインターリーブ部
14:リードソロモン復号部
17:FFT処理部
21:データ遅延部
22:インターリーブ部
23:畳込み符号化部
24:尤度操作部
25:再ビタビ復号部
26:再デインターリーブ部
27:再リードソロモン復号部
5:ダイバーシティ処理部
6:誤り訂正処理切替部
7:受信モード切替部
10:受信処理部
11:復調部
12:ビタビ復号部
13:デインターリーブ部
14:リードソロモン復号部
17:FFT処理部
21:データ遅延部
22:インターリーブ部
23:畳込み符号化部
24:尤度操作部
25:再ビタビ復号部
26:再デインターリーブ部
27:再リードソロモン復号部
Claims (4)
- トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部と、前記復調部でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部と、前記ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部と、前記デインターリーブ部から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部でなる受信処理部を備えている誤り訂正受信装置であって、
前記受信処理部を複数系統備えるとともに、少なくとも一系統の受信処理部に、前記復調部でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部と、前記リードソロモン復号部で復号されたトランスポートストリームを前記デインターリーブ部と逆手順で並び替えるインターリーブ部と、前記インターリーブ部で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部と、前記データ遅延部から出力されるデータ列と前記畳込み符号化部から出力されるデータ列とを同期して比較し、前記復調部でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部と、前記尤度操作部から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部と、前記再ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部と、前記再デインターリーブ部から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部を備え、
一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、他系統のビタビ復号部とデインターリーブ部とリードソロモン復号部のそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部と再デインターリーブ部と再リードソロモン復号部として作動させる誤り訂正処理切替部を備えている誤り訂正受信装置。 - 前記尤度操作部は、前記復調部でデマッピングされたデータと、前記畳込み符号化部で符号化されたデータとをビット単位で排他的論理和演算して尤度を設定する請求項1記載の誤り訂正受信装置。
- 複数系統の受信処理部に対して、一系統のトランスポートストリームを出力するか、複数系統のトランスポートストリームを出力するかを切り替える受信モード切替部を備え、前記受信モード切替部により一系統のトランスポートストリームを出力するモードに切り替えられると、前記誤り訂正処理切替部は、他系統のビタビ復号部とデインターリーブ部とリードソロモン復号部のそれぞれを、一系統の再ビタビ復号部と再デインターリーブ部と再リードソロモン復号部として作動させるように構成されている請求項1または2記載の誤り訂正受信装置。
- 複数系統の受信処理部に、それぞれアンテナで受信された高周波信号をFFTするFFT処理部を備え、FFT処理された受信データに対して最大比合成するダイバーシティ処理部を備え、一系統のトランスポートストリームを出力する場合に、前記ダイバーシティ処理部で最大比合成されるように構成されている請求項1から3の何れかに記載の誤り訂正受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2009023321A JP2010183218A (ja) | 2009-02-04 | 2009-02-04 | 誤り訂正受信装置 |
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JP (1) | JP2010183218A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP5451647B2 (ja) * | 2009-02-05 | 2014-03-26 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置 |
-
2009
- 2009-02-04 JP JP2009023321A patent/JP2010183218A/ja not_active Withdrawn
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