JP2010183217A

JP2010183217A - 誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法

Info

Publication number: JP2010183217A
Application number: JP2009023320A
Authority: JP
Inventors: Hidenori Aihara; 秀法合原
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2009-02-04
Filing date: 2009-02-04
Publication date: 2010-08-19

Abstract

【課題】回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法を提供する。
【解決手段】送信装置からのデータをデマッピング（１１）、ビタビ復号（１２）、デインターリーブ（１３）、リードソロモン復号（１４）する誤り訂正受信装置１であって、リードソロモン復号後のデータを、インターリーブ（２２）及び畳込み符号化（２３）し、デマッピング後のデータと畳込み符号化後のデータを比較してデマッピング後のデータに対する尤度データを生成し（２４）、尤度データに基づいて再度ビタビ復号（２５）を行なった後、デインターリーブ（２６）、リードソロモン復号（２７）を行なう。
【選択図】図２

Description

本発明は、圧縮された画像データや音声データ等を送信するデジタル放送分野等に用いられる誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法に関する。

圧縮された画像データや音声データ等を送信するデジタル放送分野等では、画像データや音声データ等を多重化処理したトランスポートストリームＴＳと呼ばれる送信データに誤り訂正符号化処理が施されたデータが送信され、伝送路で発生したビット誤りを訂正する誤り訂正装置が受信装置に組み込まれている。

図１に示すように、このような誤り訂正受信装置９０は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部９１と、復調部９１でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部９２と、ビタビ復号部９２の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部９３と、デインターリーブ部９３から出力されたデータブロックをトランスポートストリームＴＳに復号するリードソロモン復号部９４を備えている。

従来の誤り訂正受信装置では、ビタビ復号部とリ−ドソロモン復号部のそれぞれで独自に誤り訂正処理が実行されていたため、それぞれの復号部本来の訂正能力しか期待できず、十分な誤り訂正効果が得られない場合があるという問題があった。

そこで、特許文献１には、ブロック符号器および畳み込み符号器で符号化されたデータを受信するバッファと、該バッファから出力される指定のデータを受けて、これをビタビアルゴリズムに従って復号するビタビ復号器と、該ビタビ復号器からブロック符号長分のデータを受けると復号を開始し、誤り訂正が可能な場合に誤り訂正を実行して、結果を出力するブロック復号器と、誤り訂正が不可能な場合に、ブロック復号器が出力する誤り検出信号にもとづいて、誤り訂正が不可能となったブロック符号長分のデータのブロック復号器による復号を実行させるように、ビタビ復号器による再復号化の実行を制御する制御回路とを備えたことを特徴とするデータ誤り訂正システムが提案されている。

詳述すると、ビタビ復号器が、バッファから出力されるシンボル毎のデータを受信した時に、送信可能な各々のシンボルが送信されたとした場合の確からしさを求めるブランチメトリック生成器と、生き残りパスの累積メトリックが格納されているパスメトリックレジスタと、該パスメトリックレジスタの出力と前記ブランチメトリック生成器の出力とを、シンボル時刻毎にトレリス線図に従って加算，比較，選択し、比較して選択したｎ状態のパスメトリック値とｎ状態の選択情報とを出力する加算比較選択回路と、該加算比較選択回路の出力であるｎ状態のパスメトリックの値の中から最大のパスメトリックを持つ状態番号を求める最尤パス状態番号順序検出器と、シンボル時刻毎に前記加算比較選択回路の出力であるｎ状態の選択情報をメモリに格納するパスメモリと、符号化されたデータがｋビット毎に区切られ、各ｋビットにｕビットの冗長ビットが付加された場合において、（ｕ＋ｋ）シンボル時刻毎に、最尤パス状態番号順序検出器の出力の状態番号から所定シンボル時刻分パスメモリを過去に向かってたどっていき、最後に到着したビットから（ｕ＋ｋ）ビットを復号データとして出力するトレースバック回路と、制御回路からの制御信号を受けて、再復号化を実行させる復号化制御回路とを有するものである。

特開２０００−１９６４６９号公報

しかし、特許文献１に記載されたデータ誤り訂正システムは、伝送路で生じるビット誤りの度合いによる復号処理の変動を吸収するために設ける必要があるバッファの容量が大きくなるという問題があり、また、同じシンボルに対して、最も信頼性の高い最大のパスメトリックを持つ状態番号から次第に信頼性の低いパスメトリックを持つ状態番号の順にトレースバック処理を実行するものであるため、本来的にビット誤りが生じているシンボルに対して、効率的に誤り訂正するには限界がある。

本発明の目的は、上述した従来の問題点に鑑み、回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明による誤り訂正受信装置の特徴構成は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部と、前記復調部でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部と、前記ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部と、前記デインターリーブ部から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部を備えている誤り訂正受信装置であって、前記復調部でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部と、前記リードソロモン復号部で復号されたトランスポートストリームを前記デインターリーブ部と逆手順で並び替えるインターリーブ部と、前記インターリーブ部で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部と、前記データ遅延部から出力されるデータ列と前記畳込み符号化部から出力されるデータ列とを同期して比較し、前記復調部でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部と、前記尤度操作部から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部と、前記再ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部と、前記再デインターリーブ部から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部を備えている点にある。

リードソロモン復号部から出力される誤り訂正処理後のトランスポートストリームに対して、インターリーブ部によりデータブロックに並び替えられ、畳込み符号化部で符号化されたデータ列は、復調部でデマッピングされたデータ列よりも信頼性の高いデータ列となる。

尤度操作部では、そのような信頼性の高いデータ列と、復調部でデマッピングされ、データ遅延部で遅延されたデータ列とが比較され、復調部でデマッピングされたデータ列に対する尤度が軟判定データとして生成されるようになる。

そのような尤度に基づいて、再ビタビ復号部で再度の誤り訂正が行なわれる結果、より精度の高い誤り訂正が可能となり、再リードソロモン復号部でより精度の高い誤り訂正が行なわれるようになる。

上述の構成によれば、回路規模に影響を与えるデータ遅延部を、少なくとも単位データ列をバッファリング可能な遅延回路を備えることにより実現することができるので、それほど大規模な回路を要さず、コストも低く抑えることができる。

以上説明した通り、本発明によれば、回路規模の大型化を招くことなく効率的に誤り訂正可能な誤り訂正受信装置を提供することができるようになった。

従来の誤り訂正受信装置のブロック構成図本発明の誤り訂正受信装置のブロック構成図トランスポートストリームの説明図送信側インターリーブ部のブロック構成図送信側畳込み符号化部のブロック構成図パンクチャド符号の説明図（ａ）はＱＰＳＫのＩ−Ｑコンスタレーションの説明図、（ｂ）は１６値ＱＡＭのＩ−Ｑコンスタレーションの説明図、（ｃ）は６４値ＱＡＭのＩ−Ｑコンスタレーションの説明図（ａ）はセグメントの周波数軸上の並びの説明図、（ｂ）はキャリアの並びの説明図高周波変換部のブロック構成図チューナ部のブロック構成図ビタビ復号部のブロック構成図ビタビ復号部の処理説明のためのトレリス線図デインターリーブ部のブロック構成図リードソロモン復号部のブロック構成図（ａ）は尤度操作部の回路図、（ｂ）は尤度操作部の出力データの説明図再ビタビ復号部のブロック構成図誤り訂正受信装置の受信特性図別実施形態の誤り訂正受信装置のブロック構成図

以下、本発明による誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法について説明する。

図２に示すように、誤り訂正受信装置１は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調されたデータを受信する。

ここで、受信されたデータは、送信元、例えば放送局にある送信装置から送信され、伝送路２を介して誤り訂正受信装置１に受信されるデータである。

以下、誤り訂正受信装置１について説明する前に送信装置について説明する。尚、送信装置についての説明で、トランスポートストリーム、リードソロモン符号、畳込み符号、及びキャリア変調についても説明する。

図２に示すように、送信装置３は、多重化部３１、リードソロモン符号化部３２、送信側インターリーブ部３３、送信側畳込み符号化部３４、変調部３５、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理部３６、ＤＡ変換部３７、及び高周波変換部３８を備えている。

多重化部３１は、送信する映像、音声、データ等の信号を夫々の符号化方式によって符号化し、符号化した各信号を所定フォーマットに規定されたパケットに収めて、リードソロモン符号化部３２へ順次出力する。このような多重化の方式として、例えば、国際規格(ISO/IEC 13818-1)として規格化されているMPEG(Moving Picture Experts Group)-2 Systemsがあり、MPEG-2 Systemsでは、符号化した各信号がトランスポートストリームＴＳと呼ばれるパケット列に多重化される。

以下に詳述する。MPEG-2 Systemsの場合、符号化方式は、例えば、映像の符号化にはMPEG-2 Video方式が用いられ、音声の符号化にはAAC(Advanced Audio Coding)方式が用いられ、データの符号化にはBML(Broadcast Markup Language)が用いられる。

また、MPEG-2 Systemsの場合、トランスポートストリームＴＳを構成する各パケット（以下、ＴＳパケットと記す。）は、図３上段に示すように、各種制御情報が収められる４バイトのパケットヘッダーと、一つの番組の基準となる時刻情報やパケットを固定長とするためのダミーデータ等が収められるアダプテーションフィールド及び／または映像や音声等のデータが収められるペイロードよりなる１８４バイトのデータ部とで構成されている。つまり、ＴＳパケットの各々は１８８バイトの固定長である。尚、データ部のアダプテーションフィールド及びペイロードの構造は、パケットヘッダー中のアダプテーションフィールド制御フラグによって図３下段に示すように三通りに変わる。

リードソロモン符号化部３２は、多重化部３１から入力されたデータを所定長のブロックに区切り、当該ブロック毎にデータの後に所定長の誤り訂正符号を付加する。例えば、多重化部３１から入力されたトランスポートストリームＴＳを図３上段に示すような１８８バイトのＴＳパケット毎に区切り、１８８バイトのデータの後に１６バイトの誤り訂正符号を付加して、２０４バイト単位で送信側インターリーブ部３３に出力する。

尚、誤り訂正符号は、所定長のデータ（本実施形態では１バイトとする。）をガロア体の元で置き換えた情報多項式Ｉ（ｘ）と、付加する誤り訂正符号の長さと同じ次数の生成多項式Ｇ（ｘ）とを生成し、情報多項式Ｉ（ｘ）に誤り訂正符号を付加した多項式が生成多項式Ｇ（ｘ）で割り切れるようにして算出する。つまり、誤り訂正符号は、情報多項式Ｉ（ｘ）の次数を所定数だけ大きくしてから生成多項式Ｇ（ｘ）で除算した剰余に基づいて算出される。ここで、所定数は、付加する誤り訂正符号に基づいて決定される。例えば、１６バイトの誤り訂正符号を付加する場合、情報多項式Ｉ（ｘ）の次数を１６大きくする。

送信側インターリーブ部３３は、リードソロモン符号化部３２から入力されるデータを所定長のブロック（本実施形態では２０４バイト）毎に区切り、時間方向に散在させるように構成されている。

送信側インターリーブ部３３は、例えば、図４に示すように、１バイトのデータの入力毎に所定数（図４では１２個）の接点が切り替えられる入力スイッチ３３１と、所定数より１だけ少ない数（図４では１１個）のシフトレジスタ３３２（３３２−１から３３２−１１）と、入力スイッチ３３１が接続されている接点に対応した接点に接続されるように所定数（図４では１２個）の接点が切り替えられる出力スイッチ３３３で構成されている。

シフトレジスタ３３２は、所定長（図４では１バイト）並列のFIFO(First-In First-Out)タイプであり、接続されている接点によって段数が異なる。例えば、図４では、シフトレジスタ３３２は、接点０には接続されておらず、接点１にはＭ（Ｍは図４では１７である。）段のシフトレジスタ３３２−１が接続され、接点２にはＭ×２段のシフトレジスタ３３２−２が接続され、以下段数が増えてき、接点１１にはＭ×１１段のシフトレジスタ３３２−１１が接続されている。

送信側インターリーブ部３３が上述のように構成されると、入力データは、何れの接点を介してシフトレジスタ３３２に入力されるかによって、異なる時間遅延されて出力される。つまり、入力順序とは異なる順序にバイト単位でシャッフルされたデータが出力されることになる。その結果、一定時間持続するバースト状のノイズ、例えばブロックにまたがって持続するようなノイズ等による伝送誤りが生じた場合であっても、伝送誤りが生じた部分のデータが丸ごと欠落してしまうといった致命的なトラブルを防止することができる。

送信側畳込み符号化部３４は、過去に入力された所定数のビットと現在入力されたビットに基づいて出力ビットを生成する所謂畳込み符号を用いて、送信側インターリーブ部３３からの入力データを符号化する。

送信側畳込み符号化部３４は、例えば、図５に示すように、送信側インターリーブ部３３と直列に接続された六段のシフトレジスタＤ（Ｄ１からＤ６）と、入力データ及びシフトレジスタＤ２，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６から出力されたデータの排他的論理和をデータビットＸとして出力する排他的論理和回路３４１と、入力データ及びシフトレジスタＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ６から出力されたデータの排他的論理和をチェックビットＹとして出力する排他的論理和回路３４２で構成されている。

送信側畳込み符号化部３４が図５のような構成である場合、六段のシフトレジスタＤに入力データを保持することにより、１ビットの入力データｂに対して６個前のデータまでを畳込んで演算する。また、送信側畳込み符号化部３４が図５のような構成である場合、符号化率（ｎビットの符号長に対して元のデータ長がｋビットの場合、ｋ／ｎで表される。）は、伝送条件に基づいて１／２，２／３，３／４，５／６及び７／８より選択可能に構成されている。

符号化率１／２が選択される場合、１ビットの入力データ（ｂ１とする。）に対して、２ビットのデータ（Ｘ１，Ｙ１とする。）が出力される。

また、符号化率２／３，３／４，５／６，及び７／８の何れかが選択される場合、各入力ビットｂに対する畳込み符号Ｘ，Ｙの一部を削除して構成されるパンクチャド符号が出力される。

以下に詳述する。図６に示すように、２ビットの入力データｂ１，ｂ２に対して出力される４ビットのデータＸ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２のうち、１ビット（図６ではＹ２）を削除することで、符号化率を２／４から２／３にしている。つまり、図６の場合、２ビットの入力データｂ１，ｂ２に対して３ビットのデータＸ１，Ｙ１，Ｘ２が出力される。

同様に、図６に、符号化率３／４，５／６，及び７／８の場合についての、入力データｂ及び出力データＸ，Ｙ（削除される出力データを取り消し線で示す。）を示す。

変調部３５は、送信側畳込み符号化部３４からの入力データを所定数ビット毎に区切り、当該所定数ビットの入力データを予め設定されたデータマップに基づいてＩ成分とＱ成分の信号レベルに分割して出力する。

変調部３５は、例えば１６値の直交振幅変調（ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)）方式で変調を行なう。この場合、データマップは、図７（ｂ）に示すようなＩ成分、Ｑ成分の各信号レベルが（＋３、＋１、−１、−３）であるＩ−Ｑコンスタレーションで構成されており、変調部３５は、送信側畳込み符号化部３４からの入力データを所定数ビット（４ビット）毎に区切ったデータの前半２ビットをＩ成分、後半２ビットをＱ成分として、当該Ｉ−Ｑコンスタレーションに適用して各成分の信号レベルを算出する。

尚、各信号レベルは相対値であり、例えば（＋１、＋１／３、−１／３、−１）等であってもよい。また、変調部３５による変調は１６値ＱＡＭに限らず、例えば６４値ＱＡＭ（Ｉ−Ｑコンスタレーションを図７（ｃ）に示す。）や２５６値ＱＡＭ（Ｉ−Ｑコンスタレーションは図示せず。）であってもよく、ＱＡＭ以外、例えば、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)やＤＰＳＫ(Differential PSK)であってもよい。例として、ＰＳＫのうちのＱＰＳＫ(Quadrature PSK)のＩ−Ｑコンスタレーションを図７（ａ）に示す。

ＩＦＦＴ処理部３６は、フレーム構成部とＩＦＦＴ演算部で構成されている。

フレーム構成部は、変調部３５からのＩ成分とＱ成分の入力データに基づいて、所定のフレーム（本実施形態では、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex：直行周波数分割多重)フレーム）を構成する。

以下、フレーム構成部が、入力されたキャリアに基づいてＯＦＤＭフレームを構成することについて詳述する。入力データは、夫々が３８４の搬送波（キャリア）で構成される１３のセグメントＳＥ０〜ＳＥ１２に、セグメント番号の小さいものから順に割り付けられる。尚、３８４×１３＝４９９２個のキャリアは、図８（ａ）に示すように、周波数軸上に並んでいる。以上より、入力データは、４９９２個単位で処理される。

また、４９９２個のキャリアには、ＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)信号、ＣＰ(Continual Pilot)信号、ＳＰ(Scattered Pilot)信号、及び補助チャンネルＡＣ(Auxiliary Channel)が付加される。以上より、図８（ｂ）に示すように、入力データは付加された各種信号を含めた５６１７個単位で処理される。尚、Ｉ成分用のシンボルとＱ成分用のシンボルは交互に並べられる。また、図８（ｂ）では、ＳＰ信号の挿入箇所を網掛けしている。

ＩＦＦＴ演算部は、フレーム構成部で周波数軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数（本実施形態では５６１７個）のデータに対して、フーリエ逆変換を行なうことで、時間軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数（本実施形態では８１９２個）のデータを生成し、デジタル信号として出力する。尚、ＩＦＦＴ演算部から出力されるデータはＩ成分とＱ成分の複素データである。

ＤＡ変換部３７は、ＩＦＦＴ処理部３６から出力された複素データのＩ成分とＱ成分の夫々をアナログ信号に変換する。

高周波変換部３８は、ＤＡ変換部３７から出力されたＩ成分とＱ成分の信号レベルを高周波に変換して送信する。詳述すると、高周波変換部３８は、図９に示すように、入力した各成分を高周波に変換するため、所定周波数の信号を発生させる発振器３８１と、発振器３８１の出力信号を９０度シフトさせる移相器３８２と、ＤＡ変換部３７から出力されたＱ成分と発振器３８１の出力信号とを乗算して出力する混合器３８３と、ＤＡ変換部３７から出力されたＩ成分と移相器３８２の出力信号とを乗算して出力する混合器３８４と、混合器３８３、３８４の出力を加算する加算器３８５とを備えて構成されている。

伝送路２は、送信装置３から送信される電波が空気中を伝送する無線通信であるが、線状の伝送を介してデータを伝送する有線通信であってもよい。

以下、誤り訂正受信装置１について詳述する。図２に示すように、誤り訂正受信装置１は、送信装置３から送信され伝送路２を介して受信した信号より所定周波数の信号を選局するチューナ部１５と、ＡＤ変換部１６と、ＡＤ変換部１６から出力されたデジタル信号に対してフーリエ変換を行ない、得られたデータを所定順序で出力するＦＦＴ処理部１７を備えている。

また、誤り訂正受信装置１は、送信装置３で符号化及びキャリア変調された受信データに対して所定の処理が行われた上でフーリエ変換部から出力されたデータをデマッピングする復調部１１と、復調部１１でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部１２と、ビタビ復号部１２の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部１３と、デインターリーブ部１３から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部１４を備えている。

チューナ部１５は、図１０に示すように、受信信号より所望の周波数成分の信号を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５１と、バンドパスフィルタ１５１を通過した受信信号を中間周波信号に変換する周波数変換部１５２と、周波数変換部１５２での周波数変換の際に生成される中心周波数を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５７で構成されている。

周波数変換部１５２は、高周波の受信信号をＩ成分とＱ成分に分離するため、所定周波数の信号を発生させる発振器１５３と、発振器１５３の出力信号を９０度シフトさせる移相器１５４と、入力した高周波信号と発振器１５３の出力信号とを乗算して高周波信号のＱ成分として出力する混合器１５５と、入力した高周波信号とと移相器１５４の出力信号とを乗算して高周波信号のＩ成分として出力する混合器１５６とを備えている。

ＡＤ変換部１６は、チューナ部１５から出力されたアナログ信号を、複素データの実数成分と虚数成分よりなるデジタル信号に変換する。

ＦＦＴ処理部１７は、ＦＦＴ演算部とフレーム分離部で構成されている。

ＦＦＴ演算部は、時間軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数（本実施形態では８１９２個）のデータに対して、フーリエ変換を行なうことで、周波数軸上に並んだ各搬送波に割り付けられた所定数（本実施形態では５６１７個）のデータを生成し出力する。

フレーム分離部は、５６１７個のデータからＴＭＣＣ信号、ＣＰ信号、ＳＰ信号、及びＡＣを取り除き、所定数（本実施形態では４９９２個）のデータを取り出す。そして、取り出したデータ（Ｉ成分及びＱ成分のデータ）を、上述したフレーム構成部３６１での割り付け順序とは逆の順序で復調部１１へ出力する。

復調部１１は、ＦＦＴ処理部１７から出力されたデータをデマッピングする。

以下に詳述する。復調部１１は、例えば１６値のＱＡＭ方式で復調を行なう。この場合、データマップは図７（ｂ）に示すＩ−Ｑコンスタレーションで構成されており、復調部１１は、ＦＦＴ処理部１７から出力されたＩ成分とＱ成分の信号レベルを夫々、（＋３、＋１、−１、−３）の４種類のレベルのうち最も近いレベルに変換した上で、Ｉ成分の当該レベルを当該Ｉ−ＱコンスタレーションのＩ軸とし、Ｑ成分の当該レベルを当該Ｉ−ＱコンスタレーションのＱ軸とした場合、その座標に対応する４ビットのデータを制御信号として生成し、ビタビ復号部１２及び後述するデータ遅延部２１に出力する。

ビタビ復号部１２は、図１１に示すように、ブランチメトリック算出部１２１、パスメトリック算出部１２２、及び軟判定部１２３を備えており、送信側畳込み符号化部３４で削除された畳込み符号Ｘ，Ｙ（図６参照）の位置にダミービットを埋めたデータに対し、ビタビ復号アルゴリズムに基づいた復号を行なう。

以下に詳述する。ブランチメトリック算出部１２１は、説明のための一例として図１２に示すようなトレリス線図の各パス（図１２において初期状態である時刻「０」の状態「００」から現在の状態（時刻「７Ｔ」の各状態）までを結ぶ矢印）について、各状態（図１２の円形）間の枝毎のハミング距離であるブランチメトリックを算出する。

例えば、図１２において、時刻「０」の状態「００」でデータ「００」を出力して時刻「１Ｔ」の状態「００」へ遷移する場合のハミング距離は「０」であり、時刻「０」の状態「００」でデータ「１１」を出力して状態「０１」へ遷移する時刻「１Ｔ」の状態「００」へ遷移する枝のハミング距離は「２」である。

パスメトリック算出部１２２は、算出したブランチメトリックを各パスに沿って加算していくことで各パスについてのブランチメトリックの総和であるパスメトリックを算出する。

例えば、図１２において、時刻「３Ｔ」の状態「１１」のパスメトリックは、時刻「０」の状態「００」、時刻「１Ｔ」の状態「０１」、時刻「２Ｔ」の状態「１１」、及び時刻「３Ｔ」の状態「１１」へと状態遷移する過程のブランチメトリックの合計、つまり（２＋０＋０＝）２である。

軟判定部１２３は、トレリス線図上のある状態から次の状態へ向かう２つずつのパスについて算出したパスメトリックを比較し、パスメトリックの小さい方のパスを選択し大きい方のパスを排除する処理を、各時刻の全ての状態について行なうことで最も確からしいパス（図１２では太い矢印で記す。）を選択し（軟判定）、当該最も確からしいパスに対応したデータを出力する。

例えば、図１２では、太い矢印で記されたパスに対応したデータ、つまり「００１１０１１１１１０１１１」が出力される。よって、この場合、入力データ「００１００１１１０１０１１１」に対して、４ビット目と９ビット目が誤り訂正されて出力されることになる。

尚、ビタビ復号部１２は、ダミービットに対しては、ブランチメトリックの算出、パスメトリックの算出、及び軟判定を行わないように構成されている。

デインターリーブ部１３は、ビタビ復号部１２から入力されるデータを所定長のブロック（送信側インターリーブ部３３における同じ長さのブロック、つまり２０４バイト）毎に区切り、送信側インターリーブ部３３によって時間方向に散在させられているデータを元に戻す、つまり１８８バイトのデータの後に１６バイトの誤り訂正符号が付加されている状態に戻す。

デインターリーブ部１３は、例えば、図１３に示すように、１バイトのデータの入力毎に所定数（図１３では１２個）の接点が切り替えられる入力スイッチ１３１と、前記所定数より１だけ少ない数（図１３では１１個）のシフトレジスタ１３２（１３２−１から１３２−１１）と、入力スイッチ１３１が接続されている接点に対応した接点に接続されるように所定数（図１３では１２個）の接点が切り替えられる出力スイッチ１３３で構成されている。

シフトレジスタ１３２は、所定長（図１３では１バイト）並列のFIFO(First-In First-Out)タイプであり、接続されている接点によって段数が異なる。例えば、図１３では、シフトレジスタ１３２は、接点０にはＭ（Ｍは図１３では１である。）×１１段のシフトレジスタ１３２−１１が接続されて、接点１にはＭ×１０段のシフトレジスタ１３２−１０が接続され、以下段数が減っていき、接点１０にはＭ段のシフトレジスタ１３２−１が接続され、接点１１にはシフトレジスタ１３２が接続されない。

つまり、デインターリーブ部１３は、入力データを送信側インターリーブ部３３と反対の遅延時間で出力することで、送信側インターリーブ部３３によって時間方向に散在させられているデータを元に戻す。

リードソロモン復号部１４は、図１４に示すように、シンドローム算出部１４１、誤り位置多項式算出部１４２、誤り位置算出部１４３、誤り量算出部１４４、及び誤り訂正部１４５で構成される。

シンドローム算出部１４１は、デインターリーブ部１３から入力した受信データをリードソロモン符号化部３２が送信側インターリーブ部３３に出力したのと同じ長さのブロックに区切り、当該ブロックのデータに基づいて多項式（以下、受信多項式Ｙ（ｘ）と記す。）を算出し、受信多項式Ｙ（ｘ）に基づいてシンドロームＳｉ（ｉは１から生成多項式Ｇ（ｘ）の次数（２ｔとする。）までの整数）を算出する。ここで、シンドロームＳｉは、リードソロモン符号化部３２で生成されたものと同一の生成多項式Ｇ（ｘ）のｉ番目の元α^ｉを受信多項式Ｙ（ｘ）に代入することで算出される。

受信データに誤りが含まれていない場合、生成多項式Ｇ（ｘ）の全ての元（α^１〜α^２ｔ）についてシンドロームＳｉは０になるが、誤りが含まれている場合、０とはならないシンドロームＳｉが存在する。

誤り位置多項式算出部１４２は、シンドロームＳｉに基づいて誤り位置多項式ρ（ｘ）を算出する。誤り位置多項式ρ（ｘ）の算出には、例えば、ＰＧＺ(Peterson Gorenstein Zierler)アルゴリズムが用いられる。尚、誤り位置多項式ρ（ｘ）は、上記ブロックで誤りの存在する位置（誤り位置）に対応する情報の逆数を根に持つ式である。

誤り位置算出部１４３は、誤り位置多項式ρ（ｘ）に元を順次代入してρ（ｘ）の根を求めるチェンサーチのアルゴリズムを用いて、誤り位置を算出する。例えば、ρ（α^−５）＝０となった場合、α^−５（次数「−５」）の逆数であるα^５の次数「５」の桁、つまり受信データの５桁目に対応する所定長（本実施形態では先の誤り訂正符号の説明で記したように１バイト）のデータに誤りがあることになる。

誤り量算出部１４４は、誤り位置多項式ρ（ｘ）、シンドロームＳｉ、及び誤り位置算出部１４３で算出された誤り位置に基づいて、ガロア体上の四則演算（例えば連立方程式の演算）により、誤り量（正しいデータと誤りのあるデータのハミング距離）を算出する。

誤り訂正部１４５は、誤り位置算出部１４３で算出した誤り位置に対応するデータから、誤り量算出部１４４で算出した誤り量を加算または減算することにより、誤り位置の誤った値を正しい値に訂正する。

リードソロモン復号部１４から出力された誤り訂正されたデータ（トランスポートストリーム）は、必要に応じて、スクランブルを解くデスクランブル処理、トランスポートストリームから必要とするパケットを取り出すフィルタリング処理、ＭＰＥＧ規格により符号化された信号をＭＰＥＧの規定に従って復号する復号処理等（これらの処理を以下、後段処理と記す。）を施されて、視聴者に対して映像、音声、データ等として提示される。

しかし、上述したように、リードソロモン復号部１４から出力されたデータでは、十分に誤り訂正効果が得られない場合がある。

そこで、本発明では、以下に説明するような構成を設けることにより、更なる誤り訂正効果を得られるようにした。

尚、本発明による誤り訂正受信装置１は、誤り訂正効果にかかわらず、リードソロモン復号部１４から出力されたデータに対して、以下に説明する構成による処理を施した後に後段処理を施すように構成されていてもよいし、誤り訂正効果が良好でないと判断した場合のみ、前記データに対して、以下に説明する構成による処理を施した後に後段処理を施し、誤り訂正効果が良好であると判断した場合には、図２の破線に示すように、以下に説明する構成による処理を施すことなく後段処理を施すように構成されていてもよい。

ここで、誤り訂正効果の良否の判断は、例えば、後述する誤り訂正受信装置１の受信特性（図１７）に基づいて行われる。具体的には、予め設定された値のＣＮＲに対するＢＥＲの値が所定値（例えば２×１０−４）より小さい場合、良好であると判断する。尚、図１７において、ＢＥＲはビットエラーレートであり数値が小さい程、データに誤りが少ないことを示しており、ＣＮＲは搬送波とノイズの比であり数値が大きい程、ノイズが少ないことを示している。つまり、同じ数値のＣＮＲに対するＢＥＲの値が小さい程、特性が良いことになる。

以下、更なるい誤り訂正効果を得るために誤り訂正受信装置１に新たに設けた構成について説明する。

誤り訂正受信装置１は、復調部１１でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部２１と、リードソロモン復号部１４で復号されたトランスポートストリームをデインターリーブ部１３と逆手順で並び替えるインターリーブ部２２と、インターリーブ部２２で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部２３と、データ遅延部２１から出力されるデータ列と畳込み符号化部２３から出力されるデータ列とを同期して比較し、復調部１１でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部２４と、尤度操作部２４から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部２５と、再ビタビ復号部２５の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部２６と、再デインターリーブ部２６から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部２７を備えている。

データ遅延部２１は、復調部１１と尤度操作部２４の間に設けられており、復調部１１からの出力データを所定時間遅延させてから尤度操作部２４へ出力する。データ遅延部２１は、データを所定時間遅延させるため、例えば、所定段数のレジスタを備えている。

ここで、所定時間とは、復調部１１から出力されたデータが、ビタビ復号部１２、デインターリーブ部１３、リードソロモン復号部１４、インターリーブ部２２、及び畳込み符号部２３を介して尤度操作部２４へ入力するまでの時間である。

つまり、復調部１１から出力されたデータが、データ遅延部２１のみを介して尤度操作部２４へ入力するまでの時間と、ビタビ復号部１２、デインターリーブ部１３、リードソロモン復号部１４、インターリーブ部２２、及び畳込み符号部２３を介して尤度操作部２４へ入力するまでの時間とを等しくする。

このようにすることで、後述する尤度操作部２４において、復調部１１から出力され、ビタビ復号部１２及びリードソロモン復号部１４で誤り訂正処理された後、畳込み符号化部２３で符号化された信頼性の高いデータ列と、復調部１１から出力され、データ遅延部２１で遅延されたデータ列とを比較する際、比較する二つのデータ列を復調部１１から出力された同一データに基づくデータ列とすることができる。

インターリーブ部２２は、送信側インターリーブ３３と同様の構成である。ここで、リードソロモン復号部１４から入力されるデータは、リードソロモン復号部１４で復号されたデータ（１８８バイト単位）に、デインターリーブ部１３からリードソロモン復号部１４へ入力したデータ（２０４バイト単位）の後端から１６バイトを占める誤り訂正符号が付加されたままのデータである。尚、リードソロモン復号部１４から後段処理へトランスポートストリームを出力する場合、リードソロモン復号部１４において誤り訂正符号を取り除いて１８８バイト単位で出力してもよいし、誤り訂正符号が付加されたままの２０４バイトで出力しておいて後段処理において誤り訂正符号を取り除いてもよい。

畳込み符号化部２３は、送信側畳込み符号化部３４と同様の構成である。畳込み符号化部２３を設けることで、ビタビ復号及びリードソロモン復号された受信データを尤度操作部２４へ出力する際のデータ長を、尤度操作部２４への入力前に畳込み符号化部２３で畳込み符号化することによって、復調部１１からデータ遅延部２１を介して尤度操作部２４に入力される符号長と合わせることができ、尤度操作部２４において、両データを対比させやすくできる。

尤度操作部２４は、復調部１１でデマッピングされたデータ（送信側畳込み符号化部３４で符号化されたデータビットＸとチェックビットＹのうちデータビットＸ）と、畳込み符号化部２３で符号化されたデータ（畳込み符号化部２３で符号化されたデータビットＸとチェックビットＹのうちデータビットＸ）とをビット単位で排他的論理和演算して尤度を設定する。

尚、尤度操作部２４に入力されるデータにチェックビットＹが含まれないようにするため、本実施形態では、復調部１１から出力されたデータに対して、尤度操作部２４への入力前に、送信側畳込み符号化部３４で削除された畳込み符号Ｘ，Ｙ（図６参照）の位置にダミービットを埋めるとともに、畳込み符号化部２３から出力されたデータに対して、尤度操作部２４への入力前に、畳込み符号化部２３で削除された畳込み符号Ｘ，Ｙの位置にダミービットを埋めるように構成されている。または、畳込み符号化部２３から出力されたデータに対してダミービットを埋めるのではなく、畳込み符号化部２３でパンクチャド符号を生成しないようにしてもよい。

また、尤度操作部２４に入力されるデータにチェックビットＹが含まれないようにするための、別の実施形態として、復調部１１及び畳込み符号化部２３からダミービットを埋めないデータを出力するが、尤度操作部２４への入力前に、出力されたデータの所定位置のチェックビットＹを削除する処理を実行してもよい。

尤度操作部２４は、例えば、図１５（ａ）に示すように、遅延部２１の出力と畳込み符号化部２３の出力とを入力とした排他的論理和回路２４１と、遅延部２１からのデータと排他的論理和回路２４１の出力に基づいて出力データを生成する出力データ生成部２４２で構成されている。

一例として、図１５（ａ）に示すように、復調部１１から出力されたデータ列「１００１１」が、遅延部２１を介して変化することなく尤度操作部２４に入力し、また、復調部１１から出力されたデータ列「１００１１」が、復号及び符号化を経ることで誤り訂正され「１０００１」に変化して尤度操作部２４に入力した場合、出力データ列は、図１５（ａ）に示すように、「１１００００１０１１」となる。

当該出力データ列の各データは、図５（ｂ）に示すように、データビットに排他的論理和回路２４１の出力結果に基づいて生成される信頼性ビットを付加した２ビットを１セットとしたデータであり、当該２ビットは同時に出力される。

信頼性ビットは、信頼度の高低としての尤度であり、排他的論理和回路２４１での演算結果によって算出される。図５（ａ）、（ｂ）の場合、遅延部２１からの入力と畳込み符号部からの入力が同一データである場合、排他的論理和回路２４は「０」を出力し、当該出力「０」を受け取った出力データ生成部２４２は、信頼度が高いことを示す情報、つまりデータビットと同一のビットを信頼性ビットとしてデータビットに付加する。一方、遅延部２１からの入力と畳込み符号部からの入力が異なるデータである場合、排他的論理和回路２４は「１」を出力し、当該出力「１」を受け取った出力データ生成部２４２は、信頼度が低いことを示す情報、つまりデータビットと異なるビットを信頼性ビットとしてデータビットに付加する。

尚、尤度操作部２４は、復調部１１から出力されデータ遅延部２１を介して尤度操作部２４に入力したデータに対して、尤度を設定するものであれば、その方法は上述したような排他的論理和演算に限らず、他の方法でもよい。また、回路構成も図１５（ａ）に示したものに限らず、例えば、ＡＮＤ回路やＯＲ回路等を組み合わせて尤度設定可能な回路を構成してもよい。

また、尤度操作部２４は、入力されたデータがダミーデータの場合は、以上説明した処理を実行しないように構成されていてもよいし、実行するように構成されていてもよい。

上述の構成によれば、排他的論理和回路２４１のみで尤度操作部を構成できるので、尤度操作部２４の回路構成を簡易なものにすることができる。

再ビタビ復号部２５は、図１６に示すような構成であって、処理内容はビタビ復号部２５とほぼ同じであるが、以下の点で異なる。

つまり、再ビタビ復号部２５の軟判定部２５３は、データビットと信頼性ビットを１セットとした入力データの信頼度の高低（つまり入力した２ビットが同一ビットであるか否か）を判断する。

そして、軟判定部２５３は、トレリス線図上のある状態から次の状態へ向かう２つずつのパスについて算出したパスメトリックを比較する際、比較対象のパスが信頼度の低いデータに基づくものであるか否か判定し、信頼度の低いデータに基づくものである場合、当該パスをそのパスメトリックの大きさにかかわらず排除する。

例えば、２つのパスの双方が信頼度の低いデータに基づくものである場合、両方のパスが排除され、一方のパスのみが信頼度の低いデータに基づくものである場合、信頼度の低いデータに基づくパスが排除され、２つのパスの双方が信頼度の高いデータに基づくものである場合、パスメトリックの小さい方のパスを選択し大きい方のパスを排除する。

具体例としては、図１２において、時刻「４Ｔ」の状態「０１」でデータ「０１」を出力して時刻「５Ｔ」の状態「１０」へ遷移するパスＡ（パスメトリックは「２」）と、時刻「４Ｔ」の状態「０１」でデータ「１０」を出力して時刻「５Ｔ」の状態「１１」へ遷移するパスＢ（パスメトリックは「３」）とを比較する場合、通常、パスメトリックの小さいパスＡが最も確からしいパスとして選択されるが、時刻「４Ｔ」から時刻「５Ｔ」に遷移する際の入力データ「０１」の信頼度が低い場合、軟判定部２５３は、信頼度の低い入力データ「０１」と同一データ「０１」を出力するパスＡを排除して、パスＢを選択する。

再デインターリーブ部２６は、デインターリーブ部１３と同様の構成であり、再リードソロモン復号部２７は、リードソロモン復号部１４と同様の構成である。

以上の構成によれば、更なる誤り訂正効果を得るために誤り訂正受信装置１に新たに設けた構成のうち、インターリーブ部２２、畳込み符号部２３、再デインターリーブ部２６、及び再リードソロモン復号部２７は夫々、送信側インターリーブ部３３、送信側畳込み符号化部３４、デインターリーブ部１３、及びリードソロモン復号部１４と同様の構成であり、また、再ビタビ復号部２５もビタビ復号部１２と似た構成であるため、新規な回路を新たに設計する労力を少なく実現できる。

以上説明した誤り訂正受信装置１の受信特性を図１７に示す。図１７において、「１回目のビタビ復号」と記された特性はデインターリーブ部１３の出力特性であり、「１回目のＲＳ復号」と記された特性はリードソロモン復号部１４の出力特性であり、「２回目のビタビ復号」と記された特性は再デインターリーブ部２６の出力特性であり、「２回目のＲＳ復号」と記された特性は再リードソロモン復号部２７の出力特性である。

そして、図１７において、リードソロモン復号部１４の出力特性と再リードソロモン復号部２７の出力特性とを比較した場合、再リードソロモン復号部２７の出力特性の特性はリードソロモン復号部１４の出力特性に対して略０．５〔ｄＢ〕改善していることがわかる。つまり、誤り訂正受信装置１に新たにデータ遅延部２１、インターリーブ部２２、畳込み符号化部２３、尤度操作部２４、再ビタビ復号部２５、再デインターリーブ部２６、及び再リードソロモン復号部２７を追加することによって、更なる誤り訂正効果が得られている。

以上説明した通り、本発明による誤り訂正受信方法は、トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調処理と、復調処理でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号処理と、ビタビ復号処理の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ処理と、デインターリーブ処理で出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号処理を実行する誤り訂正受信方法であって、復調処理でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延処理と、リードソロモン復号処理で復号されたトランスポートストリームをデインターリーブ処理と逆手順で並び替えるインターリーブ処理と、インターリーブ処理で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化処理と、データ遅延処理で遅延されたデータ列と前記畳込み符号化処理によるデータ列とを同期して比較し、復調処理でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作処理と、尤度操作処理による軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号処理と、再ビタビ復号処理の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ処理と、再デインターリーブ処理で出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号処理を実行する方法である。

以下、別実施形態について説明する。上述の実施形態では、誤り訂正受信装置及び誤り訂正受信方法は、再リードソロモン復号処理で復号されたトランスポートストリームに対して、インターリーブ処理と畳込み符号化処理と尤度操作処理を実行し、尤度操作処理による最新の軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号処理と再デインターリーブ処理と再リードソロモン復号処理（以下、再処理と記す。）を一回だけ実行する場合について説明したが、これらの処理を複数回繰り返し実行してもよい。

例えば、再処理を二回実行する場合の誤り訂正受信装置１は、図１８に示すように、再リードソロモン復号部２７で復号されたトランスポートストリームに対して、インターリーブ部２２´においてインターリーブ処理を、畳込み符号化部２３´において畳込み符号化処理を、尤度操作部２４´において尤度操作処理を実行し、尤度操作部２４´の処理結果である最新の軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部２５´と再デインターリーブ部２６´と再リードソロモン復号部２７´を備えていてもよい。

尚、図１８において、データ遅延部２１´のデータ遅延の所定時間は、データ遅延部２１から出力されたデータが、図１８において一点鎖線で示した経路を介して尤度操作部２４´へ入力するまでの時間である。

以上説明した通り、再処理を複数回繰り返し実行する誤り訂正受信方法は、上述の実施形態で説明した誤り訂正受信方法の再リードソロモン復号処理で復号されたトランスポートストリームに対して、インターリーブ処理と畳込み符号化処理と尤度操作処理を実行し、尤度操作処理による最新の軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号処理と再デインターリーブ処理と再リードソロモン復号処理を繰り返し実行する方法である。

図１７で説明した通り、再処理を一回実行した場合に再処理を実行しない場合よりも誤り訂正効果が得られることから、上述の構成のように、再処理を複数回実行することで一回だけ実行した場合よりも更なる誤り訂正効果を得ることができる。

上述の実施形態では、外符号としてリードソロモン符号化を用いた場合について説明したが、外符号の符号化の方法はリードソロモン符号化に限らず、例えば、ＢＣＨ符号化等を用いてもよい。

上述の実施形態において、リードソロモン符号化部３２と送信側インターリーブ部３３の間に、エネルギー拡散部を設けてもよい。エネルギー拡散部は、リードソロモン符号化部３２の出力データと、所定ビット（例えば１５ビット）の疑似ランダム信号との排他的論理和を演算して出力することにより、疑似ランダム信号に基づいたノイズパターンを発生させる。この場合、誤り訂正受信装置１では、例えば、デインターリーブ部１３とリードソロモン復号部１４の間に、拡散前データ再生部を設けて、当該疑似ランダム信号と受信データとの排他的論理和を演算することにより、拡散前のデータを取り出す。

一般的にデジタル化された画像等のデータは、「０」や「１」が連続することが多く、その場合、変調波のエネルギーが特定箇所に偏在してしまい好ましくないが、エネルギー拡散部を設けることにより、エネルギーの特定箇所への偏在を防止できる。

また、上述の実施形態において、ＩＦＦＴ処理部３６に、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、及びビットインターリーブを実行する第二インターリーブ部を設けてもよい。誤り訂正受信装置１では、これらのインターリーブを実行の有無は設定可能に構成されている。

ここで、周波数インターリーブは、１３個のセグメントに分けられた多数の搬送波に割り付けられる入力データをランダム化する処理である。また、時間インターリーブは、図４と似た構成（シフトレジスタの保持データの長さ、段数、及び配置が異なる。）によって、シンボル（同時に伝送できる１単位のビット数）単位で入力データを並べ替える処理である。更に、ビットインターリーブは、現在のビットと過去のビットに基づいてデータを並べ替える処理である。

尚、上述した実施形態は本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等を適宜変更設計できることは言うまでもない。

本発明は、デジタルテレビ放送、デジタルラジオ放送、ＢＳデジタル放送、マルチメディア放送、及びヨーロッパ等で実施されているＤＶＢ−Ｔ（デジタルビデオブロードキャスト−テレストリアル（地上波））等の、デジタル放送分野で利用される。

１：誤り訂正受信装置
１１：復調部
１２：ビタビ復号部
１３：デインターリーブ部
１４：リードソロモン復号部
２１：データ遅延部
２２：インターリーブ部
２３：畳込み符号化部
２４：尤度操作部
２５：再ビタビ復号部
２６：再デインターリーブ部
２７：再リードソロモン復号部

Claims

トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調部と、前記復調部でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号部と、前記ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ部と、前記デインターリーブ部から出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号部を備えている誤り訂正受信装置であって、
前記復調部でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延部と、前記リードソロモン復号部で復号されたトランスポートストリームを前記デインターリーブ部と逆手順で並び替えるインターリーブ部と、前記インターリーブ部で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化部と、前記データ遅延部から出力されるデータ列と前記畳込み符号化部から出力されるデータ列とを同期して比較し、前記復調部でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作部と、前記尤度操作部から出力される軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号部と、前記再ビタビ復号部の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ部と、前記再デインターリーブ部から出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号部を備えている誤り訂正受信装置。
前記尤度操作部は、前記復調部でデマッピングされたデータと、前記畳込み符号化部で符号化されたデータとをビット単位で排他的論理和演算して尤度を設定する請求項１記載の誤り訂正受信装置。
トランスポートストリームが外符号としてリードソロモン符号、内符号として畳込み符号を用いて符号化され、キャリア変調された受信データをデマッピングする復調処理と、前記復調処理でデマッピングされたデータ列をハミング距離に基づいて誤り訂正するビタビ復号処理と、前記ビタビ復号処理の出力を元のデータブロック単位に並び替えるデインターリーブ処理と、前記デインターリーブ処理で出力されたデータブロックをトランスポートストリームに復号するリードソロモン復号処理を実行する誤り訂正受信方法であって、
前記復調処理でデマッピングされたデータ列を所定時間遅延させるデータ遅延処理と、前記リードソロモン復号処理で復号されたトランスポートストリームを前記デインターリーブ処理と逆手順で並び替えるインターリーブ処理と、前記インターリーブ処理で並び替えられたデータブロックを畳込み符号を用いて符号化する畳込み符号化処理と、前記データ遅延処理で遅延されたデータ列と前記畳込み符号化処理によるデータ列とを同期して比較し、前記復調処理でデマッピングされた各データに対する尤度を軟判定データとして生成する尤度操作処理と、前記尤度操作処理による軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号処理と、前記再ビタビ復号処理の出力を元のデータブロック単位に再度並び替える再デインターリーブ処理と、前記再デインターリーブ処理で出力されたデータブロックを再度トランスポートストリームに復号する再リードソロモン復号処理を実行する誤り訂正受信方法。
前記再リードソロモン復号処理で復号されたトランスポートストリームに対して、前記インターリーブ処理と前記畳込み符号化処理と前記尤度操作処理を実行し、前記尤度操作処理による最新の軟判定データに基づいて再度誤り訂正する再ビタビ復号処理と再デインターリーブ処理と再リードソロモン復号処理を繰り返し実行する請求項３記載の誤り訂正受信方法。