JP2010154582A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】導通損失とスイッチング損失を低減した高効率・低ノイズのＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】整流素子Ｄｓ１，２と主スイッチング素子Ｑ１，２とで形成された混合ブリッジ回路、前記各素子Ｑ１，２に並列接続したスナバＣ１，２とダイオードＤ１，２、交流端子間に平滑用Ｌｓ１，２を介して接続された交流電源Ｖ１、およびブリッジ回路の直流端子間に、並列接続された平滑用Ｃｓと直流負荷Ｒ１を備えたＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流端子Ｎ３と平滑用Ｃｓの一端ＬＮ１間の共振用Ｌｒ、その一端に接続された補助スイッチング素子Ｑ３と共振用Ｃｒの直列接続体とを含む補助回路１と、前記Ｑ１，２，３をオンオフさせる制御手段を備え、平滑用Ｌｓ１，２に蓄積したエネルギーの一部を共振用Ｃｒに充電した後、共振用Ｌｒにエネルギーを蓄積し、このエネルギーでスナバＣ１，２の電荷を引き抜き、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜３のゼロ電圧スイッチングを実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ゼロ電圧スイッチング機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードブリッジからなる整流回路と、スイッチング素子と平滑用リアクトルとダイオードと平滑用コンデンサからなる力率改善回路で構成され、交流電力を整流し直流に変換する。しかし、整流回路で使用するダイオードブリッジに電流が流れることによる導通損失と、力率改善回路のスイッチング素子に電圧が印加されている状態でスイッチングすることによるスイッチング損失が大きく、効率が悪かった。

そこで、ダイオードブリッジの導通損失を低減し効率の改善を図ったブリッジレス（混合ブリッジ）方式のＡＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に、またスイッチング損失を低減し効率の改善を図ったＡＣ−ＤＣコンバータが非特許文献１にそれぞれ開示されている。

特許文献１の混合ブリッジ方式のＡＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードの導通損失を低減するため、２つのダイオードをスイッチング素子に変更している。そして、交流電源とブリッジ回路の交流端子との間に接続される平滑用リアクトルと、ブリッジ回路の直流端子間に接続される平滑用コンデンサを備えている。

また、非特許文献１は、スイッチング損失を低減するため、スイッチング素子とリアクトルとダイオードから構成される補助回路を備えている。この補助回路により、スイッチング素子に印加される電圧が概略ゼロの時にスイッチング素子をターンオン、ターンオフさせるゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチング損失を低減する。

特許文献２，３にも、特許文献１と同様に、混合ブリッジ方式のＡＣ−ＤＣコンバータが開示されている。また、特許文献４，５にも、効率向上を図ったＡＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

特表２００７―５２７６８７号公報 特開２００２−５１５６３号公報 特開平１０−３３７０３４号公報 特開平１０−８４６７４号公報 特開２０００−２１７３６４号公報 ＵＣ２８５５データシート／Texas Instruments

特許文献１の混合ブリッジ方式のＡＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードブリッジの導通損失を低減することができる。しかしながら、スイッチング損失が大きい。

非特許文献１の補助回路は、ゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチング損失を低減することができる。しかしながら、ダイオードブリッジの導通損失が大きい。

そこで、特許文献１と非特許文献１の技術を併用すると、導通損失とスイッチング損失の両方を低減することが可能となる。しかし、スイッチング素子と同数すなわち２つの補助回路が必要であり、回路の複雑化、コストアップの原因となる。

また、非特許文献１のＡＣ−ＤＣコンバータでは、補助回路のスイッチング素子はゼロ電圧スイッチングできず、補助回路のスイッチング素子のスイッチング損失が大きい。

このように、従来のＡＣ−ＤＣコンバータには、導通損失と、スイッチング損失の両方を低減するためには、回路の複雑化やコストアップを招く場合があった。

本発明の目的は、比較的少ない素子数で構成された１つの補助回路で、すべてのスイッチング素子で、ゼロ電圧スイッチングを実現するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

また、本発明の他の目的は、導通損失とスイッチング損失の両方を低減し、高効率なＡＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

また、本発明の他の目的は、スイッチング素子の比較的簡単なスイッチング制御でゼロ電圧スイッチングを実現するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明はその一面において、各々が整流素子と主スイッチング素子とを直列接続した２組の上下アームを並列接続して形成されたコンバータの主スイッチング回路、前記各主スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサ、前記各主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたとダイオード及び／又はボディダイオード、前記コンバータの交流端子である２組の前記上下アームの直列接続点間に、平滑用リアクトルを介して接続された交流電源、および前記コンバータの直流端子である前記主スイッチング回路の両端間に、それぞれ並列接続された平滑用コンデンサと直流負荷を備えたＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主スイッチング回路の一方の直流端子と前記平滑用コンデンサの一端との間に挿入された共振用リアクトル、前記共振用リアクトルの一端に接続された、補助スイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体、前記補助スイッチング素子と前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含む補助回路、及び前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とをオンオフさせる制御手段を備えたことを特徴とする。

本発明は他の一面において、第１，第２の主スイッチング素子と、第１，第２の整流素子と、前記第１の整流素子と前記第１の主スイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、前記第２の整流素子と前記第２の主スイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１，第２の上下アームを並列接続した主スイッチング回路と、前記第１，第２の上下アームの各主スイッチング素子と整流素子との直列接続点と交流電源との間に接続した平滑用リアクトルと、前記主スイッチング回路の両端間に接続し且つ直流負荷に並列接続した平滑用コンデンサと、前記各主スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサと、前記各主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備え、前記交流電源のエネルギーを前記直流負荷に供給するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主スイッチング回路の一端と前記平滑用コンデンサの一端との間に挿入された共振用リアクトルと、前記共振用リアクトルの一端に接続された補助スイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体と、前記補助スイッチング素子と前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含む補助回路と、前記第１，第２の主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とをオンオフさせる制御手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様においては、前記補助回路は、前記共振用リアクトルに、前記補助スイッチング素子と前記共振用コンデンサとの直列接続体が並列接続され、前記補助スイッチング素子に並列接続されたスナバコンデンサと、前記補助スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備えている。

本発明の他の望ましい実施態様においては、前記補助回路は、前記主スイッチング回路の一端と前記共振用リアクトルの接続点と、前記主スイッチング回路の他端との間に接続された前記補助スイッチング素子と前記共振用コンデンサとの直列接続体と、前記補助スイッチング素子に並列接続されたスナバコンデンサと、前記補助スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備えて構成される。

また、本発明の望ましい実施態様においては、前記制御手段は、前記交流電源のエネルギーを前記平滑用リアクトルに蓄積し、前記平滑用リアクトルが放出したエネルギーを前記共振用コンデンサに蓄積し、前記共振用コンデンサが放出したエネルギーを、前記補助スイッチング素子を介して前記共振用リアクトルに蓄積し、前記共振用リアクトルに蓄積されたエネルギーを利用して、前記主スイッチング素子がオンする前に、主スイッチング素子に並列接続された前記スナバコンデンサに蓄えられた電荷を引き抜くように構成している。

本発明の望ましい実施態様によれば、１つのスイッチング素子を有する１つの補助回路ですべてのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングするＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、主スイッチング素子と補助スイッチング素子を利用し、比較的簡単なスイッチング制御でゼロ電圧スイッチングするＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、導通損失とスイッチング損失の両方を低減し、高効率なＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

さらに、本発明の望ましい実施態様によれば、補助スイッチング素子のターンオン，ターンオフ、共にゼロ電圧スイッチングすることができるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の中で明らかにする。

本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。また、実施例１では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いて説明する。また、オン状態のスイッチング素子またはダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼ぶことにする。

図１は、本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。

各々が整流素子Ｄｓ１またはＤｓ２と、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ２とを直列接続した２組の上下アームを並列接続して、コンバータの主スイッチング回路を形成している。これらの主スイッチング素子には、それぞれ、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を並列接続している。また、前記各主スイッチング素子には、それぞれ、逆並列にダイオード及び／又はボディダイオードＤ１，Ｄ２を接続している。

コンバータの交流端子である２組の上下アームの直列接続点間に、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を介して交流電源Ｖ１を接続している。また、コンバータの直流端子である主スイッチング回路の両端間、すなわち、正母線ＬＮ１と負母線ＬＮ０との間には、平滑用コンデンサＣｓと直流負荷Ｒ１がそれぞれ並列接続されている。

ＡＣ−ＤＣコンバータ１０は、補助回路１の回路要素として、主スイッチング回路の前記第１，第２のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１，Ｑ２の外に、第３の（補助）スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３を備えている。その外、補助回路１の回路要素として、共振用リアクトルＬｒと、共振用コンデンサＣｒを備え、前記補助スイッチング素子Ｑ３にも、スナバコンデンサＣ３と、逆並列にダイオード及び／又はボディダイオードを備えている。

各スイッチング素子を制御する制御手段２には、電圧センサ３，４及び電流センサ５，６の出力が入力される。例えば、分流抵抗方式の場合で言えば、電流センサ５，６の一端を負母線ＬＮ０に接続し、電流センサ５，６の他端をそれぞれＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソース端子と接続する。

ＭＯＳＦＥＴＱ１と整流用ダイオードＤｓ１との接続点をノードＮ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２と整流用ダイオードＤｓ２との接続点をノードＮ２とする。交流電源Ｖ１とノードＮ１との間に平滑用リアクトルＬｓ１を接続し、交流電源Ｖ１とノードＮ２との間に平滑用リアクトルＬｓ２を接続している。整流用ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２のカソードの接続点をノードＮ３とする。共振用リアクトルＬｒは、ノードＮ３と正母線ＬＮ１との間に接続し、正母線ＬＮ１と共振用リアクトルＬｒとの接続点をノードＮ４とする。

ＭＯＳＦＥＴＱ３と共振用コンデンサＣｒとを直列接続して、ノードＮ３とノードＮ４との間に、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソース端子がノードＮ３を向くように接続され、共振用リアクトルＬｒと、共振用コンデンサＣｒと、ＭＯＳＦＥＴＱ３とで補助回路１を構成している。

（回路の動作説明）
詳細な動作説明に先立って、図１の回路図において電流、電圧を表す記号を定義する。まず、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１〜ＶＱ３は、ドレイン側を正とする。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３と、それぞれ並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ３とに流れる合成された電流ＩＱＤ１〜ＩＱＤ３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレインからソースへ流れる向きを正とする。さらに、交流電源Ｖ１の電圧を入力電圧とし、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流を入力電流とする。

共振用コンデンサＣｒに流れる電流ＩＣｒは、ダイオードＤ３に順方向電流が流れる向きを正とする。平滑用リアクトルＬｓ１に流れる電流ＩＬｓ１は、交流電源Ｖ１からノードＮ１に流れる向きを正とし、平滑用リアクトルＬｓ２に流れる電流ＩＬｓ２は、ノードＮ２から交流電源Ｖ１に流れる向きを正とする。また、共振用リアクトルＬｒに流れる電流ＩＬｒは、整流用ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２のカソードから平滑用コンデンサＣｓに流れる向きを正とする。

（電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の期間）
図２，図３は、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の期間の動作を説明する回路図である。また、この回路においては、ＭＯＳＦＥＴＱ２は常時オン状態である。図４は、動作を説明する電圧・電流波形図である。

以下、これらの図２，図３を参照しながら、本発明の実施例１における動作を詳細に説明する。図２，図３の（Ａ）〜（Ｉ）は、図４に示すモードＡからモードＩに対応する。

（モードＡ）
まず、モードＡでは、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン状態、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフ状態である。交流電源Ｖ１の電圧が平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に印加され、交流電源Ｖ１，平滑用リアクトルＬｓ１，ＭＯＳＦＥＴＱ１，ＭＯＳＦＥＴＱ２，平滑用リアクトルＬｓ２に電流が流れる。平滑用リアクトルＬｓ１、Ｌｓ２の電流ＩＬｓ１とＩＬｓ２が徐々に増加し、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に交流電源Ｖ１のエネルギーが蓄積される。この時、スナバコンデンサＣ３と共振用コンデンサＣｒは、図２（Ａ）に示す極性で充電されている。

（モードＢ）
その後、時刻ｔ１でＭＯＳＦＥＴＱ１をオフすると、ＭＯＳＦＥＴＱ１に並列接続されているスナバコンデンサＣ１の電圧ＶＱ１は、ゼロ電圧から徐々に増加していく。したがって、ＭＯＳＦＥＴＱ１は、時刻ｔ１でゼロ電圧スイッチングされる。整流ダイオードＤｓ１は逆バイアスされており、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、スナバコンデンサＣ１へ流れる。

（モードＣ）
その後、電圧ＶＱ１が増加し、時刻ｔ２で整流ダイオードＤｓ１が順バイアスされると、整流ダイオードＤｓ１が導通し、モードＣとなる。平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、スナバコンデンサＣ３と共振用コンデンサＣｒへ流れる。この時、スナバコンデンサＣ３は蓄積していた電荷を放電し、電圧ＶＱ３は減少する。電圧ＶＱ３がゼロ電圧になるとダイオードＤ３が導通する。ここで、共振用リアクトルＬｒには、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加され、共振用リアクトルＬｒに電流が徐々に流れる。したがって、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、共振用リアクトルＬｒと、ダイオードＤ３−共振用コンデンサＣｒの経路とに分流し、その後合流して出力側へ供給される。また、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に蓄積されたエネルギーの一部が共振用コンデンサＣｒに蓄積され、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は減少していく。

（モードＤ）
その後、時刻ｔ３でＭＯＳＦＥＴＱ３をオンする。この時、電圧ＶＱ３はゼロ電圧であるから、ＭＯＳＦＥＴＱ３はゼロ電圧スイッチングされ、モードＤとなる。モードＣと同様に、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２の電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、共振用リアクトルＬｒとＭＯＳＦＥＴＱ３−共振用コンデンサＣｒの経路とに分流し、その後合流して出力側へ供給される。また、モードＣと同様に電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は減少していく。

（モードＥ）
その後、時刻ｔ４で共振用コンデンサＣｒの充電が終了し、モードＥの状態となる。平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２の電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、共振用リアクトルＬｒを通り、出力側へ流れ、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は減少する。引き続き、共振用リアクトルＬｒには、共振用コンデンサＣｒの電圧が印加される。共振用コンデンサＣｒの電荷は、ＭＯＳＦＥＴＱ３，共振用リアクトルＬｒを介して放電し、共振用リアクトルＬｒに、共振用コンデンサＣｒのエネルギーが蓄積される。

（モードＦ）
その後、時刻ｔ５でＭＯＳＦＥＴＱ３をオフすると、モードＦの状態となる。この時、ＭＯＳＦＥＴＱ３に並列に接続されているスナバコンデンサＣ３は、ゼロ電圧から徐々に増加するため、ＭＯＳＦＥＴＱ３はゼロ電圧スイッチングされる。電圧ＶＱ３の増加に伴い、ＭＯＳＦＥＴＱ１の電圧ＶＱ１は減少して、スナバコンデンサＣ１に蓄積されていた電荷が放電される。また、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は、共振用リアクトルＬｒに流れ、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に蓄積されたエネルギーが出力側に供給され、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２は徐々に減少する。

（モードＧ）
その後、時刻ｔ６で電圧ＶＱ１がゼロ電圧になると、ダイオードＤ１が導通し、モードＧの状態になる。また、スナバコンデンサＣ３への充電が終了し、モードＦで共振用コンデンサＣｒに流れていた電流が出力側へ流れる。ダイオードＤ１を流れる電流は、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２と合流し、共振用リアクトルＬｒを通り、出力側へ流れる。共振用リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーが平滑用コンデンサＣｓに供給され、電流ＩＬｒは徐々に減少していく。これに伴い、ダイオードＤ１の導通電流も減少していく。

（モードＨ）
その後、時刻ｔ７でＭＯＳＦＥＴＱ１をオンする。この時、すでに電圧ＶＱ１はゼロ電圧であるから、ＭＯＳＦＥＴＱ１はゼロ電圧スイッチングされ、モードＨの状態になる。モードＧと同様に、共振用リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーが平滑用コンデンサＣｓに供給され、電流ＩＬｒは徐々に減少していく。これに伴い、ダイオードＤ１の導通電流も減少していく。

（モードＩ）
その後、時刻ｔ８でダイオードＤ１に電流が流れなくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ１の電流ＩＱＤ１が負から正に変化し、モードＩとなる。また、引き続き、共振用リアクトルＬｒは平滑用コンデンサＣｓにエネルギーを供給するため、電流ＩＬｒは減少していく。

（初期のモードへ）
その後、共振用リアクトルＬｒの電流ＩＬｒがゼロに達すると、モードＡの状態に戻る。この時、共振用コンデンサＣｒとスナバコンデンサＣ３と共振用リアクトルＬｒとで共振電流が流れ、波形が振動することがある。

ＭＯＳＦＥＴＱ２をオン状態に固定すると、ダイオードＤ２に流れる電流がＭＯＳＦＥＴＱ２に分流し導通損失を低減できる。このように、ＭＯＳＦＥＴをオンしてボディダイオードに流れる電流をＭＯＳＦＥＴに分流させ，導通損失を低減する動作を同期整流という。

（電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が負の期間）
電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が負の期間は、図５，図６に示すような電流の流れになる。電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の期間は、平滑用リアクトルＬｓ１，ＭＯＳＦＥＴＱ１，ダイオードＤ２，平滑用リアクトルＬｓ２の順に流れる。一方、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が負の期間には、平滑用リアクトルＬｓ２，ＭＯＳＦＥＴＱ２，ダイオードＤ１，平滑用リアクトルＬｓ１の順に電流が流れる。スイッチング動作をさせるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴＱ１からＭＯＳＦＥＴＱ２に切り替わり、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の場合と同様の回路動作をする。

以上のように、ＡＣ−ＤＣコンバータ１０は、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の期間にはＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ３とを、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が負の期間にはＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ３とを、それぞれ共にオフする期間を設けて交互にオンオフさせる。このような制御手段２を備えることで、すべてのスイッチング素子でゼロ電圧スイッチングを容易に実現できる。また、電流ＩＬｓ１、ＩＬｓ２が正の期間にＭＯＳＦＥＴＱ２を、電流ＩＬｓ１、ＩＬｓ２が負の期間にＭＯＳＦＥＴＱ１をそれぞれ制御して、同期整流する制御手段２を備えることで、導通損失を低減することができる。

一方、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２の正負によらず、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２を同期してオンオフしてもよい。この場合は、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を比較的簡単に制御することができる。

電圧センサ４で出力電圧を検出して、制御手段２に入力することでＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２と、ＭＯＳＦＥＴＱ３とのオン時間とオフ時間の割合を制御して容易に出力電圧を一定の電圧に制御することができる。また、交流電源Ｖ１の電圧を電圧センサ３で検出し、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が正の期間は、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子に接続された電流センサ６で入力電流を検出する。一方、電流ＩＬｓ１，ＩＬｓ２が負の期間は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース側に備える電流センサ５で入力電流を検出することで、入力電流を容易に検出し、力率を改善することができる。

また、入力電圧が低下すると、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間に印加される電圧が高くなる場合がある。そのため、許容印加電圧の高いスイッチング素子が必要となり、コストアップにつながる場合がある。

この、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間に印加される電圧は、平滑用コンデンサＣｓの電圧と共振用コンデンサＣｒの電圧との和となる。出力電圧を一定に制御する場合、平滑用コンデンサＣｓの電圧は一定である。したがって、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間に印加される電圧を低下させるためには、共振用コンデンサＣｒの電圧を減少させる必要がある。

共振用コンデンサＣｒの電圧は、共振用リアクトルＬｒの値と、モードＣ〜モードＥの期間の長さと、この期間に増加する共振用リアクトルＬｒの電流ＩＬｒの変化量とによって変化する。入力電圧が低下すると、入力電流が増加して電流ＩＬｒの変化量が増加し、また、モードＣ〜モードＥの期間が短くなり、共振用コンデンサＣｒの電圧が増加する。また、出力電力が増加すると電流ＩＬｒの変化量が増加するため、共振用コンデンサＣｒの電圧は増加する。一方、スイッチング周波数が低くなるとモードＣ〜モードＥの期間は長くなり、共振用コンデンサＣｒの電圧は減少する。

そこで、入力電圧が低下した場合や出力電力が増加した場合はスイッチング周波数を下げ、入力電圧が増加した場合や出力電力が減少した場合はスイッチング周波数を上げる。このような動作をすることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間に過大な電圧が印加されないようにすることができる。

また、入力電流が増加した場合はスイッチング周波数を下げ、入力電流が減少した場合はスイッチング周波数を上げる。入力電流を検出してこのような動作をすれば、入力電圧や出力電圧を検出しなくても、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン−ソース間に過大な電圧が印加されないようにすることができる。

しかしながら、スイッチング周波数が低下すると入力電流のリップルが増加することがある。入力電流のリップルが増加すると問題になる場合があるため、スイッチング周波数の低下だけではＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間に印加される電圧を十分に低減できない場合がある。この場合、モードＡからモードＢに移る前にＭＯＳＦＥＴＱ３をオンすることで、さらに、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間に印加される電圧を減少できる。モードＡからモードＢに移る前にＭＯＳＦＥＴＱ３をオンすると、共振用コンデンサＣｒに蓄積されているエネルギーが共振用リアクトルＬｒに供給され、予め電流ＩＬｒをある程度流しておくことができる。これにより、モードＣ〜モードＥの期間における電流ＩＬｒの変化量を抑えることができるため、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧に印加される電圧を減少できる。この場合、スナバコンデンサＣ３に電荷が蓄積された状態でＭＯＳＦＥＴＱ３をオンするためにスイッチング損失が発生するが、このときスナバコンデンサＣ３には共振用コンデンサＣｒと同等程度の電圧しか印加されていないため、この損失は大きくはない。

この実施例において、入力電圧の瞬時値が低い期間や、出力電力が少ない場合においては、十分にゼロ電圧スイッチングできない場合がある。このような場合には、ＭＯＳＦＥＴＱ３のオンオフを停止し、オン状態やオフ状態に保つことにより損失を低減できる。

また、スイッチング周波数を変化させる以外の方法として、リレー等を用いた切り替えによってＬｒの値を低下させることにより，過大な電圧が印加されないようにすることができる。しかし、スイッチング周波数を変化させれば，リレー等が不要になる。

第３のスイッチング素子Ｑ３は、本実施例ではＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴに並列接続されているボディダイオードは逆回復特性が悪い場合があり、ボディダイオードがダイオードとしてうまく機能しない場合がある。その場合には、ＭＯＳＦＥＴをＩＧＢＴなど他の種類のスイッチング素子に変更することで、実施例１の動作を維持することができる。

実施例１において、平滑用リアクトルを２つから１つに変更してもよい。この場合、平滑用リアクトルを１つ削除することができ部品コストを低減することができる。また、接続する場所は平滑用リアクトルＬｓ１、Ｌｓ２の接続場所のどちらでもかまわない。

図７は、本発明の実施例２によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。このＡＣ−ＤＣコンバータ１１は、図１に示した実施例１のＡＣ−ＤＣコンバータ１０において、正母線ＬＮ１に接続された共振用コンデンサＣｒの一端を切り離し、負母線ＬＮ０に接続替えした構成である。

回路動作は実施例１と同様であり、交流電源Ｖ１のエネルギーを直流負荷Ｒ１に送る動作、およびゼロ電圧スイッチング動作が可能である。

この実施例２の回路構成を採用すると、実施例１と比べて基板上のレイアウトの自由度が増えて小型化できる場合がある。

図８は、本発明による実施例３によるＡＣ−ＤＣコンバータ２０の回路構成図である。この実施例３によるＡＣ−ＤＣコンバータ２０は、図１に示す実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータ１０を単相交流電源用から３相交流電源用に変更した構成である。

図８において、実施例１との違いは、図１に示す実施例１の交流電源Ｖ１を３相交流電源Ｖ２に変更し、平滑用リアクトルＬｓ０と、整流用ダイオードＤｓ０と、ＭＯＳＦＥＴＱ０と、電流センサ１５と電圧センサ１３，１４，１６が追加されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ０のドレインーソース間には、ソースからドレインへ電流を流すようにダイオード及び／又はＭＯＳＦＥＴのボディダイオードＤ０が接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ０のドレイン−ソース間には、スナバコンデンサＣ０が接続されている。

整流用ダイオードＤｓ０とＭＯＳＦＥＴＱ０との接続点をノードＮ０とする。３相交流電源Ｖ２のＵ相とノードＮ１との間に平滑用リアクトルＬｓ１が接続され、３相交流電源Ｖ２のＶ相とノードＮ２との間に平滑用リアクトルＬｓ２が接続され、３相交流電源Ｖ２のＷ相とノードＮ０との間に平滑用リアクトルＬｓ０が接続されている。

電流センサ１５の一端を負母線ＬＮ０と接続し、電流センサ１５の他端をＭＯＳＦＥＴＱ０のドレイン端子と接続する。整流用ダイオードＤｓ０のカソードをノードＮ３に接続する。

この実施例３における回路動作を説明する。この時、３相交流電源Ｖ２の各相の電圧は、Ｗ相から見てＵ相，Ｖ相の電圧が高い状態にあるとする。また、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる電流は、３相交流電源Ｖ２からノードＮ０，Ｎ１，Ｎ２に流れる向きを正とする。

基本的な回路動作は、実施例１と同様である。異なる点として、３相交流電源Ｖ２のＵ相にＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｖ相にＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｗ相にＭＯＳＦＥＴＱ０がそれぞれ接続されている。Ｗ相から見てＵ相，Ｖ相が高い電圧状態では、Ｕ相とＶ相に正の電流が流れる。ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ０がオン状態の時は、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を通り、その後合流し、ＭＯＳＦＥＴＱ０に流れる。ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ０がオフ状態の時は、平滑用リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に流れる電流は、整流用ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２を通って合流する。そして、共振用リアクトルＬｒと、ＭＯＳＦＥＴＱ３のスナバコンデンサＣ３又はダイオードＤ３と、共振用コンデンサＣｒとに分流され、その後、再び合流し、出力側に流れる。

実施例１では、単相交流電圧Ｖ１の極性によって交互にＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を切り替えていたが、この実施例３では、入力電圧の状況によってＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ０のいずれか二つとＭＯＳＦＥＴＱ３を制御する。そして、正の電流が流れている相に接続されているＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴＱ３を共にオフする期間を設けて、交互にオンオフさせる制御手段を備えることで、補助回路は１つのまま、すべてのスイッチング素子でゼロ電圧スイッチングを容易に実現する。また、この実施例３でも、実施例１と同様に同期整流させることで導通損失を低減することができる。

図９は、本発明の実施例４によるＡＣ−ＤＣコンバータ３０の回路構成図である。このＡＣ−ＤＣコンバータ３０は、図１に示す実施例１のＡＣ−ＤＣコンバータ１０のＭＯＳＦＥＴをＩＧＢＴに変更し、整流用ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２をスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１１，Ｑ１２に変更している。そして、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ端子からコレクタ端子へ電流を流すように、ダイオードＤ１１，Ｄ１２がそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間には、スナバコンデンサＣ１１，Ｃ１２が接続され、直流負荷Ｒ１に直流電源Ｖ３が並列接続された構成である。

この実施例４は、交流電源Ｖ１のエネルギーを直流電源Ｖ３に送る動作と、直流電源Ｖ３のエネルギーを交流電源Ｖ１へ送る動作との双方向の電力変換動作を可能にしている。すなわち、交流電源Ｖ１の交流を直流電源Ｖ３の直流に変換するＡＣ−ＤＣ変換と、直流電源Ｖ３の直流を交流電源Ｖ１の交流に変換するＤＣ−ＡＣ変換の機能を有する。

この実施例４は、交流電源Ｖ１から直流電源Ｖ３に、又は直流電源Ｖ３から交流電源Ｖ１にエネルギーを送る動作の双方向において、実施例１と同様にゼロ電圧スイッチングができる。

交流電源Ｖ１から直流電源Ｖ３にエネルギーを送る動作においては、実施例１と同様にゼロ電圧スイッチングができる。

直流電源Ｖ３から交流電源Ｖ１にエネルギーを送る場合は、例えば次のように動作させる。平滑用リアクトルＬｓ１から交流電源Ｖ１へ電流を流す期間においては、ＩＧＢＴＱ１１をオン状態に保ちながら、ＩＧＢＴＱ１２とＩＧＢＴＱ２とを相補にオンオフさせる。一方、平滑用リアクトルＬｓ２から交流電源Ｖ１へ電流を流す期間においては、ＩＧＢＴＱ１２をオン状態に保ちながら、ＩＧＢＴＱ１１とＩＧＢＴＱ１とを相補にオンオフさせる。

ＩＧＢＴＱ１１とＩＧＢＴＱ２とが共にオン状態の時、およびＩＧＢＴＱ１２とＩＧＢＴＱ１とが共にオン状態の時にはＭＯＳＦＥＴＱ３をオフ状態とし、他の時にはＭＯＳＦＥＴＱ３をオン状態とする。もちろん、ＩＧＢＴＱ１１とＩＧＢＴＱ２とが共にオン状態の時やＩＧＢＴＱ１２とＩＧＢＴＱ１とが共にオン状態の時に、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオン状態にならないよう、デッドタイムを設ける。

このように動作させれば、ＭＯＳＦＥＴＱ３をターンオフさせることによりＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間がゼロ電圧になるから、この時ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をターンオンすればゼロ電圧スイッチングとなる。

このように、実施例４のＡＣ−ＤＣコンバータ３０では、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換の両方の動作においてゼロ電圧スイッチングできる。

また、この実施例４のＡＣ−ＤＣコンバータ３０では、複数のスイッチング素子を含んだスイッチングモジュールを利用することで、回路を小型化することができる。

また、実施例４のＡＣ−ＤＣコンバータ３０を適用すると、太陽光発電システムやＵＰＳの効率を向上することができる。

図１０は、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータ１０を採用した、プラグインハイブリット自動車の電源システムの概要構成図である。動力用蓄電池１０３に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と、交流電源１０１との間にＡＣ−ＤＣコンバータ１０が接続される。なお、ＡＣ−ＤＣコンバータ１０やＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、車両に搭載される場合と地上に設置される場合とがある。

この実施例によれば、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータ１０を用いることで、変換効率の向上と、電源回路の小型化が可能となり、二酸化炭素排出量の削減、電源装置のコスト削減、ランニングコストの低減ができる。

図１１は、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータ１０を採用した、情報ストレージ装置の電源装置の概略構成図である。コントローラ１０６とハードディスク１０７とメモリ１０８とに接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０５と、交流電源１０４との間にＡＣ−ＤＣコンバータ１０が接続される。ＡＣ−ＤＣコンバータ１０で交流電力を直流電力に変換し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０５でコントローラ１０６，ハードディスク１０７，メモリ１０８に必要とされる電圧に変換し、電力を供給する。

この実施例６によれば、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータ１０を用いることで、変換効率の向上と、電源回路の小型化が可能となり、二酸化炭素排出量の削減、電源装置のコスト削減、消費電力の削減ができる。

以上、スイッチング素子の一例として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いて説明したが、もちろん他の素子を用いることも可能である。また、ダイオードやスイッチング素子としてＳｉＣデバイスを使用すれば、大電力を必要とするＡＣ−ＤＣコンバータや高温で動作するＡＣ−ＤＣコンバータにも本発明を適用することができ、同様に効率を向上させることができる。

本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明回路図その１。 本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明回路図その２。 本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明の基本波形図。 本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明回路図その３。 本発明の実施例１によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明回路図その４。 本発明の実施例２によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例３によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例４によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータを採用したプラグインハイブリッド自動車の電源システムの概略構成図。 本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータを採用したストレージ装置の電源装置の概略構成図。

符号の説明

１０，１１，２０，３０…ＡＣ−ＤＣコンバータ、１…補助回路、２，１２，２２…制御手段、３，４，１３，１４，１６…電圧センサ、５，６，１５…電流センサ、Ｖ１…交流電源、Ｖ２…３相交流電源、Ｖ３…直流電源、Ｒ１…直流負荷、ＬＮ０…出力負母線、ＬＮ１…出力正母線、Ｎ０〜Ｎ４…ノード、Ｌｓ０，Ｌｓ１，Ｌｓ２…平滑用リアクトル、Ｃｓ…平滑用コンデンサ、Ｄｓ０，Ｄｓ１，Ｄｓ２…整流用ダイオード、Ｑ０，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２…スイッチング素子、Ｌｒ…共振用リアクトル、Ｃｒ…共振用コンデンサ、Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２…スナバコンデンサ、Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード。

Claims (14)

1. 各々が整流素子と主スイッチング素子とを直列接続した２組の上下アームを並列接続して形成されたコンバータの主スイッチング回路、
   前記各主スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサ、
   前記各主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたとダイオード及び／又はボディダイオード、
   前記コンバータの交流端子である２組の前記上下アームの直列接続点間に、平滑用リアクトルを介して接続された交流電源、および
   前記コンバータの直流端子である前記主スイッチング回路の両端間に、それぞれ並列接続された平滑用コンデンサと直流負荷を備えたＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記主スイッチング回路の一方の直流端子と前記平滑用コンデンサの一端との間に挿入された共振用リアクトル、
   前記共振用リアクトルの一端に接続された、補助スイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体、
   前記補助スイッチング素子と前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含む補助回路、及び
   前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とをオンオフさせる制御手段を備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 第１，第２の主スイッチング素子と、第１，第２の整流素子と、前記第１の整流素子と前記第１の主スイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、前記第２の整流素子と前記第２の主スイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１，第２の上下アームを並列接続した主スイッチング回路と、前記第１，第２の上下アームの各主スイッチング素子と整流素子との直列接続点と交流電源との間に接続した平滑用リアクトルと、前記主スイッチング回路の両端間に接続し且つ直流負荷に並列接続した平滑用コンデンサと、前記各主スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサと、前記各主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備え、前記交流電源のエネルギーを前記直流負荷に供給するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主スイッチング回路の一端と前記平滑用コンデンサの一端との間に挿入された共振用リアクトルと、前記共振用リアクトルの一端に接続された補助スイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体と、前記補助スイッチング素子と前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含む補助回路と、前記第１，第２の主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とをオンオフさせる制御手段とを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２において、前記補助回路は、前記共振用リアクトルに、前記補助スイッチング素子と前記共振用コンデンサとの直列接続体が並列接続され、前記補助スイッチング素子に並列接続されたスナバコンデンサと、前記補助スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１または２において、前記補助回路は、前記主スイッチング回路の一端と前記共振用リアクトルの接続点と、前記主スイッチング回路の他端との間に接続された前記補助スイッチング素子と前記共振用コンデンサとの直列接続体と、前記補助スイッチング素子に並列接続されたスナバコンデンサと、前記補助スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオードを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１〜４のいずれかにおいて、前記制御手段は、前記交流電源のエネルギーを前記平滑用リアクトルに蓄積し、前記平滑用リアクトルが放出したエネルギーを前記共振用コンデンサに蓄積し、前記共振用コンデンサが放出したエネルギーを、前記補助スイッチング素子を介して前記共振用リアクトルに蓄積し、前記共振用リアクトルに蓄積されたエネルギーを利用して、前記主スイッチング素子がオンする前に、主スイッチング素子に並列接続された前記スナバコンデンサに蓄えられた電荷を引き抜くように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記制御手段は、前記交流電源の半周期内において、前記主スイッチング素子の一方をオンに固定した状態で、前記主スイッチング素子の他方と前記補助スイッチング素子を、共にオフする期間を挟んで、交互にオン／オフさせるように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１または２において、前記制御手段は、２つの前記主スイッチング素子を同期してオン／オフさせるとともに、それらの一方と、前記補助スイッチング素子を、共にオフする期間を挟んで、交互にオン／オフさせるように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項１または２において、前記制御手段は、２つの前記主スイッチング素子がオンの状態かつ前記補助スイッチング素子がオフの状態から、まず２つの前記主スイッチング素子がオン状態の時に、前記補助スイッチング素子をターンオンし、次に前記補助スイッチング素子がオン状態の時に、２つの前記主スイッチング素子をターンオフし、次に２つの前記主スイッチング素子がオフ状態の時に、前記補助スイッチング素子をターンオフし、最後に補助スイッチング素子がオフ状態の時に、２つの前記主スイッチング素子をターンオンし、２つの前記主スイッチング素子がオンの状態かつ前記補助スイッチング素子がオフの状態に戻るスイッチング動作を繰り返すようにしたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する第１の電圧センサと前記平滑用リアクトルに流れる入力電流を検出する電流センサとを備え、前記制御手段は、２つの前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子のオン期間とオフ期間の割合を制御するＰＷＭ制御と，前記入力電流を正弦波状に制御する力率改善制御とを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
10. 請求項１〜９のいずれかにおいて、前記制御手段は、２つの前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子のスイッチング周波数を、前記交流電源の電圧が低下した場合には下げ、前記交流電源の電圧が増加した場合には上げるようにしたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
11. 請求項１〜９のいずれかにおいて、前記制御手段は、２つの前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子のスイッチング周波数を、入力電流が増加した場合には下げ、前記入力電流が低下した場合には上げるようにしたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
12. 各々が整流素子と主スイッチング素子とを直列接続した３組の上下アームが並列接続されて形成されたコンバータの主スイッチング回路、
    前記各主スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサ、
    前記各主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード及び／又はボディダイオード、
    前記コンバータの交流端子である３組の前記上下アーム内の直列接続点間に、平滑用リアクトルを介して接続された交流電源、および
    前記コンバータの直流端子である前記主スイッチング回路の両端間に、それぞれ並列接続された平滑用コンデンサと直流負荷を備えたＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記主スイッチング回路の一方の直流端子と前記平滑用コンデンサの一端との間に挿入された共振用リアクトル、
    前記共振用リアクトルの一端に接続された、補助スイッチング素子と共振用コンデンサとの直列接続体、
    前記補助スイッチング素子と前記共振用リアクトルと前記共振用コンデンサとを含む補助回路、および
    前記３つの主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とをオン／オフさせる制御手段とを備えたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
13. 請求項１２において、前記交流電源のエネルギーを前記平滑用リアクトルに蓄積し、前記平滑用リアクトルが放出したエネルギーを前記共振用コンデンサに蓄積し、前記共振用コンデンサが放出したエネルギーを、前記補助スイッチング素子を介して前記共振用リアクトルに蓄積し、前記共振用リアクトルに蓄積されたエネルギーを利用して、前記主スイッチング素子がオンする直前に、前記主スイッチング素子に並列接続された前記スナバコンデンサに蓄えられた電荷を引き抜くように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
14. 請求項１〜１３のいずれかにおいて、前記整流素子をスイッチング素子に変更し、前記平滑用コンデンサと並列に直流電源を接続し、双方向に電力変換するように構成したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。

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