JP2010154394A - チャージアンプ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力側にリーク電流が存在した場合であっても正確な出力を得ることが可能なチャージアンプ回路を提供する。
【解決手段】 積分回路１０１と増幅回路１０２との間に直流遮断容量１０３を設け、不要な直流成分であるリーク電流を遮断すると共に、直流遮断容量１０３の出力端にバイアス抵抗２０１を介して定電圧発生回路１０８を接続し、バイアス電圧を印加することで、増幅回路１０２の入力信号に増幅回路１０２で必要とされる適切な直流電圧レベルを与える。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力された交流電流信号を電圧信号に変換して増幅するチャージアンプ回路に関するものである。

機械的な負荷の変化量（変位）に比例して電荷を発生させる圧電センサーは、応答速度が速く、温度による特性変化も少ないため、連続する動的圧力の計測に適しており、エンジン気筒内燃焼圧センサー等の用途に多く用いられている。

圧電センサーから出力されるセンス信号は、負荷の大きさが微分された交流電流信号であるため、負荷の大きさを求めるためには、センス信号を積分した上で所望の振幅の電圧信号に変換するチャージアンプ回路と呼ばれる回路が用いられる。（例えば、特許文献１参照）

図６は、従来のチャージアンプ回路の一例を示す図である。図６において１０１は積分回路、１０２は増幅回路、１０４は静電気保護用ダイオード、１０５は積分用演算アンプ、１０６はチャージ容量、１０７は放電抵抗、１０８は定電圧発生回路、１０９は増幅用演算アンプ、１１０は増幅率設定抵抗をそれぞれ示している。

チャージアンプ回路は、大きく別けて積分回路１０１と増幅回路１０２とから構成されており、入力信号の発信源である圧電センサーから出力されたセンス信号の交流電流が積分回路１０１のチャージ容量１０６に蓄積されることで電圧信号に変換され、その電圧信号が後段の増幅回路１０２で所望の振幅レベルに増幅される。

積分回路１０１の演算アンプ１０５には高入力インピーダンスのものが使用され、センス信号が微小な場合でも正確に検知することが可能となっている。また、積分回路１０１の放電抵抗１０７は、積分回路１０１の入力部分に発生したリーク電流によってチャージ容量１０６が飽和してしまうことを防止するためもので、チャージ容量１０６と放電抵抗１０７により決定される充放電時定数はセンス信号の周期に比べて十分に長い必要があることから、通常ギガオーム以上の高抵抗が使用される。

定電圧発生回路１０８は、２つの演算アンプ１０５、１０９に所定のバイアス電圧を印加するためのもので、最も簡単な構成としては電源電圧を抵抗分割することで作成される。尚、電源電圧の変動の影響を受けずに常に一定のバイアスレベルを出力したい場合には、トランジスタのバンドギャップ電圧を利用した電圧レギュレータ回路等が使用される。

静電気保護用ダイオード１０４は、静電気によってチャージアンプ回路を構成する回路素子が破壊されるのを防止するためのもので、例えば積分回路１０１の入力端とＧＮＤとの間にＧＮＤに対して逆方向に設けられ、さらに積分回路１０１の入力端と電源（不図示）との間にも設けられる場合がある。

増幅回路１０２が備えた二つの増幅率設定抵抗１１０は増幅回路１０２の増幅率を決定するもので、それらの抵抗比により増幅率が所定の値に設定される。

尚、図６においてチャージ容量１０６は積分回路１０１の演算アンプ１０５の入出力間に設けられているが、演算アンプ１０５の入力端とＧＮＤとの間に設けられる構成も採り得る。また、図６において増幅回路１０２は演算アンプを一段使用した構成の正転増幅回路の形であるが、反転増幅回路を使用したり演算アンプを多段にしたりする構成や、単体のトランジスタを使用する構成等も採り得る。
特開２００２−６２２１１号公報

以上のようなチャージアンプ回路においては、積分回路１０１の入力部分に設けられた静電気保護用ダイオード１０４に負方向のリーク電流が発生することがある。このように積分回路１０１の入力部分にリーク電流が発生した場合、その影響はリーク電流値に放電抵抗１０７の値を乗じたオフセット電圧として積分回路１０１の出力に現れ、そのオフセット電圧は後段の増幅回路１０２によってさらに増幅されて最終的な出力信号のオフセット電圧として出力され、それによって正確な出力信号が得られなくなるという問題が生じる。

前述のように積分回路１０１の放電抵抗１０７は非常に高い抵抗値を持つため、たとえリーク電流が僅かであっても最終的には大きなオフセット電圧を生じさせることとなり、リーク電流が大きい場合には積分回路１０１の出力自体が飽和してしまうこともある。通常、静電気保護用ダイオードはＰＮ接合型半導体で構成されており、そこに発生するリーク電流は温度に対して指数関数的に増加する性質を持つため、特に高温環境下ではリーク電流の影響がさらに深刻化する。

尚、リーク電流としては静電気保護ダイオードが原因で発生するものの他に、チャージアンプ回路が実装されるプリント基板の表面リーク電流や、演算アンプがバイポーラトランジスタで構成されていた場合におけるソース電流等が挙げられるが、何れの場合も同様に以上の問題が発生する。

本発明は、以上の課題を解決するために成されたもので、入力側にリーク電流が存在していた場合であっても正確な出力を得ることが可能なチャージアンプ回路を提供することを目的とする。

入力された交流電流信号を積分して電圧信号に変換する積分回路と、この積分回路の出力を増幅する増幅回路とを備えたチャージアンプ回路であって、前記積分回路の出力端と前記増幅回路の入力端との間に直流遮断容量が接続され、この直流遮断容量の出力端にバイアス抵抗を介して定電圧発生回路が接続されていることを特徴とする。

前記直流遮断容量と前記バイアス抵抗によって決定される充放電時定数は、前記積分回路に入力された交流電流信号の周期の５倍以上の長さを有することとされ得る。

前記積分回路の入力端に、前記直流遮断容量の出力端に接続された前記定電圧発生回路とは別の定電圧発生回路が接続され、この定電圧発生回路の発生電圧が前記積分回路の電源電圧の略半分に設定されていることとされ得る。

前記直流遮断容量の出力端に接続された前記定電圧発生回路の発生電圧が外部から調整可能とされていることとされ得る。

前記積分回路の電源電圧を増幅して前記積分回路に供給するチャージポンプ回路を備えたこととされ得る。

前記直流遮断容量を除く全ての回路要素が集積回路化されていることとされ得る。

本発明によれば、入力側にリーク電流が存在していた場合であっても正確な出力を得ることができる。

入力された交流電流信号を積分して電圧信号に変換する積分回路と、この積分回路の出力を増幅する増幅回路とを備えたチャージアンプ回路であって、積分回路の出力端と増幅回路の入力端との間に直流遮断容量が接続され、この直流遮断容量の出力端にバイアス抵抗を介して定電圧発生回路が接続されているチャージアンプ回路であり、以下、その具体的な実施形態を図面を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施例を示す図である。以下、図６に示した従来例と共通な部分については説明を省略し、本実施例の特徴的な構成について説明する。まず、積分回路１０１の出力端と増幅回路１０２の入力端との間には直流遮断容量１０３が接続されており、それによって、積分回路１０１の入力部分に発生したリーク電流により生じるオフセット電圧が増幅回路１０２に影響を与えることが防止されている。

即ち、リーク電流は短期的な時間では変化のない直流成分であるため、直流遮断容量１０３により遮られて増幅回路１０２へ入力されることはなく、その一方で、圧電センサーからのセンス信号（入力信号）は交流成分であるため、直流遮断容量１０３を通過して増幅回路１０２に入力され、そこで所望の振幅に増幅されて検知信号（チャージアンプ回路の出力信号）として出力される。

しかしながら、増幅回路１０２はそこに供給される直流電圧レベルを適切な値に設定して初めて交流信号の増幅が正常に行えるため、以上のように積分回路１０１と増幅回路１０２との間に直流遮断容量１０３を設けると、増幅回路１０２への直流電圧レベルが不適切なものとなり、交流信号の正常な増幅が行えなくなってしまう。そこで本実施例では、直流遮断容量１０３の出力端にバイアス抵抗２０１を介して定電圧発生回路１０８接続し、増幅回路１０２への入力信号を適切な直流電圧レベルにバイアスしている。

具体的には、図１の回路の場合、増幅回路１０２は演算アンプで構成されているため、バイアス電圧にはその反転端子と同じ電圧を与える必要があり、またここで与えたバイアス電圧レベルが検知信号（チャージアンプ回路の出力信号）の直流電圧レベルになるため、それも考慮して適切な値を選択する。尚、増幅回路１０２が単体のトランジスタで構成されている場合にも、増幅が効率よく行われるように適切なバイアス電圧を選択する。

また、直流遮断容量１０３とバイアス抵抗２０１は両者の積で表される充放電時定数を構成し、その値はセンス信号（積分回路１０１への入力信号）の周期との兼ね合いによってチャージアンプ回路の出力に影響を及ぼすため、直流遮断容量１０３とバイアス抵抗２０１の各値を選択するに当たっては、センス信号の周期を考慮する必要がある。例えば、充放電時定数がセンス信号の周期に比べて極端に短い場合には、増幅回路１０２に送られる信号の振幅が減衰してしまい、所望の大きさの検知信号が得られなくなってしまう。

図２は、図１に示したチャージアンプ回路の出力信号を充放電時定数を変えて測定した結果を模式的に示す図である。例えば、充放電時定数をセンス信号の周期と同じに設定した場合には、波形Ａに示すように検知信号（チャージアンプ回路の出力信号）の基底電圧が一定ではなく、少しずつ上昇してしまう現象が見られるが、充放電時定数をセンス信号の周期の５倍に設定した場合には、波形Ｂに示すように、そのような基底電圧の上昇はほとんど見られない。

以上の結果より、高精度の測定が求められる用途においては、直流遮断容量１０３とバイアス抵抗２０１の積で表される充放電時定数を、センス信号の周期の５倍以上に設定することが望ましいことが分かる。尚、センス信号の周期が常に一定ではなく変化する場合には、最も周期が長いケースを想定して、直流遮断容量１０３とバイアス抵抗２０１の値を選択する。

即ち、以上の構成では、直流遮断容量１０３を設けることで積分回路１０１の入力部分に存在するリーク電流の影響を排除すると共に、直流遮断容量１０３の出力端にバイアス抵抗２０１を介してバイアス電圧を印加することで、積分回路１０１の出力信号（増幅回路１０２への入力信号）を増幅回路１０２で必要とされる適切な直流電圧レベルにバイアスすることができる。尚、チャージアンプ回路の出力信号の直流電圧レベルは定電圧発生回路１０８の設定電位を調整することによって任意に設定することができる。

図３は、本発明の他の実施例を示す図である。実施例１の構成では、積分回路１０１の出力におけるオフセット電圧を直流遮断容量１０３によってリセット（無効化）することができるが、積分回路１０１の入力部分のリーク電流が大きく、積分用演算アンプ１０５の出力におけるオフセット電圧が電源電圧の範囲を超えてしまっている場合には、リーク電流の影響を吸収しきれず正確な出力信号が得られない。

本実施例２はこのことに鑑みたもので、リーク電流が大きい場合でも積分回路１０１の演算アンプ１０５の飽和を最大限抑えられる構成を有するものである。即ち、本実施例２では、積分回路１０１にバイアス電圧を供給する定電圧発生回路４１１と、増幅回路１０２にバイアス電圧を供給する定電圧発生回路４１２とを互いに独立させて設け、定電圧発生回路４１１の発生電圧を積分回路１０１に供給されている電源電圧の略半分に設定して積分回路１０１へ供給する。

前述のように積分回路１０１の入力部分におけるリーク電流の発生には様々な原因があり、原因によってその発生方向は正方向になる場合と負方向になる場合とがある。リーク電流が負方向（入力端子から流れ出す方向）の場合、リーク電流による積分回路１０１の出力電位のオフセットは出力電位を増加させる方向になり、それとは逆にリーク電流が正方向（入力端子へ流れ込む方向）の場合には、出力電位のオフセットは出力電位を減少させる方向になるが、本実施例２では積分回路１０１の演算アンプ１０５が電源電圧の略半分の電位にバイアスされていることから、積分回路１０１の出力電位の増加と減少の何れの方向のオフセットに対してもオフセット量をほぼ均等に最大限許容（吸収）することが可能であり、リーク電流による演算アンプ１０５の飽和を最も効果的に抑えることができる。

但し、積分回路１０１の入力部分に発生するリーク電流の発生方向が、負方向と正方向のどちらか一方のみであることが予め判明している場合には、そのリーク電流によって積分回路１０１の出力電位がオフセットする方向もどちらか一方に限定されるため、定電圧発生回路４１１の設定電位を電源電圧の中間電位ではなく、オフセットする方向とは逆方向寄りに設定し、電源電位又はＧＮＤ電位との差を広げた方が良い。

また、積分回路１０１用の定電圧発生回路４１１と増幅回路１０２用の定電圧発生回路４１２とを互いに独立させて設けることで、増幅回路１０２のバイアス電圧を任意に設定することが可能となり、回路設計の自由度も大きくなる。この点に関し、増幅回路１０２用の定電圧発生回路４１２の出力電圧を半導体メモリーや配線パターン等を使って外部から調整できるようにしておけば、回路の組み立て後であっても出力信号の直流電位レベルを一定に合わせ込むことが可能になる。

図４は、本発明の他の実施例を示す図である。前述の実施例１、２では電源電圧を積分回路１０１の演算アンプ１０５にそのまま供給しているが、本実施例３では供給された電源電圧（ＶＤＤ）をチャージポンプ回路５０１で昇圧し、それを積分回路１０１の演算アンプ１０５に供給している。

この構成では、積分回路１０１の入力部分のリーク電流により生じたオフセット電圧によって積分回路１０１への入力信号が電源電位を超えて測定不能になるまでの許容量、即ち定電圧発生回路４１１の発生電位と電源電位又はＧＮＤ電位との差が、電源電圧（ＶＤＤ）をそのまま供給した場合に比べて数倍に増大するので、リーク電流による演算アンプ１０５の飽和をより効果的に防止することができる。

図５は、チャージポンプ回路の一実施例を示す図である。図５に示すチャージポンプ回路は電源電圧（ＶＤＤ）を２倍に昇圧するもので、２つのコンデンサ６１１、６１２の接続状態を２つのスイッチ６１３、６１４により直列と並列とに連続的に切り替えて電圧を昇圧する仕組みである。尚、スイッチを切り替えるためのクロック信号はＣＲ発振回路等で作成するのが一般的であるが、この発振回路を含めてもチャージポンプ回路は比較的小さいスペースで集積回路中に作り込むことが可能である。

以上説明を行った本発明のチャージアンプ回路を単一の集積回路内に一体的に作り込めば、それが組み込まれる装置の小型化や低コスト化を図ることができるが、直流遮断容量１０３については一般的に大きな容量値のものが必要とされることからあえて集積回路内には作り込まず、外付け部品とする構成も考えられる。また、積分回路１０１のチャージ容量１０６や放電抵抗１０７についても使用する値によっては外付け部品とする方が好適な場合がある。

尚、本明細書においてはチャージアンプ回路を圧電センサーに適用した例を示したが、当然ながら本発明の適用範囲はこれに限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲では、入力信号が交流電流信号となるあらゆる用途に適用することが可能である。

また、本発明は図１、図３、図４に示した回路に限定されるものではなく、背景技術の段落で述べたように、チャージ容量１０６の接続位置を変えたり、増幅回路１０２に反転増幅回路を使用したり、増幅回路１０２を多段にしたりすることも可能である。

本発明の一実施例を示す図（実施例１） 図１に示したチャージアンプ回路の出力信号を充放電時定数を変えて測定した結果を模式的に示す図 本発明の他の実施例を示す図（実施例２） 本発明の他の実施例を示す図（実施例３） チャージポンプ回路の一実施例を示す図 従来のチャージアンプ回路の一例を示す図

符号の説明

１０１ 積分回路
１０２ 増幅回路
１０３ 直流遮断容量
１０４ 静電気保護用ダイオード
１０５ 積分用演算アンプ
１０６ チャージ容量
１０７ 放電抵抗
１０８、４１１、４１２ 定電圧発生回路
１０９ 増幅用演算アンプ
１１０ 増幅率設定用抵抗
２０１ バイアス抵抗
５０１ チャージポンプ回路
６１１、６１２ コンデンサ
６１３、６１４ スイッチ

Claims (6)

1. 入力された交流電流信号を積分して電圧信号に変換する積分回路と、この積分回路の出力を増幅する増幅回路とを備えたチャージアンプ回路であって、前記積分回路の出力端と前記増幅回路の入力端との間に直流遮断容量が接続され、この直流遮断容量の出力端にバイアス抵抗を介して定電圧発生回路が接続されていることを特徴とするチャージアンプ回路。
2. 前記直流遮断容量と前記バイアス抵抗によって決定される充放電時定数は、前記積分回路に入力された交流電流信号の周期の５倍以上の長さを有することを特徴とする請求項１に記載のチャージアンプ回路。
3. 前記積分回路の入力端に、前記直流遮断容量の出力端に接続された前記定電圧発生回路とは別の定電圧発生回路が接続され、この定電圧発生回路の発生電圧が前記積分回路の電源電圧の略半分に設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のチャージアンプ回路。
4. 前記直流遮断容量の出力端に接続された前記定電圧発生回路の発生電圧が外部から調整可能とされていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載のチャージアンプ回路。
5. 前記積分回路の電源電圧を増幅して前記積分回路に供給するチャージポンプ回路を備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載のチャージアンプ回路。
6. 前記直流遮断容量を除く全ての回路要素が集積回路化されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載のチャージアンプ回路。

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