JP2010152445A - 修正装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ずれた周波数を適切な周波数に修正する。
【解決手段】乗算部３０７は、リーダライタ１０１のアンテナ信号と、そのアンテナ信号が９０度変調された信号を乗算し、ＬＰＦ３０８、ＡＤＣ３０９を介してＢＰＦ３１０に出力する。ＢＰＦ３１０からの値が、マイナスの値、またはプラスの値の場合、周波数が本来の周波数よりずれていると判断され、適切な周波数になるように、可変容量コンデンサ３０２の容量が制御される。本発明は、非接触で通信を行うリーダライタに適用できる。
【選択図】図１０

Description

本発明は修正装置および方法に関し、特に、非接触で通信を行うときの周波数がずれたときに、正しい周波数に修正するようにした修正装置および方法に関する。

近年、ＩＣ（integrated circuit）を備え、非接触で通信を行える非接触アンテナモジュールを備えるカードが普及している。そのようなカードは、例えば、非接触ＩＣカードなどと称され、非接触で他の装置と通信を行うことが可能とされている。非接触ＩＣカードを用いた非接触通信は、例えば、交通乗車券、電子マネー、ＩＤカード、入退室管理などに用いられ、その用途は広がりつつある。（例えば、特許文献１，２参照）

非接触ＩＣカードは、リーダライタなどと称される装置と通信を行う。例えば、非接触ＩＣカードが、交通乗車券に用いられた場合、リーダライタは、改札に設けられた装置であり、非接触ＩＣカードと通信を行い、改札のゲートの開閉などを制御するためのホストコンピュータなどと通信を行うといった処理を行う。このようなリーダライタに含まれるアンテナの周波数は、一般的に図１に示したように搬送波の周波数が１３．５６ＭＨｚをピークに山なりとなる周波数が用いられる。
特開２０００―２７８０２７号公報 特開２０００―２９５０２４号公報

しかしながら、リーダライタを、例えば交通システムの改札などに組み込んだ場合、筐体や周辺金属の影響でアンテナの同調周波数がずれてしまうことがある。すなわち、本来、図１に示したように、アンテナの同調周波数は、１３．５６ＭＨｚをピークに山なりとなる周波数が用いられているが、筐体や周辺金属の影響で図２に示すようにアンテナの周波数特性のピークが、１３．５６ＭＨｚではなく、その周波数より高いまたは低い周波数にピークがくるような特性となってしまうことがある。このようなことは、リーダライタが使用されている時間の経過によっても生じうる。

このように、アンテナの同調周波数のピークが、１３．５６ＭＨｚ以外になってしまうと、当初意図された距離まで、非接触ＩＣカードと通信ができなくなってしまう。すなわち、通信できる距離が、短くなってしまう。

このような周波数のずれを修正するために、図３に示すような構成が提案されている。図３は、従来の一例のリーダライタ、特に、アンテナの同調周波数を修正する部分（修正部）の構成を示す図である。

図３に示した修正部１０は、ループコイル１１、可変容量コンデンサ１２、発振部１３、変調部１４、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１５，１６、および振幅比較器１７から構成されている。

ループアンテナ１１と可変容量コンデンサ１２は、アンテナを構成する。発振部１３は、１３．５６ＭＨｚの搬送波を生成し、変調部１４に供給する。変調部１４は、発振部１３で発振された搬送波を、図示していないデータ供給部より供給されたデータ（DATA）に基づいて、ＡＳＫ変調し、生成された変調波を、アンテナを介して、電磁波として非接触ＩＣカードに出力する。また、変調部１４からの信号は、ＢＰＦ１５とＢＰＦ１６にそれぞれ供給される。

ＢＰＦ１５は、発振部１３が発振する搬送波の周波数（この場合、１３．５６ＭＨｚ）より、＋αＭＨｚだけ高い周波数の信号を通過させるフィルタであり、ＢＰＦ１６は、発振部１３が発振する搬送波の周波数より、−αＭＨｚだけ低い周波数の信号を通過させるフィルタである。この２つのフィルタを通過した信号が、振幅比較器１７に供給されるように構成されている。

振幅比較器１７は、入力された２つの信号の振幅を比較し、正常な状態であるか否かを判断する。例えば、図１に示した状態の場合、ＢＰＦ１５からの信号の振幅はゲインＧ０であり、ＢＰＦ１６からの信号のゲインはゲインＧ０であるため、比較したとき、同一の値であると判断され、正常な状態であると判断される。

一方、図２に示した状態の場合、ＢＰＦ１５からの信号の振幅はゲインＧ１であり、ＢＰＦ１６からの信号の振幅はゲインＧ２であるため、比較したとき、同一の値ではなく差があると判断され、正常ではない状態であると判断される。このようなときには、正常な状態に戻すための修正が行われる。具体的には、可変容量コンデンサ１２の容量が調整されることで、１３．５６ＭＨｚに、周波数の山のピークがくるように修正される。

このような構成を適用し、周波数の修正を行うようにした場合、ＢＰＦ１５とＢＰＦ１６の特性は、できるだけ一致している必要があり、アナログ回路で実現することは困難であった。そこで、デジタル回路によって構成することが考えられるが、搬送波の周波数±αの周波数を検知するためには、ＡＤ（Analog Digital）コンバータにて、少なくとも２×（搬送波の周波数＋α）のサンプリングが必要となり、大きな負荷となってしまう。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、周波数のずれを修正することができるようにするものである。

本発明の一側面の修正装置は、入力された信号のＵＳＢ（Upper Side Band）とＬＳＢ（Lower Side Band）を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出されたＵＳＢとＬＳＢの振幅を比較し、その比較結果に基づいて、前記入力された信号の周波数を修正する修正手段とを備える。

前記抽出手段は、データを送信するときの送信周波数を中心とした所定の幅のフィルタを含むようにすることができる。

前記抽出手段は、前記入力された信号と同じ位相の信号を出力する出力手段と、前記入力された信号と前記出力手段からの信号を乗算する第１の乗算手段と、前記第１の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、前記出力手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する第１の変調手段と、前記入力された信号と前記第１の変調手段からの信号を乗算する第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリング手段と、前記第２のフィルタリング手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する第２の変調手段と、前記第１のフィルタリング手段からの信号と前記第２の変調手段からの信号を加算する加算手段と、前記加算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第３のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段からの信号から前記第２の変調手段からの信号を減算する減算手段と、前記減算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第４のフィルタリング手段とを備え、前記修正手段は、前記第３のフィルタリング手段と前記第４のフィルタリング手段からそれぞれ出力された信号の振幅を比較し、その比較結果が、異なる大きさの振幅であると判断された場合、同一の振幅になるように、前記周波数を修正するようにすることができる。

前記抽出手段は、前記入力された信号と同じ位相の信号を出力する出力手段と、前記出力手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する変調手段と、前記入力された信号と前記変調手段からの信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第２のフィルタリング手段と、を備え、前記修正手段は、前記第２のフィルタリング手段から出力された信号が０以外の振幅値でスタートする信号であると判断された場合、その値が０となるように前記周波数を修正するようにすることができる。

前記第１のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する変換手段をさらに備えるようにすることができる。

前記抽出手段は、所定の周波数の信号を発振する発振手段と、前記入力された信号と前記発振手段からの信号を乗算する第１の乗算手段と、前記第１の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、前記発振手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する変調手段と、前記入力された信号と前記変調手段からの信号を乗算する第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段からの信号と前記第２のフィルタリング手段からの信号を加算する加算手段と、前記加算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第３のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段からの信号から前記第２のフィルタリング手段からの信号を減算する減算手段と、前記減算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第４のフィルタリング手段とを備え、前記修正手段は、前記第３のフィルタリング手段と前記第４のフィルタリング手段からそれぞれ出力された信号の振幅が異なる場合、前記振幅の差が０となるように、前記周波数を修正するようにすることができる。

前記第３のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する第１の変換手段と、前記第４のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する第２の変換手段とをさらに備えるようにすることができる。

前記修正手段は、前記入力された信号を受信するアンテナを構成する可変容量コンデンサの容量を変更することで、前記周波数を修正するようにすることができる。

本発明の一側面の修正方法は、所定の周波数の信号で、他の装置と通信を行う通信装置の前記所定の周波数のずれを修正する修正方法において、前記信号のＵＳＢ（Upper Side Band）とＬＳＢ（Lower Side Band）を抽出し、抽出されたＵＳＢとＬＳＢのそれぞれの振幅を比較し、その比較結果に基づいて、前記信号の周波数を前記所定の周波数になるように修正するステップを含む。

本発明の一側面の修正装置および方法においては、所定の周波数の信号で、他の装置と通信が行われるときに、その周波数がずれていることが、信号のＵＳＢ（Upper Side Band）とＬＳＢ（Lower Side Band）が抽出され、その抽出されたＵＳＢとＬＳＢの振幅の比較結果に基づいて検知される。そしてずれが検知された場合、信号の周波数が所定の周波数になるように修正される。

本発明の一側面によれば、周波数のずれを修正することが可能となる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

［システムの構成について］
図４に本発明を適用した非接触カードシステムの一実施の形態の構成を示す。図４に示した非接触カードシステムにおいては、ＩＣカード１００とリーダライタ１０１の間では、電磁波が用いられた非接触でのデータの送受信が行われる。すなわち、リーダライタ１０１が、所定のコマンドをＩＣカード１００に送信し、ＩＣカード１００は、そのコマンドを受信し、そのコマンドに対応する処理を行う。そして、ＩＣカード１００は、その処理結果に対応する応答データをリーダライタ１０１に送信する。

リーダライタ１０１は、所定のインターフェース（例えば、ＲＳ−４８５Ａの規格などに準拠したもの）を介してコントローラ１０２に接続されており、コントローラ１０２は、リーダライタ１０１に対して所定の制御信号を供給することで、所定の処理を行わせる。

［リーダライタの構成について］
図５は、リーダライタ１０１の構成を示すブロック図である。リーダライタ１０１は、アンテナ１３１、復調回路１３２、変調回路１３３、ＩＣ１３４、発振部１３５、フラッシュメモリ１３６、ドライブ１３７を含む構成とされる。

ＩＣ１３４は、データの処理を行うＤＰＵ（Data Processing Unit）１４１、ＩＣカード１００に送信するデータおよびＩＣカード１００から受信したデータの処理を行うＳＰＵ（Signal Processing Unit）１４２、コントローラ１０２との通信を行うＳＣＣ（Serial Communication Controller）１４４、並びに、データの処理に必要な情報を予め記憶しているＲＯＭ（Read Only Memory）１４６、および処理途中のデータを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）１４７とで構成されるメモリ１４５により構成され、ＤＰＵ１４１乃至メモリ１４５は、バス１４３を介して、相互に接続されている。

また、このバス５５には、例えば、認証のために必要なデータなどを記憶するフラッシュメモリ１３６とドライブ１３７も接続されている。ドライブ１３７には、必要に応じて磁気ディスク１５１、光ディスク１５２、光磁気ディスク１５３、および半導体メモリ１５４が装着され、データの授受を行う。

アンテナ１３１は、所定の電磁波を放射した状態で負荷状態を監視することにより、ＩＣカード１００が近接したか否かを検出し、近接したＩＣカード１００に対してデータの送受信を行う。復調回路１３２は、アンテナ１３１を介して受信した変調波（ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調波）を復調し、復調されたデータをＳＰＵ１４２に出力する。ＳＰＵ１４２は、復調回路１３２を介して、ＩＣカード１００から送信された応答データの入力を受け、そのデータに対して所定の処理（例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調（ワンチェスタコードへのコーディング）など）を施すとともに、ＩＣカード１００に送信するコマンドに対しても、同様に、所定の処理を行った後、変調回路１３３に出力する。

ＤＰＵ１４１は、ＳＰＵ１４２およびバス１４３を介して、ＩＣカード１００から受信した応答データや、ＳＣＣ１４４およびバス１４３を介してコントローラ１０２から入力される制御信号の入力を受け、入力された応答データや制御信号に従った処理を実行し、ＩＣカード１００に送信するコマンドを、バス１４３を介してＳＰＵ１４２に出力したり、コントローラ１０２に出力するデータを、バス１４３を介してＳＣＣ１４４に出力したりする。

変調回路１３３は、発振部１３５より供給される所定の周波数（例えば、１３．５６ＭＨｚ）の搬送波を、ＳＰＵ１４２より供給されるデータに基づいて、ＡＳＫ変調し、生成された変調波を、アンテナ１３１を介して、電磁波としてＩＣカード１００に出力する。ＳＣＣ１４４は、コントローラ１０２から入力されたデータを、バス１４３を介して、ＤＰＵ１４１に供給したり、ＤＰＵ１４１から、バス１４３を介して入力されたデータを、コントローラ１０２に出力したりする。

［周波数の修正について］
次に周波数の修正について説明する。例えば、図５に示した構成を有するリーダライタ１０１（図４に示したリーダライタ１０１）は、何らかの筐体に収められて所定の場所に設置されることが一般的である。よって、その筐体による影響や、近傍の金属などの影響により、リーダライタ１０１のアンテナの同調周波数がずれてしまうことがある。また、経年の影響でも、アンテナの同調周波数がずれてしまうことがある。

アンテナの同調周波数がずれるということに関し、再度図１と図２を参照して簡便に説明する。図１は、アンテナの同調周波数がずれていない状態、すなわち正常な状態のときの周波数を示している。横軸が周波数であり、縦軸が周波数に対するゲインである。すなわち、正常な状態のときには、搬送波の周波数である１３．５６ＭＨｚのところでゲインが最大値となる。このゲインが最大値となる周波数を適宜、中心周波数と記述する。また、中心周波数が１３．５６ＭＨｚの周波数を、目標周波数と記述する。なお、ここで目標周波数とは、後述するように周波数がずれたときに、中心周波数を１３．５６ＭＨｚになるように修正を行うが、修正の目標となる周波数なので、目標周波数と記述する。

図１に示した正常な状態に対し、図２に示すように、リーダライタ１０１が、筐体や金属の影響を受けたり、経年劣化などによる影響を受けたりした場合、中心周波数が、１３．５６ＭＨｚ以外のところになってしまう。１３．５６ＭＨｚ（目標周波数）は、ＩＣカード１００と通信を行うとき、その通信距離を長くでき、効率良く通信を行える周波数として設定されている。そのために、図２に示したように、周波数のゲインの最大値が１３．５６ＭＨｚ以外の周波数となってしまうと、ＩＣカード１００との通信距離が短くなり、効率の良い通信ができなくなってしまう。よって、このように、周波数がずれてしまった場合、目標周波数になるように修正が行われる。

この修正は、リーダライタ１０１から送信される信号のＵＳＢ（Upper Side Band）、ＬＳＢ（Lower Side Band）を抽出し、その振幅を比較し、その値が同一となるよう中心周波数を調節することにより、中心周波数を１３．５６ＭＨｚ（目標周波数）に合わせることで行われる。

まず、図６に、目標周波数である１３．５６ＭＨｚに中心周波数が合ったリーダライタ１０１から送信される信号のスペクトルを示す。信号は、マンチェスタ符号（212kpbs）で符号化されたデータであり、ランダムデータが送信されているとする。図６に示したスペクトルは、中心周波数が合っているため、ＵＳＢとＬＳＢの振幅（スペクトルの面積）は同じである。

図７に、目標周波数である１３．５６ＭＨｚに中心周波数が合っていないリーダライタ１０１から送信される信号のスペクトルを示す。図７に示したスペクトルは、目標周波数とされている１３．５６ＭＨｚよりも高い周波数側に、中心周波数がずれているため、ＵＳＢとＬＳＢの振幅の幅が異なる。このような正常な状態ではない場合、ＵＳＢとＬＳＢの振幅（スペクトルの面積）は異なる値となる。そして、図７に示したような目標周波数よりも高い周波数側に中心周波数がずれているようなときには、ＵＳＢとＬＳＢのスペクトルの面積の関係は、ＬＳＢ＜ＵＳＢとなる。

図示はしないが、目標周波数よりも低い周波数側に中心周波数がずれているようなときには、ＵＳＢとＬＳＢのスペクトルの面積の関係は、ＬＳＢ＞ＵＳＢとなる。

このようなことから、スペクトルの面積が、ＬＳＢ＝ＵＳＢとの関係が成り立つときには、正常な状態であると判断でき、ＬＳＢ＜ＵＳＢの関係が成り立つときには、中心周波数が目標周波数よりも高い状態であると判断でき、ＬＳＢ＞ＵＳＢの関係が成り立つときには、中心周波数が目標周波数よりも低い状態であると判断できることがわかる。

このようなことから、下記の計算により、ＵＳＢとＬＳＢのキャリアが混ざった状態より、ＵＳＢとＬＳＢを抽出し、ＵＳＢ＝ＬＳＢとなるように、中心周波数を移動すれば、中心周波数がずれたとしても修正できることがわかる。このような手法によれば、ＵＳＢとＬＳＢを抽出するときに、キャリア成分が取り除かれるため、ＡＤコンバータのサンプリング周波数を低く抑えることができる。

まず、ＵＳＢとＬＳＢのキャリアが混ざった状態の信号から、ＵＳＢとＬＳＢの信号を分離する手法を説明する。入力信号を次式（１）とする。
Ａ・ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ）
＋Ｕ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ＋ｆ）・ｔ］
＋Ｌ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ−ｆ）・ｔ］ ・・・（１）

式（１）において、Ｆはキャリア周波数、ｆはデータ周波数である。また、（Ｆ＋ｆ）はＵＳＢ信号周波数、（Ｆ−ｆ）はＬＳＢ信号周波数である。このような信号に、位相の合ったキャリアを乗算した場合、次式（２）で表される信号となる。
ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ）・［Ａ・ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ）
＋Ｕ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ＋ｆ）・ｔ］
＋Ｌ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ−ｆ）・ｔ］］
・・・（２）

式（２）は、次式（３）と次式（４）に分解することができる。

ここで、式（３）で表される成分は、フィルタで除去されるため、式（４）で表される成分のみとなる。

また、入力信号に位相が９０度異なったキャリアを乗算した場合、次式（５）で表される信号となる。
ｓｉｎ（２π・Ｆ・ｆ）・［Ａ・ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ）
＋Ｕ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ＋ｆ）・ｔ］
＋Ｌ・ｃｏｓ［２π・（Ｆ―ｆ）・ｔ］］ ・・・（５）

式（５）に対して、式（２）と同様の処理、すなわち、２つの式に分解すると、式（３）に対応する式はフィルタで除去され、式（４）に対応する式は次式（６）で表される成分として残る。

式（６）に対して、位相を９０度ずらすという操作を行うと、次式（７）に変形される。

式（４）と式（７）を加算することで、次式（８）が導き出される。
Ｕ・ｃｏｓ（２πｆ・ｔ） ・・・（８）

また式（４）から式（７）を減算することで、次式（９）が導き出される。
Ｌ・ｃｏｓ（２πｆ・ｔ） ・・・（９）

［第１の実施の形態］
このような式の展開を利用し、中心周波数を合わせる具体的な構成例を図８に示す。図８に示した修正部２００は、ループコイル２０１、可変容量コンデンサ２０２、発振部２０３、変調部２０４、乗算部２０５、ＰＬＬ（phase-locked loop）２０６、π／２変調部２０７、乗算部２１１、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２０８、ＡＤＣ（analog-to-digital converter）２０９、加算減算部２１０、乗算部２１１、ＬＰＦ２１２、ＡＤＣ２１３、π／２変調部２１４、ＢＰＦ（Band Pass Filter）２１５、ＢＰＦ２１６、振幅比較部２１７、およびＤＡＣ（digital-to-analog converter）２１８を含む構成とされている。

図８に示した修正部２００は、図５に示したリーダライタ１０１に備えられるが、図５には図示していない。ループコイル２０１と可変容量コンデンサ２０２は、アンテナを構成する。このアンテナは、図５に示したリーダライタ１０１におけるアンテナ１３１に対応する。発振部２３０は、１３．５６ＭＨｚの搬送波を生成し、変調部２０４に供給する。発振部２３０は、図５に示したリーダライタ１０１における発振部１３５に対応し、変調部２０４は、変調回路１３３に対応する。

変調部２０４は、発振部２０３で発振された搬送波を、ＳＰＵ１４２（図５）に相当するデータ供給部より供給されたデータ（DATA）に基づいて、ＡＳＫ変調し、生成された変調波を、アンテナを介して、電磁波としてＩＣカード１００に出力する。

リーダライタ１０１のアンテナ信号は、ＰＬＬ２０６に入力され、アンテナ信号のキャリアの位相と同じ信号がＰＬＬ２０６より、乗算部２０５とπ／２変調部２０７に出力される。乗算部２０５では、式（１）から式（２）への変換が行われる。すなわち、式（１）で表される信号は、乗算部２０５に入力される信号であり、その式（１）で表される信号に、ＰＬＬ２０６からの信号（アンテナ信号のキャリアの位相と同じ信号）が乗算されることにより、式（２）で表される信号が出力される。

式（２）は、上記したように、式（３）と式（４）に分解される。乗算部２０５からの信号は、ＬＰＦ２０８に供給されることで、式（３）に相当する成分が除去される。よって、ＬＰＦ２０８から出力される信号は、式（４）で表される信号である。その信号は、ＡＤＣ２０９に供給され、アナログ信号からデジタル信号に変換される。

一方、π／２変調部２０７は、ＰＬＬ２０６からの信号、すなわちリーダライタ１０１のアンテナ信号とキャリアの位相と同じ信号に対して、９０度（π／２度）位相をずらした信号を生成し、乗算部２１１に出力する。

乗算部２１１には、リーダライタ１０１のアンテナ信号と、そのアンテナ信号とキャリアの位相と同じ信号に対して、９０度（π／２度）位相をずらした信号が供給される。乗算部２１１は、その２つの信号を乗算し、その結果生成された信号を、ＬＰＦ２１２に供給する。乗算部２１１の処理は、式（５）で表される信号を生成する処理である。よって、ＬＰＦ２１２には、式（５）で表される信号が供給される。

ＬＰＦ２１２は、供給された信号をフィルタリングすることで、式（６）で表される信号を生成し、ＡＤＣ２１３に供給する。ＡＤＣ２１３は、式（６）で表されるアナログ信号をデジタル信号に変換し、π／２変調部２１４に供給する。よって、π／２変調部２１４に供給される信号は式（６）で表されるデジタル信号である。π／２変調部２１４は、供給された信号に対して、位相を９０度ずらすという処理を行う。すなわち、π／２変調部２１４は、式（６）で表される信号を変調し、式（７）で表される信号を生成する。

加算減算部２１０には、ＡＤＣ２０９から式（４）で表される信号（以下、適宜、第１の信号と記述する）と、π／２変調部２１４から式（７）で表される信号（以下、適宜、第２の信号と記述する）とが供給される。まず加算減算部２１０は、第１の信号と第２の信号を加算することで、式（８）で表される信号を生成する。この式（８）で表される信号は、ＵＳＢ（Upper Side Band）の信号であり、ＢＰＦ２１５に供給される。

さらに加算減算部２１０は、第１の信号から第２の信号を減算することで、式（９）で表される信号を生成する。この式（９）で表される信号は、ＬＳＢ（Lower Side Band）の信号であり、ＢＰＦ２１６に供給される。

ＢＰＦ２１５とＢＰＦ２１６は、所定の周波数を中心とする鋭いBand Pass Filterである。搬送波の周波数（目標周波数）は、ここでは、１３．５６ＭＨｚとしているので、また、データの送信周波数を２１２ｋｂｐｓとしているので、フィルタの中心周波数の具体的な値は一例として以下のように設定される。

ＢＰＦ２１５，２１６は、０．２１２ＭＨｚを中心とした所定の幅、ただし、狭い幅のフィルタとされる

ここで、図９を参照する。図９（Ａ）は、図６に示した状態と同じであり、周波数が正常な状態である。このとき、ＢＰＦ２１５から出力される振幅の値は、１３．７７２ＭＨｚに対応する信号の振幅Ｇ０である。そして、ＢＰＦ２１６から出力される振幅の値は、１３．３４８ＭＨｚに対応する信号の振幅Ｇ０である。正常のときには、ＢＰＦ２１５とＢＰＦ２１６から出力される値は、同一の値となる。

これに対して、図９（Ｂ）は、図７に示した状態と同じであり、周波数が正常な状態ではないときには、以下のようになる。すなわち、ＢＰＦ２１５から出力される振幅の値は、１３．７７２ＭＨｚに対応する信号の振幅Ｇ１である。そして、ＢＰＦ２１６から出力される振幅の値は、１３．３４８ＭＨｚに対応する信号の振幅Ｇ２である。正常でないときには、ＢＰＦ２１５とＢＰＦ２１６から出力される値は、同一の値ではなく、異なる値となる。

このように、正常なときと、正常ではないときとでは、ＢＰＦ２１５とＢＰＦ２１６からそれぞれ出力される値は、異なる値となる。振幅比較部２１７では、このようなＢＰＦ２１５とＢＰＦ２１６からそれぞれ出力される値が入力される。

振幅比較部２１７は、入力された値が同じであれば、正常な状態であると判断し、そのままの周波数を維持するように指示を出す（特に指示を出さない）。一方、振幅比較部２１７は、入力された値が異なる値である場合、正常な状態になるように、換言すれば、目標周波数になるように指示を出す。

具体的には、ＢＰＦ２１５からの値が、ＢＰＦ２１６からの値よりも大きいと判断された場合、すなわち、ＵＳＢ＞ＬＳＢの関係が満たされると判断された場合、可変容量コンデンサ２０２（図８）の容量を大きくするための指示が出される。逆に、ＢＰＦ２１５からの値が、ＢＰＦ２１６からの値よりも小さいと判断された場合、すなわち、ＵＳＢ＜ＬＳＢの関係が満たされると判断された場合、可変容量コンデンサ２０２（図８）の容量を小さくするための指示が出される。

このようにして、振幅比較部２１７から出された指示は、ＤＡＣ２１８に供給され、アナログ信号の指示に変換されて、可変容量コンデンサ２０２に供給される。このような処理が行われることで、可変容量コンデンサ２０２の容量が制御され、その結果、可変容量コンデンサ２０２とループコイル２０１で構成されるアンテナの周波数が、目標周波数になるように制御される。

このような構成により、周波数を修正することで、ＡＤＣ２０９やＡＤＣ２１３におけるサンプリング周波数は、少なくとも、データ周波数×２で良く、負荷の軽減を計ることが可能となる。

上述した第１の実施の形態において、ＢＰＦ２１５，２１６に関し、これらのＢＰＦ２１５，２１６が修正部２００に備えられていない場合、以下のような問題が生じる。換言すれば、ＢＰＦ２１５，２１６を備えない構成とし、加算減算部２１０から出された信号が、直接、振幅比較部２１７に供給され、比較されるようにすると、以下のような問題が生じる可能性がある。

すなわち、中心周波数を合わすため、可変容量コンデンサ２０２の容量が変更されうると、アンテナのキャリア信号の位相が変化する。このような変更が行われているとき、ＰＬＬ２０６がキャリア位相をロックするまでの間、乗算部２０５や乗算部２１１において、異なる位相の信号が乗算されることになる。位相が合っていない信号が乗算されたときの影響を検証するため、以下のような信号がアンテナにて検出されるとする。

（１＋Ａ・ＵＳＢ＋Ｂ・ＬＳＢ）ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ） ・・・（１０）

式（１０）に次式（１３）と次式（１４）が乗算されるとする。
ｃｏｓ（２π・Ｆ・ｔ＋δ） ・・・（１３）
ｓｉｎ（２π・Ｆ・ｔ＋δ） ・・・（１４）

式（１３）と式（１４）が式（１０）に乗算された式に対して、上記した展開（式（１）から式（９）までの展開）と同様の展開を行うことで、次式（１５）と次式（１６）が得られる。

ここで、式（１１）に関して、第１項を無視し、位相をδだけずらすと、次式（１７）が得られる。

式（１５）は、２つのｃｏｓ関数内において、同じδだけ位相がずれているが、式（１７）に関しては、２つのｃｏｓ関数内において、位相のずれは異なっている。このことは、位相の異なるキャリアを乗算した場合、アンテナ１３１で受信される信号のＵＳＢおよびＬＳＢは復調できず、ＵＳＢとＬＳＢの振幅も正しく検出できないことを意味する。

そこで、上述したようにデータ周波数のＢＰＦ２１５，２１６を用いれば、次式（１８）と次式（１９）を抽出することができる。なお、データ周波数のＢＰＦ２１５，２１６とは、上述したように、データ周波数が２１２kbps（０．２１２ＭＨz）であるので、０．２１２ＭＨzを中心とするフィルタである。

このように、ＢＰＦ２１５，２１６を用いることで、式（１８）と式（１９）でそれぞれ表される信号を抽出することができるため、ＵＳＢ側の信号の振幅とＬＳＢ側の信号の振幅を正しく検出し、比較し、その比較結果に応じた指示を、上記したように出せるようになる。

またＢＰＦ２１５，２１６を用いることで、図９に示したように、データ周波数のゲインは他の周波数に比べて高いため、雑音の影響が少ない状態で、各振幅を比較することができる。このことにより、より正確に振幅を比較し、可変容量コンデンサ１２に出す指示をより正確なものとすることができ、より精密に周波数を修正することが可能となる。

［第２の実施の形態について］
次に、第２の実施の形態について説明する。図１０は、第２の実施の形態における修正部の構成を示す図である。図１０に示した修正部３００は、ループコイル３０１、可変容量コンデンサ３０２、発振部３０３、変調部３０４、ＰＬＬ３０５、π／２変調部３０６、乗算部３０７、ＬＰＦ３０８、ＡＤＣ３０９、ＢＰＦ３１０、振幅処理部３１１、およびＤＡＣ３１２を含む構成とされている。

図１０に示した修正部３００も、図５に示したリーダライタ１０１に備えられるが、図５には図示していない。ループアンテナ３０１と可変容量コンデンサ３０２は、アンテナ１３１を構成する。発振部３０３は、１３．５６ＭＨｚの搬送波を生成し、変調部３０４に供給する。変調部３０４は、発振部３０３で発振された搬送波を、ＳＰＵ１４２（図５）に相当するデータ供給部より供給されたデータ（DATA）に基づいて、ＡＳＫ変調し、生成された変調波を、アンテナを介して、電磁波としてＩＣカード１００に出力する。

リーダライタ１０１のアンテナ信号は、ＰＬＬ３０５に入力され、アンテナ信号のキャリアの位相と同じ信号がＰＬＬ３０５より、π／２変調部３０６に出力される。π／２変調部３０６は、ＰＬＬ３０５からの信号、すなわちリーダライタ１０１のアンテナ信号とキャリアの位相と同じ信号に対して、９０度（π／２度）位相をずらした信号を生成し、乗算部３０７に出力する。このπ／２変調部３０６における処理は、式（１）で表される信号を、９０度位相がずれた信号に変調する処理である。

乗算部３０７には、リーダライタ１０１のアンテナ信号と、そのアンテナ信号が９０度変調された信号が供給される。乗算部３０７は、その２つの信号を乗算し、その結果生成された信号を、ＬＰＦ３０８に供給する。乗算部３０７の処理は、式（１）で表される信号（アンテナ信号）から、式（５）で表される信号を生成する処理である。よって、ＬＰＦ２１２には、式（５）で表される信号が供給される。

ＬＰＦ３０８は、供給された信号をフィルタリングすることで、式（６）で表される信号を生成し、ＡＤＣ３０９に供給する。ＡＤＣ３０９は、式（６）で表されるアナログ信号をデジタル信号に変換し、ＢＰＦ３１０に供給する。

ここで、式（６）を、再度記述する。

式（６）を参照するに、式（６）は、−ＵＳＢ＋ＬＳＢであることがわかる。このような信号が、ＢＰＦ３１０に供給され、フィルタリングされることで、次式（２０）で表される信号が得られる。

この式（２０）の第１項は、式（１８）の符号を逆にした式であり、第２項は式（１９）である。このことは、ＢＰＦ３１０からの出力は上記した−ＵＳＢ＋ＬＳＢとの関係があることを示している。

このようなことについて、図９を再度参照し説明する。ＢＰＦ３１０からの出力は、−ＵＳＢ＋ＬＳＢであることから、例えば、図９（Ａ）に示した正常な状態の場合、その値は、０となる。すなわち、ＵＳＢ側の値は、値Ｇ０であり、ＬＳＢ側の値も、値Ｇ０であるので、―Ｇ０＋Ｇ０となり、０となることがわかる。このことから、周波数が正常に保たれているときには、ＢＰＦ３１０からの出力は０となることがわかる。

一方、図９（Ｂ）に示したような正常な状態ではない場合、換言すれば、ＵＳＢ側に中心周波数がずれているような場合、ＵＳＢ側の値は、値Ｇ１であり、ＬＳＢ側の値は、値Ｇ２であり、かつ、値Ｇ１＞値Ｇ２という関係がある状態である。このような場合、ＢＰＦ３１０から出力される信号は、（―値Ｇ１＋値Ｇ２）となり、式（６）より、負の振幅からスタートする信号が出力される。

図示はしないが、ＬＳＢ側に中心周波数がずれているような場合、ＵＳＢ側の値の方がＬＳＢ側の値よりも小さいため、ＢＰＦ３１０から出力される信号は、式（６）より、正の振幅からスタートする信号が出力される。

ＢＰＦ３１０からこのような、０、負または正の振幅値からスタートする信号が出力され、振幅処理部３１１に供給される。振幅処理部３１１は、入力された値が０の場合、そのままの状態を維持する。また、負の振幅からスタートする信号の場合、ＵＳＢ＞ＬＳＢの状態であると判断され、可変容量コンデンサ３０２の容量を大きくするための指示が出される。または、正の振幅の場合、ＵＳＢ＜ＬＳＢの状態であると判断され、可変容量コンデンサ３０２の容量を小さくするための指示が出される。

このような処理が行われることで、可変容量コンデンサ３０２の容量が制御され、その結果、可変容量コンデンサ３０２とループコイル３０１で構成されるアンテナの同調周波数が、目標周波数になるように制御される。

ここで、図８に示した第１の実施の形態における修正部２００の構成と、図１０に示した第２の実施の形態における修正部３００の構成とを比較する。修正部３００は、修正部２００に対して、シンプルな構成とされている。すなわち、修正部３００は、修正部２００を構成する乗算部２０５、ＬＰＦ２０８、ＡＤＣ２０９、加算減算部２１０、π／２変調部２１４、ＢＰＦ２１５が削除された構成とされている。

ここで、修正部２００の乗算部２０５からＩ出力が、π／２変調部２０７からはＱ出力が出力されるとする。このような場合、修正部２００は、そのＩ出力とＱ出力の両方を処理するための構成とされる。これに対して、修正部３００は、Ｑ出力のみを処理するための構成とされる。よって、修正部２００よりも、修正部３００は、より回路規模を縮小することが可能となる。

このように回路規模を縮小しても、第１の実施の形態と同じく、上記したように周波数を正確に修正することができるといった顕著な効果が得られる。

［第３の実施の形態について］
次に、第３の実施の形態について説明する。図１１は、第３の実施の形態における修正部の構成を示す図である。図１１に示した修正部４００は、ループコイル４０１、可変容量コンデンサ４０２、発振部４０３、変調部４０４、乗算部４０５、π／２変調部４０６、乗算部４０７、ＬＰＦ４０８、ＡＤＣ４０９、加算減算部４１０、ＬＰＦ４１１、ＡＤＣ４１２、ＢＰＦ４１３、ＢＰＦ４１４、振幅比較部４１５、およびＤＡＣ４１６を含む構成とされている。

図１１に示した修正部４００も、図５に示したリーダライタ１０１に備えられるが、図５には図示していない。ループアンテナ４０１と可変容量コンデンサ４０２は、アンテナ１３１を構成する。発振部４０３は、１３．５６ＭＨｚの搬送波を生成し、変調部４０４に供給する。変調部４０４は、発振部４０３で発振された搬送波（信号）を、ＳＰＵ１４２（図５）に相当するデータ供給部より供給されたデータ（DATA）に基づいて、ＡＳＫ変調し、生成された変調波を、アンテナを介して、電磁波としてＩＣカード１００に出力する。

発振部４０３で発信された信号は、乗算部４０５とπ／２変調部４０６にそれぞれ供給される。図１１に示した修正部４００は、図８に示した修正部２００と異なり、ＰＬＬ２０６を備えない構成とされ、発振部４０３からの信号が、直接、乗算部４０５とπ／２変調部４０６にそれぞれ供給される構成とされている点が異なる。

乗算部４０５は、リーダライタ１０１のアンテナ信号と、発振部４０３からの信号を乗算し、その信号を、ＬＰＦ４０８に供給する。ＬＰＦ４０８は、低周波成分を通過させるフィルタリングを行い、その信号をＡＤＣ４０９に出力する、ＡＤＣ４０９は、供給されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を、加算減算部４１０に供給する。

一方、π／２変調部４０６は、発振部４０３からの信号に対して、９０度（π／２度）位相をずらした信号を生成し、乗算部４０７に出力する。乗算部４０７には、リーダライタ１０１のアンテナ信号と、発振部４０３で発信された信号が９０度変調された信号が供給される。乗算部４０７は、その２つの信号を乗算し、その結果生成された信号を、ＬＰＦ４１１に供給する。ＬＰＦ４１１は、低周波成分を通過させるフィルタリングを行い、その信号をＡＤＣ４１２に出力する、ＡＤＣ４１２は、供給されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を、加算減算部４１０に供給する。

加算減算部４１０には、ＡＤＣ４０９からの信号（以下、適宜、第１の信号と記述する）と、ＡＤＣ４１２からの信号（以下、適宜、第２の信号と記述する）とが供給される。まず加算減算部４１０は、第１の信号と第２の信号を加算した信号を生成し、ＢＰＦ４１３に供給する。また加算減算部４１０は、第１の信号から第２の信号を減算した信号を生成し、ＢＰＦ４１４に供給する。

ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４は、所定の周波数を中心とする鋭いBand Pass Filterである。このＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４の中心周波数は、例えば、図８に示したＢＰＦ２１５やＢＰＦ２１６と同じように設定される。

上記したように、図１１に示した修正部４００は、図８に示した修正部２００と異なり、ＰＬＬを備えない構成とされている。ＰＬＬを備えないことにより、加算減算部４１０から出力される信号が、ＵＳＢ側の信号を表す信号であるのか、ＬＳＢ側の信号を表す信号であるのか、区別をつけることができなくなる。

例えば、図８を再度参照するに、図８に示した修正部２００の加算減算部２１０から、第１の信号と第２の信号が加算された結果の信号は、式（８）で表されるＵＳＢ側の信号であり、第１の信号と第２の信号が減算された結果の信号は、式（９）で表されるＬＳＢ側の信号であるといったように、ＵＳＢ側の信号であるのか、ＬＳＢ側の信号であるのかが区別が付く。

これに対して、図１１に示した修正部４００の加算減算部４１０から、第１の信号と第２の信号が加算された結果の信号は、ＵＳＢ側の信号であるのか、ＬＳＢ側の信号であるのか区別が付かず、また、第１の信号と第２の信号が減算された結果の信号は、ＵＳＢ側の信号であるのか、ＬＳＢ側の信号であるのか区別が付かない。

このようなことから、ＢＰＦ４１３から出力される信号は、ＵＳＢ側の信号であるのか、ＬＳＢ側の信号であるのか判別できず、ＢＰＦ４１４から出力される信号も、ＵＳＢ側の信号であるのか、ＬＳＢ側の信号であるのか判別できない。

そこで、振幅比較部４１５は、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値が同一である場合、正常な状態であると判断し、その状態を維持するように指示を出す。一方、振幅比較部４１５は、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値が異なる場合、正常ではない状態であると判断し、その状態から正常な状態に修正されるように指示を出す。

具体的に、この指示は、その時点での周波数が、目標周波数よりも高い（ＵＳＢ側にずれている）と仮定して、可変容量コンデンサ４０２（図１１）の容量を大きくするための指示が出される。このような指示が出された結果、振幅比較部４１５に、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値が同一となった場合、正常な状態になったと判断され、その状態を維持するような指示に切り換えられる。

一方、このような指示が出された結果、振幅比較部４１５に、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値の差がさらに大きくなった場合、指示は正しくなかったとされ、逆の指示、すなわち、可変容量コンデンサ４０２（図１１）の容量を小さくするための指示が出される。このように、誤った仮定の下、指示が出されても、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値の差分が大きくなったことを検知し、指示を変えることで、正常な状態、すなわち、目標周波数に修正することが可能である。

仮定として、逆の仮定で、指示が出されても良い。すなわち、その時点での周波数が、目標周波数よりも低い（ＬＳＢ側にずれている）と仮定して、可変容量コンデンサ４０２（図１１）の容量を小さくするための指示が出される。このような指示が出された結果、振幅比較部４１５に、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値が同一となった場合、正常な状態になったと判断され、その状態を維持するような指示に切り換えられる。

一方、このような指示が出された結果、振幅比較部４１５に、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値の差がさらに大きくなった場合、指示は正しくなかったとされ、逆の指示、すなわち、可変容量コンデンサ４０２（図１１）の容量を大きくするための指示が出される。このように、誤った仮定の下、指示が出されても、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４１４からそれぞれ供給される値の差分が大きくなったことを検知し、指示を変えることで、正常な状態、すなわち、目標周波数に修正することが可能である。

どちらの仮定で処理が実行されるようにしても良く、例えば、リーダライタ１０１が設置される環境により、ＵＳＢ側にずれる可能性が高い、または、ＬＳＢ側にずれる可能性が高いなどの特徴により、どちらの仮定で処理されるかが設定（設計）されるようにしても良い。

第３の実施の形態においては、可変容量コンデンサ４０２の制御方向を間違えた影響で、正しい中心周波数までの収束時間がかかる可能性があるが、ＰＬＬを省略した構成とすることができ、修正部４００の回路規模を縮小することが可能となる。

このように、本発明によれば、リーダライタの同調周波数がずれることによる、通信不良、距離劣化などの不具合に対して、通信品質を向上させることができる。また、本発明によれば、上述したように周波数を調整することができるので、リーダライタの量産時に各筐体にあわせて同調周波数を合わせる必要がなくなり、リーダライタの製造効率が向上させることが可能となる。

なお、上述した実施の形態においては、リーダライタを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、リーダライタに限定されるのではなく、所定の周波数を用いて通信を行う全ての装置に適用できる。

［記録媒体について］
上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行させることもできるし、ソフトウエアにより実行させることもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行させる場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。

コンピュータ（例えば、図５に示したリーダライタ１０１）が実行するプログラムは、例えば、磁気ディスク１５１（フレキシブルディスクを含む）、光ディスク１５２（CD-ROM(Compact Disc-Read Only Memory),DVD(Digital Versatile Disc)等）、光磁気ディスク１５３、もしくは半導体メモリ１５４などよりなるパッケージメディアであるリムーバブルメディアに記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル衛星放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供される。

そして、プログラムは、リムーバブルメディアをドライブ１３７に装着することにより、バス１４３を介して、メモリ１４１にインストールすることができる。また、プログラムは、有線または無線の伝送媒体を介して、通信部（図５では不図示）で受信し、メモリ１４５にインストールすることができる。その他、プログラムは、ＲＯＭ１４７に、予めインストールしておくことができる。

なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。

また、本明細書において、システムとは、複数の装置により構成される装置全体を表すものである。

なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

正常な状態のときの周波数について説明するための図である。 正常でない状態のときの周波数について説明するための図である。 従来の周波数を修正する修正部の一例の構成を示す図である。 信号のスペクトルを示す図である。 本発明を適用したシステムの一実施の形態の構成を示す図である。 リーダライタの構成を示す図である。 信号のスペクトルを示す図である。 第１の実施の形態における修正部の構成例を示す図である。 信号のスペクトルを示す図である。 第２の実施の形態における修正部の構成例を示す図である。 第３の実施の形態における修正部の構成例を示す図である。

符号の説明

２００ 修正部， ２０１ ループコイル， ２０２ 可変容量コンデンサ， ２０３ 発振部， ２０４ 変調部， ２０５ 乗算部， ２０６ ＰＬＬ， ２０７ π／２変調部， ２０８ ＬＰＦ， ２０９ ＡＤＣ， ２１０ 加算減算部， ２１１ 乗算部， ２１２ ＬＰＦ， ２１３ ＡＤＣ， ２１４ π／２変調部， ２１５ ＢＰＦ， ２１６ ＢＰＦ， ２１７ 振幅比較部， ２１８ ＤＡＣ, ３００ 修正部， ３０１ ループコイル， ３０２ 可変容量コンデンサ， ３０３ 発振部， ３０４ 変調部， ３０５ ＰＬＬ， ３０６ π／２変調部， ３０７乗算部， ３０８ ＬＰＦ， ３０９ ＡＤＣ， ３１０ ＢＰＦ， ３１１ 振幅処理部， ３１２ ＤＡＣ, ４００ 修正部， ４０１ ループコイル， ４０２ 可変容量コンデンサ， ４０３ 発振部， ４０４ 変調部， ４０５ 乗算部， ４０６ π／２変調部， ４０７ 乗算部， ４０８ ＬＰＦ， ４０９ ＡＤＣ， ４１０ 加算減算部， ４１１ ＬＰＦ， ４１２ ＡＤＣ， ４１３ ＢＰＦ， ４１４ ＢＰＦ， ４１５ 振幅比較部， ４１６ ＤＡＣ

Claims (9)

1. 入力された信号のＵＳＢ（Upper Side Band）とＬＳＢ（Lower Side Band）を抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段により抽出されたＵＳＢとＬＳＢの振幅を比較し、その比較結果に基づいて、前記入力された信号の周波数を修正する修正手段と
   を備える修正装置。
2. 前記抽出手段は、データを送信するときの送信周波数を中心とした所定の幅のフィルタを含む
   請求項１に記載の修正装置。
3. 前記抽出手段は、
   前記入力された信号と同じ位相の信号を出力する出力手段と、
   前記入力された信号と前記出力手段からの信号を乗算する第１の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、
   前記出力手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する第１の変調手段と、
   前記入力された信号と前記第１の変調手段からの信号を乗算する第２の乗算手段と、
   前記第２の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリング手段と、
   前記第２のフィルタリング手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する第２の変調手段と、
   前記第１のフィルタリング手段からの信号と前記第２の変調手段からの信号を加算する加算手段と、
   前記加算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第３のフィルタリング手段と、
   前記第１のフィルタリング手段からの信号から前記第２の変調手段からの信号を減算する減算手段と、
   前記減算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第４のフィルタリング手段と
   を備え、
   前記修正手段は、
   前記第３のフィルタリング手段と前記第４のフィルタリング手段からそれぞれ出力された信号の振幅を比較し、その比較結果が、異なる大きさの振幅であると判断された場合、同一の振幅になるように、前記周波数を修正する
   請求項１に記載の修正装置。
4. 前記抽出手段は、
   前記入力された信号と同じ位相の信号を出力する出力手段と、
   前記出力手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する変調手段と、
   前記入力された信号と前記変調手段からの信号を乗算する乗算手段と、
   前記乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、
   前記第１のフィルタリング手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第２のフィルタリング手段と、
   を備え、
   前記修正手段は、
   前記第２のフィルタリング手段から出力された信号が０以外の振幅値でスタートする信号であると判断された場合、その値が０となるように前記周波数を修正する
   請求項１に記載の修正装置。
5. 前記第１のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する変換手段をさらに備える
   請求項４に記載の修正装置。
6. 前記抽出手段は、
   所定の周波数の信号を発振する発振手段と、
   前記入力された信号と前記発振手段からの信号を乗算する第１の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリング手段と、
   前記発振手段からの信号を、その信号の位相を９０度ずらした信号に変調する変調手段と、
   前記入力された信号と前記変調手段からの信号を乗算する第２の乗算手段と、
   前記第２の乗算手段からの信号を低域成分を通過させるフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリング手段と、
   前記第１のフィルタリング手段からの信号と前記第２のフィルタリング手段からの信号を加算する加算手段と、
   前記加算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第３のフィルタリング手段と、
   前記第１のフィルタリング手段からの信号から前記第２のフィルタリング手段からの信号を減算する減算手段と、
   前記減算手段からの信号に対して、所定の周波数を中心とする所定幅のフィルタでフィルタリングをする第４のフィルタリング手段と
   を備え、
   前記修正手段は、
   前記第３のフィルタリング手段と前記第４のフィルタリング手段からそれぞれ出力された信号の振幅が異なる場合、前記振幅の差が０となるように、前記周波数を修正する
   請求項１に記載の修正装置。
7. 前記第３のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する第１の変換手段と、
   前記第４のフィルタリング手段からの信号をデジタル信号に変換する第２の変換手段と
   をさらに備える
   請求項３または請求項６に記載の修正装置。
8. 前記修正手段は、前記入力された信号を受信するアンテナを構成する可変容量コンデンサの容量を変更することで、前記周波数を修正する
   請求項１、請求項３、請求項４、または請求項６に記載の修正装置。
9. 所定の周波数の信号で、他の装置と通信を行う通信装置の前記所定の周波数のずれを修正する修正方法において、
   前記信号のＵＳＢ（Upper Side Band）とＬＳＢ（Lower Side Band）を抽出し、
   抽出されたＵＳＢとＬＳＢのそれぞれの振幅を比較し、その比較結果に基づいて、前記信号の周波数を前記所定の周波数になるように修正する
   ステップを含む修正方法。

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