JP2005318385A - 受信回路及び通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
格段と確実にデータ通信することができるようにする。
【解決手段】
リーダライタ装置３は、負荷変調信号Ｓ１から伝送データＤ１を復調するために、当該負荷変調信号Ｓ１の振幅変化だけでなく位相変化も検出するようにしたことにより、非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れる場合であっても伝送データＤ１を得ることができ、かくして非接触ＩＣカード２と確実にデータ通信することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は受信回路及び通信装置に関し、例えば、非接触ＩＣ（Integrated Circuit）カードとデータ通信するリーダライタ装置に適用して好適なものである。

近年、駅の改札機、セキュリティシステム、電子マネーシステム等の分野においては、非接触ＩＣカードを用いた非接触ＩＣカードシステムが普及し始めている。

一例として図３０に示すように、このような非接触ＩＣカードシステムは、非接触ＩＣカードと、当該非接触ＩＣカードに対してデータの読み出し／書き込みを行うリーダライタ装置とを有する。

このリーダライタ装置の内部に設けられた回路（以下、これをリーダライタ装置側回路と呼ぶ）ＣＴ１では、キャリア信号源５０によって例えば１３．５６［ＭＨｚ］の交流信号を生成し、これを抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１及びコイルＬ１からなる共振回路を介して昇圧する。これにより、この共振回路のコイルＬ１に流れる交流信号に応じた交代磁界Ｈが、当該コイルＬ１から空間へ輻射される。

一方、非接触ＩＣカードの内部に設けられた回路（以下、これを非接触ＩＣカード側回路と呼ぶ）ＣＴ２では、かかる交代磁界Ｈに応じてコイルＬ２に誘起される電圧を、内部の整流回路（図示せず）によって整流し、これを非接触ＩＣカードの駆動電力として利用することにより、バッテリーレスで動作するようになされている。

ここで、この非接触ＩＣカードからリーダライタ装置へのデータ通信は、負荷変調方式により行われる。この場合、リーダライタ装置側回路ＣＴ１及び非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２は、それぞれに設けられたコイルＬ１及びＬ２の物理形状と位置関係とに基づいて決定される結合係数ｋにより、電気回路的に結合しているものとして考えることができる。

このような前提をもとに負荷変調方式について説明すると、非接触ＩＣカードは、リーダライタ装置へ伝送する伝送データに応じてスイッチＳＷ１をＯＮ状態又はＯＦＦ状態にし、これにより非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２の抵抗を、抵抗Ｒ３のみの状態と抵抗Ｒ３及びＲ４からなる並列抵抗の状態とに適宜切り替え、かくして電気回路的に結合しているリーダライタ装置側回路ＣＴ１の電流ｉＬを変化させる。

リーダライタ装置は、このリーダライタ装置側回路ＣＴ１の電流ｉＬの振幅変化を検出し、この振幅変化の検出結果に基づいて伝送データを復調する。

因みにこの検出の手法としては、例えば図３１に示すように、コイルＬ１とグランドとの間に抵抗Ｒ５を挿入して、この部分の電圧変化を検出することが考えられる。この場合、電流ｉＬに相当する交流電圧を、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ６からなる検波回路を介して直流電圧に変換した後、これをバンドパスフィルタ１０１で処理して必要な帯域成分を抽出する。この後復調処理として、バンドパスフィルタ１０１からの出力をＡ／Ｄコンバータ１０２で処理することにより２値化（又は多値化）し、かくしてデジタル処理部１０３において伝送データを得ることができる。

ここで一般的な復調回路の処理について、図３２に示す一例を用いて説明する。一般的に無線伝送路から検出された信号は、信号の開始、終了時間が不明な場合や、無線伝送路において波形に歪みを受けた場合、どのタイミングでデータを取り込むかが問題となる。またノイズの影響等によりデータ自体が誤っている可能性がある。このため復調回路においては、データ検出タイミングを決定し、その決定したタイミングに応じてデータを取り込むようになされている。また通信方式によっては、誤り訂正を行う場合もある。

図３２に示した復調回路においては、同期検出・データ再生回路５５が、データ検出タイミングを決定して、データを取り込むようになされており、誤り検出回路５６が、誤り検出符号や伝送パケットの構造に基づいて、得られたデータに誤りがないか確認するようになされている。因みにＡ／Ｄコンバータ５４については、前段の検出回路がデジタル回路で構成される場合、不要となる。

また一例として図３３において、FeliCa（Ｒ）の伝送パケット構造を示し、さらに図３４において、FeliCa（Ｒ）で採用されている伝送路符号（ビットコーディング）のマンチェスタ符号を示す。例えばFeliCa（Ｒ）においては、マンチェスタ符号化された、プリアンブルとシンクコードの特徴を利用することで、データの検出タイミングを決定することができる。続いてFeliCa（Ｒ）においては、再生されたデータのシンクコードによりデータの開始時間を認識し、データレングスによりデータの終了時間を認識し、さらにＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）によりデータの誤り検出を行うことができる。復調回路は、データについて誤りがなかった場合にのみ、再生されたデータに基づいて復調データを生成し、これを後段の制御回路等へ送出する。なおこの復調データは、再生されたデータそのものでも良いし、伝送パケット内のデータだけでも良い。またデータと取り込み信号とを別に送出することも可能である。

ここでは、FeliCa（Ｒ）方式についてのみ説明したが、通信方式の違いにより伝送パケットの構造や伝送路符号や誤り検出（又は誤り訂正）の手法は異なる。他の例を挙げるとすると、ISO14443のType-Bの場合、非接触ＩＣカードからリーダライタ装置へのデータ通信には、図３５に示すような伝送パケット構造が採用されている。

ところで近年、このような非接触ＩＣカードシステムにおいては、非接触ＩＣカードが複数枚重ねられて使用される状況に対応するために、アンチコリジョン対応の非接触ＩＣカードを用いる場合がある。このアンチコリジョン対応の非接触ＩＣカードでは、非接触ＩＣカード側の共振周波数が、リーダライタ装置とのデータ通信で用いられるキャリア周波数（１３．５６［ＭＨｚ］）と異なる周波数（例えば１９［ＭＨｚ］）に設定されている（特許文献１参照）。
特開２００１−３０７０３９公報（第２頁）

ところで、アンチコリジョン対応の非接触ＩＣカードを用いた従来の非接触ＩＣカードシステムでは、図３６に示すように、例えばリーダライタ装置から非接触ＩＣカードを引き離すことによって、リーダライタ装置及び非接触ＩＣカード間の距離を徐々に変化させたとき、リーダライタ装置から離れすぎて非接触ＩＣカードの駆動電力が不足するポイント（距離ｄ２）に至る前に、リーダライタ装置が非接触ＩＣカードからの伝送データを得ることができなくなってしまう不具合ポイント（距離ｄ１）が存在する場合があり、この場合にはリーダライタ装置及び非接触ＩＣカード間のデータ通信が途絶えてしまう問題があった。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、格段と確実にデータ通信することができる受信回路及び通信装置を提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、受信回路において、受信した負荷変調信号からデータを復調するために負荷変調信号の振幅変化を検出する振幅変化検出手段と、振幅変化検出手段とは別個に設けられ、受信した負荷変調信号からデータを復調するために負荷変調信号の位相変化を検出する位相変化検出手段とを設けるようにした。

また本発明においては、通信装置において、外部からの負荷変調信号を受信する受信回路を設け、受信回路には、受信した負荷変調信号からデータを復調するために負荷変調信号の振幅変化を検出する振幅変化検出手段と、振幅変化検出手段とは別個に設けられ、受信した負荷変調信号からデータを復調するために負荷変調信号の位相変化を検出する位相変化検出手段とを設けるようにした。

このようにして受信回路及び通信装置は、受信した負荷変調信号からデータを復調するために、当該負荷変調信号の振幅変化だけでなく位相変化も検出するようにしたことにより、負荷変調の結果が負荷変調信号の振幅に現れず位相に現れる場合であっても、データを確実に復調することができる。またこの受信回路及び通信装置においては、振幅変化を検出するための振幅変化検出手段と位相変化を検出するための位相変化検出手段とが別個に設けられていることにより、それぞれ別々に調整を行って最適化することができるので、実装時の作業が容易になる等の効果を得ることができる。

本発明によれば、受信した負荷変調信号からデータを復調するために、当該負荷変調信号の振幅変化だけでなく位相変化も検出するようにしたことにより、負荷変調の結果が負荷変調信号の振幅に現れず位相に現れる場合であっても、データを確実に復調することができる。またこの受信回路及び通信装置においては、振幅変化を検出するための振幅変化検出手段と位相変化を検出するための位相変化検出手段とが別個に設けられていることにより、それぞれ別々に調整を行って最適化することができるので、実装時の作業が容易になる等の効果を得ることができる。

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

（１）第１の実施の形態
（１−１）非接触ＩＣカードシステム
図１において、１は全体として非接触ＩＣカードシステムを示し、アンチコリジョン対応の非接触ＩＣカード２と、当該非接触ＩＣカード２に対するデータの読み出し／書き込みを行うリーダライタ装置３と、当該リーダライタ装置３に接続されたサーバ装置４とによって構成されている。例えばリーダライタ装置３は、非接触ＩＣカード２に書き込むべきデータをサーバ装置４から取得したり、非接触ＩＣカード２から読み出したデータをサーバ装置４へ送信するようになされている。

因みに本実施の形態の場合、非接触ＩＣカード２からリーダライタ装置３へのデータ通信は、キャリア周波数１３．５６［ＭＨｚ］を用いた負荷変調方式により行われる。また非接触ＩＣカード２側の共振周波数は、キャリア周波数１３．５６［ＭＨｚ］と異なる周波数（例えば１９［ＭＨｚ］）に設定されている。

実際上このリーダライタ装置３は、全体を統括的に制御する制御部１０に対し、サーバ装置４と通信するための通信インターフェース部１１と、非接触ＩＣカード２に対しアンテナ部１２を介してデータを送信するための送信部１３と、非接触ＩＣカード２からアンテナ部１２を介してデータを受信するための受信部１４とが接続されて構成されている。

一方、非接触ＩＣカード２は、その内部に図３０に示した非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２を有し、これによりリーダライタ装置３に伝送すべき伝送データを負荷変調し、この結果得られた負荷変調信号Ｓ１をリーダライタ装置３へ送信する。

リーダライタ装置３においては、図３０に示したリーダライタ装置側回路ＣＴ１の共振回路に相当するアンテナ部１２が、非接触ＩＣカード２からの負荷変調信号Ｓ１（電流ｉＬに相当する）を受信し、これを受信部１４へ送出する。この受信部１４は、アンテナ部１２からの負荷変調信号Ｓ１を復調処理し、この結果得られた伝送データＤ１を制御部１０へ供給するようになされている。

（１−２）リーダライタ装置の受信部
本実施の形態の場合、図２〜図４に示す解析結果を受けて、リーダライタ装置３の受信部１４が図５に示すように構成されている。

まずこの解析結果について説明する。図３０との対応部分に同一符号を付して示す図２においては、解析に用いたリーダライタ装置側回路ＣＴ１及び非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２を表している。

図２（Ａ）に示す非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２については、図３０におけるスイッチＳＷ１がＯＦＦ状態の場合を表している。一方図２（Ｂ）に示す非接触ＩＣカード側回路ＣＴ２については、図３０におけるスイッチＳＷ１がＯＮ状態の場合を表している（つまり図２（Ｂ）に示す抵抗Ｒ３´の値は、図３０における抵抗Ｒ３及びＲ４の並列抵抗を想定して設定されている）。

さらにこの場合、コイルＬ１及びＬ２の物理形状と位置関係とに基づいて決定される結合係数ｋの値については、図３６に示す不具合ポイント（距離ｄ１）を想定して設定した。

以上の条件により解析を行うと、図３及び図４に示すような解析結果が得られる。

つまりキャリア周波数が１３．５６［ＭＨｚ］の状態では、図３に示すように、スイッチＳＷ１がＯＦＦ状態（図２（Ａ）の状態）のときにリーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬの振幅と、スイッチＳＷ１がＯＮ状態（図２（Ｂ）の状態）のときにリーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬの振幅との間に、差が生じない。

これにより、不具合ポイントにある非接触ＩＣカード２が、リーダライタ装置３へ伝送する伝送データＤ１に応じて、スイッチＳＷ１をＯＮ又はＯＦＦ状態にすることにより負荷変調したとしても、この負荷変調の結果が、リーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬ（負荷変調信号Ｓ１）の振幅に現れないことがわかる。

従って従来のリーダライタ装置は、負荷変調信号Ｓ１から伝送データＤ１を復調するために、当該負荷変調信号Ｓ１の振幅変化だけを検出するので、非接触ＩＣカード２が不具合ポイントにあると、伝送データＤ１を得ることができない。

ところがキャリア周波数が１３．５６［ＭＨｚ］の状態では、図４に示すように、スイッチＳＷ１がＯＦＦ状態（図２（Ａ）の状態）のときにリーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬの位相と、スイッチＳＷ１がＯＮ状態（図２（Ｂ）の状態）のときにリーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬの位相との間に、差が生じる。

これにより、不具合ポイントにある非接触ＩＣカード２が、リーダライタ装置３へ伝送する伝送データＤ１に応じて、スイッチＳＷ１をＯＮ又はＯＦＦ状態にすることにより負荷変調したとき、この負荷変調の結果が、リーダライタ装置側回路ＣＴ１に流れる電流ｉＬ（負荷変調信号Ｓ１）の位相に現れることがわかる。

本実施の形態の場合、以上の解析結果を受けてリーダライタ装置３の受信部１４が図５に示すように構成されている。すなわちこの受信部１４において振幅変化検出回路１５は、非接触ＩＣカード２からアンテナ部１２を介して負荷変調信号Ｓ１を受信すると、この負荷変調信号Ｓ１の振幅変化を検出した後、この振幅変化の検出結果を表す振幅変化検出結果信号Ｓ２を、受信部１４内の選択復調回路１７へ供給する。因みにこの振幅変化検出回路１５については、図３１に示したような従来構成等を適用することができる。

一方、位相変化検出回路１６は、非接触ＩＣカード２からアンテナ部１２を介して負荷変調信号Ｓ１を受信すると、この負荷変調信号Ｓ１の位相変化を検出した後、この位相変化の検出結果を表す位相変化検出結果信号Ｓ３を、受信部１４内の選択復調回路１７へ供給する。

選択復調回路１７は、非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れている場合には、振幅変化検出結果信号Ｓ２に基づいて復調したデータを、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として制御部１０へ出力し、これに対し非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れている場合には、位相変化検出結果信号Ｓ３に基づいて復調したデータを、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として制御部１０へ出力する。

このようにこのリーダライタ装置３の受信部１４は、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化だけでなく位相変化も検出し、負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れている場合には、位相変化検出回路１６による位相変化の検出結果に基づいて復調したデータを非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として選択するようにしたことにより、非接触ＩＣカード２が不具合ポイントにある場合であっても、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１を確実に得ることができる。

（１−３）位相変化検出回路
次に図６を用いて、位相変化検出回路１６の構成を説明する。この位相変化検出回路１６は、遅延検波する際に用いられる遅延検波回路に相当する。

すなわちこの位相変化検出回路１６は、アンテナ部１２から入力される負荷変調信号Ｓ１を乗算器２１へ供給する。またこの位相変化検出回路１６は、アンテナ部１２から入力される負荷変調信号Ｓ１を遅延回路２２に通し、この結果得られた信号（以下、これを遅延信号と呼ぶ）Ｓ１´を乗算器２１へ供給する。

因みに本実施の形態の場合この遅延回路２２は、非接触ＩＣカード２から送信される伝送データＤ１の伝送量（データレート）に応じて遅延量が設定されるようになされている。この場合この遅延回路２２は、負荷変調信号Ｓ１を１シンボル分だけ遅延させるように、その遅延量が設定されている。

乗算器２１は、負荷変調信号Ｓ１と遅延回路２２からの遅延信号Ｓ１´とを乗算し、この乗算結果をローパスフィルタ２３を介して、上述の位相変化検出結果信号Ｓ３として出力する。ここでこの位相変化検出結果信号Ｓ３は、図７に示すように、負荷変調信号Ｓ１の位相変化に応じて値が変動する。

かくして後段の選択復調回路１７は、位相変化検出回路１６から当該位相変化検出結果信号Ｓ３を受信すると、これに基づいて復調処理を実行することにより、伝送データＤ１に相当する復調データを得ることができる。

ここで、この復調データを例えば図７のように表したとき、最初のタイムスロットの復調データａに対し、１ではなく０が割り当てられてしまうと、正しく得られるべき伝送データＤ１に対して復調データの値が反転してしまう。しかしながら本実施の形態の場合、かかる選択復調回路１７では、復調処理して得られた復調データのシンクコード等に基づいて、当該復調データが反転してしまっているか否かを判定し、反転している場合には当該復調データを補正することにより、正しい復調データ（つまり、正しい伝送データＤ１）を得ることができる。

また本実施の形態の場合、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１がマンチェスタ符号化されていても良い。このマンチェスタ符号においては、信号がＬｏｗレベルからＨｉレベルになったときを「１」とし、ＨｉレベルからＬｏｗレベルになったときを「０」として表すようになされており、この結果、１［bit］のデータが２［bit］で表現される。

この場合、図６に示した位相変化検出回路１６は、マンチェスタ符号化された伝送データＤ１に相当する負荷変調信号Ｓ１を受信すると、当該負荷変調信号Ｓ１と、当該負荷変調信号Ｓ１を遅延回路２２に通すことにより得られた遅延信号Ｓ１´とを、乗算器２１に対して供給する。

この場合、図８に示すように１［bit］の伝送データＤ１が２［bit］で表現されているので、かかる遅延回路２２の遅延量については、例えば１／２［bit］の伝送データＤ１に相当する分だけ負荷変調信号Ｓ１を遅延させるように設定されている。

乗算器２１は、負荷変調信号Ｓ１と遅延回路２２からの遅延信号Ｓ１´とを乗算し、この乗算結果をローパスフィルタ２３を介して、上述の位相変化検出結果信号Ｓ３として出力する。ここでこの位相変化検出結果信号Ｓ３は、図８に示すように、負荷変調信号Ｓ１の位相変化に応じて値が変動する。

かくして後段の選択復調回路１７は、位相変化検出回路１６から当該位相変化検出結果信号Ｓ３を受信すると、これに基づいて復調処理を実行することにより、伝送データＤ１に相当する復調データを得ることができる。

（１−４）選択復調回路
次に図９を用いて、選択復調回路１７の構成を説明する。この選択復調回路１７に対しては、振幅変化検出回路１５から振幅変化検出結果信号Ｓ２が入力されると共に、位相変化検出回路１６から位相変化検出結果信号Ｓ３が入力される。

選択復調回路１７内のＡ／Ｄコンバータ１７ａ及びＡ／Ｄコンバータ１７ｂは、入力された振幅変化検出結果信号Ｓ２及び位相変化検出結果信号Ｓ３に対してそれぞれアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ２及びデータＤ３を、それぞれ伝送路符号検出部１７ｃ及び伝送路符号検出部１７ｄへ供給する。

伝送路符号検出部１７ｃは、データＤ２に対して伝送路符号（例えばマンチェスタ符号）の検出処理を実行し、この結果を選択器１７ｅへ通知すると共に、かかるデータＤ２を選択器１７ｅへ供給する。同じように伝送路符号検出部１７ｄは、データＤ３に対して伝送路符号の検出処理を実行し、この結果を選択器１７ｅへ通知すると共に、かかるデータＤ３を選択器１７ｅへ供給する。

選択器１７ｅは、伝送路符号検出部１７ｃ及び伝送路符号検出部１７ｄから通知される伝送路符号の検出結果に基づいて、伝送路符号検出部１７ｃ及び伝送路符号検出部１７ｄから供給されるデータＤ２及びデータＤ３のうち、伝送路符号が検出されたデータＤ２若しくはデータＤ３を選択する。

そして選択器１７ｅは、選択したデータＤ２若しくはデータＤ３を、同期検出部１７ｆへ供給する。同期検出部１７ｆは、供給されたデータＤ２若しくはデータＤ３に対して同期検出・データ再生処理を実行し、得られた再生データを誤り検出部１７ｇへ供給する。誤り検出部１７ｇは、供給された再生データについて誤りを検出しない場合、これを非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようになされている。

なお本実施の形態の場合、選択器１７ｅは、データＤ２及びデータＤ３の両方について、伝送路符号が検出された旨の通知を受ける場合があり得るが、この場合は、例えば予め設定した優先度に基づいて何れかを選択するようになされている。

また本実施の形態の場合、図９に示す選択復調回路１７に代えて、図１０に示すような選択復調回路１７Ｌを適用するようにしても良い。

すなわち、この選択復調回路１７Ｌ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｌａ及びＡ／Ｄコンバータ１７Ｌｂは、入力される振幅変化検出結果信号Ｓ２及び位相変化検出結果信号Ｓ３に対してそれぞれアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ２及びデータＤ３を、それぞれ同期検出部１７Ｌｃ及び同期検出部１７Ｌｄへ供給する。

同期検出部１７Ｌｃは、データＤ２に対して同期検出・データ再生処理を実行し、同期検出処理の結果を選択器１７Ｌｅへ通知すると共に、得られた再生データＤ２Ｘを選択器１７Ｌｅへ供給する。同じように同期検出部１７Ｌｄは、データＤ３に対して同期検出・データ再生処理を実行し、同期検出処理の結果を選択器１７Ｌｅへ通知すると共に、得られた再生データＤ３Ｘを選択器１７Ｌｅへ供給する。

選択器１７Ｌｅは、同期検出部１７Ｌｃ及び同期検出部１７Ｌｄから通知される同期検出処理の結果に基づいて、同期検出部１７Ｌｃ及び同期検出部１７Ｌｄから供給される再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３Ｘのうち、同期が検出されて再生された再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３Ｘを選択する。

そして選択器１７Ｌｅは、選択した再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３Ｘを、誤り検出部１７Ｌｆへ供給し、当該誤り検出部１７Ｌｆにより誤りが検出されない場合、これを非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようになされている。

なお本実施の形態の場合、選択器１７Ｌｅは、再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３Ｘの両方について、同期が検出された旨の通知を受ける場合があり得るが、この場合は、例えば予め設定した優先度に基づいて何れかを選択するようになされている。

また本実施の形態の場合、図９や図１０に示す選択復調回路１７、１７Ｌに代えて、図１１に示すような選択復調回路１７Ｍを適用するようにしても良い。

すなわち、この選択復調回路１７Ｍ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｍａ及びＡ／Ｄコンバータ１７Ｍｂは、入力される振幅変化検出結果信号Ｓ２及び位相変化検出結果信号Ｓ３に対してそれぞれアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ２及びデータＤ３を、それぞれ同期検出部１７Ｍｃ及び同期検出部１７Ｍｄを介して、再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３Ｘとして、誤り検出部１７Ｍｅ及び誤り検出部１７Ｍｆへ供給する。

誤り検出部１７Ｍｅは、再生データＤ２Ｘについて伝送パケット構造を検出する処理を実行し、この結果を選択器１７Ｍｇへ通知すると共に、かかる再生データＤ２Ｘを選択器１７Ｍｇへ供給する。同じように誤り検出部１７Ｍｆは、再生データＤ３Ｘについて伝送パケット構造を検出する処理を実行し、この結果を選択器１７Ｍｇへ通知すると共に、かかる再生データＤ３Ｘを選択器１７Ｍｇへ供給する。

選択器１７Ｍｇは、誤り検出部１７Ｍｅ及び誤り検出部１７Ｍｆから通知される伝送パケット構造の検出結果に基づいて、誤り検出部１７Ｍｅ及び誤り検出部１７Ｍｆから供給される再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３Ｘのうち、例えば図１２に示すような構造の伝送パケットが正常に検出された再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３Ｘを選択する。

そして選択器１７Ｍｇは、選択した再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３Ｘを、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようになされている。

なお本実施の形態の場合、選択器１７Ｍｇは、再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３Ｘの両方について、伝送パケットが正常に検出された旨の通知を受ける場合があり得るが、この場合は、例えば予め設定した優先度に基づいて何れかを選択するようになされている。

（２）第２の実施の形態
この第２の実施の形態においては、第１の実施の形態と位相変化検出回路１６の構成が異なるだけなので、ここでははこの点のみを説明する。

すなわち図１３に示すように、第２の実施の形態における位相変化検出回路１６Ｘは、負荷変調信号Ｓ１の位相変化に応じた出力信号Ｓｏ１を出力し得るコスタスループ（Costas Loop）でなる。

つまりこの位相変化検出回路１６Ｘは、アンテナ部１２からの負荷変調信号Ｓ１が入力信号Ｓｉｎとして入力されると、これを第１の乗算器４１及び第２の乗算器４２へ供給する。

第１の乗算器４１は、供給された入力信号ＳｉｎをＶＣＯ４３から供給される信号と乗算し、得られた乗算結果をローパスフィルタ４４に通した後、第３の乗算器４６へ供給する。因みにこのローパスフィルタ４４を通過した後の信号を出力させた場合、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化に応じた出力信号ＳｏＸが得られる。

第２の乗算器４２は、供給された入力信号ＳｉｎをＶＣＯ４３から９０°位相シフタ部４８を介して供給される信号と乗算し、得られた乗算結果をローパスフィルタ４５に通した後、出力信号Ｓｏ１として出力すると共に、第３の乗算器４６へ供給する。

第３の乗算器４６は、第１の乗算器４１からローパスフィルタ４４を介して供給された信号と、第２の乗算器４２からローパスフィルタ４５を介して供給された信号とを乗算し、得られた乗算結果を制御信号Ｓｃとして、ループフィルタ４７を通してＶＣＯ４３へ供給するようになされている。

ここで、この位相変化検出回路１６Ｘに対する入力信号Ｓｉｎを、次式（１）、

により表し、またＶＣＯ４３の初期状態がcos(ωt)であるとすると、このときに得られる出力信号Ｓｏ１及び制御信号Ｓｃは、次式（２）〜（３）、

により表される。因みに出力信号ＳｏＸについては、次式（４）、

により表される。そしてかかる制御信号Ｓｃをループフィルタ４７に通してＶＣＯ４３へ供給し、これによりＶＣＯ４３を制御するようにすると、このＶＣＯ４３はsin(ωt+θ(t)+a・π）[ａ=0又は１]の状態に引き込まれ、その結果この状態でロックする。因みにこの場合のＶＣＯ４３及びループフィルタ４７の特性は、例えば図１４のように表される。

次に図１５により、出力信号ＳｏＸ、出力信号Ｓｏ１及び制御信号Ｓｃの位相関係を示す。なおこの図１５においてΔθは、ＶＣＯ４３の位相を基準としたときの入力信号Ｓｉｎの位相を表している。

例えば、非接触ＩＣカード２から受信した負荷変調信号Ｓ１（入力信号Ｓｉｎ）の位相が変化していない場合、この位相変化検出回路１６Ｘはロックされた状態が続き、このとき出力信号ＳｏＸ、出力信号Ｓｏ１及び制御信号Ｓｃの値は、次式（５）〜（７）

により表される。つまり出力信号ＳｏＸには、（５）式で表されるように入力信号Ｓｉｎの振幅変化が現れる。

ここで、不具合ポイントにある非接触ＩＣカード２がスイッチＳＷ１をＯＮ状態又はＯＦＦ状態にすることにより負荷変調を行うと、これに応じてリーダライタ装置３側の位相変化検出回路１６Ｘに入力される負荷変調信号Ｓ１（入力信号Ｓｉｎ）の位相が変化する。

これまで入力信号Ｓｉｎの位相が変化していなかったためにロック状態にあった位相変化検出回路１６Ｘでは、このように入力信号Ｓｉｎの位相が変化すると、ロック状態へ戻るための調整が開始される。

このとき図１６（Ａ）に示すように、入力信号Ｓｉｎの位相変化が発生した時点からロック状態へ戻るまでの間、出力信号Ｓｏ１がＨｉ若しくはＬｏｗに変化する。

これにより、非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１（入力信号Ｓｉｎ）の位相に現れている場合には、出力信号Ｓｏ１に基づいて非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１を復調し得ることがわかる。

かくするにつきこの位相変化検出回路１６Ｘは、かかる出力信号Ｓｏ１を上述の位相変化検出結果信号Ｓ３として後段の選択復調回路１７へ送出する。例えば選択復調回路１７では、位相変化検出結果信号Ｓ３として入力された出力信号Ｓｏ１を、図１７に示すような抵抗Ｒ５１及びコンデンサＣ５１を有する積分回路５１に通すことにより、図１６（Ｂ）に示すような波形の出力信号（以下、これを積分後出力信号と呼ぶ）Ｓｏ１´を得た後、これを図示しないハイパスフィルタに通して直流成分をカットし、続けてゼロクロスコンパレータに入力することにより、伝送データＤ１を復調する。

なお本実施の形態の場合、入力信号Ｓｉｎの位相が変化する以前に位相変化検出回路１６ＸがΔθ=０°の状態でロックされていたか又はΔθ=１８０°の状態でロックされていたかによって、図１６に示したように出力信号Ｓｏ１が逆相になってしまう場合があり、この場合にはこの出力信号Ｓｏ１に基づいて復調された伝送データＤ１が反転してしまう。しかしながらこのリーダライタ装置３は、出力信号Ｓｏ１を復調した際、得られた伝送データＤ１のシンクコード等に基づいて出力信号Ｓｏ１が逆相になっていたか否かを判定し、逆相になっていた場合には当該伝送データＤ１を補正するようにしたことにより、常に正しい伝送データＤ１を得ることができる。

また本実施の形態の場合、この位相変化検出回路１６Ｘにおいては、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化が現れる出力信号ＳｏＸを利用しないので、振幅に対する線形性が要求されず、この結果この位相変化検出回路１６Ｘを格段と容易に実現することができる。

（３）第３の実施の形態
この第３の実施の形態においては、第１の実施の形態と位相変化検出回路１６及び選択復調回路１７の構成が異なるだけなので、ここではこの点のみを説明する。

図１８に示すように、第３の実施の形態における位相変化検出回路１６Ｙは、入力された負荷変調信号Ｓ１に対し、当該負荷変調信号Ｓ１のキャリア周波数と同じ周波数であってそれぞれ位相の異なる２つの信号（以下、これを第１の乗算用信号及び第２の乗算用信号と呼ぶ）Ｓ１１、Ｓ１２を乗算することにより、負荷変調信号Ｓ１の位相変化を検出するようになされている。

つまりこの位相変化検出回路１６Ｙは、アンテナ部１２からの負荷変調信号Ｓ１を、乗算部６１及び６２へ供給する。各乗算部６１及び６２は、供給された負荷変調信号Ｓ１と、所定の信号源から入力される第１の乗算用信号Ｓ１１及び第２の乗算用信号Ｓ１２とをそれぞれ乗算し、この乗算結果をローパスフィルタ６３及び６４に通した後、位相変化検出結果信号（以下、これを第１の位相変化検出結果信号と呼ぶ）Ｓ３ａ及び位相変化検出結果信号（以下、これを第２の位相変化検出結果信号と呼ぶ）Ｓ３ｂとして出力する。

ここで、負荷変調信号Ｓ１の位相変化をΔθで表すと共に、負荷変調信号Ｓ１、第１の乗算用信号Ｓ１１及び第２の乗算用信号Ｓ１２を、次式（８）〜（１０）、

により表すと、第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａは、次式（１１）

により表される。そして負荷変調信号Ｓ１の位相変化Δθが０及びΔθａの間を変化した場合、この第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａの変化量（振幅の差）ΔＳ３ａは、次式（１２）、

により表される。ただし、次式（１３）、

に当てはまる場合は、第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａの値は得られない。

同じようにして、第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂも、次式（１４）

により表される。そして同じように負荷変調信号Ｓ１の位相変化Δθが０及びΔθａの間を変化した場合、この第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂの変化量ΔＳ３ｂも、次式（１５）、

により表される。ただし、次式（１６）、

に当てはまる場合は、第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂの値は得られない。

ここで本実施の形態の場合この位相変化検出回路１６Ｙは、上述したθ１及びθ２の値が、次式（１７）

を満たすように設定されているので、少なくとも第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａ及び第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂの何れかに対し、負荷変調信号Ｓ１の位相変化（Δθ）が現れるようになされている。これにより例えば後段の回路において、この第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａ若しくは第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂの直流成分をカットし、続けてゼロクロスコンパレータ等に入力すれば、２値化されたデータ（伝送データＤ１）を得ることができる。

実際上、本実施の形態の場合、位相変化検出回路１６Ｙの後段の選択復調回路１７Ｎは、例えば図１９のように構成されている。

すなわち、この選択復調回路１７Ｎ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｎａは、入力される振幅変化検出結果信号Ｓ２に対してアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ２を、同期検出部１７Ｎｄを介して、再生データＤ２Ｘとして誤り検出部１７Ｎｈへ供給する。このとき誤り検出部１７Ｎｈは、供給された再生データＤ２Ｘについて伝送パケット構造を検出する処理を実行し、この結果を選択器１７Ｎｊへ通知すると共に、かかる再生データＤ２Ｘを選択器１７Ｎｊへ供給する。

一方、選択復調回路１７Ｎ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｎｂ及びＡ／Ｄコンバータ１７Ｎｃは、入力される位相変化検出結果信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂに対してそれぞれアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ３ａ、Ｄ３ｂを、それぞれ同期検出部１７Ｎｅ及び同期検出部１７Ｎｆへ供給する。

同期検出部１７Ｎｅは、データＤ３ａに対して同期検出・データ再生処理を実行し、同期検出処理の結果を選択器１７Ｎｇへ通知すると共に、得られた再生データＤ３ａＸを選択器１７Ｎｇへ供給する。同じように同期検出部１７Ｎｆは、データＤ３ｂに対して同期検出・データ再生処理を実行し、同期検出処理の結果を選択器１７Ｎｇへ通知すると共に、得られた再生データＤ３ｂＸを選択器１７Ｎｇへ供給する。

選択器１７Ｎｇは、同期検出部１７Ｎｅ及び同期検出部１７Ｎｆから通知される同期検出処理の結果に基づいて、同期検出部１７Ｎｅ及び同期検出部１７Ｎｆから供給される再生データＤ３ａＸ及び再生データＤ３ｂＸのうち、同期が検出されて再生された再生データＤ３ａＸ若しくは再生データＤ３ｂＸを選択する。

そして選択器１７Ｎｇは、選択した再生データＤ３ａＸ若しくは再生データＤ３ｂＸ（例えば、ここでは再生データＤ３ａＸを選択したとする）を、誤り検出部１７Ｎｉへ供給する。このとき誤り検出部１７Ｎｉは、供給される再生データＤ３ａＸについて伝送パケット構造の検出処理を実行し、この結果を選択器１７Ｎｊへ通知すると共に、かかる再生データＤ３ａＸを選択器１７Ｎｊへ供給する。

選択器１７Ｎｊは、誤り検出部１７Ｎｈ及び誤り検出部１７Ｎｉから通知される伝送パケット構造の検出結果に基づいて、誤り検出部１７Ｎｈ及び誤り検出部１７Ｎｉから供給される再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３ａＸのうち、例えば図１２に示すような構造の伝送パケットが正常に検出された再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３ａＸを選択する。

そして選択器１７Ｎｊは、選択した再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３ａＸを、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようになされている。

因みに本実施の形態の場合、この選択復調回路１７Ｎにおいては、再生データＤ３ａＸ若しくは再生データＤ３ｂＸを選択する選択器１７Ｎｇと、当該選択器１７Ｎｇによって選択された例えば再生データＤ３ａＸ若しくは再生データＤ２Ｘを選択する選択器１７Ｎｊとを設ける場合について述べたが、この選択復調回路１７Ｎに入力される位相変化検出結果信号Ｓ３が２つ程度であれば、１つの選択器を設けるだけにしても良い。このように１つの選択器のみを設ける場合、例えば、再生データＤ２Ｘ、Ｄ３ａＸ、Ｄ３ｂＸのそれぞれに対して伝送パケット構造の検出を行う３つの誤り検出部を設け、これら誤り検出部からの通知に基づいて当該１つの選択器が、再生データＤ２Ｘ、Ｄ３ａＸ、Ｄ３ｂＸのうちの一を選択するようにすれば良い。

（４）第４の実施の形態
最初に、第３の実施の形態の位相変化検出回路１６Ｙ（図１８）から出力される第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａ及び第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂについて考える。因みに、第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａの変化量ΔＳ３ａについては、Δθが０及びΔθａの間を変化した場合、上述したように式（１２）により表され、第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂの変化量ΔＳ３ｂについては、式（１５）により表される。

図２０に基づいて、例えば第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａの値を最大にすることを考えると、次式（１８）

を満たす必要がある。

従って、第３の実施の形態における位相変化検出回路１６Ｙにおいては、第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａが当該式（１８）を満たすか、第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂが当該式（１８）と同様の条件を満たすと、このとき第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａ若しくは第２の位相変化検出結果信号Ｓ３ｂにおいて負荷変調信号Ｓ１の位相変化が最も大きく現れるので、後段の選択復調回路１７における復調処理が効率良くなることがわかる。

またここで、第３の実施の形態の位相変化検出回路１６Ｙにおける処理を、図２１のベクトル図を用いて整理する。なおここでは、位相変化検出回路１６Ｙ内の基準クロックと当該位相変化検出回路１６Ｙに入力される負荷変調信号Ｓ１との位相差をθiと考え、当該負荷変調信号Ｓ１をsin（ωt+θi+Δθ）と表した。

つまり図２１によれば、図１８に示した位相変化検出回路１６Ｙでは、例えば第１の乗算用信号Ｓ１１（sin（ωt+θ1+θi））に対する負荷変調信号Ｓ１（sin（ωt+θi+Δθ））の射影が、ローパスフィルタ６３を通した後の出力（第１の位相変化検出結果信号Ｓ３ａに相当し、図中においてその変化量をΔＳ３ａで表す）として得られることが分かる。すなわち負荷変調信号Ｓ１の位相が、例えばΔθ＝０からΔθ＝Δθａに変化した場合、その変化量ΔＳ３ａは図２１に図示するように射影の振幅の変化として現れる。そしてこの場合、当該出力ΔＳ３ａが最大になる軸（以下、これを出力最大軸と呼ぶ）と、当該出力が０になる軸（以下、これを出力０軸と呼ぶ）とは、図２２のように示される。また図２３において、それぞれ位相の異なる乗算用信号を多数用意した場合を示す。

第４の実施の形態においては、以上を踏まえて図２４に示すように位相変化検出回路１６Ｚが構成されている。なおこの第４の実施の形態では、第３の実施の形態と比べて主に位相変化検出回路１６Ｚと選択復調回路１７Ｐの構成が異なるだけなので、以下ではこの点のみを説明する。

この位相変化検出回路１６Ｚでは、負荷変調信号Ｓ１の位相変化が大きく現れる位相変化検出結果信号Ｓ３（Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ、Ｓ３ｃ、……）を選択復調回路１７Ｐへ供給すべく、入力された負荷変調信号Ｓ１に対し、当該負荷変調信号Ｓ１のキャリア周波数と同じ周波数であってそれぞれ位相の異なる多数の乗算用信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３……を乗算するようになされている。

つまりこの位相変化検出回路１６Ｚは、アンテナ部１２からの負荷変調信号Ｓ１を、各乗算部７１、７２、７３……へ供給する。各乗算部７１、７２、７３、……は、供給される負荷変調信号Ｓ１と、所定の信号源ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３、……から入力される乗算用信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３……をそれぞれ乗算し、この乗算結果をローパスフィルタ８１、８２、８３……に通した後、位相変化検出結果信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ、Ｓ３ｃ……として選択復調回路１７Ｐへ出力する。

このようにしてこの位相変化検出回路１６Ｚでは、負荷変調信号Ｓ１に対してそれぞれ位相の異なる多数の乗算用信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３……を乗算するようにしたことにより、この結果得られる位相変化検出結果信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ、Ｓ３ｃ……の何れかにおいて負荷変調信号Ｓ１の位相変化が大きく現れるようにすることができ、この結果後段の選択復調回路１７Ｐにおける復調処理を効率良くすることができる。

ここで図２３を参照しながら、各乗算器７１、……に対して入力される乗算用信号Ｓ１１、……について考える。例えば乗算器７１に対して入力される乗算用信号Ｓ１１の符号が反転したとき、これに対応して出力される位相変化検出結果信号Ｓ３ａの振幅は反転してしまうが、その振幅変化の量は変化しない。従って、当該振幅が反転した位相変化検出結果信号Ｓ３ａを復調した場合でも正常なデータ（伝送データＤ１）を得ることができるので、このことから各乗算器７１、……に入力される乗算用信号Ｓ１１、……が、sin（ωt+0°）であってもsin（ωt+180°）であっても結果に優劣は生じないことがわかる。かくしてこの位相変化検出回路１６Ｚにおいては、sin（ωt+0°）〜sin（ωt+180°）間をできるだけ均等にカバーするようにして、それぞれ位相の異なる複数の乗算用信号Ｓ１１、……を生成することが望ましい。

これを受けて本実施の形態の位相変化検出回路１６Ｚにおいては、信号源ＳＳ１、……がＮ−１個（Ｎ≧３）設けられており、各信号源ＳＳ１、……がそれぞれΔθ´ずつ位相の異なる乗算用信号Ｓ１１、……を生成するとしたとき、このΔθ´とＮとを乗算した値が180°を超えるように当該Δθ´及びＮの値を選定した。つまり、位相差Δθ´を180°/Nとした場合、軸として、sin（ωt+0°）、sin（ωt+（180/N）°）、……、sin（ωt+（180・（N-1）/N）°）の乗算用信号Ｓ１１、……が生成される。このようにすることにより、この位相変化検出回路１６Ｚにおいては、生成した複数の乗算用信号Ｓ１１、……が、sin（ωt+0°）〜sin（ωt+180°）間をほぼ均等にカバーするようにすることができる。なおこの場合、生成した複数の乗算用信号Ｓ１１、……のうちの最大出力軸に最も近いものと、この最大出力軸との間に生じるずれの最大量（以下、これを最大位相誤差量と呼ぶ）は、Δθ´/2により表される（図２３等を参照）。

また、信号源ＳＳ１、……から出力される乗算用信号Ｓ１１、……にばらつきが生じることを予め見込んで、Δθ´及びＮの値を選定するようにしても良い。つまりこのΔθ´が、例えばΔθ´typから±20%ばらつく場合、次式（１９）、

を満たすようにＮの値を決定する。このようにすることにより、この位相変化検出回路１６Ｚにおいては、生成される乗算用信号Ｓ１１、……にばらつきが生じる場合であっても、これら複数の乗算用信号によって、sin（ωt+0°）〜sin（ωt+180°）間をほぼ均等にカバーするようにすることができる。なおこの場合の最大位相誤差量については、（Δθ´typ×1.2）/2に抑えることができる。因みに、この位相変化検出回路１６ＺをＩＣ（Integrated Circuit）内に設けて図２５に示すように所定の基準クロックからゲート遅延を利用して複数の乗算用信号Ｓ１１、……を生成する場合、その遅延量を正確に制御することが難しいので、このような手法が有用となる。

因みに、位相変化検出回路１６Ｚにおいて複数の乗算用信号Ｓ１１、……を生成する手法としては、図２６に示すように、抵抗及びコンデンサからなる遅延回路を用いるようにしても良い。

さらにこの位相変化検出回路１６Ｚにおいて、乗算器７１、……の数を効率良く設けたい場合は、１周期（360°）の1/(2・N)倍（N≧2）の位相差Δθ´からなるN個の乗算用信号Ｓ１１、……を、生成するようにすれば良い。例えばN=2とすると、sin（ωt+0°）の乗算用信号Ｓ１１とsin（ωt+90°）の乗算用信号Ｓ１２とを生成させることになる。この場合この位相変化検出回路１６Ｚにおいては、負荷変調信号Ｓ１に対して４つの乗算用信号（つまり、sin（ωt+0°）、sin（ωt+90°）、sin（ωt+180°）、sin（ωt+270°））を乗算している場合と、等価であると考えることができる。

また、１周期の1/(2・N)倍（N≧2）の位相差Δθ´からなるN個の乗算用信号Ｓ１１、……を生成する場合、キャリア周波数のN倍の周波数でなる信号を生成すれば良い。例えば、図２７に示すようにＤ型フリップフロップを２つ接続した回路を利用することにより、キャリア周波数の２倍の周波数でなる信号から、９０°位相差のある信号を生成することができる。

次に図２８を用いて、選択復調回路１７Ｐの構成を説明する。因みに、ここでは説明を簡略化するため、位相変化検出回路１６Ｚから選択復調回路１７Ｐに対して、４つの位相変化検出結果信号Ｓ３（Ｓ３ａ〜Ｓ３ｄ）が入力されるものとする。

すなわち、この選択復調回路１７Ｐ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｐａは、振幅変化検出回路１５から入力される振幅変化検出結果信号Ｓ２に対してアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ２を、同期検出部１７Ｐｆを介して、再生データＤ２Ｘとして誤り検出部１７Ｐｌへ供給する。このとき誤り検出部１７Ｐｌは、供給された再生データＤ２Ｘについて伝送パケット構造を検出する処理を実行し、この結果を選択器１７Ｐｎへ通知すると共に、かかる再生データＤ２Ｘを選択器１７Ｐｎへ供給する。

一方、選択復調回路１７Ｐ内のＡ／Ｄコンバータ１７Ｐｂ〜１７Ｐｅは、入力される位相変化検出結果信号Ｓ３ａ〜Ｓ３ｄに対してそれぞれアナログデジタル変換処理を施し、この結果得られたデータＤ３ａ〜Ｄ３ｄを、それぞれ同期検出部１７Ｐｇ〜１７Ｐｊへ供給する。

同期検出部１７Ｐｇ〜１７Ｐｊは、データＤ３ａ〜Ｄ３ｄに対してそれぞれ同期検出・データ再生処理を実行し、同期検出処理の結果を選択器１７Ｐｋへ通知すると共に、得られた再生データＤ３ａＸ〜Ｄ３ｄＸを選択器１７Ｐｋへ供給する。

選択器１７Ｐｋは、同期検出部１７Ｐｇ〜１７Ｐｊからそれぞれ通知される同期検出処理の結果に基づいて、同期検出部１７Ｐｇ〜１７Ｐｊから供給される再生データＤ３ａＸ〜Ｄ３ｄＸのうち、同期が検出された例えば再生データＤ３ａＸを選択する。

因みに本実施の形態の場合、選択器１７Ｐｋは、再生データＤ３ａＸ〜Ｄ３ｄＸのうちの幾つかについて、同期を検出した旨の通知を受ける場合があり得るが、この場合は、同期検出部１７Ｐｇ〜１７Ｐｊの何れかから１番最初に通知を受けたものを選択するようになされている。

そして選択器１７Ｐｋは、選択した再生データＤ３ａＸを、誤り検出部１７Ｐｍへ供給する。このとき誤り検出部１７Ｐｍは、供給される再生データＤ３ａＸについて伝送パケット構造の検出処理を実行し、この結果を選択器１７Ｐｎへ通知すると共に、かかる再生データＤ３ａＸを選択器１７Ｐｎへ供給する。

選択器１７Ｐｎは、誤り検出部１７Ｐｌ及び誤り検出部１７Ｐｍから通知される伝送パケット構造の検出結果に基づいて、誤り検出部１７Ｐｌ及び誤り検出部１７Ｐｍから供給される再生データＤ２Ｘ及び再生データＤ３ａＸのうち、例えば図１２に示すような構造の伝送パケットが正常に検出された再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３ａＸを選択する。

そして選択器１７Ｐｎは、選択した再生データＤ２Ｘ若しくは再生データＤ３ａＸを、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようになされている。

（５）第１乃至第４の実施の形態における動作及び効果
以上の構成においてリーダライタ装置３の受信部１４は、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化だけでなく位相変化も検出し、非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れている場合には、位相変化の検出結果に基づいて復調したデータを非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１として、制御部１０へ出力するようにした。

これにより、非接触ＩＣカード２が不具合ポイントにあるため、当該非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れる場合であっても、非接触ＩＣカード２からの伝送データＤ１を確実に得ることができる。

以上の構成によれば、リーダライタ装置３は、負荷変調信号Ｓ１から伝送データＤ１を復調するために、当該負荷変調信号Ｓ１の振幅変化だけでなく位相変化も検出するようにしたことにより、非接触ＩＣカード２による負荷変調の結果が負荷変調信号Ｓ１の振幅に現れず位相に現れる場合であっても伝送データＤ１を得ることができ、かくして非接触ＩＣカード２と確実にデータ通信することができる。

特に、駅に設けられた券売機等では、ユーザにより挿入された非接触ＩＣカード２が券売機内部において機械的に位置固定され、その上で当該券売機内部のリーダライタ装置により非接触ＩＣカード２に対するデータの読み出し／書き込みが行われる。従ってこの場合には、非接触ＩＣカード２が、リーダライタ装置から距離ｄ１だけ離れた不具合ポイントで、位置固定されてしまう可能性がある。本実施の形態のリーダライタ装置３は、このような状況になった場合であっても、非接触ＩＣカード２とのデータ通信を確実に行うことができる。

また本実施の形態の場合、このリーダライタ装置３の受信部１４では、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化を検出する振幅変化検出回路１５と、負荷変調信号Ｓ１の位相変化を検出する位相変化検出回路１６とを別個に設けるようにしたことにより、それぞれ別々に調整を行って最適化することができるので、実装時の作業が容易になる等の効果を得ることができる。

また、負荷変調信号Ｓ１の振幅変化を検出するための回路を既に有する従来のリーダライタ装置（図３１）に対し、位相変化検出回路１６を設けるだけで、本実施の形態のリーダライタ装置３と同様のリーダライタ装置を実現することができる。

（６）他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、コスタスループでなる位相変化検出回路１６Ｘが、出力信号Ｓｏ１を位相変化検出結果信号Ｓ３として後段の選択復調回路１７へ送出し、これによりこの出力信号Ｓｏ１を選択復調回路１７に復調処理させる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、位相変化検出回路１６Ｘは、制御信号Ｓｃを位相変化検出結果信号Ｓ３として後段の選択復調回路１７へ送出するようにしても良い。この場合、この制御信号Ｓｃにも負荷変調信号Ｓ１（入力信号Ｓｉｎ）の位相変化が現れているので、上述した効果と同様の効果を得ることができる。

また上述の実施の形態においては、コスタスループでなる位相変化検出回路１６Ｘが、Δθ=０°又は１８０°にロックされる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、Δθ=９０°又は２７０°にロックされるようにしても良い。また、このコスタスループでなる位相変化検出回路１６Ｘの実現方法については、アナログ回路又はデジタル回路の何れでも実装することが可能である。

さらに上述の実施の形態においては、図６に示すように、遅延検波回路構成でなる位相変化検出回路１６を適用する場合について述べたが、これに代えて、例えば図２９に示すようなデジタル回路を適用するようにしても良い。この場合このデジタル回路は、入力される負荷変調信号Ｓ１と、当該負荷変調信号Ｓ１を遅延回路に通して得られた遅延信号Ｓ１´とを、ＥＸＯＲ（Exclusive-OR：排他的論理和）部により処理し、この結果を位相変化検出結果信号Ｓ３として出力するようになされている。

さらに上述の実施の形態においては、それぞれ位相の異なる複数の乗算用信号Ｓ１１、……を生成するに当たり、図２７に示すようなＤ型フリップフロップが２つ接続されて構成された回路を利用し、又は図２６に示すような抵抗及びコンデンサを有する遅延回路を利用し、又は図２５に示すようにＩＣ内部のゲート遅延を利用したりする場合について述べたが、本発明はこれに限らず、これらを組み合わせて用いるようにしても良い。

さらに上述の実施の形態においては、図９に示す選択復調回路１７を適用するか、若しくは図１０に示す選択復調回路１７Ｌを適用するか、若しくは図１１に示す選択復調回路１７Ｍを適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、これら選択復調回路１７、選択復調回路１７Ｌ、選択復調回路１７Ｍを適宜組み合わせて適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態において、誤り検出部１７ｇ、１７Ｌｆは、ＣＲＣに基づいて誤り検出処理する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、プリアンブル及びシンクコード等に基づいて誤り検出処理するようにしても良い。
良い。

さらに上述の実施の形態においては、図１０に示す同期検出部１７Ｌｃ、１７Ｌｄが、同期検出のみを実行する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、同期検出部１７Ｌｃ、１７Ｌｄは、伝送路符号を検出する処理も実行するようにしても良い。この場合後段の選択器１６Ｌｅは、同期検出部１７Ｌｃ、１７Ｌｄから通知される同期検出の結果と伝送路符号検出の結果とに基づいて、データＤ２又はデータＤ３を選択するようにすれば良い。

さらに上述の実施の形態においては、選択復調回路１７、１７Ｌ、１７Ｍ、１７Ｎ、１７Ｐにおいて、Ａ／Ｄコンバータ１７ａ、１７ｂ、１７Ｌａ、１７Ｌｂ、１７Ｍａ、１７Ｍｂ、１７Ｎａ〜１７Ｎｃ、１７Ｐａ〜１７Ｐｅを設ける場合について述べたが、前段の振幅変化検出回路１５や位相変化検出回路１６がデジタル回路で構成される場合、これらについては設けなくても良い。

さらに上述の実施の形態では、非接触ＩＣカード２とデータ通信する通信装置として、リーダライタ装置３を適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、負荷変調された負荷変調信号Ｓ１を受信して復調処理を行うものであれば、非接触ＩＣカード２とデータ通信するようになされた携帯電話機やＰＤＡ（Personal Digital Assistance）等、この他種々の装置を適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態では、振幅変化検出手段（振幅変化検出回路１５）と位相変化検出手段（位相変化検出回路１６、１６Ｘ、１６Ｙ、１６Ｚ）を有する受信回路として、図５に示すような構成でなる受信部１４を適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の構成を適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態では、第１の生成データ（Ｄ２）及び第２の生成データ（Ｄ３）に対し伝送路符号の検出を行う伝送路符号出手段として伝送路符号検出部１７ｃ、１７ｄを適用し、同期検出を行う同期検出手段として同期検出部１７Ｌｃ、１７Ｌｄを適用し、伝送パケット構造の検出を行うパケット構造検出手段として誤り検出部１７Ｍｅ、１７Ｍｆを適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の構成を適用することができる。

さらに上述の実施の形態では、乗算用信号Ｓ１１、Ｓ１２、……を各乗算部７１、７２、……へ供給する信号生成手段として、信号源ＳＳ１、ＳＳ２、……を適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の構成を適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態では、搬送波に対する位相同期を行う位相同期回路として、コスタスループでなる位相変化検出回路１６Ｘを適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、搬送波に対する位相同期を行うものであれば、この他種々の構成を適用することができる。

本発明は、非接触ＩＣカードとデータ通信するリーダライタ装置等に利用することができる。

非接触ＩＣカードシステムの構成を示す略線図である。 解析対象を示す略線図である。 振幅変化についての解析結果を示す略線図である。 位相変化についての解析結果を示す略線図である。 受信部の構成を示す略線図である。 位相変化検出回路の構成（１）を示す略線図である。 各部の位相の様子（１）を示す略線図である。 各部の位相の様子（２）を示す略線図である。 選択復調回路（１）の構成を示す略線図である。 選択復調回路（２）の構成を示す略線図である。 選択復調回路（３）の構成を示す略線図である。 バケット構造を示す略線図である。 位相変化検出回路の構成（２）を示す略線図である。 ＶＣＯ及びループフィルタの概略特性を示す略線図である。 各出力の位相関係を示す略線図である。 出力信号の位相変化を示す略線図である。 パッシブ積分回路の構成を示す略線図である。 位相変化検出回路の構成（３）を示す略線図である。 選択復調回路（４）の構成を示す略線図である。 ｓｉｎ波の様子を示す略線図である。 ベクトル図（１）を示す略線図である。 ベクトル図（２）を示す略線図である。 ベクトル図（３）を示す略線図である。 位相変化検出回路の構成（４）を示す略線図である。 ＩＣのゲート遅延の様子を示す略線図である。 遅延回路の一例を示す略線図である。 Ｄ型フリップフロップにより構成された回路を示す略線図である。 選択復調回路（５）の構成を示す略線図である。 デジタル回路の一例を示す略線図である。 従来の非接触ＩＣカードシステムを示す略線図である。 従来の検出回路及び復調回路を示す略線図である。 従来の復調回路を示す略線図である。 従来の伝送パケット（１）を示す略線図である。 マンチェスタ符号を示す略線図である。 従来の伝送パケット（２）を示す略線図である。 リーダライタ装置に対し非接触ＩＣカードを鉛直上方に移動させた場合の通信特性を示す略線図である。

符号の説明

１……非接触ＩＣカードシステム、２……非接触ＩＣカード２、３……リーダライタ装置、４……サーバ装置、１０……制御部、１２……アンテナ部、１４……受信部、１５……振幅変化検出回路、１６……位相変化検出回路、１７、１７Ｌ、１７Ｍ、１７Ｎ、１７Ｐ……選択復調回路、ＣＴ１……リーダライタ装置側回路、ＣＴ２……非接触ＩＣカード側回路。

Claims (28)

1. 受信した負荷変調信号からデータを復調するために上記負荷変調信号の振幅変化を検出する振幅変化検出手段と、
   上記振幅変化検出手段とは別個に設けられ、上記受信した負荷変調信号から上記データを復調するために上記負荷変調信号の位相変化を検出する位相変化検出手段と
   を具えることを特徴とする受信回路。
2. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、伝送路符号の検出を行う伝送路符号検出手段と、
   上記伝送路符号検出手段により伝送路符号が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
   を具えることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
3. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、同期検出を行う同期検出手段と、
   上記同期検出手段により同期が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
   を具えることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
4. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、伝送パケット構造の検出を行うパケット構造検出手段と、
   上記パケット構造検出手段により上記伝送パケット構造が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
   を具えることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
5. 上記位相変化検出手段は、遅延検波回路でなる
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
6. 上記遅延検波回路は、
   上記データのデータレートに応じて上記負荷変調信号を所定シンボル分遅延させる遅延部と、
   上記遅延部からの出力と上記負荷変調信号とを乗算する乗算部と
   を具えることを特徴とする請求項５に記載の受信回路。
7. 上記位相変化検出手段は、搬送波に対する位相同期回路でなる
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
8. 上記位相変化検出手段は、
   上記負荷変調信号がそれぞれ入力される複数の乗算部と、
   上記負荷変調信号と同周波数であってそれぞれ位相の異なる複数の乗算用信号を生成する信号生成手段と
   を具え、
   上記信号生成手段は、
   生成した各上記乗算用信号を各上記乗算部へ供給し、
   各上記乗算部は、
   上記入力される負荷変調信号と上記供給される乗算用信号とを乗算する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
9. 各上記乗算部の乗算結果として得られる複数の乗算結果データのそれぞれに対し、同期検出を行う複数の同期検出部と、
   上記複数の乗算結果データのうち上記同期検出部により同期が検出された乗算結果データを選択する乗算結果データ選択部と
   を具えることを特徴とする請求項８に記載の受信回路。
10. 上記信号生成手段は、
    各上記乗算用信号の位相差がΔθになるように上記乗算用信号をＮ−１個（Ｎ≧３）生成する場合、上記Δθと上記Ｎとを乗算した結果が１８０°を超えるように、上記Δθ及び上記Ｎの値が設定されてなる
    ことを特徴とする請求項８に記載の受信回路。
11. 上記信号生成手段は、
    上記負荷変調信号と同周波数の信号を半導体集積回路のゲート遅延を利用して順次遅延させることにより、それぞれの位相差がΔθでなるＮ−１個の上記乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の受信回路。
12. 上記信号生成手段は、
    抵抗及びコンデンサを有する遅延回路を具え、上記負荷変調信号と同周波数の信号を上記遅延回路を介して順次遅延させることにより、それぞれの位相差がΔθでなるＮ−１個の上記乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の受信回路。
13. 上記信号生成手段は、
    Ｎ個（Ｎ≧２）の上記乗算用信号を生成する場合、生成される各上記乗算用信号の位相差Δθが、
    
    

    

    になるように設定されてなる
    ことを特徴とする請求項８に記載の受信回路。
14. 上記信号生成手段は、上記負荷変調信号の周波数をＮ倍した信号を生成し、当該生成した信号を基に上記位相差Δθの乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１３に記載の受信回路。
15. 外部からの負荷変調信号を受信する受信回路を有し、
    上記受信回路は、
    上記受信した負荷変調信号からデータを復調するために上記負荷変調信号の振幅変化を検出する振幅変化検出手段と、
    上記振幅変化検出手段とは別個に設けられ、上記受信した負荷変調信号から上記データを復調するために上記負荷変調信号の位相変化を検出する位相変化検出手段と
    を具えることを特徴とする通信装置。
16. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、伝送路符号の検出を行う伝送路符号検出手段と、
    上記伝送路符号検出手段により伝送路符号が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
    を具えることを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
17. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、同期検出を行う同期検出手段と、
    上記同期検出手段により同期が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
    を具えることを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
18. 上記検出した振幅変化に基づいて生成した第１の生成データ及び上記検出した位相変化に基づいて生成した第２の生成データに対し、伝送パケット構造の検出を行うパケット構造検出手段と、
    上記パケット構造検出手段により上記伝送パケット構造が検出された上記第１の生成データ又は上記第２の生成データを、上記データを復調するために選択する選択手段と
    を具えることを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
19. 上記位相変化検出手段は、遅延検波回路でなる
    ことを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
20. 上記遅延検波回路は、
    上記データのデータレートに応じて上記負荷変調信号を所定シンボル分遅延させる遅延部と、
    上記遅延部からの出力と上記負荷変調信号とを乗算する乗算部と
    を具えることを特徴とする請求項１９に記載の通信装置。
21. 上記位相変化検出手段は、搬送波に対する位相同期回路でなる
    ことを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
22. 上記位相変化検出手段は、
    上記負荷変調信号がそれぞれ入力される複数の乗算部と、
    上記負荷変調信号と同周波数であってそれぞれ位相の異なる複数の乗算用信号を生成する信号生成手段と
    を具え、
    上記信号生成手段は、
    生成した各上記乗算用信号を各上記乗算部へ供給し、
    各上記乗算部は、
    上記入力される負荷変調信号と上記供給される乗算用信号とを乗算する
    ことを特徴とする請求項１５に記載の通信装置。
23. 各上記乗算部の乗算結果として得られる複数の乗算結果データのそれぞれに対し、同期検出を行う複数の同期検出部と、
    上記複数の乗算結果データのうち上記同期検出部により同期が検出された乗算結果データを選択する乗算結果データ選択部と
    を具えることを特徴とする請求項２２に記載の通信装置。
24. 上記信号生成手段は、
    各上記乗算用信号の位相差がΔθになるように上記乗算用信号をＮ−１個（Ｎ≧３）生成する場合、上記Δθと上記Ｎとを乗算した結果が１８０°を超えるように、上記Δθ及び上記Ｎの値が設定されてなる
    ことを特徴とする請求項２２に記載の通信装置。
25. 上記信号生成手段は、
    上記負荷変調信号と同周波数の信号を半導体集積回路のゲート遅延を利用して順次遅延させることにより、それぞれの位相差がΔθでなるＮ−１個の上記乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項２４に記載の通信装置。
26. 上記信号生成手段は、
    抵抗及びコンデンサを有する遅延回路を具え、上記負荷変調信号と同周波数の信号を上記遅延回路を介して順次遅延させることにより、それぞれの位相差がΔθでなるＮ−１個の上記乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項２４に記載の通信装置。
27. 上記信号生成手段は、
    Ｎ個（Ｎ≧２）の上記乗算用信号を生成する場合、生成される各上記乗算用信号の位相差Δθが、
    
    

    

    になるように設定されてなる
    ことを特徴とする請求項２２に記載の通信装置。
28. 上記信号生成手段は、上記負荷変調信号の周波数をＮ倍した信号を生成し、当該生成した信号を基に上記位相差Δθの乗算用信号を生成する
    ことを特徴とする請求項２７に記載の通信装置。
    

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