JP2010133866A - サンプリング波形測定装置および信号品質モニタ - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、入力信号のビット周波数の概略値が未知であっても、タイミングドリフトの少ないアイ波形を測定できるサンプリング波形測定装置及び精度の高い信号品質モニタを提供することを目的とする。
【解決手段】本発明は、サンプリング波形の時間軸信号を与えるビット同期回路が、入力信号のビット周波数とサンプリング周波数又はサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数のサンプリング周波数に対する比を検出し、検出したビート周波数のサンプリング周波数に対する比から時間軸信号を決定し、時間軸信号として出力することを特徴とするサンプリング波形測定装置である。
【選択図】図７

Description

本発明は、高速信号の波形をディジタル化して測定するサンプリング測定装置および測定した波形の品質をモニタする信号品質モニタに関する。

従来のサンプリング波形測定装置の構成を図１に示す。被測定対象である光信号発生器７００は、高速（例えば、４０Ｇｂｐｓ）の光入力信号と同時に光入力信号と同期した基準周波数（例えば１０ＭＨｚ）の正弦波信号を出力する。サンプリング波形測定装置６００において、サンプリング周波数算出部６０７は、光入力信号のビット周波数が手動で入力されると、ビット周波数の整数分の１よりも僅かに低いサンプリング周波数（例えば９．９９９９９ＭＨｚ）を算出し、周波数シンセサイザ６０６に設定する。周波数シンセサイザ６０６では、入力された基準周波数に従って、設定されたサンプリング周波数の正弦波信号を生成する。光サンプリングパルス発生回路６０５は、周波数シンセサイザ６０６の出力に従って、繰返しがサンプリング周波数に等しく、パルス幅が短い光サンプリングパルスを発生する。光サンプリングゲート６０１は、光サンプリングパルスが入力された時にゲートを開いて光入力信号をサンプリングする。光サンプリングゲート６０１の出力は、受光器６０２で電気信号に変換され、アナログ−ディジタル変換回路（以後、「アナログ−ディジタル変換回路」を「Ａ−Ｄ変換回路」と略記する。）６０３でディジタル信号に変換され、アイ波形表示部６０４に入力される。

サンプリング波形測定装置６００のサンプリング波形の測定原理を図２に示す。光サンプリングパルス発生回路６０５の出力する光サンプリングパルス（図２（ｂ））の繰返し周期は光入力信号（図２（ａ））の繰返し周期の整数倍よりも僅かに長いので、光入力信号のパルス波形上の相対的なサンプリング位置は、前回のサンプリングよりも僅かに後方となる。この相対的なサンプリング位置の差をΔｔとする。入力信号が繰返し波形の場合、入力信号を０、Δｔ、２Δｔ、３Δｔ・・・の位置でサンプリングしたのと等価になる。光サンプリングゲート６０１の出力する出力信号（図２（ｃ））は、この光入力信号のパルス波形を時間軸方向に拡大した包絡線が得られる。光サンプリングゲート６０１の出力する出力信号は、時間軸が拡大されるので、低速の受光器６０２やＡ−Ｄ変換回路６０３を用いて高速の光入力信号波形を観測することが出来る。図２（ａ）から図２（ｃ）では光入力信号が完全な繰返し波形の場合を示したが、光入力信号が２値のディジタル信号の場合、“０”に対応したサンプリング点と“１”に対応したサンプリング点が分離したアイ波形が得られる。ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号の信号のアイ波形の例を図３に示す。

サンプリング周波数をｆ_ｓ、入力信号のビット周波数をｆ_ｉｎとすると、１サンプル当たりの等価時間ステップΔｔは、次の数式で表される。

但し、Ｎは整数である。

従来技術では、通常０＜Δｔ＜＜１／ｆ_ｉｎとなるようにＮ及びｆ_ｓを選定する。光サンプリングゲート６０１の出力信号として、時間軸がＳ＝１／（Δｔ・ｆ_ｓ）倍に拡大された入力信号波形が得られる。例えば、光入力信号のビット周波数が４０ＧＨｚ、サンプリング周波数が９．９９９９９ＭＨｚの場合、Δｔは０．１ｐｓとなり時間軸が約１０^６倍に拡大される。この方法では入力信号のビット周波数とサンプリング周波数の関係を正確に合わせる必要があり、被測定対象７００とサンプリング波形測定装置６００の間で基準周波数の同期をとる必要がある。長距離の光ファイバで伝送された信号を測定する場合、被測定対象７００とサンプリング波形測定装置６００の間の距離が長く、電気信号で基準周波数の同期をとることが困難であった。この場合、基準周波数を別途光信号として伝送する手法や、受信端で光入力信号からクロック成分を抽出する手法がある。

しかし前者は、被測定信号となる通常の光入力信号以外の信号を送受信する特別な装置が送受信端両側に必要となり非常に繁雑である。後者は、高い周波数のクロック成分を抽出するクロック抽出回路が高価でかつ抽出可能なクロック周波数範囲が限られるといった問題点があった。またサンプリング波形測定装置６００では、光入力信号に応じてビット周波数を設定する必要があると共に、周波数分解能が高くタイミングドリフトが少ない周波数シンセサイザおよびそれに同期した光サンプリングパルス発生回路６０５が必要で、測定装置が高価で大型になるという問題があった。

上記で説明した基準周波数の同期の問題を解決するために、ソフトウェア同期法を適用したサンプリング波形測定装置（例えば、非特許文献１参照。）が提案されている。ソフトウェア同期法を適用したサンプリング波形測定装置６００の構成を図４に示す。光サンプリングパルス発生回路６０５、光サンプリングゲート６０１、受光器６０２、Ａ−Ｄ変換回路６０３の構成は前述の従来技術と同じである。６０４はアイ波形表示部、６０６は周波数シンセサイザ、６０７はサンプリング周波数算出部、６１１は２乗検波回路、６１２は離散フーリエ変換器、６１３はローパスフィルタ、６１４は最大値検出回路、６１５はΔｔ変更回路、６１６は振幅スライス回路、６１７はヒストグラム、６１８は２乗和回路、６１９は最大値検出回路、６２０は時間軸決定回路である。周波数シンセサイザ６０６は被測定対象と基準周波数の同期をとっていないため、サンプリング周波数に若干の誤差が発生する。サンプリング周波数ｆ_ｓの誤差が小さくても、等価時間ステップΔｔの誤差は拡大されて大きくなる。例えば、光入力信号のビット周波数ｆ_ｉｎが４０ＧＨｚ、サンプリング周波数ｆ_ｓが９．９９９９９ＭＨｚの場合、サンプリング周波数ｆ_ｓの相対誤差が１０^−７で、等価時間ステップΔｔの相対誤差が１０％となる。

サンプリングされた信号に発生するビート周波数について図５を用いて説明する。ＲＺ符号の信号は、図５（ａ）に示すようにビット周波数およびその整数倍の周波数２ｆ_ｉｎ、３ｆ_ｉｎ、・・・の周波数成分を持つ。一方、サンプリング周波数ｆ_ｓのサンプリングパルスは、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆ_ｓ及びその整数倍の周波数２ｆ_ｓ、３ｆ_ｓ、・・・の周波数成分を持つ。サンプリングは入力信号とサンプリングパルスの乗算に相当するので、図５（ｃ）に示す周波数差がビート周波数となり、光サンプリングゲート６０１の出力信号には図５（ｄ）に示すビート周波数ｆ_ｂ、２ｆ_ｂ、３ｆ_ｂ、・・・のビート信号が発生する。ビット周波数ｆ_ｉｎの光入力信号とサンプリング周波数ｆ_ｓのサンプリングパルスによるビート信号のビート周波数は次の数式で表される。

数式（１）と数式（２）より、

となる。数式３より、ビート周波数ｆ_ｂが光サンプリングゲート６０１の出力の繰り返し周波数に等しいことが分かる。また、ビート周波数ｆ_ｂがｆ_ｓ／２よりも十分小さい場合、ビット周波数ｆ_ｉｎの整数倍の周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数はｆ_ｂの整数倍となり、図５（ｄ）に示すように、ｆ_ｂとその整数倍の関係となる。

ビット周波数成分を持たないＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号の光入力信号を測定するために、Ａ−Ｄ変換されたディジタル信号Ｙ_ｉに対して次の数式に示す２乗演算を行なう。

２乗演算によってビット周波数成分及びその高調波成分が発生するので、ＲＺ信号と同様のビート周波数を持つビート信号が発生する。Ｙ_ｉ’に対して離散フーリエ変換を行なうと図５（ｄ）のようなスペクトルが得られる。

なお、入力信号のパルス幅が１ビット周期に比べて短い場合、ビット周波数の整数倍の周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数のレベルがビット周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数のレベルに近くなる。僅かなノイズ等によってこのレベル差が逆転することもあり、単にスペクトルの最大値を探すだけではビット周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数を確実に検出することは出来ない。そこで、図５（ｅ）のようにビット周波数の整数倍の周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数２ｆ_ｂ、３ｆ_ｂ、・・・をローパスフィルタによって除去した後、最大値を検出すると、ビット周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数ｆ_ｂが得られる。数式３より、

となり、ｆ_ｂからΔｔを求めることが出来る。

しかし、Ｙ_ｉ’を離散フーリエ変換して得られるスペクトルは離散スペクトルであるため、ビート成分の周波数分解能が離散フーリエ変換のデータ点数で制限され、これより求めたΔｔは誤差を持つ。Δｔに誤差があると、アイ波形にタイミングドリフトが発生するため、離散スペクトルから求めたΔｔを初期値として以下の繰返し処理を行なうことにより正確なΔｔを求める。タイミングドリフトが無い場合のアイ波形とヒストグラムを図６に示す。まず、Δｔの初期値を用いて図６（ａ）のようにアイ波形を描き、図６（ａ）の２本の横線の間にあるサンプルについて図６（ｂ）のようにヒストグラムを作成する。ヒストグラムの各サンプル数をκとし、その２乗和Σκ^２を計算する。Δｔを変更して繰返し２乗和Σκ^２を計算し、２乗和Σκ^２が最大になる時のΔｔをΔｔの最適値とする。Δｔの最適値が求まると、数式６

のようにしてＹ_ｉに対応する時間軸値Ｘ_ｉを再構成し、タイミングドリフトが最小のアイ波形を得ることが出来る。つまり、被測定対象とサンプリング波形測定装置の間で基準周波数の同期をとらず、光入力信号のビット周波数とサンプリング周波数の関係に誤差が存在する場合でも、サンプリングされた信号からΔｔを正確に求め、入力信号と同期したアイ波形を得ることが出来る。
Ｍａｔｈｉａｓ Ｗｅｓｔｌｕｎｄ， Ｈｅｎｒｉｋ Ｓｕｎｎｅｒｕｄ， Ｍａｇｎｕｓ Ｋａｒｌｓｏｎ， ａｎｄ Ｐｅｔｅｒ Ａ． Ａｎｄｒｅｋｓｏｎ， "Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ａｌｌ−Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓａｍｐｌｉｎｇ ｆｏｒ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ"， ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ， ｖｏｌ．２３， ｎｏ．３， ｐｐ．１０８８−１０９９， Ｍａｒｃｈ ２００５

前述したソフトウェア同期法では、アイ波形を生成しスライスしてヒストグラムを求めるという複雑な処理を、Δｔを変えて繰返し行なう必要があり、演算量が多いという課題がある。また、ビット周波数の整数倍の周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数がビット周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数よりも低くなると、ローパスフィルタによって除去出来なくなるので、常にビット周波数とサンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数ｆ_ｂがｆ_ｓ／２よりも十分小さくなるようにする必要がある。このためには、光入力信号のビット周波数の概略値が既知で、それに合わせてサンプリング周波数を設定する必要がある。

そこで、入力信号のビット周波数の概略値が不明で、また、サンプリング周波数が不明であっても、少ない演算量でタイミングドリフトの少ないアイ波形を測定できるサンプリング波形測定装置及び精度の高い信号品質モニタを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係るサンプリング波形測定装置は、離散スペクトルのデータ間を補間した後、前記入力信号のビット周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比を検出し、検出した前記ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比から時間軸信号を決定することを特徴とする。

具体的には、本発明は、一定のサンプリング周波数のサンプリングパルスを発生するサンプリングパルス発生回路と、入力信号が入力され、前記サンプリングパルス発生回路からのサンプリングパルスが入力された時に前記入力信号をサンプリングするサンプリングゲート回路と、前記サンプリングゲート回路からのサンプリングされた入力信号をディジタル変換して振幅軸信号として出力するアナログ−ディジタル変換回路（以後、「アナログ−ディジタル変換回路」を「Ａ−Ｄ変換回路」と略記する。）と、前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を用いて前記入力信号のビット周波数と同期をとった時間軸信号を出力するビット同期回路と、を備え、前記ビット同期回路は、前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を離散フーリエ変換して離散スペクトルを算出し、前記離散スペクトルのデータ間を補間した後、前記入力信号のビット周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数（以後、「前記入力信号のビット周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数」を「基本波ビート周波数」と略記する。）の前記サンプリング周波数に対する比を検出し、検出した前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比から時間軸信号を決定し、前記時間軸信号として出力することを特徴とするサンプリング波形測定装置である。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号のビット周波数の概略値が不明で、また、サンプリング周波数が不明であっても、タイミングドリフトの少ないアイ波形を測定することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルから前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比の概略値を算出し、算出した概略値を用いて前記離散スペクトルのデータ間を補間してもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、少ない演算量で離散スペクトルのデータ間隔よりも高い分解能でビート周波数を検出することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルが最大となる最大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比の概略値としてもよい。
入力信号のビット周波数成分のレベルがビット周波数の整数倍の周波数成分のレベルより大きい場合、本発明に係るサンプリング波形測定装置は、容易に基本波ビート周波数を推定することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルが極大となる極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を複数検出し、前記極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比のいずれかが前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比であると仮定し、前記ビット周波数の整数倍の周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数（以後、「前記ビット周波数の整数倍の周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数」を「高調波ビート周波数」と略記する。）の前記サンプリング周波数に対する比と前記極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比との誤差を計算し、前記誤差が最も小さくなる場合に仮定した極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比としてもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号のビット周波数成分のレベルがビット周波数の整数倍の周波数成分のレベルより小さい、又は近い場合においても、確実に基本波ビート周波数を推定することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記ビット同期回路が、前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を非線形関数に入力し、前記非線形関数の出力を離散フーリエ変換してもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、ＮＲＺ符号の信号に対しても精度よくビート周波数を検出することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記ビット同期回路が、前記基本波ビート周波数の信号成分の位相を検出し、検出した前記位相を用いて前記入力信号の特定の位置が特定の時間軸値となるように前記時間軸信号を決定してもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、時間軸方向の変動の少ないアイ波形を得ることができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、一定の時間軸値範囲内に前記時間軸信号が発生しない場合に、前記サンプリングパルス発生回路が、前記サンプリング周波数を変更してもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、アイ波形の欠落を防止することができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記入力信号が光入力信号であり、前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが電気サンプリングパルスであり、前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの電気サンプリングパルスが入力された時に前記光入力信号をサンプリングする光変調器と、前記光変調器の出力するサンプリングされた光信号を電気信号に変換してサンプリングされた入力信号として出力する受光器と、を備えてもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号が光入力信号であり、サンプリングパルスが電気サンプリングパルスであっても、サンプリング波形を得ることができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記入力信号が光入力信号であり、前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが光サンプリングパルスであり、前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの光サンプリングパルスが入力された時に前記光入力信号をサンプリングする光サンプリングゲートと、前記光サンプリングゲートの出力するサンプリングされた光信号を電気信号に変換してサンプリングされた入力信号として出力する受光器と、を備えてもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号が光入力信号であり、サンプリングパルスが光サンプリングパルスであっても、サンプリング波形を得ることができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記入力信号が電気入力信号であり、前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが光サンプリングパルスであり、前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの光サンプリングパルスが入力された時に前記電気入力信号をサンプリングするＥＯサンプリングゲート、を備えてもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号が電気入力信号であり、サンプリングパルスが光サンプリングパルスであっても、サンプリング波形を得ることができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記サンプリングパルス発生回路が、パッシブモード同期ファイバレーザでもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、簡易に光サンプリングパルスを得ることができる。

本発明に係るサンプリング波形測定装置は、前記Ａ−Ｄ変換回路からの振幅軸信号及び前記ビット同期回路からの時間軸信号を受けて前記入力信号のアイ波形を表示するアイ波形表示回路をさらに備えてもよい。
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、アイ波形を観測することができる。

本発明に係る信号品質モニタは、上記いずれかに記載のサンプリング波形測定装置と、前記Ａ−Ｄ変換回路からの振幅軸信号及び前記ビット同期回路からの時間軸信号で生成されるアイ波形から前記入力信号の信号品質を表す値を算出する信号品質算出回路と、を備えることを特徴とする信号品質モニタである。

本発明に係る信号品質モニタは、入力信号のビット周波数が不明で、また、サンプリング周波数が不明であっても、信号の品質を簡易に測定することができる。

本発明に係る信号品質モニタは、前記信号品質算出回路が、前記アイ波形の所定の時間軸値範囲内におけるハイレベルの平均値μ_ｈ及び標準偏差σ_ｈ並びにローレベルの平均値μ_ｌ及び標準偏差σ_ｌを求め、次式により得られるＱ値を信号品質として算出してもよい。
Ｑ＝（μ_ｈ−μ_ｌ）／（σ_ｈ＋σ_ｌ）
本発明に係るサンプリング波形測定装置は、入力信号のビット周波数が不明で、また、サンプリング周波数が不明であっても、簡易にＱ値を得ることができる。

なお、上記発明は可能な限り任意に組み合わせることができる。

本発明によれば、入力信号のビット周波数の概略値が不明で、また、サンプリング周波数が不明であっても、タイミングドリフトの少ないアイ波形を測定できるサンプリング波形測定装置及び精度の高い信号品質モニタを提供することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。

図７は、本実施形態に係るサンプリング波形測定装置の構成概略図である。本実施形態に係るサンプリング波形測定装置１００は、サンプリングゲート１０１、Ａ−Ｄ変換回路１０３、アイ波形表示回路１０４、サンプリングパルス発生回路１０５、ビット同期回路１１０を備える。ビット同期回路１１０は、離散フーリエ変換回路１１２、補間回路１１４、ビート周波数検出回路１１５、時間軸決定回路１２０を備える。ビット同期回路１１０は、ソフトウェアで離散フーリエ変換、補間、ビート周波数検出、時間軸決定の演算を行うことによっても実現できる。

サンプリングパルス発生回路１０５は、サンプリング周波数が一定でパルス幅が短いサンプリングパルスを発生する。サンプリングゲート１０１は、サンプリングパルス発生回路１０５からのサンプリングパルスが入力された時にゲートを開いて入力信号をサンプリングする。Ａ−Ｄ変換回路１０３は、サンプリングゲート１０１によってサンプリングされた信号をディジタル信号に変換する。入力信号、サンプリングパルス共に電気信号の場合、サンプリングダイオードにより電気信号で、入力信号の電気信号をサンプリングするサンプリングゲート１０１を構成することが出来る。入力信号が電気信号で、サンプリングパルスが光信号の場合、電気光学効果を用いたＥＯサンプリング法により光信号で電気信号をサンプリングするサンプリングゲート１０１を構成することが出来る。入力信号が光信号で、サンプリングパルスが電気信号の場合、電界吸収型光変調器やＬｉＮｂＯ_３光変調器等の光強度変調器により、電気信号で光信号をサンプリングする光サンプリングゲートを構成することが出来る。入力信号、サンプリングパルス共に光信号の場合、非線形光学結晶を用いた和周波数生成、光ファイバや半導体光増幅器を用い４光波混合または相互位相変調、電界吸収型光変調器を用いた相互吸収変調等により光信号で光信号をサンプリングする光サンプリングゲートを構成することが出来る。光サンプリングゲートの場合、光サンプリングゲートの出力の光信号を電気信号に変換するためにフォトダイオード、アバランシェ・フォトダイオード、光電子増倍管等の受光器が必要となる。また、必要に応じて光信号を増幅するエルビウム添加光ファイバ増幅器や半導体光増幅器を追加することも可能である。以上の構成は従来のサンプリング波形測定装置と同様であり、電気信号と光信号の違いや、サンプリングゲートの動作原理の違いによらず本発明の同期手法を適用することが可能である。

本実施形態における波形同期の概要を図８に示す。入力信号（図８（ａ））がサンプリングパルス（図８（ｂ））でサンプルされる。図２では、サンプリングパルスのサンプリング周期が入力信号の繰返し周期の整数倍よりも僅かに長い条件において、入力信号のパルス波形を時間軸方向に拡大したサンプリングゲート出力信号が得られることを示した。この条件が成り立たない場合、図８（ｃ）に示すようにサンプリングゲート出力信号は入力信号波形を拡大したものにはならない。しかし、サンプリングゲート出力信号の各パルスの時間軸を並べ替えると、図８（ｄ）に示すように入力信号波形を拡大した包絡線波形が得られる。入力信号がディジタル信号で強度変調された信号の場合、通常のサンプリングと同様にアイ波形が得られる。本発明は、入力信号のビット周波数およびサンプリングパルスのサンプリング周波数が不明の場合でも入力信号に同期したサンプリング波形を得る簡便な方法を提供するものである。

以下、図７のビット同期回路を中心に説明する。まず、サンプリングゲート１０１の出力信号をＡ−Ｄ変換回路１０３がＡ−Ｄ変換する。離散フーリエ変換回路１１２はＡ−Ｄ変換回路１０３の出力するディジタル信号を離散フーリエ変換する。実際には、離散フーリエ変換の１種である高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）により速やかに離散フーリエ変換の計算を行なうことが可能である。離散フーリエ変換の結果は離散スペクトルとなるので、離散スペクトルのデータ間隔で周波数分解能が制限される。離散スペクトルのデータ間隔を狭くするには、長時間のディジタル信号を離散フーリエ変換する必要があり、演算量が多くなる問題があった。

本手法では、離散スペクトルのデータ間を補間することによって、離散スペクトルのデータ間隔よりも高い分解能でビート周波数を検出する。具体的には、離散フーリエ変換によって得られるパワースペクトルをＰ_ｉとし、補間関数をｆ_ｉｎｔ（ｆ）とすると、パワースペクトルの補間値Ｐ（ｆ）は

で表される。但し、Δｆは離散スペクトルの周波数間隔である。補間関数として、数式８に示すｓｉｎｃ関数や、

数式９に示すＧａｕｓｓ関数

などを用いることができる。パワースペクトルの補間値Ｐ（ｆ）が最大となる周波数をビート周波数ｆ_ｂとする。Ｐ（ｆ）の最大値を探す手法として、周波数を順次走査する方法のほかに、最大値付近で微分値ｄＰ（ｆ）／ｄｆが零になる値を探す方法がある。ビート周波数ｆ_ｂが求まると、従来のソフトウェア同期法と同様に、数式５、６よりアイ波形の時間軸値Ｘ_ｉを求めることができる。なお、Ｘ_ｉを１ビット周期１／ｆ_ｉｎで正規化したＵＩ（Ｕｎｉｔ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）単位の時間軸値ｘ_ｉは、

となり、ｆ_ｉｎに依存しなくなる。また、Ｙ_ｉを離散フーリエ変換したときの横軸はサンプリング周波数ｆ_ｓに対する相対周波数ｆ／ｆ_ｓであるので、サンプリング周波数ｆ_ｓが不明の場合でも相対周波数ｆ_ｂ／ｆ_ｓは求まる。よって、入力信号のビット周波数が不明でかつサンプリング周波数が不明の場合でも数式１０よりＵＩ単位の時間軸で同期のとれたアイ波形を得ることが出来る。

本実施形態に係るサンプリング波形測定装置の詳細構成を図９に示す。図９は、入力信号、サンプリングパルス共に光信号の場合を示している。本実施形態に係るサンプリング波形測定装置２００は、光サンプリングゲート２０１、受光器２０２、Ａ−Ｄ変換回路１０３、アイ波形表示回路１０４、光サンプリングパルス発生回路２０５、波形欠落検出回路１３１及びビット同期回路２１０を備える。ビット同期回路２１０は、非線形回路２１１離散フーリエ変換回路１１２、ビート周波数概略値検出回路２１３、補間回路２１４、ビート周波数検出回路１１５、時間軸決定回路１２０及び位相検波回路２１６を有する。ビット同期回路２１０及び波形欠落検出回路１３１は、ソフトウェアで演算を行うことによっても実現できる。

以下、図９の詳細構成を説明する。まず離散スペクトルから基本波ビート周波数の概略値を求め、この概略値の付近で補間値Ｐ（ｆ）が最大になる周波数を検出することにより、補間値の最大を探す演算量を低減することが可能である。基本波ビート周波数ｆ_ｂの概略値を求める方法として、単純にスペクトルが最大となる周波数を求める方法や、従来のソフトウェア同期法と同様に高調波ビート周波数をローパスフィルタで除去した後にスペクトルが最大となる周波数を求める方法がある。他に以下に示す方法がある

基本波ビート周波数ｆ_ｂが高い、つまり、ｆ_ｓ／２に近い場合は、サンプリングによるｆ_ｓ／２での周波数折り返しによって高調波ビート周波数が基本波ビート周波数ｆ_ｂよりも低い周波数に発生することがあり、高調波ビート周波数のビート信号をローパスフィルタでカットすることが不可能となる。その様子を図１０に示す。このような場合でも、基本波ビート周波数ｆ_ｂを検出する方法を以下に示す。

まず、離散スペクトルが極大となる極大周波数を複数個検出する。極大周波数の個数は常に一定とする方法の他に、パワースペクトルがαＰｍａｘより大きい極大周波数の個数を用いる方法がある。ここで、Ｐｍａｘはパワースペクトルの最大値、αは定数（例えば１／３）である。検出した極大周波数をｆ_ｐ（ｉ）、ｉ＝１、２、・・・、ｍとする。ｆ_ｐ（１）が基本波ビート周波数であると仮定し、サンプリングによるｆ_ｓ／２での周波数折り返しを考慮して、高調波ビート周波数を数式１１で求め、

ｆ’_ｐ（ｋ）に最も近いｆ_ｐ（ｉ）との周波数差を各倍高調波次数ｋ＝２、３、・・・ｍについて積算して周波数誤差を求める。基本波ビート周波数と仮定する極大周波数をｆ_ｐ（１）からｆ_ｐ（ｍ）まで繰返し、前記周波数誤差が最小となる場合に仮定した極大周波数を前記基本波ビート周波数の概略値とする。この手法により、基本波ビート周波数のレベルよりも高調波ビート周波数のレベルが大きく、かつ高調波ビート周波数が折り返しによって基本波ビート周波数ｆ_ｂよりも低い周波数に存在する場合でも、基本波ビート周波数ｆ_ｂを求めることが出来る。以上の基本波ビート周波数の概略値を求める方法は絶対周波数で表したが、離散スペクトルの横軸はサンプリング周波数ｆ_ｓに対する相対周波数ｆ／ｆ_ｓであるので、式１１の両辺をｆ_ｓで除算することにより、同様にして基本波ビート周波数ｆ_ｂのサンプリング周波数ｆ_ｓに対する相対周波数ｆ_ｂ／ｆ_ｓの概略値を求めることもできる。

この結果、基本波ビート周波数ｆ_ｂをｆ_ｓ／２よりも十分小さくするという制限が無くなるので、入力信号のビット周波数とサンプリング周波数が不明の場合（ｆ_ｂは０からｆ_ｓ／２の間の周波数になる）でも基本波ビート周波数ｆ_ｂを求めることが出来る。よって、入力信号とサンプリングパルスの基準周波数同期が不要なだけでなく、入力信号のビット周波数を設定する必要のないサンプリング波形測定装置を実現することが出来る。さらに、サンプリングパルスのサンプリング周波数を正確に設定する必要が無いので、高価な高分解能周波数シンセサイザが不要で、サンプリングパルスを周波数シンセサイザに同期させる必要も無く、例えば安価で小型のパッシブモード同期ファイバレーザを光サンプリングパルス発生器として使用することが可能である。

ビット周波数成分を持たないＮＲＺ符号の信号を測定するために、Ａ−Ｄ変換されたディジタル信号Ｙ_ｉに対して非線形演算を行なう。非線形演算として、従来のソフトウェア同期で用いた数式４の２乗演算の他に、絶対値演算や平方根演算などが適用可能である。前記ディジタル信号中の前記基本波ビート周波数の信号成分の位相を検出することにより、アイ波形の時間軸方向の位置を知ることができ、アイ波形を描く際、検出した位相の特定の値が特定の時間軸値となるようにすると、時間軸方向に一定のアイ波形を得ることが出来る。例えば、時間軸の中心が位相０度となるようにすると、アイ開口部が常に時間軸の中心に描かれる。具体的には、次の数式によりＹ_ｉ中の基本波ビート周波数ｆ_ｂの信号成分の位相φを算出する。

そして、次の数式によりアイ波形の時間軸（ＵＩ単位）を求める。

ビット周波数の成分を持たないＮＲＺ符号の信号の場合は、非線形演算の出力Ｙ_ｉ’を用いて同様に位相φを算出する。

入力信号のビット周波数とサンプリング周波数が特定の関係、例えば、整数比の関係に近い場合、図１１に示すようにアイ波形の一部欠落が発生する。アイ波形の時間軸値ｘ_ｉから欠落の有無を検知することが出来る。例えば、ｘ_ｉを値が小さい順に並べ変え、間隔｜ｘ_ｉ＋１−ｘ_ｉ｜の最大値が一定値よりも大きい場合、欠落有りと判断できる。また、時間軸を一定間隔で分割してｘ_ｉのヒストグラムを作成し、サンプル数が０の区間が存在する場合、欠落有りと判断できる。欠落有りと判断された場合、サンプリング周波数を僅かに変更して欠落を回避する。サンプリング周波数変更後も欠落が存在する場合は、さらにサンプリング周波数変更を繰り返す。欠落が発生する確率は小さいので、サンプリング周波数の数回程度の変更で欠落を実用上回避することが出来る。

アイ波形から求めることが出来る信号品質を表す指標としてＱ値が知られている。図７又は図９に示すサンプリング波形測定装置に、入力信号の品質を表す値を算出する信号品質算出回路を追加して、信号品質モニタを構成してもよい。例えば、信号品質算出回路は、図１２に示すように、アイ開口の大きい部分に時間窓を設け、この時間窓内のサンプルを抽出する。時間窓内のサンプルを“０”レベルと“１”レベルに分離し、“０”レベルのサンプルについて平均値μ_０と標準偏差σ_０を求め、“１”レベルのサンプルについて平均値μ_１と標準偏差σ_１を求める。そして次式によりＱ値を計算する。

このＱ値が大きいほどビット誤り率が小さくなるので、信号品質が高い。Ｑ値は２０ｌｏｇ_１０（Ｑ）を計算してｄＢ単位で表示してもよい。時間窓の位置は、アイ開口が大きい部分を目視で設定する方法の他に、時間窓の位置を変えてＱ値を計算し、最もＱ値が大きくなる時間窓の位置が最適とみなす方法がある。

本発明の同期法によって得られたアイ波形からＱ値を算出することにより、入力信号のビット周波数が不明で、また、サンプリング周波数が不明の場合でも簡便に信号品質を評価可能な信号品質モニタを構成することが出来る。

本発明のサンプリング波形測定装置及び信号品質モニタは、光伝送装置の特性測定に利用することができる。

従来のサンプリング波形測定装置の構成を説明する図である。 サンプリング波形測定装置６００のサンプリング波形の測定原理を説明する図である。 ＲＺ符号の信号のアイ波形の例である。 ソフトウェア同期法を適用したサンプリング波形測定装置の構成を説明する図である。 サンプリングされた信号に発生するビート周波数を示す図である。 アイ波形とヒストグラムを説明する図である。 本実施形態に係るサンプリング波形測定装置の構成概略図を説明する図である。 本実施形態における波形同期の概要を説明する図である。 本実施形態に係るサンプリング波形測定装置の詳細構成を説明する図である。 ビット周波数の成分によるビートのビート周波数ｆ_ｂを検出する方法を説明する図である。 アイ波形の一部欠落の発生を説明する図である。 アイ波形から求めることが出来る信号品質を表す方法を説明する図である。

符号の説明

１００、２００、６００ サンプリング波形測定装置
１０１ サンプリングゲート
１０３、６０３ Ａ−Ｄ変換回路
１０４ アイ波形表示回路
１０５ サンプリングパルス発生回路
１１０、２１０ ビット同期回路
１１２ 離散フーリエ変換回路
１１４、２１４ 補間回路
１１５ ビット周波数検出回路
１３１ 波形欠落検出回路
１２０、６２０ 時間軸決定回路
２０１、６０１ 光サンプリングゲート
２０２、６０２ 受光器
２０５、６０５ 光サンプリングパルス発生回路
２１１ 非線形回路
２１３ ビート周波数概略値検出回路
２１６ 位相検波回路
６０４ アイ波形表示部
６０６ 周波数シンセサイザ
６０７ サンプリング周波数算出部
６１１ ２乗検波回路
６１２ 離散フーリエ変換器
６１３ ローパスフィルタ
６１４ 最大値検出回路
６１５ Δｔ変更回路
６１６ 振幅スライス回路
６１７ ヒストグラム
６１８ ２乗和回路
６１９ 最大値検出回路

Claims (14)

1. 一定のサンプリング周波数のサンプリングパルスを発生するサンプリングパルス発生回路と、
   入力信号が入力され、前記サンプリングパルス発生回路からのサンプリングパルスが入力された時に前記入力信号をサンプリングするサンプリングゲート回路と、
   前記サンプリングゲート回路からのサンプリングされた入力信号をディジタル変換して振幅軸信号として出力するアナログ−ディジタル変換回路（以後、「アナログ−ディジタル変換回路」を「Ａ−Ｄ変換回路」と略記する。）と、
   前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を用いて前記入力信号のビット周波数と同期をとった時間軸信号を出力するビット同期回路と、を備え、
   前記ビット同期回路は、前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を離散フーリエ変換して離散スペクトルを算出し、前記離散スペクトルのデータ間を補間した後、前記入力信号のビット周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数（以後、「前記入力信号のビット周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数」を「基本波ビート周波数」と略記する。）の前記サンプリング周波数に対する比を検出し、検出した前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比から時間軸信号を決定し、前記時間軸信号として出力することを特徴とするサンプリング波形測定装置。
2. 前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルから前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比の概略値を算出し、算出した概略値を用いて前記離散スペクトルのデータ間を補間することを特徴とする請求項１に記載のサンプリング波形測定装置。
3. 前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルが最大となる最大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比の概略値とすることを特徴とする請求項２に記載のサンプリング波形測定装置。
4. 前記ビット同期回路が、前記離散スペクトルが極大となる極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を複数検出し、前記極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比のいずれかが前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比であると仮定し、前記ビット周波数の整数倍の周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数（以後、「前記ビット周波数の整数倍の周波数と前記サンプリング周波数又は前記サンプリング周波数の整数倍の周波数との間のビート周波数」を「高調波ビート周波数」と略記する。）の前記サンプリング周波数に対する比と前記極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比との誤差を計算し、前記誤差が最も小さくなる場合に仮定した極大周波数の前記サンプリング周波数に対する比を前記基本波ビート周波数の前記サンプリング周波数に対する比とする請求項２に記載のサンプリング波形測定装置。
5. 前記ビット同期回路が、前記Ａ−Ｄ変換回路からのディジタル変換された入力信号を非線形関数に入力し、前記非線形関数の出力を離散フーリエ変換することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
6. 前記ビット同期回路が、前記基本波ビート周波数の信号成分の位相を検出し、検出した前記位相を用いて前記入力信号の特定の位置が特定の時間軸値となるように前記時間軸信号を決定することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
7. 一定の時間軸値範囲内に前記時間軸信号が発生しない場合に、前記サンプリングパルス発生回路が、前記サンプリング周波数を変更することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
8. 前記入力信号が光入力信号であり、
   前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが電気サンプリングパルスであり、
   前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの電気サンプリングパルスが入力された時に前記光入力信号をサンプリングする光変調器と、
   前記光変調器の出力するサンプリングされた光信号を電気信号に変換してサンプリングされた入力信号として出力する受光器と、を備えることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
9. 前記入力信号が光入力信号であり、
   前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが光サンプリングパルスであり、
   前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの光サンプリングパルスが入力された時に前記光入力信号をサンプリングする光サンプリングゲートと、
   前記光サンプリングゲートの出力するサンプリングされた光信号を電気信号に変換してサンプリングされた入力信号として出力する受光器と、を備えることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
10. 前記入力信号が電気入力信号であり、
    前記サンプリングパルス発生回路が、発生するサンプリングパルスが光サンプリングパルスであり、
    前記サンプリングゲート回路が、前記サンプリングパルス発生回路からの光サンプリングパルスが入力された時に前記電気入力信号をサンプリングするＥＯサンプリングゲート、を備えることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
11. 前記サンプリングパルス発生回路が、パッシブモード同期ファイバレーザであることを特徴とする請求項９又は１０に記載のサンプリング波形測定装置。
12. 前記Ａ−Ｄ変換回路からの振幅軸信号及び前記ビット同期回路からの時間軸信号を受けて前記入力信号のアイ波形を表示するアイ波形表示回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置。
13. 請求項１から１２のいずれかに記載のサンプリング波形測定装置と、
    前記Ａ−Ｄ変換回路からの振幅軸信号及び前記ビット同期回路からの時間軸信号で生成されるアイ波形から前記入力信号の信号品質を表す値を算出する信号品質算出回路と、を備えることを特徴とする信号品質モニタ。
14. 前記信号品質算出回路が、前記アイ波形の所定の時間軸値範囲内におけるハイレベルの平均値μ_ｈ及び標準偏差σ_ｈ並びにローレベルの平均値μ_ｌ及び標準偏差σ_ｌを求め、次式により得られるＱ値を信号品質として算出することを特徴とする請求項１３に記載の信号品質モニタ。
    Ｑ＝（μ_ｈ−μ_ｌ）／（σ_ｈ＋σ_ｌ）

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