JP2010067673A

JP2010067673A - Ｌｅｄ駆動装置

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Publication number: JP2010067673A
Application number: JP2008230692A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Matsuda; 裕樹松田; Yuji Yamanaka; 祐司山中; Masaki Komatsu; 雅樹小松
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2008-09-09
Filing date: 2008-09-09
Publication date: 2010-03-25
Anticipated expiration: 2028-09-09
Also published as: JP5428254B2

Abstract

【課題】複数の発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、一部の発光ダイオードの輝度が低下もしくは点灯が停止されるのを回避できるようにする。
【解決手段】入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能に構成された昇圧回路（１１）からの電圧によって複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置において、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を監視する監視回路（１５）を設け、該監視回路が、前記複数の発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧の少なくとも１つが前記複数の発光ダイオードのうち最も順方向電圧の大きなダイオードの順方向電圧よりも小さくなったことを検出した場合に、昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるように構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤを発光駆動するＬＥＤ駆動装置、さらには液晶モニタ等のバックライトに使用されるＷＬＥＤ（白色発光ダイオード）を駆動するＬＥＤ駆動装置に関し、特に入力電圧を昇圧して出力するチャージポンプを備えたチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置に利用して好適な技術に関する。

携帯電話機等の携帯用電子機器においては、表示用の液晶パネルのバックライトにＷＬＥＤが使用されている。従来、ＷＬＥＤの駆動電圧を発生する電源装置には、昇圧型のスイッチングレギュレータを使用したＬＥＤ駆動装置と、充電した容量の端子電圧を切り替えたり充電した電荷を他の容量に転送したりすることで昇圧した電圧を出力するチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバ）が知られている。

いずれのＬＥＤドライバにおいても、昇圧した電圧をＬＥＤに印加し、ＬＥＤに定電流を流す定電流駆動が行われている。チャージポンプ方式のＬＥＤドライバに関する発明としては、例えば特許文献１に記載されているものがある。
特開２００６−２５４６４１号公報

電池を電源とし電池電圧を昇圧してＬＥＤ駆動電圧を生成するＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下によるＬＥＤの明るさの低下が問題となる。スイッチングレギュレータ方式のＬＥＤドライバにおいては、ＬＥＤに流れる駆動電流を電圧に変換して制御回路にフィードバックして、インダクタ（コイル）に間歇的に電流を流すスイッチング素子を例えばＰＷＭ駆動して駆動電流を一定に保つフィードバック制御が行われるので、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下が防止される。

一方、チャージポンプ方式のＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下を防止するためチャージポンプの昇圧率の切替えが行なわれている。また、従来、この昇圧率の切替えは、入力電圧（電池電圧）を監視して所定のレベル以下になったら昇圧率を高くするという方法が一般的であった。

しかしながら、入力電圧を監視して例えば昇圧率を３段階に切り替える方式にあっては、昇圧率を２倍から１．５倍に切り替える際の効率の変化が昇圧率を１．５倍から１倍に切り替える際の効率の変化よりも大きいため、トータルの電力効率が悪くなるという不具合がある。

そこで、特許文献１のＬＥＤドライバにおいては、入力電圧の他にＬＥＤの電圧を監視して昇圧率を切り替えるように構成している。しかし、電圧の監視には電圧比較器（コンパレータ）が必要であり、その数は監視する電圧の数およびＬＥＤの数が多くなるほど多くなる。具体的には、ＬＥＤの数が６個の場合、入力電圧Ｖｉｎと基準電圧（３Ｖ）とを比較するコンパレータ４０の他に、６個のＬＥＤのカソード電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する６個のコンパレータ４１〜４６と、これらのコンパレータの出力の論理和をとる５個のＯＲゲート５１〜５５が必要である（特許文献１の図５参照）。そのため、回路規模が大きくなりチップサイズひいてはチップコストの増大を招くという課題がある。

また、ＬＥＤの数が４個の場合には、図５のように、ＬＥＤ１とＬＥＤ２の電圧同士を直接比較するコンパレータＣＭＰ１、ＬＥＤ３とＬＥＤ４の電圧同士を直接比較するコンパレータＣＭＰ２、ＣＭＰ１とＣＭＰ２の出力に基づいてＬＥＤ１とＬＥＤ２のうち高い方の電圧とＬＥＤ３とＬＥＤ４のうち高い方の電圧を選択して比較するコンパレータＣＭＰ３、ＣＭＰ３の出力に基づいてＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のうち最も高い電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＭＰ４を設ける方法も考えられる。

しかしながら、図５のトーナメント方式で決定する回路方式にあっても、ＬＥＤの数と同数のコンパレータが必要であり、回路規模が大きくなってしまう。なお、図５において、Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３，Ｓ４；Ｓ５，Ｓ６はセレクタとして機能するＭＯＳＦＥＴである。また、図５においては、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４に接続される定電流源を省略してある。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、ＬＥＤの電圧を監視して昇圧回路の昇圧率の切替えタイミングを検出するＬＥＤ駆動装置において、回路規模を大幅に増大させることなく昇圧率の切替えタイミングを検出できるようにすることにある。

この発明の他の目的は、チャージポンプ方式の昇圧回路を備え複数の発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、いずれかの発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧が最大順方向電圧よりも小さくなって一部の発光ダイオードの点灯が停止されるのを回避できるようにすることにある。

上記目的を達成するため本発明は、入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路からの電圧によって複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置において、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を監視する監視回路を設け、前記監視回路が、前記複数の発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧の少なくとも１つが前記複数の発光ダイオードのうち最も順方向電圧の大きなダイオードの順方向電圧よりも小さくなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるように構成したものである。

より具体的には、発光ダイオードをそれぞれ接続可能な複数の外部端子と、電池電圧を入力電圧として受け昇圧した電圧を出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路からの電圧を受けて複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成する複数の定電流回路と、を備え、１つの半導体チップ上に形成されたＬＥＤ駆動装置において、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を監視する監視回路を設け、前記監視回路が、前記複数の発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧の少なくとも１つが前記複数の発光ダイオードのうち最も順方向電圧の大きなダイオードの順方向電圧よりも小さくなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるように構成した。

上記した構成によれば、入力電圧が下がって昇圧回路の出力電圧が低下していずれかの発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧が最大順方向電圧よりも小さくなると、昇圧回路の昇圧率が高い方へ切り替えられて高い電圧が出力されるようになるため、複数の発光ダイオードの一部のダイオードの点灯が停止されるのを回避することができるようになる。

ここで、望ましくは、前記監視回路は、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を制御端子に受ける並列形態の複数のトランジスタと、該複数のトランジスタの共通ドレイン端子に接続された定電流源と、前記共通ドレイン端子と前記定電流源との接続点の電位を判定する電位判定手段と、を備え、前記複数のトランジスタのソース端子は前記昇圧回路の出力電圧が供給されるノードに接続され、前記昇圧回路の出力電圧の低下に応じ前記複数のトランジスタのいずれか一つが他のトランジスタと異なる状態になることによって、前記接続点の電位が判定レベルを越えたことに基づいて検出信号を出力するように構成する。

これにより、複数の発光ダイオードごとに電圧比較回路を設けたり、接続する発光ダイオードの数と同数の電圧比較回路を設けることなく、いずれかの発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧が最大順方向電圧よりも小さくなったことを検出することができるため、回路規模を大幅に増大させることなく昇圧率の切替えタイミングを検出できるようになる。

また、望ましくは、前記監視回路に、前記接続点の電位を論理しきい値により判定するインバータ回路を設ける。インバータ回路の代わりに電圧比較回路で監視レベルの電位を判定することもできるが、インバータ回路は電圧比較回路よりも少ない素子数で構成することができるため、より一層、回路規模を低減することができるとともに、消費電力も減らすことができる。

さらに、望ましくは、前記監視回路の後段には、該監視回路の出力をラッチするラッチ回路を設ける。これにより、昇圧回路の昇圧率が高くされることで昇圧回路の出力電圧が高くなり監視回路の出力が非検出状態に変わろうとしたときに一旦検出した状態を保持することができ、昇圧回路が不安定な動作状態になるのを防止することができる。

また、望ましくは、前記昇圧回路は、その出力電圧が２段階に切り替え可能に構成され、前記監視回路の出力にのみ基づいて前記昇圧回路の出力電圧が切り替えられるように構成する。昇圧回路の昇圧率の切り替えは、発光ダイオードのアノード端子もしくはカソード端子の電圧監視結果と、入力電圧の監視結果とに基づいて行うこともできるが、監視回路の出力にのみ基づいて切り替えを行うようにすることによって、入力電圧を検出する電圧比較回路が不要となり、一層、回路規模を低減することができる。

本発明に従うと、ＬＥＤの電圧を監視して昇圧回路の昇圧率の切替えタイミングを検出するＬＥＤ駆動装置において、回路規模を大幅に増大させることなく昇圧率の切替えタイミングを検出できるようになる。また、複数の発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、いずれかの発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧が最大順方向電圧よりも小さくなって一部の発光ダイオードの輝度が低下もしくは点灯が停止されるのを回避できるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明を適用したＬＥＤ駆動装置の第１の実施形態を示す。なお、特に限定されるものではないが、この実施形態では、図１において太線で囲まれている部分は、一つの半導体チップ上に半導体集積回路（以下、白色ＬＥＤドライバＩＣと称する）１０として形成され、４個の白色ＬＥＤが上記白色ＬＥＤドライバＩＣ１０に外付け素子として接続され、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のカソード端子はそれぞれ接地電位ＧＮＤに接続されている。また、白色ＬＥＤドライバＩＣ１０には、ＩＣの内部回路と共にチャージポンプ方式の昇圧回路を構成するため、２個の外付け容量素子（コンデンサ）Ｃ１，Ｃ２を接続可能な外部端子Ｃ１＋，Ｃ１−；Ｃ２＋Ｃ２−が設けられている。

本実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣ１０は、リチウムイオン電池などの電池２０から電池電圧が入力電圧Ｖｉｎとして印加される入力端子ＶＩＮと、該入力端子ＶＩＮに印加された入力電圧Ｖｉｎを１．５倍に昇圧して出力可能な昇圧回路を構成するチャージポンプ１１と、チップ全体を制御する制御ロジック１２と、４個の白色発光ダイオードを接続可能なダイオード接続端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４とを有する。制御ロジック１２は、ＩＣ外部から入力される制御信号とＩＣ内部の信号とに基づいて、チャージポンプなどＩＣ内部の回路を制御する信号を生成する。

上記チャージポンプ１１は、上記外付け容量素子Ｃ１，Ｃ２と、これらの容量素子Ｃ１，Ｃ２の充電、放電並びに容量素子間の電荷の転送や電圧の伝達を行うスイッチ素子（図示省略）と、発振回路ＯＳＣからの発振信号に基づいてスイッチ素子を制御するクロック信号を生成するクロック生成回路（図示省略）などから構成され、オン、オフするスイッチ素子を適宜選択制御して電荷の転送や電圧の伝達のパスを切り替えることで、１倍出力または１．５倍昇圧出力が可能にされている。

具体的には、チャージポンプ１１は、１倍出力モードの場合には入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力端子へ伝達する。また、１．５倍昇圧モードの場合には、図３（Ａ）に示すように、一方の容量Ｃ１を、接地電位基準に入力電圧Ｖｉｎに充電した後、図３（Ｂ）に示すように、２つの容量Ｃ１，Ｃ２を並列状態に接続して、容量Ｃ１の充電電荷をＣ２に分配してＶｉｎ／２充電状態にするとともに、Ｃ１，Ｃ２のグランド側端子にＶｉｎを印加する。これによって、（Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ／２）＝１．５Ｖｉｎに昇圧された電圧が生成される。上記図３（Ａ）と（Ｂ）の状態を交互に繰り返すことによって、電荷の転送により１．５倍に昇圧された電圧ＶＯＵＴが出力される。

また、本実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣ１０は、上記チャージポンプ１１より出力された電圧ＶＯＵＴを電源電圧としてダイオード接続端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４へ駆動電流を出力する定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４と、ＩＣ内部で必要な基準電圧（定電圧）を発生する基準電圧発生回路１３と、該基準電圧発生回路１３で発生された基準電圧Ｖｒｅｆを受けて基準となる電流を生成する定電流回路および前記定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４のトランジスタとカレントミラー回路を構成するトランジスタなどからなる定電流制御回路１４とを有する。

定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４は、定電流制御回路１４内では基準電圧発生回路からの電圧に基づいて生成された電流を電圧に変換し、その電圧に基づいて電圧−電流変換して定電流を作り出すことにより、電源電圧としての電圧ＶＯＵＴが変化しても、定電流制御回路１４の定電流に比例した電流を生成し、それをＬＥＤの駆動電流として端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４へ出力することで、白色発光ダイオードを定電流駆動することができる。

さらに、本実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣ１０は、端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の電圧すなわち端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４に接続されている各白色発光ダイオードのアノード電圧を監視して昇圧率の切替えタイミングを検出する監視回路１５と、該監視回路１５の出力をラッチするラッチ回路１６とを備える。ラッチ回路１６の出力信号ＢＭＣに応じて前記チャージポンプ１１は、１倍出力または１．５倍昇圧出力を行う。

監視回路１５の出力をラッチするラッチ回路１６を設けることによって、昇圧率が高くされることでチャージポンプの出力電圧が高くなり監視回路の出力が非検出状態に変わって元の状態に戻り、チャージポンプ１１が１倍出力モードと１．５倍昇圧モードを繰り返す発振状態になるのを防止することができる。また、ノイズ等により監視ノードの電位が変動しても一旦検出した状態を保持し、チャージポンプ１１が発振状態になるのを回避することができる。

監視回路１５は、電圧ＶＯＵＴが供給されるノードにそれぞれソース端子が接続され、ゲート端子が上記端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４に接続された４個のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ：以下、ＭＯＳトランジスタと称する）Ｑ１〜Ｑ４と、Ｑ１〜Ｑ４の共通ドレイン端子と接地点との間に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ５と、定電流源ＣＳ０と直列に接続されＱ５とゲート共通接続されたＭＯＳトランジスタＱ０と、Ｑ１〜Ｑ４の共通ドレインとＱ５との接続ノードＮ１の電位を受ける電位判定手段としてのインバータＩＮＶ１およびその出力を反転するインバータＩＮＶ２とから構成されている。

上記ＭＯＳトランジスタＱ０はゲートとドレインが結合されたいわゆるダイオード結合とされ、定電流源ＣＳ０からの定電流Ｉ０を電圧に変換する。このトランジスタＱ０とＱ５のゲート端子同士が接続されることによってＱ０，Ｑ５はカレントミラー回路を構成し、Ｑ５にはＱ０とＱ５のサイズ比に比例した電流が流れる。これにより、Ｑ５は定電流素子として機能する。

Ｑ５の代わりに抵抗を使用することも可能であるが、半導体チップ上の抵抗はそのばらつきがＭＯＳトランジスタのばらつきよりも大きいため、抵抗を使用すると、インバータＩＮＶ１による相対的な判定レベルのずれが大きくなるので、定電流素子の方が好ましい。電位判定手段としてのインバータＩＮＶ１は、その電源電圧が変化しない場合、ＣＭＯＳインバータを使用することで設計が容易となるが、チャージポンプの出力電圧ＶＯＵＴのように変化する電圧を電源電圧とする場合には、ＣＭＯＳインバータを使用すると論理しきい値も変化することを考慮して設計をする必要がある。また、インバータＩＮＶ１としてＭＯＳトランジスタと定電流源とを直列に接続した構成のものを使用して、論理しきい値が電源電圧基準あるいは接地電位基準で決まるようにしてもよい。

この実施形態では、特に限定されるものではないが、定電流Ｉ０が約１μＡ、Ｑ０とＱ５のサイズ比Ｎが例えば「１」となるように設計されている。さらに、この実施形態の監視回路１５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のうち一つでもオフ状態になるとノードＮ１の電位がインバータＩＮＶ１の論理しきい値を跨いで変化するとともに、外部端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の電位がこれらの端子に接続される発光ダイオードのうち最も順方向電圧の高いものの順方向電圧よりも小さくなるとＱ１〜Ｑ４のうち対応するトランジスタがオフするように、監視回路１５を構成するトランジスタの定数が設計されている。

ここで、監視回路１５の設計思想を説明する。現在市場に提供されている白色発光ダイオードは、順方向電圧Ｖｆにばらつきを有しており、順方向電圧Ｖｆ以上の電圧がアノード端子に印加されないとダイオードは発光しない。そのため、上記実施形態のように、複数の白色発光ダイオードをカソードコモンに接続して、定電流回路によって各アノード端子からそれぞれ駆動電流を流し込んで発光させる場合、定電流回路の電源電圧が下がりダイオードのアノード電圧が下がると最も順方向電圧の高いものから発光しなくなる。その結果、白色発光ダイオードをバックライトとする液晶モニタでは、表示のむらが生じてしまう。

そこで、セットメーカは、できるだけ順方向電圧の揃ったダイオードを使用するように努力するが、それでもばらつき避けられない。一般には、使用するダイオードの順方向電圧の許容範囲を設定し、最小順方向電圧よりも大きく最大順方向電圧よりも小さいダイオードを選別して使用することとなる。従って、ＬＥＤドライバＩＣのダイオード接続端子の電位が最大順方向電圧よりも小さくなった場合にそれを検出してアノード電圧を高くするように制御すれば、電圧低下によるダイオードの発光停止を回避することができる。上記実施形態のＬＥＤドライバＩＣでは、このような考えの下で上記監視回路１５が設計されている。

次に、監視回路１５の動作を詳しく説明する。上記実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおいては、入力電圧Ｖｉｎを供給する電池電圧が充分高い場合には、チャージポンプ１１は入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力電圧ＶＯＵＴとして、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４および監視回路１５へ供給する。このとき、出力電圧ＶＯＵＴは充分に高くＶＯＵＴ−ＬＥＤ端子間電圧も大きいので、監視回路１５のＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４はすべてオン状態になる。そのため、ノードＮ１の電位はインバータＩＮＶ１の論理しきい値よりも低い状態になり、インバータＩＮＶ２の出力はロウレベルとなる。

その後、電池電圧が下がるとＶＯＵＴ−ＬＥＤ端子間電圧も小さくなるが、このときＶＯＵＴ−ＬＥＤ端子間電圧は順方向電圧が最も大きいダイオードが接続されている端子の電位とＶＯＵＴとの電位差が最も小さくなる。そして、順方向電圧が最大のものが接続されているＬＥＤ端子電圧が順方向電圧よりも小さくなると、Ｑ１〜Ｑ４のうちその端子に対応したトランジスタがオフ状態になる。すると、Ｑ１〜Ｑ４全体に流れる電流が減少してノードＮ１の電位が低くなり、インバータＩＮＶ１の論理しきい値を越えると、インバータＩＮＶ２の出力はロウレベルに変化する。

これによって、ラッチ回路１６がラッチ動作して出力がハイレベルとなり、チャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替わる。その結果、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くなり、電圧低下によるダイオードの発光停止が回避される。

なお、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くなると、監視回路１５内のトランジスタＱ１〜Ｑ４は再び全部がオンの状態になってインバータＩＮＶ２の出力が反転するが、ラッチ回路１６が前の状態を保持しているため、１．５倍昇圧モードから元の１倍出力モードに戻ることはない。ラッチ回路１６は、チップ外部より入力されるイネーブル信号によってラッチが解除されるように構成することができる。

図２には、本発明を適用した白色ＬＥＤドライバＩＣの第２の実施形態が示されている。第１の実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣは電流出力型のドライバであるのに対し、第２の実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣは、電流引込み型のドライバである。

この実施形態においては、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴを出力する端子ＯＵＴがチップに設けられ、この出力端子ＯＵＴに４個の白色発光ダイオードのアノード端子が共通に接続され、各ダイオードのカソード端子がＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４にそれぞれ接続されている。そして、チップ内部には、上記ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４からそれぞれダイオードの駆動電流を引き込むための定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４が設けられている。

また、基準電圧発生回路１３で発生された基準電圧Ｖｒｅｆを受けて基準となる電流を生成する定電流回路１４ａおよび該定電流回路により生成された定電流を折り返すＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなるカレントミラー回路１４ｂが設けられ、Ｑ１２のドレイン電流を前記定電流源ＣＳ１〜ＣＳ４へ供給することにより、ダイオードの駆動電流を生成するように構成されている。図２の定電流回路１４ａとカレントミラー回路１４ｂを合わせたものが図１の定電流制御回路１４に相当する。

さらに、本実施形態においては、ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の電位を入力とする昇圧率切替え回路１７が設けられている。この昇圧率切替え回路１７は、図１における監視回路１５とラッチ回路１６とを合わせた回路に相当する。ただし、本実施形態における監視回路は図１における監視回路１５と上下対称な構成すなわちＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４の代わりにＮチャネルＭＯＳトランジスタを、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ０，Ｑ５の代わりにＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用するとともに、Ｑ１〜Ｑ４のソース端子を接地点に接続し、Ｑ０，Ｑ５のソース端子を出力端子に接続した構成とされる。

回路の動作は、図１のものと同様であり、出力電圧ＶＯＵＴと端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の電圧との電位差が、これらに接続されている発光ダイオードのうち最も順方向電圧の高いものよりも小さくなるとＱ１〜Ｑ４のうち対応するトランジスタがオフするように動作する。これにより、電池電圧がある程度下がるとチャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替わり、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くされて、電圧低下によるダイオードの発光停止が回避される。

図４には、本発明を適用した白色ＬＥＤドライバＩＣの第３の実施形態が示されている。

前記実施形態では、チャージポンプを１倍出力と１．５倍昇圧出力とに切替え可能に構成したのに対し、この第３の実施形態は、チャージポンプ１１を１倍出力と１．５倍昇圧出力と２倍昇圧出力の３段階に切替え可能に構成した。また、入力電圧Ｖｉｎのレベルを参照電圧Ｖｒｅｆと比較して検出する電圧比較回路ＣＭＰを設け、該電圧比較回路ＣＭＰの出力と第１の実施形態で説明した監視回路１５の出力とに基づいて、チャージポンプ１１の昇圧率を切り替えるように構成した。

昇圧率の切替えは、例えば監視回路１５の出力と電圧比較回路ＣＭＰの出力が共にロウレベルのときは１倍出力とし、監視回路１５の出力または電圧比較回路ＣＭＰの出力の一方がハイレベルに変化したときは１．５倍昇圧とし、監視回路１５の出力と電圧比較回路ＣＭＰの出力が共にハイレベルのときは２倍昇圧に切り替えるように制御すれば良い。なお、チャージポンプの２倍昇圧出力は、例えば２つのコンデンサを共に接地電位基準で入力電圧Ｖｉｎまで充電した後、接地電位が印加されていた端子を入力電圧Ｖｉｎに切り替えて昇圧（ブースト）することで得ることができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、駆動可能な発光ダイオードの数が４個であるドライバＩＣを示したが、発光ダイオードの数が５個以上である場合にも適用することができる。

また、前記実施形態では、監視回路１５をＭＯＳトランジスタで構成したが、バイポーラ・トランジスタで構成することも可能である。さらに、前記実施形態では、監視回路１５の後段のラッチ回路１６をチップ外部より入力されるイネーブル信号によってラッチ解除できるように構成すると説明したが、制御ロジック１２が、図示しない入力電圧検出回路からの信号等により、入力電圧が充分に高くなったことを検知した場合に、ラッチ回路１６をリセットしてラッチを解除するように構成してもよい。

以上の説明では、本発明を液晶モニタのバックライトとして使用される白色発光ダイオードを点灯するＬＥＤドライバＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、昇圧した電圧を発生し出力電流を制御したいＩＣに広く利用することができる。

本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第１の実施形態を示すブロック構成図である。本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第２の実施形態を示すブロック構成図である。実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるチャージポンプの１．５倍昇圧の動作原理を示す回路説明図である。本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第３の実施形態における昇圧率切替え回路の具体例を示す回路構成図である。本発明に先立って検討したＬＥＤドライバにおけるＬＥＤ端子電圧監視回路の一例を示す回路構成図である。

符号の説明

１０ＬＥＤドライバＩＣ
１１チャージポンプ
１２制御ロジック
１３基準電圧発生回路
１４定電流制御回路
１５監視回路
１６ラッチ回路
１７昇圧率切替え回路
ＯＳＣ発振回路
ＣＳ０〜ＣＳ４定電流源
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４発光ダイオード接続端子

Claims

入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路からの電圧によって複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置であって、
前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を監視する監視回路を備え、
前記監視回路が、前記複数の発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧の少なくとも１つが前記複数の発光ダイオードのうち最も順方向電圧の大きなダイオードの順方向電圧よりも小さくなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるように構成したことを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
発光ダイオードをそれぞれ接続可能な複数の外部端子と、電池電圧を入力電圧として受け昇圧した電圧を出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路からの電圧を受けて複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成する複数の定電流回路と、を備え、１つの半導体チップ上に形成されたＬＥＤ駆動装置であって、
前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を監視する監視回路を備え、
前記監視回路が、前記複数の発光ダイオードのアノード−カソード端子間電圧の少なくとも１つが前記複数の発光ダイオードのうち最も順方向電圧の大きなダイオードの順方向電圧よりも小さくなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるように構成したことを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
前記監視回路は、
前記複数の発光ダイオードの各アノード端子電圧またはカソード端子電圧を制御端子に受ける並列形態の複数のトランジスタと、
該複数のトランジスタの共通ドレイン端子に接続された定電流源と、
前記共通ドレイン端子と前記定電流源との接続点の電位を判定する電位判定手段と、
を備え、前記複数のトランジスタのソース端子は前記昇圧回路の出力電圧が供給されるノードに接続され、
前記昇圧回路の出力電圧の低下に応じ前記複数のトランジスタのいずれか一つが他のトランジスタと異なる状態になることによって、前記接続点の電位が判定レベルを越えたことに基づいて検出信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ駆動装置。
前記監視回路は、前記接続点の電位を論理しきい値により判定するインバータ回路を備えていることを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動装置。
前記監視回路の後段には、該監視回路の出力をラッチするラッチ回路が設けられていることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載のＬＥＤ駆動装置。
前記昇圧回路は、その出力電圧が２段階に切り替え可能に構成され、前記監視回路の出力にのみ基づいて前記昇圧回路の出力電圧が切り替えられるように構成されていることを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動装置。