JP2010045967A

JP2010045967A - パワーコンバータで用いるためのスイッチング回路、およびパワーコンバータの出力を制御するための方法

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Publication number: JP2010045967A
Application number: JP2009187121A
Authority: JP
Inventors: Robert J Mayell; ロバート・ジェイ・メイエル
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2008-08-15
Filing date: 2009-08-12
Publication date: 2010-02-25
Anticipated expiration: 2029-08-12
Also published as: US8174852B2; US20130223106A1; US20120188800A1; CN101651420B; EP2154773A1; US8441815B2; US8625312B2; JP5564697B2; CN101651420A; US20100039837A1

Abstract

【課題】不一致のスイッチを有するパワーコンバータのエネルギ消費を減らすためのスイッチング回路を実現するための方法および装置を提供する。
【解決手段】１つの局面におけるパワーコンバータで用いるためのスイッチング回路は、第１および第２の能動スイッチならびに第１および第２の受動スイッチを含む。第１の能動スイッチは、変圧器の一次巻線の第１の端子に結合され得る。第２の能動スイッチは、変圧器の一次巻線の第２の端子に結合され得る。第１の能動スイッチの出力キャパシタンスは第２の能動スイッチの出力キャパシタンスよりも大きい。第１の受動スイッチは、第２の能動スイッチおよび一次巻線の第２の端子に結合され得る。第２の受動スイッチは、第１の能動スイッチおよび一次巻線の第１の端子に結合され得る。第１の受動スイッチの逆回復時間は第２の受動スイッチの逆回復時間よりも長い。
【選択図】図１

Description

背景情報
開示の分野
本発明は一般に電源装置に関し、特にフォワードコンバータに関する。

背景
ＡＣ／ＤＣおよびＤＣ／ＤＣ電源装置は典型的に、２スイッチフォワードコンバータ（すなわち２つの能動スイッチを有するフォワードコンバータ）として一般的に公知である電力変換トポロジーを用いる。

２スイッチフォワードコンバータは典型的に、変圧器の一次巻線に入力電圧を印加する構成において２つの能動スイッチおよび２つの受動スイッチを用いる。変圧器の二次巻線は、一次巻線に印加された入力電圧に応じて、スケーリングされた電圧を生成する。二次巻線の電圧は出力電圧を生成するために整流され、フィルタにかけられる。受動スイッチは、能動スイッチがオフであるときに変圧器の磁化エネルギをリセットすることができる。変圧器の磁化エネルギはリセットされ（すなわち、はるかに低い値に戻って）、過度に蓄えられたエネルギが変圧器を飽和させ、それによって変圧器の特性を変化させることを防ぐことができる。

２スイッチフォワードコンバータはしばしば、パーソナルコンピュータおよび同様の応用例の電源の要件を満たす最もコストの低い構成である。２スイッチフォワードコンバータの回路トポロジーの対称性のため、設計者は、２つの能動スイッチに名目上全く同一のトランジスタを選択し、２つの受動スイッチに名目上全く同一のダイオードを選択することになる。

２スイッチフォワードコンバータの従来の設計では、２つのトランジスタに同一の構成要素またはほぼ同じ性質を有する２つの異なる構成要素のいずれか一方が指定され、２つのダイオードについても同様である。そのような設計では、システムのコストを減らすことのできる付加的な自由度を利用することができない。

特に明記しない限りさまざまな図面全体にわたって同様の参照番号は同様の部分を指す以下の図面を参照して、本発明の非限定的および非網羅的な実施例が説明される。

本発明の主な特徴を示す回路図である。動作を図示するために特定の電流および電圧を示す、図１の本発明の回路図である。本発明の動作に関する波形を示す図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。図３に示される時間間隔に関連付けられる電流の経路を示す回路図である。２スイッチフォワードコンバータの最大デューティ比を大きくする回路を含む本発明の一例を示す図である。２スイッチフォワードコンバータの最大デューティ比を５０パーセントよりも大きくするために回路に加えて一次インダクタンスを含む、本発明の別の例を示す図である。

詳細な説明
不一致のスイッチを有するパワーコンバータのエネルギ消費を減らすためのスイッチング回路を実現するための方法および装置が開示される。以下の説明では、本発明の完全な理解を与えるために多数の具体的な詳細が記載される。しかし、本発明を実践するのに具体的な詳細を使用することは不要であることが当業者に明らかになるであろう。他の例では、本発明を曖昧にするのを避けるために周知の材料および方法は詳細に説明されていない。

本明細書全体にわたって「１つの実施例」、「実施例」、「一例」または「例」への言及は、その実施例または例に関連して説明される特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。したがって、本明細書全体にわたってさまざまな箇所に出てくる「１つの実施例では」、「実施例では」、「一例」または「例」という文言は、すべてが同一の実施例または例について言及しているとは限らない。また、特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例においていずれかの好適なコンビネーションおよび／またはサブコンビネーションで組合せられ得る。さらに、本明細書とともに与えられる図面は当業者に説明するためのものであり、図面は必ずしも同じ縮尺で描かれていないことが認識される。

次に、非対称スイッチフォワードコンバータが説明される。本発明の例は、第１および第２の能動スイッチならびに第１および第２の受動スイッチを含む。第１の能動スイッチは、変圧器の一次巻線の第１の端子に結合され得る。第２の能動スイッチは、変圧器の一次巻線の第２の端子に結合され得る。第１の能動スイッチの出力キャパシタンスは第２の能動スイッチの出力キャパシタンスよりも実質的に大きい。第１の受動スイッチは、第２の能動スイッチおよび一次巻線の第２の端子に結合され得る。第２の受動スイッチは、第１の能動スイッチおよび一次巻線の第１の端子に結合され得る。第１の受動スイッチの逆回復時間は第２の受動スイッチの逆回復時間よりも実質的に長い。

図１は、本発明の教示内容に係る２スイッチフォワードコンバータ１００の一例を示す。この２スイッチフォワードコンバータは、入力電圧Ｖ_IN １０２から変圧器Ｔ１１２８の一次巻線１３０の電圧Ｖ_P １３２を生成する構成において、２つの能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２、ならびに２つの受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６を用いる。変圧器Ｔ１１２８の二次巻線１３４は、一次電圧Ｖ_P １３２に比例した電圧を生成する。出力ダイオード１３６は、二次巻線１３４の電圧を整流する。フリーホイールダイオード１３８、出力インダクタＬ１１４０、および出力コンデンサＣ１
１４２は二次巻線１３４からの整流電圧をフィルタにかけて、負荷１４４において出力電圧Ｖ_O １４２を生成する。

能動スイッチと受動スイッチとの違いは、能動スイッチは自身を開閉する制御信号を受信するのに対して、受動スイッチは制御信号を普通は受信しないことである。開いているスイッチは通常は電流を通さない。閉じているスイッチは電流を通すことができる。能動スイッチは典型的に１つ以上の制御端子を有し、これらは、能動スイッチの２つの他の端子が電流を通し得るか否かを決定する。図１の能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２を開閉する信号は、本発明に従った教示内容を曖昧にするのを避けるため図中に示されていない。

受動スイッチは一般に２つの端子しか有しない。典型的に、これらの端子同士の間の電圧が受動スイッチの開閉を決定する。ダイオードは受動スイッチであると考えることができる。なぜなら、ダイオードは、自身の２つの端子同士の間の電圧が１つの極性を有する場合（カソードに対してアノードが正）電流を通し、端子同士の間の電圧が反対の極性を有する場合（カソードに対してアノードが負）電流を実質的に阻止するからである。

図１の例では、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２が金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１０６および１２４をそれぞれ備えることが示されており、それぞれの固有の出力キャパシタンスがコンデンサＣ_OSS1 １０８およびＣ_OSS2 １２６としてそれぞれ示されている。コンデンサＣ_OSS1 １０８およびＣ_OSS2 １２６は、これらがＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４の固有の挙動を表わし、かつ外部の構成要素ではないことを強調するために図１において破線で示されている。制御信号はＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４をオンにして、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２を閉じる。制御信号はＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４をオフにして、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２を開く。

他の例では、それぞれの能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２は、バイポーラ接合型トランジスタ（ＢＪＴ）または絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの他の好適な電子装置で実現され得る。ＭＯＳＦＥＴおよび他の能動スイッチング装置の出力キャパシタンスは、以下に説明するように重要である。スイッチは、単一の基板を用いて集積されてもよいし、または別個の構成要素として設けられてもよい。

図１の例ではまた、受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６がＰＮ接合ダイオード１１２および１１８をそれぞれ備え、破線でそれぞれコンデンサＣ_RR1 １１４およびＣ_RR2 １２０として示される逆回復キャパシタンスによってモデル化される逆回復特性を有することが示されている。逆回復キャパシタンスは、実際のダイオードの逆回復特性をモデル化している。ＰＮ接合ダイオードの電圧の極性が遷移して、ダイオードの状態が電流を通す状態から電流を阻止する状態に変化する場合、装置から電荷のキャリアが取除かれる間に発生する逆回復時間として公知の時間の間、瞬間的な逆電流が存在する。通常、逆回復キャパシタンスは、ダイオードの逆回復時間の間にのみ存在すると考えられる。

逆回復時間および逆電流は、ダイオードの逆回復特性を定義する助けとなる。逆回復時間が短いダイオードは高速ダイオード（fast diode）であると考えられる。逆回復時間が長いダイオードは低速ダイオード（slow diode）として公知であり得る。高速ダイオードの逆回復時間は典型的に、１μｓｅｃよりも実質的に短い。低速ダイオードの逆回復時間は典型的に、１μｓｅｃよりも実質的に長い。受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６の逆回復特性は以下にさらに詳細に説明される。

一例では、それぞれの能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２のＭＯＳＦＥＴ１
０６および１２４は、それぞれの制御信号に応じて両方ともオンに切換えられるか、または両方ともオフに切換えられるかのいずれか一方である。受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６のそれぞれのダイオード１１２および１１８は、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２のスイッチングに起因する電圧に応じてオンまたはオフになる。

２スイッチフォワードコンバータの従来の設計では典型的に、名目上全く同一の能動スイッチおよび名目上全く同一の受動スイッチを用いて、設計上必要な別個の部品の数を減らす。別個の構成要素の数を減らすと、多くの場合コストが低下する。しかし、以下の例に説明されるように、２つの能動スイッチに実質的に異なる特性を有する装置を使用し、２つの受動スイッチに実質的に異なる特性を有する装置を使用すると、よりコストの低い設計をもたらすことができる。

たとえば、制御機能を有する高電圧ＭＯＳＦＥＴトランジスタを含む低コストの電力集積回路が利用可能であれば、そのような装置を用いて、一方の能動スイッチを２スイッチフォワードコンバータ内に設けることができる。コンバータ内の他方の能動スイッチは、集積回路のＭＯＳＦＥＴとは多くの点で異なり得る別個の電子装置であってもよい。

スイッチング装置を選択する際に典型的に考慮されるパラメータは、その装置の出力キャパシタンスである。装置は、装置がオンになるたびに、自身の出力キャパシタンスに蓄えられているエネルギを消費する。消費されるエネルギは、装置がオンになったときにキャパシタンスに存在する電圧の二乗に比例する。エネルギが消費されると、通常は装置の温度が上昇する。温度が過度に上昇して装置を損傷し得ることを防ぐため、より大きなパッケージまたはヒートシンクが必要となり得る。したがって、熱管理のコストが増えるため、低コストの電力集積回路の利点が相殺され得る。したがって、典型的に出力キャパシタンスが小さいスイッチング装置が用いられ、キャパシタンスの電圧が低いときに典型的に切換えられる。

一方の能動スイッチが集積回路のＭＯＳＦＥＴであり、他方の能動スイッチが別個の構成要素としてパッケージ化されている応用例では、別個の構成要素のオン抵抗はしばしば、集積回路のＭＯＳＦＥＴのオン抵抗よりも実質的に小さい。装置内の導通損失を減らすためには低いオン抵抗が望ましい。出力キャパシタンスは普通、オン抵抗が低下するにつれて増加する。したがって、別個の構成要素としてパッケージ化される選択されたスイッチング装置の出力キャパシタンスはしばしば、集積回路のＭＯＳＦＥＴの出力キャパシタンスよりもはるかに大きい。本開示に従って、能動スイッチが実質的に異なる出力キャパシタンスを有する場合にエネルギの過度の消費を減らす２スイッチフォワードコンバータが説明される。この非対称スイッチフォワードコンバータは、非対称受動スイッチを用いて、能動スイッチがオンになる前に高い方の出力キャパシタンスを有する能動スイッチの両端に残っている電圧を低下させる。出力キャパシタンスのエネルギは、スイッチがオンになるとスイッチ内で消費される。したがって、キャパシタンスのエネルギを減らすと、高い方の出力キャパシタンスを有する能動スイッチのエネルギの消費を減らすことになる。

図１に示される例示的な非対称２スイッチフォワードコンバータ１００は、図２の回路図２００においてより詳細に示される。図２には、能動スイッチＱ１１０４の出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８が能動スイッチＱ２１２２の出力キャパシタンスＣ_OSS2 １２６よりも実質的に大きいことが示されている。一例では、別個のトランジスタである能動スイッチＱ１１０４の出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８は約３３０ｐＦであるのに対して、電力集積回路に含まれる能動スイッチＱ２１２２の出力キャパシタンスＣ_OSS2
１２６は約５０ｐＦである。

図１および図２の例では、能動スイッチ内の電力消費は、（逆回復キャパシタンスＣ_RR1によって-モデル化された）受動スイッチＤ１１１０の逆回復時間が、（逆回復キャパシタンスＣ_RR2によってモデル化された）受動スイッチＤ２１１６の逆回復時間よりも実質的に長くなるように受動スイッチＤ１およびＤ２の動作特性を選択することによって管理される。一例では、受動スイッチＤ１１１０の逆回復時間は約２μｓｅｃであるのに対して、受動スイッチＤ２１１６の逆回復時間は約７５ｎｓｅｃである。当該技術における一般用語では、Ｄ１１１０は低速ダイオードであり、Ｄ２１１６は高速ダイオードである。

図１および図２において、Ｑ１１０４は、その端子の１つが入力電圧１０２の正端子と共通しているので高電位側能動スイッチである。逆に、Ｑ２１２２は、その端子の１つが入力電圧１０２の負端子と共通しているので低電位側能動スイッチである。同様に、Ｄ１１１０は高電位側受動スイッチであり、Ｄ２１１６は低電位側受動スイッチである。

一般に、非対称２スイッチフォワードコンバータは、出力キャパシタンスが大きい１つの能動スイッチ、および出力キャパシタンスが小さい１つの能動スイッチを有する。出力キャパシタンスが大きい能動スイッチは、高電位側スイッチまたは低電位側スイッチのいずれか一方であり得る。非対称２スイッチフォワードコンバータはまた、高速ダイオードである１つの受動スイッチおよび低速ダイオードである１つの受動スイッチも有する。

出力キャパシタンスが大きい高電位側能動スイッチおよび出力キャパシタンスが小さい低電位側能動スイッチを有する非対称２スイッチフォワードコンバータは、低速ダイオードである高電位側受動スイッチおよび高速ダイオードである低電位側受動スイッチも有する。出力キャパシタンスが小さい高電位側能動スイッチおよび出力キャパシタンスが大きい低電位側能動スイッチを有する非対称２スイッチフォワードコンバータは、高速ダイオードである高電位側受動スイッチおよび低速ダイオードである低電位側受動スイッチも有する。

図２は、高電位側能動スイッチＱ１１０４両端の電圧Ｖ_Q1 ２１０、および低電位側能動スイッチＱ２１２２両端の電圧Ｖ_Q2 ２７０を示す。図２はまた、高電位側能動スイッチＱ１１０４の制御電圧Ｖ_GS1 ２２０、および低電位側能動スイッチＱ２１２２の制御電圧Ｖ_GS2 ２８０も示す。図２にはさらに、変圧器Ｔ１１２８の固有の性質である磁化インダクタンスＬ_M ２５０も破線で示されている。

磁化インダクタンスＬ_M ２５０は、非対称２スイッチフォワードコンバータの挙動を理解するために用いられる。磁化インダクタンスＬ_Mは、変圧器Ｔ１１２８の望ましくない性質を表わす。図２は、変圧器電流Ｉ_T ２４０と磁化電流Ｉ_M ２３０との合計である一次電流Ｉ_P ２６０を示す。変圧器電流Ｉ_T ２４０は、変圧器の巻線比によってスケーリングされ、かつ二次巻線１３４に送られる、一次電流Ｉ_P ２６０の一部である。磁化電流Ｉ_M ２３０は、一次巻線１３０を二次巻線１３４に結合させるために用いられる磁束を生成する、一次電流Ｉ_P ２６０の一部である。

磁化電流の変化率は、変圧器電流Ｉ_T ２４０とは無関係に、一次電圧Ｖ_P １３２および磁化インダクタンスＬ_M ２５０によって決定され得る。磁化インダクタンスＬ_M ２５０内の磁化電流Ｉ_M ２３０は、変圧器Ｔ１１２８に蓄えられるエネルギを表わす。以下に説明されるように、非対称２スイッチフォワードコンバータは磁化インダクタンスＬ_M ２５０からのエネルギを用いて、受動スイッチ内で消費されるエネルギを減らす。

図３は、連続導通モードで動作する際の図２の例示的な非対称２スイッチフォワードコ
ンバータからの波形を示す。連続導通モードでは、フリーホイールダイオード１３８の電流は、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２が開いている間はゼロにならない。連続導通モードは典型的に、構成要素が自身の最高温度で動作しているときに高い出力電力で発生する。

図３は、間隔ｔ₁ ３１０で開始して間隔ｔ₇ ３７０後に終了する、１つのスイッチングサイクルにおける７つの別個の間隔を示す。ＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４は、間隔ｔ₁の間はオンである。ＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４は、スイッチングサイクルの残りの間はオフである。

受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６は、自身の両端の電圧に応じて導通する。受動スイッチＤ１１１０に低速ダイオードを用い、受動スイッチＤ２１１６に高速ダイオードを用いることによって、能動スイッチＱ１１０４両端の電圧Ｖ_Q1 ２１０を、最大のＶ_IN １０２から間隔ｔ₇ ３７０の終わりに最終値Ｖ_Q1F ３１５にまで低下させることができる。全く同一の能動スイッチを用いる通常の２スイッチフォワードコンバータでは、最終電圧Ｖ_Q1F ３１５は、実質的に最大値であるＶ_IN １０２に留まり続けることになる。

間隔ｔ₇ ３７０の終わりにおける能動スイッチＱ２１２２の電圧は、最終値Ｖ_Q2F ３２５である。最終値Ｖ_Q2F ３２５は、入力電圧Ｖ_IN １０２と最終電圧Ｖ_Q1F ３１５との差である。最終電圧Ｖ_Q1F ３１５は通常、できる限り小さくされる。なぜなら、電圧Ｖ_Q1F ３１５は、能動スイッチが再びオンになったときにＭＯＳＦＥＴ１０６内で消費されることになる大きな出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８のエネルギを決定するからである。Ｑ２１２２の出力キャパシタンスＣ_OSS2 １２６がＱ１１０４の出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８よりもはるかに小さいため、能動スイッチＱ２１２２の最終電圧Ｖ_Q2F ３２５は大した困難もなく高くすることができる。能動スイッチＱ２１２２の小さな出力キャパシタンスは通常、能動スイッチＱ２１２２の加熱を支配するのに十分なエネルギを蓄えることができない。したがって、電圧Ｖ_Q2Fを最大のＶ_IN １０２にまで増加させるという犠牲を払って電圧Ｖ_Q1F ３１５をゼロにまで低下させることは普通は許容される。Ｃ_OSS1 １０８の出力キャパシタンスはＣ_OSS2 １２６の出力キャパシタンスよりも実質的に大きい。Ｃ_OSS1 １０８およびＣ_OSS2 １２６から消費されるエネルギの純減少によって、電力が節約され、冷却の必要性が減り、電源の効率が高まる。

非対称フォワードコンバータの動作は、変圧器Ｔ１１２８内の電流を調べることによって理解することができる。図４Ａから図４Ｆは、図３に示される７つの時間間隔の間の電流の経路を示すために、図２の回路の簡略化された一部を示す。説明に用いられない回路要素の中には、図示されないものもある。

図４Ａは、時間間隔ｔ₁ ３１０の間の能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２を通る一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。能動スイッチの出力キャパシタンスおよび受動スイッチの逆回復キャパシタンスは、間隔ｔ₁ ３１０の間は一次電流Ｉ_P ２６０に実質的に影響を及ぼさないため図中に示されていない。間隔ｔ₁ ３１０の間、能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２は閉じられて、スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２の両端の小さな電圧降下は無視して、Ｖ_P＝Ｖ_INとなるように変圧器Ｔ１１２８の一次巻線１３０に入力電圧Ｖ_IN １０２が印加される。磁化電流Ｉ_M ２３０は、磁化インダクタンスＬ_M ２５０内で線形的な勾配で増加する。受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６は開いている。一次電流Ｉ_P ２６０は、変圧器電流Ｉ_T ２４０および磁化電流Ｉ_M ２３０を含む。

図４Ｂは、時間間隔ｔ₂ ３２０の間の能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２
を通る一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。時間間隔ｔ₁ ３１０の終わりにＭＯＳＦＥＴ１０６および１２４がオフになると、磁化電流Ｉ_M ２３０は出力キャパシタンスＣ_OSS1
１０８およびＣ_OSS2 １２６を充電し続ける。磁化電流Ｉ_M ２３０の勾配は、磁化インダクタンス両端の電圧Ｖ_P １３２が低下するにつれて変化する。時間間隔ｔ₂ ３２０は、能動スイッチＱ２１２２の出力キャパシタンスＣ_OSS2 １２６が入力電圧Ｖ_IN １０２にまで充電されると終了する。

図４Ｃは、時間間隔ｔ₃ ３３０の間の一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。時間間隔ｔ₃ ３３０では、受動スイッチＤ１１１０が閉じて磁化電流Ｉ_M ２３０を通す。磁化電流Ｉ_M ２３０は、時間間隔ｔ₃ ３３０の終わりに能動スイッチＱ１１０４両端の電圧Ｖ_Q1 ２１０が入力電圧Ｖ_IN １０２に達するまで、出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８を充電し続ける。

図４Ｄは、時間間隔ｔ₄ ３４０の間の一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。時間間隔ｔ₄ ３４０では、受動スイッチＤ１１１０およびＤ２１１６が閉じられて磁化電流Ｉ_M
２３０を通す。磁化電流Ｉ_M ２３０は線形的な勾配で減少し、これは、変圧器Ｔ１１２８の一次側における磁化インダクタンスＬ_M ２５０両端の入力電圧Ｖ_IN １０２が図４Ａにおける入力電圧の印加とは反対の極性であることに起因する。磁化電流Ｉ_M ２３０は減少して、時間間隔ｔ₄ ３４０の終わりにゼロに達する。時間間隔ｔ₄ ３４０の終わりには、出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８およびＣ_OSS2 １２８は入力電圧Ｖ_IN １０２にまで充電される。

受動スイッチＤ２１１６は導通を停止する。その速い回復により、受動スイッチＤ２
１１６の電流は急速にゼロにまで下がることができる。磁化電流Ｉ_M ２３０はゼロを通過して負になり、時間間隔ｔ₅ ３５０の開始を標示する。図４Ｅは、間隔ｔ₅ ３５０の間の一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。間隔ｔ₅ ３５０の間、能動スイッチＱ１１０４の出力キャパシタンスＣ_OSS1 １０８は受動スイッチＤ１１１０の逆回復キャパシタンスＣ_RR1 １１４を介して放電して、磁化電流Ｉ_M ２３０を負の方向に増加させる。受動スイッチＤ１１１０の逆回復時間の終わりに受動スイッチＤ１１１０から逆回復電荷が取除かれるまで、逆回復キャパシタンスＣ_RR1 １１４は磁化電流Ｉ_M ２３０を通す。受動スイッチＤ１１１０が逆方向における導通を停止すると、時間間隔ｔ₅ ３５０は終了する。

時間間隔ｔ₅ ３５０の終わりに受動スイッチＤ１１１０が逆方向における導通を停止すると、時間間隔ｔ₆ ３６０の開始時に、磁化電流Ｉ_M ２３０が能動スイッチＱ２１２２の出力キャパシタンスＣ_OSS2 １２６を放電し始める。図４Ｆは、間隔ｔ₆ ３６０の間の一次電流Ｉ_P ２６０の経路を示す。磁化電流Ｉ_M ２３０は、電圧Ｖ_Q1 ２１０とＶ_Q2 ２７０との合計がＶ_IN １０２の値に達し、負の磁化電流Ｉ_M ２３０が最終値Ｉ_MF ３０５に達するまで、電圧Ｖ_Q1 ２１０およびＶ_Q2 ２７０を低下させる。Ｖ_Q1 ２１０とＶ_Q2 ２７０との合計が値Ｖ_IN １０２になると、一次電圧Ｖ_P １３２はゼロになり、時間間隔ｔ₆ ３６０は終了する。

時間間隔ｔ₆ ３６０の終わりに一次電圧Ｖ_P １３２がゼロに達すると、二次巻線１３４の電圧もゼロになり、それによって出力ダイオード１３６が導通できるようになる。連続導通モードでは、フリーホイールダイオード１３８は時間間隔ｔ₁ ３１０の終わりから時間間隔ｔ₇ ３７０の終わりまで導通する。

図４Ｇは、時間間隔ｔ₇ ３７０の間の電流の経路を示す。変圧器Ｔ１１２８の一次巻線１３０および二次巻線１３４の両方におけるゼロ電圧の状況によって、磁化電流Ｉ_M
２３０が一次巻線１３０内で循環できるようになる。磁化電流Ｉ_M ２３０が負の変圧
器電流Ｉ_T ２４０になると、一次電流Ｉ_P ２６０はゼロになる。変圧器電流Ｉ_T ２４０は、二次巻線１３４の変圧器の巻線比によってスケーリングされた電流を生成する。

この非対称２スイッチフォワードコンバータは、従来の２スイッチフォワードコンバータに適用されてきた変更点を含んでもよい。従来の２スイッチフォワードコンバータの最大デューティ比は５０%である。すなわち、能動スイッチは、反復性のスイッチングサイクルの完全なスイッチング周期において半分よりも長く閉じることができない。図５は、高電位側受動スイッチＤ１１１０から電流を受ける変圧器回復回路５５０を含む、非対称２スイッチフォワードコンバータの一例５００を示す。

例示的な変圧器回復回路５５０は、ツェナーダイオードＶＲ１５１０、抵抗器Ｒ１５２０、およびコンデンサＣ３５３０を含む。高電位側受動スイッチＤ１１１０からの電流は、入力電圧Ｖ_IN １０２の正端子と高電位側受動スイッチＤ１１１０との間のコンデンサＣ３５３０の電圧Ｖ_C3 ５４０を設定する。

電圧Ｖ_C3 ５４０は入力電圧Ｖ_IN １０２を増加させて、磁化電流Ｉ_M ２３０が間隔ｔ₄ ３４０においてゼロにまで減少するのに必要な時間を短縮する。磁化電流Ｉ_M ２３０がゼロにまで戻る時間が短縮されることによって、たとえば、スイッチングサイクルにおける間隔Ｔ₁ ３１０に割当てられる最大時間が増えるという利点が得られ、それによって、５０%デューティ比の制限を超える２スイッチフォワードコンバータの制御範囲を拡大することができる。制御範囲が拡大することによって、コンバータが、より広範な入力電圧Ｖ_IN １０２に対して所望の出力を与えることが可能となる。入力電圧Ｖ_IN １０２の範囲を拡大しない例では、デューティ比を大きくすると能動スイッチＱ１１０４およびＱ２１２２におけるＲＭＳ（二乗平均平方根）電流を小さくすることができ、それによって導通損失を減らすことができる。別の付加的な利点として、時間間隔ｔ₅ ３５０およびｔ₆ ３６０の間に電圧Ｖ_C3 ５４０が出力キャパシタンスＣ_OSS1の放電を助けることができ、これによって高電位側能動スイッチＱ１１０４の最終電圧Ｖ_Q1F ３１５が低下する。

図６は、変圧器Ｔ１１２８の一次巻線１３０の一端に一次漏れインダクタンスＬ_LP ６０５を加えた、非対称２スイッチフォワードコンバータの別の例６００を示す。図６の一次漏れインダクタンスＬ_LP ６０５は、変圧器Ｔ１の固有の性質を表わすが、別個のインダクタによって増加されてもよい。

一次漏れインダクタンスＬ_LP ６０５は、一次電流Ｉ_P ２６０からのエネルギを蓄える。一次漏れインダクタンスＬ_LP ６０５からのエネルギは、時間間隔ｔ₃ ３３０およびｔ₄ ３４０の間に磁化インダクタンスＬ_M ２５０がコンデンサＣ３５３０を充電するのを助ける。その結果コンデンサＣ３５３０の電圧がさらに高くなり、受動スイッチＤ１１１０の回復時間が延長される。したがって、一次インダクタンスＬ_LP ６０５からのエネルギは、時間間隔ｔ₅ ３５０およびｔ₆ ３６０の間に磁化インダクタンスＬ_M
２５０が出力キャパシタンスＣ_OSS1を放電させることも助ける。

要約書に記載されることを含む本発明の記載例の上記の説明は、開示されたままの形態に関して網羅的または限定的であることを意図していない。説明のため本明細書中には本発明の具体的な実施例および例が説明されているが、本発明のより広範な思想および範囲から逸脱することなくさまざまな均等な変更が可能である。実際、具体的な電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは説明のために与えられ、かつ本発明の教示内容に従って他の実施例および例では他の値も使用可能であることが認識される。

これらの変更は、上記の詳細な説明に鑑みて本発明の例に加えられてもよい。以下の特
許請求の範囲で用いられる用語は、本発明を本明細書および特許請求の範囲に開示される具体的な実施例に制限するものと解釈されるべきではない。むしろ、本発明の範囲は、特許請求の範囲の解釈の確立された原則に従って解釈されることになる以下の特許請求の範囲によってのみ決定される。本願明細書および図面は従って、限定的ではなく例示的に解釈されるべきである。

Ｑ１１０４能動スイッチ、Ｑ２１２２能動スイッチ、Ｄ１１１０受動スイッチ、Ｄ２１１６受動スイッチ。

Claims

パワーコンバータで用いるためのスイッチング回路であって、
変圧器の一次巻線の第１の端子に結合される第１の能動スイッチと、
前記変圧器の前記一次巻線の第２の端子に結合される第２の能動スイッチとを備え、
前記第１の能動スイッチの出力キャパシタンスは、前記第２の能動スイッチの出力キャパシタンスよりも大きく、
前記スイッチング回路は、
前記第２の能動スイッチおよび前記一次巻線の前記第２の端子に結合される第１の受動スイッチと、
前記第１の能動スイッチおよび前記一次巻線の前記第１の端子に結合される第２の受動スイッチとをさらに備え、
前記第１の受動スイッチの逆回復時間は、前記第２の受動スイッチの逆回復時間よりも長い、スイッチング回路。
前記第１の能動スイッチは高電位側スイッチである、請求項１に記載のスイッチング回路。
前記第１の受動スイッチは高電位側スイッチである、請求項２に記載のスイッチング回路。
前記第１の能動スイッチおよび前記第２の能動スイッチの少なくとも一方は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタである、請求項１に記載のスイッチング回路。
前記第１の受動スイッチおよび前記第２の受動スイッチの少なくとも一方は、ＰＮ接合ダイオードである、請求項１に記載のスイッチング回路。
前記第１の受動スイッチから電流を受けるように結合される変圧器回復回路をさらに備える、請求項１に記載のスイッチング回路。
前記変圧器回復回路に含まれ、前記第１の受動スイッチから前記電流を受けつつ電圧を設定するコンデンサをさらに備える、請求項６に記載のスイッチング回路。
前記第１の受動スイッチに結合されるツェナーダイオードおよびコンデンサをさらに備える、請求項６に記載のスイッチング回路。
前記変圧器回復回路に含まれる前記ツェナーダイオードと前記コンデンサとの間に結合される抵抗器をさらに備える、請求項８に記載のスイッチング回路。
前記変圧器回復回路に含まれるコンデンサは、前記第１の受動スイッチにおける逆回復電流を生成するように結合される、請求項６に記載のスイッチング回路。
前記変圧器の前記一次巻線の前記第１の端子と前記第１の能動スイッチとの間に結合されるインダクタをさらに備える、請求項１に記載のスイッチング回路。
前記インダクタは、前記変圧器の前記一次巻線の前記第１の端子と前記第２の受動スイッチとの間に結合される、請求項１１に記載のスイッチング回路。
パワーコンバータの出力を制御するための方法であって、
変圧器の一次巻線に入力電圧を印加するために第１の能動スイッチおよび第２の能動ス
イッチを閉じるステップを備え、
前記入力電圧は、前記一次巻線の両端の一次電圧を誘導し、
前記一次電圧は、磁化電流成分を有する一次電流を誘導し、
前記第１の能動スイッチの出力キャパシタンスは、前記第２の能動スイッチの出力キャパシタンスよりも大きく、
前記方法は、
前記第１の能動スイッチおよび前記第２の能動スイッチを開くステップをさらに備え、
前記磁化電流成分は、前記第１の能動スイッチのキャパシタンスおよび前記第２の能動スイッチのキャパシタンスを充電し、
前記方法は、
前記磁化電流成分を通すために第１の受動スイッチを閉じるステップをさらに備え、
前記磁化電流成分は、前記第１の能動スイッチの両端の電圧が前記入力電圧に達するまで前記第１の能動スイッチの前記キャパシタンスを充電し、
前記方法は、
前記磁化電流成分を前記第１の受動スイッチおよび前記第２の受動スイッチに通して、前記磁化電流成分の方向を逆にすることによって前記第１の能動スイッチの前記キャパシタンスを前記第１の受動スイッチを介して放電させるために、第２の受動スイッチを閉じるステップをさらに備え、
前記第１の受動スイッチの逆回復時間は、前記第２の受動スイッチの逆回復時間よりも長く、
前記方法は、
前記磁化電流成分を前記第２の受動スイッチに通して、前記第２の能動スイッチの前記キャパシタンスを放電させるために、前記第１の受動スイッチを開くステップをさらに備える、方法。
前記磁化電流成分を前記第１の受動スイッチおよび前記第２の受動スイッチに通すことによって、前記第１の能動スイッチの両端の第１のスイッチ電圧が低下し、前記第２の受動スイッチの両端の第２のスイッチ電圧が低下する、請求項１３に記載の方法。
前記磁化電流成分を前記第１の受動スイッチおよび前記第２の受動スイッチに通すことによって、前記第１のスイッチ電圧と前記第２のスイッチ電圧との合計が前記入力電圧に等しくなるまで前記第１のスイッチ電圧および前記第２のスイッチ電圧が低下する、請求項１４に記載の方法。
前記第１の能動スイッチおよび前記第２の能動スイッチは、５０パーセントよりも高い能動デューティ比を用いて開閉される、請求項１３に記載の方法。
前記一次電圧がゼロボルトに達すると、前記変圧器の二次巻線に結合される出力ダイオードに電流を通すステップをさらに備える、請求項１３に記載の方法。
前記第１の能動スイッチおよび前記第２の能動スイッチを閉じる信号が出されたときから前記第１の能動スイッチおよび前記第２の能動スイッチを開く信号が出されるときまで、前記二次巻線に結合されるフリーホイールダイオードに電流を通すステップをさらに備える、請求項１７に記載の方法。
パワーコンバータで用いるためのスイッチング回路であって、
変圧器の一次巻線の第１の端子に結合される第１の端子を有する第１の能動スイッチと、
前記変圧器の前記一次巻線の第２の端子に結合される第１の端子を有する第２の能動スイッチとを備え、
前記第１の能動スイッチの出力キャパシタンスは、前記第２の能動スイッチの出力キャパシタンスよりも大きく、
前記スイッチング回路は、
前記第２の能動スイッチおよび前記一次巻線の第２の端子に結合される第１の端子を有し、回復回路に結合される第２の端子をさらに有する第１の受動スイッチと、
前記第１の能動スイッチおよび前記一次巻線の前記第１の端子に結合される第１の端子を有する第２の受動スイッチとをさらに備え、
前記第１の受動スイッチの逆回復時間は、前記第２の受動スイッチの逆回復時間よりも長い、スイッチング回路。
前記第１の能動スイッチは、第１の電圧入力端子に結合される第２の端子を有する、請求項１９に記載のスイッチング回路。
前記第２の能動スイッチは、第２の電圧入力端子に結合される第２の端子を有し、前記第１の電圧入力端子と前記第２の電圧入力端子との間に電圧が存在する、請求項２０に記載のスイッチング回路。
前記第２の受動スイッチは、前記第２の電圧入力端子に結合される第２の端子を有する、請求項２１に記載のスイッチング回路。
二次巻線をさらに備え、
前記二次巻線は、出力ダイオードに結合される第１の端子を有し、
前記出力ダイオードは、前記二次巻線に結合される第１の端子およびフリーホイールダイオードに結合される第２の端子を有し、
前記フリーホイールダイオードは、前記出力ダイオードの前記第２の端子に結合される第１の端子、および前記二次巻線の第２の端子に結合される第２の端子を有する、請求項１９に記載のスイッチング回路。
前記回復回路は、
前記第１の受動スイッチの前記第２の端子に結合される第１の端子を有するコンデンサと、
抵抗器の第１の端子に結合される第１の端子を有するツェナーダイオードと、
前記第１の受動スイッチの前記第２の端子に結合される第２の端子を有する前記抵抗器とを備え、
前記ツェナーダイオードの第２の端子は、前記コンデンサの第２の端子に結合され、
前記ツェナーダイオードの前記第２の端子はさらに、前記パワーコンバータの入力電圧を印加するための第１の電圧入力端子に結合される、請求項１９に記載のスイッチング回路。
前記抵抗器は、実質的にゼロオームの値を有する抵抗器相当物である、請求項２４に記載のスイッチング回路。