CN101651420A - 非对称式开关正激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种非对称式开关正激变换器。在一个方面中，一种在功率变换器中使用的开关电路包括第一和第二有源开关以及第一和第二无源开关。第一有源开关可以耦合到变压器的初级绕组的第一端子。第二有源开关可以耦合到变压器的初级绕组的第二端子。第一有源开关的输出电容大于第二有源开关的输出电容。第一无源开关可以耦合到第二有源开关和初级绕组的第二端子。第二无源开关可以耦合到第一有源开关和初级绕组的第一端子。第一无源开关的反向恢复时间大于第二无源开关的反向恢复时间。

Description

非对称式开关正激变换器
技术领域
本发明一般地涉及电源，并且更具体而言，本发明涉及正激变换器(forward converter)。
背景技术
AC至DC电源和DC至AC电源通常使用功率变换拓扑，即大家通常所知的双开关正激变换器(即，具有两个有源开关(active switch)的正激变换器)。
双开关正激变换器通常在将输入电压施加到变压器的初级绕组的配置中使用两个有源开关和两个无源开关(passive switch)。变压器上的次级绕组响应于被施加到初级绕组上的输入电压而产生按比例缩放的电压。次级绕组上的电压被整流并且被滤波，以产生输出电压。在有源开关被关断时，无源开关使得变压器的磁化能量可以复位。允许变压器的磁化能量可以复位(即，返回到低得多的值)以防止过度存储的能量使变压器饱和从而改变其特性。
双开关正激变换器常常是满足个人计算机和类似应用的电源需求的最低成本配置。双开关正激变换器的电路拓扑的对称性使得设计者为两个有源开关选择标称值相同的晶体管并且为两个无源开关选择标称值相同的二极管。
双开关正激变换器的传统设计为两个晶体管规定相同的组件或者具有几乎相同的特性的两个不同组件，对于两个二极管同样如此。这样的设计无法利用可以降低系统成本的附加自由度。
发明内容
根据本发明的一方面，提供了一种在功率变换器中使用的开关电路，该开关电路包括：第一有源开关，所述第一有源开关耦合到变压器的初级绕组的第一端子；第二有源开关，所述第二有源开关耦合到所述变压器的初级绕组的第二端子，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；第一无源开关，所述第一无源开关耦合到所述第二有源开关和所述初级绕组的第二端子；以及第二无源开关，所述第二无源开关耦合到所述第一有源开关和所述初级绕组的第一端子，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间。
根据本发明的第二方面，提供了一种一种用于控制功率变换器的输出的方法，该方法包括：闭合第一有源开关和第二有源开关，以将输入电压施加于变压器的初级绕组，所述输入电压包括所述初级绕组两端的初级电压，所述初级电压包括具有磁化电流分量的初级电流，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；断开所述第一有源开关和所述第二有源开关，其中，所述磁化电流分量对所述第一有源开关的电容和所述第二有源开关的电容充电；闭合第一无源开关，以传导所述磁化电流分量，其中，所述磁化电流分量对所述第一有源开关的电容充电，直到所述第一有源开关两端的电压达到所述输出电压为止；闭合第二无源开关，以经由所述第一无源开关和所述第二无源开关来传导所述磁化电流分量，以通过反转所述磁化电流的方向而经由所述第一无源开关将所述第一有源开关的电容放电，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间；以及断开所述第一无源开关，以经由所述第二无源开关来传导所述磁化电流分量，以将所述第二有源开关的电容放电。
根据本发明的第三方面，提供了一种功率变换器中使用的开关电路，该开关电路包括：第一有源开关，所述第一有源开关具有的第一端子耦合到变压器的初级绕组的第一端子；第二有源开关，所述第二有源开关具有的第一端子耦合到所述变压器的初级绕组的第二端子，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；第一无源开关，所述第一无源开关具有第一端子耦合到所述初级绕组的第二端子和所述第二有源开关，所述第一无源开关具有的第二端子耦合到恢复电路；以及第二无源开关，所述第二无源开关具有的第一端子耦合到所述初级绕组的第一端子和所述第一有源开关，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间。
附图说明
参考以下附图描述本发明的非限制性和非穷尽实施例，其中，若非另外指出，相似的标号指代各个示图中相似的部件。
图1是示出本发明的显著特征的示意图。
图2是图1中的发明的示意图，其标识出具体电流和电压，以示出操作。
图3示出与本发明的操作相关的波形。
图4A、图4B、图4C、图4D、图4E、图4F和图4G是示出与图3中所标识的时间间隔相关联的电流路径的电路图。
图5示出本发明的一个实施例，其包括对双开关正激变换器的最大占空比进行扩展的电路。
图6示出本发明另一实施例，其除了包括将双开关正激变换器的最大占空比扩展为超过50％的电路以外，还包括初级电感。
具体实施方式
公开了实现用于降低具有不匹配的开关的功率变换器的能量耗散的开关电路的方法和装置。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其它实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。
现在将描述非对称式开关正激变换器。本发明的示例涉及第一和第二有源开关以及第一和第二无源开关。第一有源开关可以耦合到变压器的初级绕组的第一端子。第二有源开关可以耦合到变压器的初级绕组的第二端子。第一有源开关的输出电容显著大于第二有源开关的输出电容。第一无源开关可以耦合到第二有源开关和初级绕组的第二端子。第二无源开关可以耦合到第一有源开关和初级绕组的第一端子。第一无源开关的反向恢复时间(reverse recovery time)显著大于第二无源开关的反向恢复时间。
图1示出根据本发明的教导的双开关正激变换器100的一个示例。双开关正激变换器在从输入电压VIN 102产生变压器T1 128的初级绕组130上的电压VP 132的配置中，使用两个有源开关Q1 104和Q2 122和两个无源开关D1 110和D2 116。变压器T1 128的次级绕组134产生与初级电压VP 132成比例的电压。输出二极管136对次级绕组134处的电压进行整流。续流二极管138、输出电感器L1 140和输出电容器C1 142对来自次级绕组134的整流后的电压进行滤波，以在负载144处产生输出电压VO142。
有源开关和无源开关的区别在于：有源开关接收断开和闭合该开关的控制信号，而无源开关通常不接收控制信号。断开的开关通常不传导电流。闭合的开关可以传导电流。有源开关通常具有一个或多个控制端子，所述控制端子判定有源开关的另外两个端子是否可以传导电流。在示图中没有示出断开和闭合图1中的有源开关Q1 104和Q2 122的信号，以免混淆根据本发明的教导。
无源开关一般只具有两个端子。通常，所述端子之间的电压决定无源开关是断开的还是闭合的。可以认为二极管是无源开关，这是因为二极管在其两个端子之间的电压具有一个极性(阳极相对于阴极为正)时传导电流，并且在所述端子之间的电压具有相反的极性(阳极相对于阴极为负)时基本上阻断电流。
图1的示例示出：有源开关Q1 104和Q2 122分别包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)106和124，它们分别具有如电容器COSS1108和COSS2 126所描述的各自固有的输出电容。图1中用虚线示出电容器COSS1 108和COSS2 126以强调它们代表MOSFET 106和124的固有行为(behavior)，并且它们不是外部组件。控制信号导通MOSFET 106和124以闭合有源开关Q1 104和Q2 122。控制信号关断MOSFET 106和124以断开有源开关Q1 104和Q2 122。
在其它示例中，可以使用诸如双极结晶体管(BJT)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)之类的其它适当电子设备来实现各个有源开关Q1 104和Q2 122。如以下所说明的，MOSFET和其它有源开关器件的输出电容是重要(significant)的。可以使用单个基板来集成这些开关或者这些开关作为分立组件被提供。
图1的示例还示出：无源开关D1 110和D2 116分别包括PN结二极管112和118，它们具有分别通过如电容器CRR1 114和CRR2 120所描述的反向恢复电容来建模的反向恢复特性。反向恢复电容器对真实二极管的反向恢复特性进行建模。当PN结二极管上的电压的极性转变为将二极管的状态从传导电流改变为阻断电流时，存在一段时间的瞬间反向电流，所述时间称为反向恢复时间，它发生在电荷载流子被从器件移除期间。通常，认为仅在二极管的反向恢复时间里存在反向恢复电容。
反向恢复时间和反向电流帮助定义二极管的反向恢复特性。具有短的反向恢复时间的二极管被认为是快速二极管(fast diode)。具有长的反向恢复时间的二极管可以被认为是慢速二极管(slow diode)。快速二极管通常具有基本上小于1微秒的反向恢复时间。慢速二极管通常具有基本上大于1微秒的反向恢复时间。以下进一步说明无源开关D1 110和D2 116的反向恢复特性。
在一个示例中，各个有源开关Q1 104和Q2 122的MOSFET 106和124响应于它们各自的控制信号都被导通或者都被关断。无源开关D1 110和D2 116中的二极管112和118分别响应于从有源开关Q1 104和Q2 122的开关产生的电压而导通或关断。
双开关正激变换器的传统设计通常使用标称值相同的有源开关和标称值相同的无源开关来减少设计中所需要的不同部件数。不同部件数的减少通常会降低成本。然而，如以下示例中所述，为两个有源开关使用具有显著不同的特性的器件以及为两个无源开关使用具有显著不同的特性的器件可以产生较低成本的设计。
例如，包括具有控制功能的高压MOSFET晶体管的低成本功率集成电路的可用性允许使用这样的器件来提供双开关正激变换器中的有源开关中的一个。变换器中的另一个有源开关可以是在很多方面与集成电路中的MOSFET不同的分立电子器件。
在选择开关器件时通常考虑的一个参数是器件的输出电容。器件在每次被导通时，该器件会耗散其输出电容中所存储的能量。所耗散的能量与该器件被导通时电容中存在的电压的平方成比例。能量的耗散通常会升高器件的温度。可能需要较大的封装或散热器来防止可能损耗器件的温度过度上升。因此，热量管理的附加成本可能抵消低成本功率集成电路的优势。因此，通常使用具有小的输出电容的开关器件，并且通常在电容上的电压低时进行切换。
在有源开关中的一个是集成电路中的MOSFET而另一个有源开关被封装为分立组件的应用中，分立组件具有的导通电阻常常显著低于集成电路中的MOSFET的导通电阻。减少器件中的传导损耗期望低的导通电阻(on-resistance)。输出电容通常随着导通电阻减小而增大。结果，所选择的被封装为分立组件的开关器件常常具有比集成电路中的MOSFET的输出电容大得多的输出电容。根据本公开，描述了一种在有源开关具有显著不同的输出电容时降低了能量的过度耗散的双开关正激变换器。非对称式开关正激变换器使用非对称的无源开关，以在有源开关导通之前降低具有较高输出电容的有源开关两端上保持的电压。该输出电容中的能量在开关导通时在开关中被耗散。因此，减少该电容中的能量降低了具有较高输出电容的有源开关中的能量耗散。
在图2的示意图200中更详细地示出了图1中示出的示例非对称式双开关正激变换器100。图2示出：有源开关Q1 104的输出电容COSS1 108显著大于有源开关Q2 122的输出电容COSS2 126。在一个示例中，作为分立晶体管的有源开关Q1 104的输出电容COSS1 108约为330皮法拉，而功率集成电路中所包括的有源开关Q2 122的输出电容COSS2 126约为50皮法拉。
在图1和图2的示例中，通过以下方式来管理有源开关中的功率耗散：选择无源开关D1 110和D2 116的操作特性使得(通过反向恢复电容CRR1建模的)无源开关D1的反向恢复时间显著大于(通过反向恢复电容CRR2建模的)无源开关D2的反向恢复时间。在一个示例中，无源开关D1 110的反向恢复时间约为2微秒，而有源开关D2 116的反向恢复时间约为75纳秒。在本技术领域的常用技术中，D1 110是慢速二极管而D2 116是快速二极管。
在图1和图2中，Q1 104是高压侧有源开关，因为其端子之一与输入电压102的正极端子是公共的。反之，Q2 122是低压侧有源开关，因为其端子之一与输入电压102的负极端子是公共的。类似地，D1 110是高压侧无源开关而D2 116是低压侧无源开关。
一般，非对称式双开关正激变换器具有一个具有大输出电容的有源开关和一个具有低输出电容的有源开关。具有大输出电容的有源开关可以是高压侧开关或低压侧开关。非对称式双开关正激变换器还具有一个为快速二极管的无源开关和一个为慢速二极管的有源开关。
具备具有高输出电容的高压侧有源开关和具有低输出电容的低压侧有源开关的非对称式双开关正激变换器还具备为慢速二极管的高压侧无源开关和为快速二极管的低压侧无源开关。具备具有低输出电容的高压侧有源开关和具有高输出电容的低压侧有源开关的非对称式双开关正激变换器还具备为快速二极管的高压侧无源开关和为慢速二极管的低压侧无源开关。
图2示出高压侧有源开关Q1 104上的电压VQ1 210和低压侧有源开关Q2 122上的电压VQ2 270。图2还示出用于高压侧有源开关Q1 104的控制电压VGS1 220和用于低压侧有源开关Q2 122的控制电压VGS2 280。在图2中还用虚线示出了作为变压器T1 128的固有特性的磁化电感LM250。
磁化电感LM 250被用来理解非对称式双开关正激变换器的行为。磁化电感LM代表变压器T1 128的非理想特性。图2示出初级电流IP 260，初级电流IP 260是变压器电流IT 240和磁化电流IM 230的和。变压器电流IT 240是初级电流IP 260的一部分，该部分按照变压器的匝数比被按比例缩放，并且被传递给次级绕组134。磁化电流IM 230是初级电流IP260的一部分，该部分产生用于将初级绕组130耦合到次级绕组134的磁通。
磁化电流的变化率可以通过初级电压VP 132和磁化电感LM 250来确定，而与变压器电流IT 240无关。磁化电感LM 250中的磁化电流IM 230代表变压器T1 128中所存储的能量。如下所述，非对称式双开关正激变换器使用来自磁化电感LM 250的能量来降低有源开关中所耗散的能量。
图3示出当以连续传导模式操作时来自图2的示例非对称式双开关正激变换器的波形。在连续传导模式中，续流二极管138中的电流在有源开关Q1 104和Q2 122为断开的时不变为0。连续传导模式通常在组件以最高温度进行操作时的高输出功率时发生。
图3示出一个切换周期中的7个不同间隔，从间隔t1 310开始到间隔t7 370结束。在间隔t1期间，MOSFET 106和124是导通的。在切换周期的其它时间期间，MOSFET 106和124是关断的。
无源开关D1 110和D2 116响应于它们两端的电压进行传导。对于无源开关D1 110使用慢速二极管并且对于无源开关D2 116使用快速二极管允许有源开关Q1 104两端的电压VQ1 210从最大值VIN 102降低为在间隔t7 370结束时的最终值VQ1F 315。在使用相同有源开关的普通双开关正激变换器中，最终电压VQ1F 315将保持为基本上VIN 102的全值。
在间隔t7 370结束时，有源开关Q2 122上的电压是最终值VQ2F 325。最终值VQ2F 325是输入电压VIN 102和最终电压VQ1F 315之间的差。最终电压VQ1F 315通常被尽可能最小化，因为电压VQ1F 315决定了当有源开关再次导通时将在MOSFET 106中被耗散的、大输出电容COSS1 108中的能量。有源开关Q2 122上的最终电压VQ2F 325可以在不引起很多困难的情况下为高，因为Q2 122的输出电容COSS2 126比Q1 104的输出电容COSS1 108小得多。Q2 122的小输出电容通常不能够存储足以支配有源开关Q2 122的加热的能量。因此，通常可以接受以将电压VQ2F增大为最大值VIN 102为代价来将电压VQ1F 315降低为0。COSS1 108的输出电容显著大于COSS2 126的输出电容。从COSS1 108和COSS2 126中耗散的能量的净降低节省了功率、降低了冷却需求并且提高了电源效率。
从对变压器T1 128中的电流的检测中可以理解非对称式正激变换器的操作。图4A至图4F示出图2的电路的简化部分，以示出图3中示出的7个时间间隔期间的电流路径。说明中未使用的一些电路元件在示图中未出现。
图4A示出在时间间隔t1 310期间初级电流IP 260经过有源开关Q1104和Q2 122的路径。在附图中没有示出有源开关的输出电容和无源开关的反向恢复电容，这是因为它们在间隔t1 310期间基本上不影响初级电流IP 260。在间隔t1 310期间，有源开关Q1 104和Q2 122被闭合，以将输入电压VIN 102施加于变压器T1 128的初级绕组130，使得VP＝VIN，忽略经过开关Q1 104和Q2 122的小的电压降。磁化电流IM 230以磁化电感LM250中的线性斜率(linear slope)增大。无源开关D1 110和D2 116是断开的。初级电流IP 260包括变压器电流IT 240和磁化电流IM 230。
图4B示出在时间间隔t2 320期间初级电流IP 260经过有源开关Q1104和Q2 122的路径。当MOSFET 106和124在时间间隔t1 310结束时关断，磁化电流IM 230继续对输出电容COSS1 108和COSS2 126充电。磁化电流IM 230的斜率随着磁化电感两端的电压VP 132降低而改变。当有源开关Q2 122的输出电容COSS2 126充电至输入电压VIN 102时，时间间隔t2320结束。
图4C示出在时间间隔t3 330期间初级电流IP 260的路径。在时间间隔t3 330中，无源开关D1 110闭合以传导磁化电流IM 230。磁化电流IM230持续对输出电容COSS1 108充电，直到在时间间隔t3 330结束时有源开关Q1 104两端的电压VQ1 210达到输入电压VIN 102为止。
图4D示出在时间间隔t4 340期间初级电流IP 260的路径。在时间间隔t4 340中，无源开关D1 110和D2 116被闭合以传导磁化电流IM 230。磁化电流IM 230以线性斜率下降，该线性斜率是与图4A中的输入电压的施加极性相反的变压器T1 128的初级绕组处的磁化电感LM 250上的输入电压VIN 102的结果。磁化电流IM 230下降，直到在时间间隔t4 340结束时达到0为止。在时间间隔t4 340结束时，输出电容COSS1 108和COSS2128被充电达到输入电压VIN 102。
无源开关D2 116停止传导。它的快速恢复使得无源开关D2 116中的电流能够快速下降为0。磁化电流IM 230经过0并且变为负，以标志时间间隔t5 350的开始。图4E示出在时间间隔t5 350期间初级电流IP 260的路径。在时间间隔t5 350期间，有源开关Q1 104的输出电容COSS1 108通过无源开关D1 110的反向恢复电容CRR1 114进行放电，以在负方向上增大磁化电流IM 230。反向恢复电容CRR1 114传导磁化电流IM 230，直到反向恢复电荷在无源开关D1 110的反向恢复时间结束时被从无源开关D1 110去除为止。当无源开关D1 110停止反方向上的传导时，时间间隔t5 350结束。
当无源开关D1 110在时间间隔t5 350结束时停止反方向上的传导时，磁化电流IM 230在时间间隔t6 360开始时，开始对有源开关Q2 122的输出电容COSS2 126放电。图4F示出在时间间隔t6 360期间初级电流IP260的路径。磁化电流IM 230降低电压VQ1 210和VQ2 270，直到它们的和达到VIN 102的值并且负的磁化电流IM 230达到最终值IMF 305为止。当VQ1 210和VQ2 270的和是值VIN 102时，初级电压VP 132为0，并且时间段t6 360结束。
当初级电压VP 132在时间间隔t6 360结束时达到0时，次级绕组134上的电压也变为0，从而允许输出二极管136进行传导。在连续传导模式中，从时间间隔t1 310的结束一直到时间间隔t7 370的结束，续流二极管138进行传导。
图4G示出在时间间隔t7 370期间电流的路径。变压器T1 128的初级绕组130和次级绕组134两者上的0电压情况使得磁化电流IM 230在初级绕组130中循环。当磁化电流IM 230变为负的变压器电流IT 240时，初级电流IP 260变为0。变压器电流IT 240在次级绕组134中产生按照变压器的匝数比按比例缩放的电流。
非对称式双开关正激变换器还可以包括已经应用于传统的双开关正激变换器的修改。传统的双开关正激变换器具有最大50％的占空比。即，有源开关不能被闭合超过重复切换周期的一个完整切换时间段的时间的一半。图5示出非对称式双开关正激变换器的一个示例500，其包括接收来自高压侧无源开关D1 110的电流的变压器恢复电路550。
示例变压器恢复电路550包括Zener二极管VR1 510、电阻器R1 520和电容器C3 530。来自高压侧无源开关D1 110的电流在输入电压VIN 102的正极端子和高压侧无源开关D1 110之间的电容器C3 530上建立电压VC3 540。
电压VC3 540添加到输入电压VIN 102，以减少在时间间隔t4 340中磁化电流IM 230降低为0所需要的时间。磁化电流IM 230返回0的时间的减少例如具有这样的优点：增大切换周期中允许用于时间间隔t1 310的最大时间，从而使得超过50％占空比限制的对双开关正激变换器的控制范围被扩展。扩展后的控制范围允许变换器针对较宽范围的输入电压VIN 102提供期望的输出。在没有扩展输入电压VIN 102的示例中，较大的占空比允许有源开关Q1 104和Q2 122中较低的RMS(均方根)电流，从而降低了传导损耗。另一个增加的益处可以是：在时间间隔t5 350和t6 360期间，电压VC3 540帮助将输出电容COSS1进行放电，这降低了高压侧有源开关Q1 104上的最终电压VQ1F 315。
图6示出非对称式双开关正激变换器的一个示例600，其将初级漏感LLP 605添加到变压器T1 128的初级绕组130的一端。图6中的初级漏感LLP 605表示变压器T1的可以由分立电感器增强的固有特性。
初级漏感LLP 605存储来自初级电流IP 260的能量。在时间间隔t3 330和t4 340期间，来自初级漏感LLP 605的能量帮助磁化电感LM 250对电容器C3 530充电。电容器C3 530上所产生的较高的电压扩展了无源开关D1 110的恢复时间。因此，在时间间隔t5 350和t6 360期间，来自初级漏感LLP 605的能量还帮助磁化电感LM 250将输出电容COSS1放电。
以上对本发明的示出示例的描述，包括摘要中所描述的，并不希望是穷尽的或者是对所公开的精确形式的限制。尽管出于说明性目的在此描述了本发明的特定实施例和示例，但是在不偏离本发明的更宽的精神和范围的情况下，各种等同修改是可以的。实际上，应当理解，特定电压、电流、频率、功率范围值、时间等被提供用于说明的目的，并且其他值也可以用在根据本发明教导的其它实施例和示例中。
根据以上详细描述，可以对本发明的示例进行这些修改。以下权利要求中所使用的术语不应当被理解为将本发明限制于说明书和权利要求中所公开的特定实施例。而是，范围完全由以下权利要求确定，权利要求要根据已制定的权利要求解释原则来理解。因此，本说明书和示图被视作说明性的而非限制性的。

Claims (25)

1.一种在功率变换器中使用的开关电路，包括：
第一有源开关，所述第一有源开关耦合到变压器的初级绕组的第一端子；
第二有源开关，所述第二有源开关耦合到所述变压器的初级绕组的第二端子，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；
第一无源开关，所述第一无源开关耦合到所述第二有源开关和所述初级绕组的第二端子；以及
第二无源开关，所述第二无源开关耦合到所述第一有源开关和所述初级绕组的第一端子，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间。
2.根据权利要求1所述开关电路，其中，所述第一有源开关是高压侧开关。
3.根据权利要求2所述开关电路，其中，所述第一无源开关是高压侧开关。
4.根据权利要求1所述开关电路，其中，所述第一有源开关和所述第二有源开关中的至少一个是金属氧化物半导体场效应晶体管。
5.根据权利要求1所述开关电路，其中，所述第一无源开关和所述第二无源开关中的至少一个是PN结二极管。
6.根据权利要求1所述开关电路，还包括变压器恢复电路，所述变压器恢复电路被耦合以接收来自所述第一无源开关的电流。
7.根据权利要求6所述开关电路，还包括所述变压器恢复电路中所包括的电容器，以在接收来自所述第一无源开关的电流时建立电压。
8.根据权利要求6所述开关电路，还包括耦合到所述第一无源开关的电容器和Zener二极管。
9.根据权利要求8所述开关电路，还包括耦合在所述变压器恢复电路中所包括的所述电容器和所述Zener二极管之间的电阻器。
10.根据权利要求6所述开关电路，其中，所述变压器恢复电路中所包括的电容器被耦合以产生所述第一无源开关中的反向恢复电流。
11.根据权利要求1所述开关电路，还包括电感器，所述电感器耦合在所述变压器的初级绕组的第一端子和所述第一有源开关之间。
12.根据权利要求11所述开关电路，其中，所述电感器耦合在所述变压器的初级绕组的第一端子和所述第二无源开关之间。
13.一种用于控制功率变换器的输出的方法，包括：
闭合第一有源开关和第二有源开关，以将输入电压施加于变压器的初级绕组，所述输入电压产生所述初级绕组两端的初级电压，所述初级电压产生具有磁化电流分量的初级电流，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；
断开所述第一有源开关和所述第二有源开关，其中，所述磁化电流分量对所述第一有源开关的电容和所述第二有源开关的电容充电；
闭合第一无源开关，以传导所述磁化电流分量，其中，所述磁化电流分量对所述第一有源开关的电容充电，直到所述第一有源开关两端的电压达到所述输入电压为止；
闭合第二无源开关，以经由所述第一无源开关和所述第二无源开关来传导所述磁化电流分量，以通过反转所述磁化电流的方向而经由所述第一无源开关将所述第一有源开关的电容放电，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间；以及
断开所述第一无源开关，以经由所述第二无源开关来传导所述磁化电流分量，以将所述第二有源开关的电容放电。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，经由所述第一被动式开关和所述第二被动式开关对所述磁化电流分量的传导降低所述第一有源开关两端的第一开关电压，并且降低所述第二无源开关两端的第二开关电压。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，经由所述第一无源开关和所述第二无源开关对所述磁化电流分量的传导降低所述第一开关电压和所述第二开关电压，直到所述第一开关电压和所述第二开关电压的和等于所述输入电压为止。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一有源开关和所述第二有源开关被使用超过50％的有效占空比来断开和闭合。
17.根据权利要求13所述的方法，还包括：当所述初级电压达到0伏特时，经由耦合到所述变压器的次级绕组的输出二极管来传导电流。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：从所述第一有源开关和所述第二有源开关被用信号闭合时直到所述第一有源开关和所述第二有源开关被用信号断开时，经由耦合到所述次级绕组的续流二极管来传导电流。
19.一种功率变换器中使用的开关电路，包括：
第一有源开关，所述第一有源开关具有的第一端子耦合到变压器的初级绕组的第一端子；
第二有源开关，所述第二有源开关具有的第一端子耦合到所述变压器的初级绕组的第二端子，其中，所述第一有源开关的输出电容大于所述第二有源开关的输出电容；
第一无源开关，所述第一无源开关具有的第一端子耦合到所述初级绕组的第二端子和所述第二有源开关，所述第一无源开关具有的第二端子耦合到恢复电路；以及
第二无源开关，所述第二无源开关具有的第一端子耦合到所述初级绕组的第一端子和所述第一有源开关，其中，所述第一无源开关的反向恢复时间大于所述第二无源开关的反向恢复时间。
20.根据权利要求19所述的开关电路，其中，所述第一有源开关具有的第二端子耦合到第一电压输入端子。
21.根据权利要求20所述的开关电路，其中，所述第二有源开关具有的第二端子耦合到第二电压输入端子，其中，在所述第一电压输入端子和所述第二电压输入端子之间存在电压。
22.根据权利要求21所述的开关电路，其中，所述第二无源开关具有的第二端子耦合到所述第二电压输入端子。
23.根据权利要求19所述的开关电路，还包括次级绕组，所述次级绕组具有的第一端子耦合到输出二极管，所述输出二极管具有的第一端子耦合到所述次级绕组，所述输出二极管的第二端子耦合到续流二极管，所述续流二极管具有的第一端子耦合到所述输出二极管的第二端子，所述续流二极管具有的第二端子耦合到所述次级绕组的第二端子。
24.根据权利要求19所述的开关电路，其中，所述恢复电路包括电容器、Zener二极管和电阻器，所述电容器具有的第一端子耦合到所述第一有源开关的第二端子，所述Zener二极管具有的第一端子耦合到所述电阻器的第一端子，所述电阻器具有的第二端子耦合到所述第一无源开关的第二端子，所述Zener二极管的第二端子耦合到所述电容器的第二端子，并且其中，所述Zener二极管的第二端子还耦合到用于向所述功率变换器施加输入电压的第一电压输入端子。
25.根据权利要求24所述的开关电路，其中，所述电阻器是等效地具有实质上为0欧姆的值的电阻器。
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