JP2010044388A - 液晶表示装置の駆動電圧生成回路 - Google Patents

Abstract

【課題】製造原価を節減して表示品質を向上させることができる液晶表示装置の駆動電圧生成回路を提供する。
【解決手段】駆動電圧生成回路は、入力電圧の入力を受けて入力電圧の電圧レベルを第１シフトした第１駆動電圧を出力する第１シフタ６２０と、第１駆動電圧の電圧レベルを第２シフトした第２駆動電圧を出力する第２シフタ６３０と、第１シフタのシフトの程度又は第２シフタのシフトの程度を周辺の温度に応じて調節する駆動電圧コントローラ６４０と、を備え、第２駆動電圧は、アナログ方式で周辺の温度変化に応じて連続的に変化する。
【選択図】図４

Description

本発明は、液晶表示装置に関し、より詳細には製造原価を節減して表示品質を向上させることができる液晶表示装置の駆動電圧生成回路に関するものである。

液晶表示装置は、多数のゲートラインと多数のデータラインが具備された液晶パネル、多数のゲートラインにゲート信号を出力するゲート駆動部、及び多数のデータラインにデータ信号を出力するデータ駆動部を含む。

従来のゲート駆動部は、ゲートドライバ集積回路をＴＣＰ（ｔａｐｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｐａｃｋａｇｅ）又はＣＯＧ（ｃｈｉｐ ｏｎ ｔｈｅ ｇｌａｓｓ）などの形態で実装して実現したが、最近では製造原価、製品のサイズ、及び設計的な側面で他の方法が摸索されている。即ち、非晶質−シリコーン薄膜トランジスタ（ａｍｏｒｐｈｏｕｓ ｓｉｌｉｃｏｎ Ｔｈｉｎ Ｆｉｌｍ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以下「ａ−Ｓｉ ＴＦＴ」という）を利用してゲート信号を発生させるゲート駆動部を液晶パネル上に実装している。

液晶パネル上に実装されるゲート駆動部は、ゲート信号を順次に出力する多数のステージを含むが、各ステージは少なくとも一つのａ−Ｓｉ ＴＦＴを含む。

ａ−Ｓｉ ＴＦＴの駆動能力は、周辺の温度に応じて変化するが、特に周辺の温度が低くなると駆動能力が低下し、画素内のスイッチング素子をターン−オン／オフさせるための充分な電圧レベルを有するゲート信号を出力できなくなる。このようなゲート信号は、ゲート駆動部に提供されるクロック信号とクロックバー信号を利用して作られ、クロック信号とクロックバー信号は、ゲートオン電圧レベルとゲートオフ電圧レベルとの間をスイングする。

従って、周辺の温度に応じてゲートオン電圧レベルとゲートオフ電圧レベルを調節できる液晶表示装置が要求される。

韓国特許公開１０−２００５−００１９３１１号明細書

本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、製造原価を節減して表示品質を向上させることができる液晶表示装置の駆動電圧生成回路を提供することにある。

上記目的を達成するためになされた本発明の一特徴による駆動電圧生成回路は、入力電圧の入力を受けて該入力電圧の電圧レベルを第１シフトした第１駆動電圧を出力する第１シフタと、前記第１駆動電圧の電圧レベルを第２シフトした第２駆動電圧を出力する第２シフタと、前記第１シフタのシフトの程度又は前記第２シフタのシフトの程度を周辺の温度に応じて調節する駆動電圧コントローラと、を備え、前記第２駆動電圧は、アナログ方式で前記周辺の温度変化に応じて連続的に変化する。

本発明の一実施形態による表示装置は、ゲートオフ電圧を出力するゲートオフ電圧生成部と、ゲートオン電圧及びゲートオフ電圧の提供を受けて第１クロック信号及び第２クロック信号を出力するクロック生成部と、第１クロック信号及び第２クロック信号の提供を受けてゲート信号を出力するゲート駆動部と、ゲート信号の提供を受けてオン又はオフされて映像を表示する多数の画素を有する。ゲートオフ電圧生成部は、第１降圧シフタと第２降圧シフタとゲートオフ電圧コントローラを含む。第１降圧シフタは、第２入力電圧の入力を受けて第２入力電圧の電圧レベルを降圧シフトした第２駆動電圧を出力する。第２降圧シフタは、第２駆動電圧の電圧レベルを降圧シフトしたゲートオフ電圧を出力する。ゲートオフ電圧コントローラは周辺の温度により抵抗値が変わる可変素子を含み、第１降圧シフタの降圧量又は第２降圧シフタの降圧量を調節する。

本発明のその他の具体的な特徴は詳細な説明及び図面に含まれている。

本発明による液晶表示装置の駆動電圧生成回路によれば、低温で駆動マージンが確保されて低温でもゲート駆動部の駆動能力が低下しない。従って、液晶表示装置の表示品質を向上させることができる。

本発明の一実施形態による液晶表示装置を説明するためのブロック図である。 図１に示す液晶パネルに含まれる一画素の等価回路図である。 本発明の第１実施形態による液晶表示装置に含まれる図１に示すゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。 図３に示すゲートオン電圧生成部を説明するための回路図である。 図４に示すＡＶＤＤコントローラを説明するための回路図である。 図４に示すスイッチドライバを説明するためのブロック図である。 図４に示す基準電圧生成器を説明するための回路図である。 図７に示す可変素子の特性を説明するためのグラフである。 図７に示す可変電圧を説明するためのグラフである。 図７に示す比較及び選択部の動作を説明するための順序図である。 図７に示す基準電圧を説明するためのグラフである。 図４に示すゲートオン電圧を説明するためのグラフである。 図１に示すゲート駆動部を説明するための例示的なブロック図である。 図１３に示す第ｊステージの例示的な回路図である。 ゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。 本発明の第２実施形態による液晶表示装置に含まれる基準電圧生成器を説明するための回路図である。 図１６に示す可変素子の特性を説明するためのグラフである。 図１７に示す基準電圧を説明するためのグラフである。 図１７に示すゲートオン電圧を説明するためのグラフである。 本発明の第３実施形態による液晶表示装置に含まれるゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。 本発明の第３実施形態による液晶表示装置における可変素子の特性を説明するためのグラフである。 本発明の第３実施形態による液晶表示装置における基準電圧を説明するためのグラフである。 本発明の第３実施形態による液晶表示装置におけるゲートオフ電圧を説明するためのグラフである。 本発明の第３実施形態による液晶表示装置におけるゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。 本発明の第４実施形態による液晶表示装置に含まれるゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。 本発明の第４実施形態による液晶表示装置におけるゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。

本発明の利点、特徴、及びそれらを達成する方法は、図面と共に詳細に後述する実施形態を参照すれば明確になるであろう。しかし、本発明は、以下で開示する実施形態に限定されるものではなく、異なる多様な形態で具現することが可能である。本実施形態は、単に本発明の開示が完全になるように、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に対して発明の範疇を完全に知らしめるために提供するものである。なお、明細書全体にかけて、同一の参照符号は同一の構成要素を指すものとする。

一つの素子（ｅｌｅｍｅｎｔｓ）が、他の素子と「接続された（ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｏ）」又は「カップリングされた（ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｏ）」と指称するときは、他の素子と直接接続又はカップリングされた場合、或いは中間に他の素子を介在させた場合のすべてを含む。これに対し、一つの素子が異なる素子と「直接接続された（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｏ）」又は「直接カップリングされた（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｏ）」と指称するときは、間に他の素子を介在させないことを表わす。明細書全体にかけて、同一の参照符号は、同一の構成要素を指称する。「及び／又は」は、言及されたアイテムの各々及び一つ以上のすべての組合せを含む。

第１、第２等が、多様な素子、構成要素及び／又はセクションを説明するために使用される。しかし、これらの素子、構成要素及び／又はセクションは、これらの用語によって制限されないことは勿論である。これらの用語は単に一つの素子、構成要素、又はセクションを他の素子、構成要素、又はセクションと区別するために使用されるものである。従って、以下で言及する第１素子、第１構成要素、又は第１セクションは、本発明の技術的思想内で第２素子、第２構成要素、又は第２セクションであり得ることは勿論である。

本明細書で使用する用語は、実施形態を説明するためのものあり、本発明を制限しようとするものではない。本明細書において、単数形は、文言で特別に言及しない限り、複数形をも含む。明細書で使用する「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」及び／又は「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、言及した構成要素、段階、動作、及び／又は素子が、一つ以上の他の構成要素、段階、動作、及び／又は素子の存在又は追加を排除するものではない。

他に定義していなければ、本明細書で使用するすべての用語（技術及び科学的用語を含む）は、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に共通に理解され得る意味において使用するものである。また、一般的に使用される辞典に定義されている用語は、明確に特別に定義されていない限り理想的に又は過度に解釈されない。

以下、本発明の液晶表示装置の駆動電圧生成回路を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

先ず、図１〜図１４を参照して本発明の第１実施形態による液晶表示装置の駆動電圧生成回路を説明する。

図１は、本発明の一実施形態による液晶表示装置を説明するためのブロック図である。図２は、図１に示す液晶パネルに含まれる一画素の等価回路図である。

図１を参照すると、液晶表示装置１０は、液晶パネル３００、駆動電圧生成部４５０、タイミングコントローラ５００、クロック生成部４６０、ゲート駆動部４７０、及びデータ駆動部８００を含み得る。

液晶パネル３００は、映像が表示される表示部（ＤＡ）と映像が表示されない非表示部（ＰＡ）に区分することができる。

表示部（ＤＡ）は、多数のゲートライン（Ｇ１〜Ｇｎ）、多数のデータライン（Ｄ１〜Ｄｍ）、スイッチング素子（図２のＱ１参照）及び画素電極（図２のＰＥ参照）が形成された第１基板（図２の１００参照）と、カラーフィルター（図２のＣＦ参照）と共通電極（図２のＣＥ参照）が形成された第２基板（図２の２００参照）、第１基板と第２基板との間に介在する液晶分子層（図２の１５０参照）を含み映像を表示する。ゲートライン（Ｇ１〜Ｇｎ）は、略行方向に延長され互いにほぼ平行であり、データライン（Ｄ１〜Ｄｍ）は略列方向に延長され互いにほぼ平行である。

図２を参照して図１に示す一画素について説明すると、第１基板１００の画素電極（ＰＥ）と対向するように第２基板２００の共通電極（ＣＥ）の一部領域にカラーフィルター（ＣＦ）が形成され得る。例えば、ｉ番目（ｉ＝１、２、…、ｎ）のゲートライン（Ｇｉ）とｊ番目（ｊ＝１、２、…、ｍ）のデータライン（Ｄｊ）に接続された画素（ＰＸ）は、信号線（Ｇｉ、Ｄｊ）に接続されたスイッチング素子（Ｑ１）とこれに接続された液晶キャパシタ（ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｃａｐａｃｉｔｏｒ、Ｃｌｃ）及びストレージキャパシタ（ｓｔｏｒａｇｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ、Ｃｓｔ）を含む。ストレージキャパシタ（Ｃｓｔ）は必要に応じて省略することができる。スイッチング素子（Ｑ１）は、ａ−Ｓｉ（ａｍｏｕｒｐｈｏｕｓ − ｓｉｌｉｃｏｎ）から成るＴＦＴである。

非表示部（ＰＡ）は、第１基板１００が第２基板２００より更に広く形成されて映像が表示されない部分である。非表示部（ＰＡ）にゲート駆動部４７０を実装することができる。

駆動電圧生成部４５０は、駆動電圧を生成してクロック生成部４６０に提供することができる。このとき、駆動電圧はゲートオン電圧（Ｖｏｎ）又はゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）であり得る。以下では、駆動電圧がゲートオン電圧（Ｖｏｎ）又はゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）であり、駆動電圧生成部４５０がゲートオン電圧生成部又はゲートオフ電圧生成部である場合を一例として説明する。駆動電圧生成部４５０は、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）及びゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）に限定されず、多様な駆動電圧を生成するための駆動電圧生成回路に適用することができる。

駆動電圧生成部４５０、即ちゲート電圧生成部４５０は、入力ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）、ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を生成してクロック生成部４６０に提供することができる。ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）及び／又はゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）は、周辺の温度に応じて電圧レベルを可変することができる。例えば、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）の電圧レベルは低温で増加し、高温で減少することができる。これに対し、ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）の電圧レベルは低温で減少し、高温で増加することができる。ゲート電圧生成部４５０に対する更に詳細な説明は各実施形態を説明する際に後述する。

タイミングコントローラ５００は、外部のグラフィック制御器（図示せず）から入力映像信号（Ｒ、Ｇ、Ｂ）及びこれの表示を制御する入力制御信号を受信する。入力制御信号としては、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）、水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）、メインクロック信号（Ｍｃｌｋ）、及びデータイネーブル信号（ＤＥ）がある。

タイミングコントローラ５００は、入力映像信号（Ｒ、Ｇ、Ｂ）と入力制御信号に基づいてデータ制御信号（ＣＯＮＴ）を生成し、データ制御信号（ＣＯＮＴ）と映像データ信号（ＤＡＴ）をデータ駆動部８００に伝送する。

また、タイミングコントローラ５００は、第１クロック生成制御信号（ＯＥ）、第２クロック生成制御信号（ＣＰＶ）、及びソーススキャン開始信号（ＳＴＶ）をクロック生成部４６０に提供する。ここで、第１クロック生成制御信号（ＯＥ）はゲート信号をイネーブルさせる信号であり得、第２クロック生成制御信号（ＣＰＶ）は、ゲート信号のデューティ比を決定する信号であり得、ソーススキャン開始信号（ＳＴＶ）は一フレームの開始を知らせる信号であり得る。

クロック生成部４６０は、第１クロック生成制御信号（ＯＥ）、第２クロック生成制御信号（ＣＰＶ）、及びソーススキャン開始信号（ＳＴＶ）に応答してゲート電圧生成部４５０から提供されたゲートオン電圧（Ｖｏｎ）及びゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を利用してクロック信号（ＣＫＶ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）及びゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を出力する。ここで、クロック信号（ＣＫＶ）及びクロックバー信号（ＣＫＶＢ）は、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）とゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）との間をスイングする信号として互いに逆位相を有する。

また、クロック生成部４６０は、ソーススキャン開始信号（ＳＴＶ）をスキャン開始信号（ＳＴＶＰ）に変換してゲート駆動部４７０に提供する。ここで、スキャン開始信号（ＳＴＶＰ）はソーススキャン開始信号（ＳＴＶ）の振幅を増加させた信号である。

クロック生成部４６０は、周辺の温度が低下すると増加させた振幅を有するクロック信号（ＣＫＶ）、クロックバー信号（ＣＫＶＢ）を出力することができ、周辺の温度が上昇すると減少させた振幅を有するクロック信号（ＣＫＶ）、クロックバー信号（ＣＫＶＢ）を出力することができる。周辺の温度の変化に応じてゲートオン電圧（Ｖｏｎ）及び／又はゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）の電圧レベルを増減することによってクロック信号（ＣＫＶ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）の振幅を調節することができる。

ゲート駆動部４７０は、スキャン開始信号（ＳＴＶＰ）によってイネーブルされ、クロック信号（ＣＫＶ）、クロックバー信号（ＣＫＶＢ）、及びゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を利用して多数のゲート信号を生成し、各ゲートライン（Ｇ１〜Ｇｎ）に各ゲート信号を順次に提供する。ゲート駆動部４７０に対する更に詳細な説明は図１３〜図１５を参照して後述する。

データ駆動部８００は、タイミングコントローラ５００から映像データ信号（ＤＡＴ）、データ制御信号（ＣＯＮＴ）の提供を受けて映像データ信号（ＤＡＴ）に対応する映像データ電圧を各データライン（Ｄ１〜Ｄｍ）に提供する。ここで、データ制御信号（ＣＯＮＴ）は、データ駆動部８００の動作を制御する信号であって、データ駆動部８００の動作を開始する水平開始信号、２つのデータ電圧の出力を指示するロード信号などを含む。

データ駆動部８００は、集積回路としてテープキャリアパッケージ（Ｔａｐｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐａｃｋａｇｅ：ＴＣＰ）の形態で液晶パネル３００と接続することができるが、これに限定されず、液晶パネル３００の非表示部（ＰＡ）の上に形成することもできる。

図３は、本発明の第１実施形態による液晶表示装置に含まれる図１に示すゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。

図３を参照すると、ゲート電圧生成部４５０はゲートオン電圧生成部６１０とゲートオフ電圧生成部７１０を含み得る。ゲートオン電圧生成部６１０は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の入力を受けてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））を出力することができ、ゲートオフ電圧生成部７１０は、第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の入力を受けてゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を出力することができる。ここで、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）と第２入力電圧（Ｖｉｎ２）は同一の電圧（Ｖｉｎ）であり得る。また、ゲートオン電圧をＶｏｎ（Ｔ）で表記したのはゲートオン電圧の電圧レベルが周辺の温度に応じて可変できることを表現するためである。

ゲートオン電圧生成部６１０は、第１シフタ６２０と第２シフタ６３０と第２駆動電圧コントローラ６５０を含み得る。以下では、第２駆動電圧コントローラ６５０がゲートオン電圧コントローラ６５０である場合を説明する。

第１シフタ６２０は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の入力を受けて第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の電圧レベルをシフト、例えば昇圧した第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）を出力することができる。第２シフタ６３０は、第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）の電圧レベルをシフト、例えば昇圧した第２駆動電圧を出力することができる。このとき、第２駆動電圧は、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））であり得る。

ゲートオン電圧コントローラ６５０は、第１シフタ６２０のシフトの程度又は第２シフタのシフトの程度を周辺の温度に応じて調節することができる。これによって、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））はアナログ方式で周辺の温度に応じて連続的に変化することができる。

更に、ゲートオン電圧コントローラ６５０は、周辺の温度に応じて抵抗値が変わる可変素子を含み、第１シフタ６２０の昇圧量又は第２シフタ６３０の昇圧量を調節することができる。ゲートオン電圧コントローラ６５０は、周辺の温度に応じて電圧値が変わる基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））を出力して第１シフタ６２０の昇圧量又は第２シフタ６３０の昇圧量を調節することができる。図３ではゲートオン電圧コントローラ６５０が第２シフタ６３０の昇圧量を調節することを図示している。以下、説明の便宜上、図３に示すようにゲートオン電圧コントローラ６５０が第２シフタ６３０の昇圧量を調節する場合に限定して説明するが、本発明がこれに限定されないことは勿論である。

ゲートオン電圧生成部６１０は、第１駆動電圧コントローラ（ＡＶＤＤコントローラ）６４０を更に含み得る。上述したように、ゲートオン電圧コントローラ６５０が第２シフタ６３０の昇圧量を調節する場合、第１駆動電圧コントローラ６４０はＰＷＭ信号を出力して第１シフタ６２０が第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の電圧レベルを第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）に昇圧シフトするように制御することができる。このとき、第１シフタ６２０、第２シフタ６３０、第１駆動電圧コントローラ６４０、及び第２駆動電圧コントローラ６５０は一つのチップ内に形成することができる。

図４は、図３に示すゲートオン電圧生成部を説明するための回路図である。図５は、図４に示すＡＶＤＤコントローラを説明するための回路図である。図６は、図４に示すスイッチドライバを説明するためのブロック図である。

図４〜図６を参照すると、ゲートオン電圧生成部６１０は、第１シフタ６２０と、第１駆動電圧コントローラ、即ちＡＶＤＤコントローラ６４０と、第２シフタ６３０とゲートオン電圧コントローラ６５０を含み得る。

第１シフタ６２０と第２シフタ６３０は、図４に示すように昇圧シフタ又はブースタコンバータ（昇圧型コンバータ）、例えばブースタであり得る。但し、ブースタコンバータはＤＣ−ＤＣコンバータの一例であり、第１シフタ６２０と第２シフタ６３０は異なる種類のコンバータであり得る。

第１シフタ６２０は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）が印加されるインダクタ（Ｌ１）と、インダクタ（Ｌ１）にアノードが接続されて第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）の出力端子にカソードが接続されたダイオード（Ｄ１）と、ダイオード（Ｄ１）のカソードと接地の間に接続されたキャパシタ（Ｃ１）と、インダクタ（Ｌ１）とダイオード（Ｄ１）のアノードが接続された端子に接続されたスイッチング素子（Ｑ１）を含み得る。

動作を説明すると、ＡＶＤＤコントローラ６４０から出力されたＰＷＭ信号の信号レベルによってスイッチング素子（Ｑ１）のターン−オン／オフが調節される。ＰＷＭ信号がローレベルならば、スイッチング素子（Ｑ１）がターン−オフし、インダクタ（Ｌ１）の電流、電圧の特性によってインダクタ（Ｌ１）の両端に印加される第１入力電圧（Ｖｉｎ１）に比例してインダクタ（Ｌ１）に流れる電流（Ｉ１）が徐々に増加する。

ＰＷＭ信号がハイレベルならば、スイッチング素子（Ｑ１）がターン−オンし、インダクタ（Ｌ１）に流れる電流（Ｉ１）は、ダイオード（Ｄ１）を通じて流れ、キャパシタ（Ｃ１）の電流、電圧特性によってキャパシタ（Ｃ１）に電圧が充電される。従って、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）が一定の電圧に昇圧されて第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）として出力される。

図５に示すように、ＡＶＤＤコントローラ６４０は、第１抵抗（Ｒ１）、第２抵抗（Ｒ２）、第１比較器（ｃｐｒ１）及びパルスオシレータ（ｐｕｌｓｅ ＯＳＣ）を含み得る。ＡＶＤＤコントローラ６４０は、第１フィードバック電圧（Ｖｄ１）の電圧レベルに応じてデューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）が可変するＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を出力することができる。

具体的に、第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）は、第１抵抗（Ｒ１）及び第２抵抗（Ｒ２）によって電圧分配されて第１フィードバック電圧（Ｖｄ１）が第１比較器（ｃｐｒ１）の一方の入力端子に入力される。パルスオシレータ（ｐｕｌｓｅ ＯＳＣ）は、一定の周波数の基準クロック信号（ＲＣＬＫ）を生成する。第１比較器（ｃｐｒ１）は、パルスオシレータ（ｐｕｌｓｅ ＯＳＣ）で生成された基準クロック信号（ＲＣＬＫ）と第１フィードバック電圧（Ｖｄ１）を比較し、第１フィードバック電圧（Ｖｄ１）のレベルが基準クロック信号（ＲＣＬＫ）のレベルより大きい場合はハイレベルを出力し、小さい場合はローレベルを出力してＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を生成する。ここで、基準クロック信号（ＲＣＬＫ）の周波数は一定であるため、第１フィードバック電圧（Ｖｄ１）のレベルに応じてＰＷＭ信号（ＰＷＭ）のデューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）が変わる。

第２シフタ６３０は、第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）が印加されるインダクタ（Ｌ２）と、インダクタ（Ｌ２）にアノードが接続されてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））の出力端子にカソードが接続されたダイオード（Ｄ２）と、ダイオード（Ｄ２）のカソードと接地の間に接続されたキャパシタ（Ｃ２）と、インダクタ（Ｌ２）とダイオード（Ｄ２）のアノードが接続された端子に接続されたスイッチング素子（Ｑ２）、及びスイッチング素子（Ｑ２）に流れる電流を検出するフィードバック抵抗（Ｒｄ）を含み得る。フィードバック抵抗（Ｒｄ）は、スイッチング素子（Ｑ２）に流れる電流を検出して第３フィードバック電圧（Ｖｄ３）をゲートオン電圧コントローラ６５０に提供する。

動作を説明すると、ゲートオン電圧コントローラ６５０の出力信号の信号レベルに応じてスイッチング素子（Ｑ２）のターン−オン／オフが調節される。ゲートオン電圧コントローラ６５０の出力信号がローレベルならば、スイッチング素子（Ｑ２）がターン−オフしてインダクタ（Ｌ２）の電流、電圧特性によってインダクタ（Ｌ２）の両端に印加される第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）に比例してインダクタ（Ｌ２）に流れる電流（Ｉ２）が徐々に増加する。

ゲートオン電圧コントローラ６５０の出力信号がハイレベルならば、スイッチング素子（Ｑ２）がターン−オンし、インダクタ（Ｌ２）に流れる電流（Ｉ２）はダイオード（Ｄ２）を通じて流れ、キャパシタ（Ｃ２）の電流、電圧の特性によってキャパシタ（Ｃ２）に電圧が充電される。従って、第１駆動電圧（ＡＶＤＤ１）が一定の電圧に昇圧されてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））として出力される。

ゲートオン電圧コントローラ６５０は、図４に示すように、第３抵抗（Ｒ３）、第４抵抗（Ｒ４）、第２比較器（ｃｐｒ２）、基準電圧生成器６８０、及びスイッチドライバ６６０を含み得る。

動作を説明すると、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））は第３抵抗（Ｒ３）及び第４抵抗（Ｒ４）によって電圧分配され、第２フィードバック電圧（Ｖｄ２）が第２比較器（ｃｐｒ２）の一方の入力端子に入力される。基準電圧生成器６８０は、温度に応じて電圧値が変わる基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））を出力する。第２比較器（ｃｐｒ２）は、基準電圧生成器６８０で生成された基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））と第２フィードバック電圧（Ｖｄ２）を比較し、第２フィードバック電圧（Ｖｄ２）のレベルが基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））のレベルより大きい場合はハイレベルを出力して小さい場合はローレベルを出力する。

スイッチドライバ６６０は、図６に示すように、第３比較器（ｃｐｒ３）とＳＲフリップフロップ６７０とパルスオシレータ（ｐｕｌｓｅ ＯＳＣ）を含み得る。ＳＲフリップフロップ６７０のリセット端子（Ｒ）には第３比較器（ｃｐｒ３）の出力が入力され、セット端子（Ｓ）にはパルスオシレータ（ｐｕｌｓｅ ＯＳＣ）で生成された基準クロック信号（ＲＣＬＫ）が入力される。ＳＲフリップフロップ６７０の出力端子（Ｑ）はスイッチング素子（Ｑ３）と接続される。

スイッチドライバ６６０は、第３フィードバック電圧（Ｖｄ３）の電圧レベルと第２比較器（ｃｐｒ２）の出力を比較してスイッチング素子（Ｑ２）に流れる電流のピーク値を調節することができる。

動作を説明すると、第３比較器（ｃｐｒ３）の出力がハイレベルの信号ならば、即ち、リセット端子（Ｒ）にハイレベルの信号が入力されると、ＳＲフリップフロップ６７０は出力端子（Ｑ）にローレベルの信号を出力する。このときスイッチング素子（Ｑ２）はターン−オフする。又は、第３比較器（ｃｐｒ３）の出力がローレベルの信号であり、即ち、リセット端子（Ｒ）にローレベルの信号が入力され、セット端子（Ｓ）にハイレベルのクロック信号が入力されると、ＳＲフリップフロップ６７０は出力端子（Ｑ）にハイレベルの信号を出力する。このときスイッチング素子（Ｑ２）はターン−オンする。

図７は、図４に示す基準電圧生成器を説明するための回路図である。図８は、図７に示す可変素子の特性を説明するためのグラフである。図９は、図７に示す可変電圧を説明するためのグラフである。

図７を参照すると、基準電圧生成器６８０は、可変素子（ＮＴＣ）に定電流（Ｉ１）を提供する第１定電流源（ＣＳ１）と、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）を出力する抵抗（Ｒ＿ＨＩ）と、抵抗（Ｒ＿ＨＩ）に定電流（Ｉ２）を提供する第２定電流源（ＣＳ２）、及び第２直流電圧を出力する定電圧源（ＶＳ）を含み得る。ここで、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）は可変素子（ＮＴＣ）の抵抗値に応じて変わる電圧レベルを有し、第２直流電圧は第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）より小さい電圧レベルを有し得る。以下、定電圧源（ＶＳ）が第２直流電圧として１．２５Ｖを出力し、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）として１．８Ｖが出力されるように設定された抵抗（Ｒ＿ＨＩ）と、第１定電流源（ＣＳ１）がセットされた場合を仮定して説明する。

基準電圧生成器６８０は、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）、及び第２直流電圧の入力を受けてこれらのうちの何れか一つを基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））に選択して出力する比較及び選択部６９０を含み得る。

比較及び選択部６９０は、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルを第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）の電圧レベル又は第２直流電圧の電圧レベルと比較した結果によって、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）、及び第２直流電圧のうちの何れか一つを基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））として出力することができる。これについては図１０を参照してより詳細に説明する。

可変素子（ＮＴＣ）はＮＴＣ抵抗素子であり得る。ＮＴＣ抵抗素子の抵抗値は、周辺の温度の変化に実質的に反比例し得る。例えば、図８に示すように、周辺の温度が上がれば抵抗値が小さくなり、周辺の温度が下がれば抵抗値が大きくなる。

可変素子（ＮＴＣ）の抵抗値が図８に示すように変化すると、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）も図９に示すように周辺の温度の変化に実質的に反比例し得る。

図１０は、図７に示す比較及び選択部の動作を説明するための順序図である。図１１は、図７に示す基準電圧を説明するためのグラフである。上述したように、第２直流電圧が１．２５Ｖであり、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）が１．８Ｖであると仮定して説明する。

図１０を参照すると、比較及び選択部６９０は、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルを第２直流電圧の電圧レベル、即ち１．２５Ｖと比較する。可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルより１．２５Ｖが大きければ（Ｃａｓｅ Ａ）、比較及び選択部６９０は基準電圧（Ｖｒｅｆ）として第２直流電圧、即ち１．２５Ｖを選択する。可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルより１．２５Ｖが小さければ、比較及び選択部６９０は可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルを第１直流電圧の電圧レベル、即ち１．８Ｖと比較する。可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルより１．８Ｖが大きければ（Ｃａｓｅ Ｂ）、比較及び選択部６９０は基準電圧（Ｖｒｅｆ）として、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）を選択する。可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）の電圧レベルが１．８Ｖより大きければ、比較及び選択部６９０は基準電圧（Ｖｒｅｆ）として第１直流電圧の電圧レベル、即ち１．８Ｖを選択する。

このような比較及び選択部の動作によって図１１に示すような基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））が出力される。図１１を参照すると、比較及び選択部６９０は、周辺の温度が低くなることによって、第２直流電圧、即ち１．２５Ｖ、可変電圧（Ｖ＿ＮＴＣ）、及び第１直流電圧、即ち１．８Ｖを順次に選択したことを確認することができる。

言い換えれば、基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））は周辺の温度が高温である第１区間（Ａ）で第２直流電圧（１．２５Ｖ）の電圧レベルを有し、周辺の温度が低温である第２区間（Ｃ）で第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）の電圧レベルを有し、第１区間（Ａ）と第２区間（Ｃ）との間の第３区間（Ｂ）で温度の低下に応じて第２直流電圧（１．２５Ｖ）の電圧レベルから第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）の電圧レベルに単調増加する電圧レベルを有することができる。

図１２は、図４に示すゲートオン電圧を説明するためのグラフである。

図４〜図１１を参照して説明した内容を整理すると、図４に示すゲートオン電圧コントローラ６５０は、図７に示すように可変素子（ＮＴＣ）を具備して周辺の温度に応じて変わる基準電圧（Ｖ＿ｒｅｆ）を出力する基準電圧生成器６８０を含み得る。ゲートオン電圧コントローラ６５０は、図４に示すようにゲートオン電圧レベル（Ｖｏｎ（Ｔ））に対応する第２フィードバック電圧（Ｖｄ２）を基準電圧（Ｖ＿ｒｅｆ）と比較した結果に対応してゲートオン電圧レベル（Ｖｏｎ（Ｔ））を調節する。ゲートオン電圧レベル（Ｖｏｎ（Ｔ））は基準電圧（Ｖ＿ｒｅｆ）の電圧レベルの変化に実質的に比例するように出力される。従って、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））は、図１２に示すような電圧レベルを有することができる。

具体的にゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））は、周辺の温度が高温である第１区間（Ａ）で第１電圧レベルを有し、周辺の温度が低温である第２区間（Ｃ）で第１電圧レベルより大きい第２電圧レベルを有し、第１区間（Ａ）と第２区間（Ｃ）との間の第３区間（Ｂ）で温度の低下に応じて第１電圧レベルから第２電圧レベルに単調増加する電圧レベルを有することができる。即ち、ゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））の電圧レベルは周辺の温度の変化に実質的に反比例し得る。

上述したように、本発明の第１実施形態による液晶表示装置に含まれるゲートオン電圧生成部は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）を変換してゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））を出力し、周辺の温度に応じてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））の電圧レベルを調節する機能、即ち温度補償機能を共に実現する。即ち、ゲートオン電圧生成部は、温度補償機能が内蔵されたＤＣ−ＤＣコンバータであるといえる。従って、温度補償機能とＤＣ−ＤＣ変換機能を別個に実現するために要求される費用を節減して製造原価を減らすことができる。

図１３〜図１５を参照して図１に示すゲート駆動部４７０を詳細に説明する。図１３は、図１に示すゲート駆動部を説明するための例示的なブロック図である。図１４は、図１３に示す第ｊステージの例示的な回路図である。図１５は、ゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。

ゲート駆動部４７０は、スキャン開始信号（ＳＴＶＰ）によりイネーブルされてクロック信号（ＣＫＶ）、クロックバー信号（ＣＫＶＢ）、及びゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を利用して多数のゲート信号を生成し、各ゲートライン（Ｇ１〜Ｇｎ）に各ゲート信号を順次に提供する。このようなゲート駆動部４７０について、図１３を参照して更に具体的に説明する。

図１３を参照するとゲート駆動部４７０は、多数のステージ（ＳＴ_１〜ＳＴ_ｎ＋１）を含み、各ステージ（ＳＴ_１〜ＳＴ_ｎ＋１）は、カスケード（ｃａｓｃａｄｅ）接続されており、最後のステージ（ＳＴ_ｎ＋１）を除いた各ステージ（ＳＴ_１〜ＳＴ_ｎ）はゲートライン（Ｇ１〜Ｇｎ）と一対一に接続されて各々ゲート信号（Ｇｏｕｔ_１〜Ｇｏｕｔ_（ｎ））を出力する。各ステージ（ＳＴ_１〜ＳＴ_ｎ＋１）には、ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）、クロック信号（ＣＫＶ）、クロックバー信号（ＣＫＶＢ）、及び初期化信号（ＩＮＴ）が入力される。ここで、初期化信号（ＩＮＴ）はクロック生成部４６０から提供することができる。

各ステージ（ＳＴ_１〜ＳＴ_ｎ＋１）は、第１クロック端子（ＣＫ１）、第２クロック端子（ＣＫ２）、セット端子（Ｓ）、リセット端子（Ｒ）、電源電圧端子（ＧＶ）、フレームリセット端子（ＦＲ）、ゲート出力端子（ＯＵＴ１）、及びキャリー出力端子（ＯＵＴ２）を有することができる。

例えば、ｊ番目（ｊ≠１）のゲートラインと接続された第ｊステージ（ＳＴ_ｊ）のセット端子（Ｓ）には前段ステージ（ＳＴ_ｊ−１）のキャリー信号（Ｃｏｕｔ_{（ｊ−１）}）が、リセット端子（Ｒ）には後段ステージ（ＳＴ_ｊ＋１）のゲート信号（Ｇｏｕｔ_{（ｊ＋１）}）が入力され、第１クロック端子（ＣＫ１）及び第２クロック端子（ＣＫ２）には各々クロック信号（ＣＫＶ）及びクロックバー信号（ＣＫＶＢ）が入力され、電源電圧端子（ＧＶ）にはゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）が入力され、フレームリセット端子（ＦＲ）には初期化信号（ＩＮＴ）又は最後のステージ（ＳＴ_ｎ＋１）のキャリー信号（Ｃｏｕｔ_{（ｎ＋１）}）が入力される。ゲート出力端子（ＯＵＴ１）はゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））を出力し、キャリー出力端子（ＯＵＴ２）はキャリー信号（Ｃｏｕｔ_（ｊ））を出力する。

但し、最初のステージ（ＳＴ_１）には前段キャリー信号の代わりにスキャン開始信号（ＳＴＶＰ）が入力され、最後のステージ（ＳＴ_ｎ＋１）には後段ゲート信号の代わりにスキャン開始信号（ＳＴＶＰ）が入力される。

ここで、図１４を参照して、図１３に示す第ｊステージ（ＳＴ_ｊ）について更に詳細に説明する。

図１４を参照すると、第ｊステージ（ＳＴ_ｊ）は、バッファ部４７１０、充電部４７２０、プルアップ部４７３０、キャリー信号生成部４７７０、プルダウン部４７４０、放電部４７５０、及びホールディング部４７６０を含み得る。このような第ｊステージ（ＳＴ_ｊ）に前段キャリー信号（Ｃｏｕｔ_{（ｊ−１）}）、クロック信号（ＣＫＶ）及びクロックバー信号（ＣＫＶＢ）が提供される。

先ず、バッファ部４７１０は、ダイオード接続された（ｄｉｏｄｅ−ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）トランジスタ（Ｔ４）を含む。動作を説明すると、バッファ部（４７１０）は、セット端子（Ｓ）を通じて入力された前段キャリー信号（Ｃｏｕｔ_{（ｊ−１）}）を充電部４７２０、キャリー信号生成部４７７０及びプルアップ部４７３０に提供する。

充電部４７２０は、一端がトランジスタ（Ｔ４）のソース、プルアップ部（４７３０）、及び放電部４７５０に接続され、他端がゲート出力端子（ＯＵＴ１）に接続されたキャパシタ（Ｃ１）から成る。

プルアップ部４７３０は、トランジスタ（Ｔ１）を含み、トランジスタ（Ｔ１）のドレーンが第１クロック端子（ＣＫ１）に接続され、ゲートが充電部（４７２０）に接続され、ソースがゲート出力端子（ＯＵＴ１）に接続される。

キャリー信号生成部４７７０は、ドレーンが第１クロック端子（ＣＫ１）に接続され、ソースがキャリー出力端子（ＯＵＴ２）に接続され、ゲートがバッファ部４７１０と接続されているトランジスタ（Ｔ１５）と、トランジスタ（Ｔ１５）のゲートとソースに接続されたキャパシタ（Ｃ２）を含む。

プルダウン部４７４０は、ドレーンがトランジスタ（Ｔ１）のソース及びキャパシタ（Ｃ１）の他端に接続され、ソースが電源電圧端子（ＧＶ）に接続され、ゲートがリセット端子（Ｒ）に接続されたトランジスタ（Ｔ２）を含む。

放電部４７５０は、ゲートがリセット端子（Ｒ）に接続されてドレーンがキャパシタ（Ｃ１）の一端に接続されてソースが電源電圧端子（ＧＶ）に接続され、次のステージ（ＳＴ_ｊ＋１）のゲート信号（Ｇｏｕｔ_{（ｊ＋１）}）に応答して充電部４７２０を放電させるトランジスタ（Ｔ９）と、ゲートがフレームリセット端子（ＦＲ）に接続されてドレーンがキャパシタ（Ｃ１）の一端に接続されてソースが電源電圧端子（ＧＶ）に接続されて初期化信号（ＩＮＴ）に応答して充電部４７２０を放電させるトランジスタ（Ｔ６）を含む。

ホールディング部４７６０は、多数のトランジスタ（Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７，Ｔ８，Ｔ１０，Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３）を含み、ゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））がローレベルからハイレベルに変換されるとハイレベル状態を維持させ、ゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））がハイレベルからローレベルに変換された後にはクロック信号（ＣＫＶ）及びクロックバー信号（ＣＫＶＢ）の電圧レベルに関係なく一フレームの間ゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））をローレベルに維持させる動作を遂行する。

図１５を参照してゲート駆動部４７０に入力されるクロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）と、ゲート駆動部４７０が出力するゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））を説明する。上述したように、クロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）は温度に応じて可変されるため、低温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｌ〜Ｖｏｆｆ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｒ〜Ｖｏｆｆ）より更に大きくなり得る。また、クロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）を利用して作られるゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））も低温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｌ〜Ｖｏｆｆ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｒ〜Ｖｏｆｆ）より更に大きい。

従って、低温で駆動マージンが確保されるため、低温でもゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しない。また、ゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しないため、液晶表示装置の表示品質を向上させることができる。

以下、図１６及び図１９を参照して本発明の第２実施形態による液晶表示装置の駆動電圧生成回路を説明する。本発明の第１実施形態と実質的に同一の構成要素に対しては同一の参照符号を使って第１実施形態と実質的に重複する説明は便宜上省略する。

図１６は、本発明の第２実施形態による液晶表示装置に含まれる基準電圧生成器を説明するための回路図である。図１７は、図１６に示す可変素子の特性を説明するためのグラフである。

図１６を参照すると、第２実施形態による液晶表示装置に含まれる基準電圧生成器６８１は、ダイオード（Ｄ３）に定電流（Ｉ１）を提供する第１定電流源（ＣＳ１）と、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）を出力する抵抗（Ｒ＿ＨＩ）と、前記抵抗（Ｒ＿ＨＩ）に定電流（Ｉ２）を提供する第２定電流源（ＣＳ２）、及び第２直流電圧を出力する定電圧源（ＶＳ）を含み得る。ここで、可変電圧（Ｖｆ）は、ダイオード（Ｄ３）の電圧−電流特性（Ｖｆ−Ｉｆ）に応じて変わる電圧レベルを有し、第２直流電圧は第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）より小さい電圧レベルを有することができる。以下、定電圧源（ＶＳ）が第２直流電圧として１．２５Ｖを出力し、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）として１．８Ｖが出力されるように設定された抵抗（Ｒ＿ＨＩ）と、第１定電流源（ＣＳ１）がセッティングされた場合を仮定して説明する。

基準電圧生成器６８１は、第１直流電圧（Ｖ＿ＨＩ）、可変電圧（Ｖｆ）、及び第２直流電圧の入力を受けてこれらのうちの何れか一つを基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））として選択して出力する比較及び選択部６９１を含み得る。

ダイオード（Ｄ３）は、図１７に示すようなＮＴＣ抵抗素子であり得る。ＮＴＣ抵抗素子の抵抗値は周辺の温度の変化に実質的に反比例し得る。例えば、図８に示すように、周辺の温度が上がれば抵抗値が小さくなり、周辺の温度が下がれば抵抗値が大きくなる。

可変素子（ＮＴＣ）は、図１７に示すような電圧−電流特性（Ｖｆ−Ｉｆ）を有することができる。即ち、ダイオード（Ｄ３）は、周辺の温度の変化に応じて実質的に反比例するしきい電圧を有することができる。図１７を参照すると、Ｔ１より高い温度であるＴ２でしきい電圧がＶｔからＶｔ’に大きくなっている。このとき、第１定電流源（ＣＳ１）が一定の電流Ｉ１を供給すると、ダイオード（Ｄ３）の両端に印加される電圧はＶｆ１からＶｆ２に小さくなる。従って、可変電圧（Ｖｆ）は周辺の温度の変化に応じて実質的に反比例するように変化する。

図１８は、図１７に示す基準電圧を説明するためのグラフである。図１９は、図１７に示すゲートオン電圧を説明するためのグラフである。

図１６及び図１７で定電流源（ＣＳ１）とダイオード（Ｄ３）を適切に選択すれば、図１８に示すような基準電圧を得ることができる。即ち、本発明の第１実施形態とは異なって可変電圧（Ｖｆ）が第３区間（Ｂ）で直線的に変化することができる。本発明の第２実施形態において可変素子として使われたダイオード（Ｄ３）は、このように周辺の温度の変化に対応して基準電圧（Ｖｒｅｆ）が直線的に変化することを導き出すための例示的な素子に過ぎず、本発明がこれに限定されないことは勿論である。

本発明の第２実施形態による液晶表示装置に含まれるゲートオン電圧生成部は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）を変換してゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））を出力し、周辺の温度に応じてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））の電圧レベルを調節する機能、即ち温度補償機能を共に実現する。従って、第１実施形態と同様に製造原価を減らすことができる。また、低温でもゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しないため、液晶表示装置の表示品質を向上させることができる。

以下、図２０〜図２４を参照して本発明の第３実施形態による液晶表示装置の駆動電圧生成回路を説明する。本発明の第１実施形態と実質的に同一の構成要素に対しては同一の参照符号を使って第１実施形態と実質的に重複する説明は便宜上省略する。

図２０は、本発明の第３実施形態による液晶表示装置に含まれるゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。

図２０を参照すると、ゲート電圧生成部４５１は、ゲートオン電圧生成部６１１とゲートオフ電圧生成部７１１を含み得る。ゲートオン電圧生成部６１１は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の入力を受けてゲートオン電圧（Ｖｏｎ）を出力することができ、ゲートオフ電圧生成部７１１は、第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の入力を受けてゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を出力することができる。ここで、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）と第２入力電圧（Ｖｉｎ２）は同一の電圧（Ｖｉｎ）であり得る。また、ゲートオフ電圧をＶｏｆｆ（Ｔ）で表記したのはゲートオフ電圧の電圧レベルが周辺の温度に応じて可変できることを表現するためである。

ゲートオフ電圧生成部７１１は、第１降圧シフタ７２０と第２降圧シフタ７３０とゲートオフ電圧コントローラ７５０を含み得る。

第１降圧シフタ７２０は、第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の入力を受けて第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の電圧レベルを降圧シフトした第１駆動電圧（ＡＶＤＤ２）を出力することができる。第２降圧シフタ７３０は、第１駆動電圧（ＡＶＤＤ２）の電圧レベルを降圧シフトしたゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を出力することができる。第１降圧シフタ７２０と第２降圧シフタ７３０は例えば、バックコンバータ（降圧型コンバータ）であり得る。但し、バックコンバータは、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例であり、第１降圧シフタ７２０と第２降圧シフタ７３０は他の種類のコンバータであり得る。

ゲートオフ電圧コントローラ７５０は、周辺の温度に応じて抵抗値が変わる可変素子を含み、第１降圧シフタ７２０の降圧量又は第２降圧シフタ７３０の降圧量を調節することができる。ゲートオフ電圧コントローラ７５０は、周辺の温度に応じて電圧値が変わる基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））を出力して第１降圧シフタ７２０の降圧量又は第２降圧シフタ７３０の降圧量を調節することができる。図２０では、ゲートオフ電圧コントローラ７５０が第２降圧シフタ７３０の降圧量を調節することを示している。以下、説明の便宜上、図２０に示すようにゲートオフ電圧コントローラ７５０が第２降圧シフタ７３０の降圧量を調節する場合に限定して説明するが、本発明がこれに限定されないことは勿論である。

ゲートオフ電圧生成部７１１は、第１駆動電圧コントローラ７４０（ＡＶＤＤコントローラ７４０）を更に含み得る。上述したように、ゲートオフ電圧コントローラ７５０が第２降圧シフタ７３０の降圧量を調節する場合、第１駆動電圧コントローラ７４０は、ＰＷＭ信号を出力して第１降圧シフタ７２０が第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の電圧レベルを第１駆動電圧（ＡＶＤＤ２）に降圧シフトするように制御することができる。

具体的に、ゲートオフ電圧コントローラ７５０は、可変素子を具備して周辺の温度に応じて変わる基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））を出力する基準電圧生成器（図示せず）を含みゲートオフ電圧レベル（Ｖｏｆｆ（Ｔ））に対応する第１フィードバック電圧を基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））と比較した結果に対応してゲートオフ電圧レベル（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を調節することができる。一方、ゲートオフ電圧コントローラ７５０に含まれる基準電圧生成器（図示せず）は、比較及び選択部（図示せず）を含み得る、比較及び選択部は、第１直流電圧と、可変素子の抵抗値に応じて変わる電圧レベルを有する可変電圧と、第１直流電圧より小さい第２直流電圧の入力を受けて可変電圧の電圧レベルを第１直流電圧の電圧レベル又は第２直流電圧の電圧レベルと比較し、第１直流電圧、可変電圧、及び第２直流電圧のうちの何れか一つを基準電圧に選択して出力することができる。ゲートオフ電圧生成部７１１は、本発明の第１実施形態で説明したゲートオン電圧生成部のような方式で具現することができるため他の詳細な説明は便宜上省略する。

図２１、図２２、及び図２３は、各々本発明の第３実施形態による液晶表示装置における可変素子の特性、基準電圧、及びゲートオフ電圧を説明するためのグラフである。

ゲートオフ電圧コントローラ（図２０の７５０参照）は、周辺の温度に応じて抵抗値が変わる可変素子を含み得る。可変素子の抵抗値は、図２１に示すように周辺の温度の変化に実質的に比例し得る。

可変素子の抵抗値が図２１に示すように変化する場合、基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））は図２２に示すように変わることができる。具体的に、基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））は、周辺の温度が高温である第１区間（Ａ）で第１直流電圧の電圧レベルを有し、周辺の温度が低温である第２区間（Ｃ）で第１直流電圧より低い第２直流電圧の電圧レベルを有し、第１区間（Ａ）と第２区間（Ｃ）との間の第３区間（Ｂ）で温度の低下に応じて第１直流電圧の電圧レベルから第２直流電圧の電圧レベルに単調減少する電圧レベルを有することができる。

基準電圧（Ｖｒｅｆ（Ｔ））が図２２に示すように変化すると、ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））は図２３に示すような電圧レベルを有することができる。

具体的にゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））は、周辺の温度が高温である第１区間（Ａ）で第１電圧レベルを有し、周辺の温度が低温である第２区間（Ｃ）で第１電圧レベルより小さい第２電圧レベルを有し、第１区間（Ａ）と第２区間（Ｃ）との間の第３区間（Ｂ）で温度の低下に応じて第１電圧レベルから第２電圧レベルに単調減少する電圧レベルを有することができる。即ち、ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））の電圧レベルは周辺の温度の変化に実質的に比例し得る。

本発明の第３実施形態による液晶表示装置に含まれるゲートオフ電圧生成部は、第２入力電圧（Ｖｉｎ２）を変換してゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を出力するが、周辺の温度に応じてゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））の電圧レベルを調節する機能、即ち温度補償機能を共に実現する。従って、第１実施形態と同様に製造原価を減らすことができる。

図２４は、本発明の第３実施形態による液晶表示装置におけるゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。

図２４を参照してゲート駆動部４７０に入力されるクロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）と、ゲート駆動部４７０が出力するゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））を説明する。上述したように、クロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）は温度に応じて可変されるため、低温での信号の振幅（Ｖｏｎ〜Ｖｏｆｆ＿Ｌ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ〜Ｖｏｆｆ＿Ｒ）よりより大きい。また、クロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）を利用して作られるゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））も低温での信号の振幅（Ｖｏｎ〜Ｖｏｆｆ＿Ｌ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ〜Ｖｏｆｆ＿Ｒ）よりより大きい。

従って、低温で駆動マージンが確保されるため、低温でもゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しない。また、ゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しないため、液晶表示装置の表示品質を向上させることができる。

以下、図２５及び図２６を参照して本発明の第４実施形態による液晶表示装置の駆動電圧生成回路を説明する。本発明の第１及び第３実施形態と実質的に同一の構成要素に対しては同一の参照符号を使って実質的に重複する説明は便宜上省略する。

図２５は、本発明の第４実施形態による液晶表示装置に含まれるゲート電圧生成部を説明するためのブロック図である。

図２５を参照すると、本発明の第４実施形態による液晶表示装置に含まれるゲート電圧生成部４５２はゲートオン電圧生成部６１０とゲートオフ電圧生成部７１１を含み得る。ゲートオン電圧生成部６１０は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）の入力を受けてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））を出力することができ、ゲートオフ電圧生成部７１１は第２入力電圧（Ｖｉｎ２）の入力を受けてゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を出力することができる。ゲートオン電圧生成部６１０とゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））については本発明の第１実施形態と第３実施形態で各々説明したのでこれについての詳細な説明は便宜上省略する。

本発明の第４実施形態による液晶表示装置に含まれるゲートオン電圧生成部６１０は、第１入力電圧（Ｖｉｎ１）を変換してゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））を出力するが、周辺の温度に応じてゲートオン電圧（Ｖｏｎ（Ｔ））の電圧レベルを調節する機能、即ち温度補償機能を共に実現する。また、ゲートオフ電圧生成部７１１も、第２入力電圧（Ｖｉｎ２）を変換してゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））を出力し、周辺の温度に応じてゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ（Ｔ））の電圧レベルを調節する機能、即ち温度補償機能を共に実現する。

即ち、ゲートオン電圧生成部６１０とゲートオフ電圧生成部７１１は各々温度補償機能が内蔵されたＤＣ−ＤＣコンバータであるといえる。従って、温度補償機能とＤＣ−ＤＣ変換機能を別個に実現するために要求される費用を節減して製造原価を減らすことができる。

図２６は、本発明の第４実施形態による液晶表示装置におけるゲート駆動部の入出力信号を示すタイミング図である。

図２６を参照してゲート駆動部４７０に入力されるクロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）と、ゲート駆動部４７０が出力するゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））を説明する。上述したようにクロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）は温度に応じて可変されるため、低温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｌ〜Ｖｏｆｆ＿Ｌ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｒ〜Ｖｏｆｆ＿Ｒ）より更に大きい。また、クロック信号（ＣＫＢ）とクロックバー信号（ＣＫＶＢ）を利用して作られるゲート信号（Ｇｏｕｔ_（ｊ））も低温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｌ〜Ｖｏｆｆ＿Ｌ）が、常温での信号の振幅（Ｖｏｎ＿Ｒ〜Ｖｏｆｆ＿Ｒ）より更に大きい。

従って、低温で駆動マージンが確保されるため、低温でもゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しない。また、ゲート駆動部４７０の駆動能力が低下しないため、液晶表示装置の表示品質を向上させることができる。

以上、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術的範囲から逸脱しない範囲内で多様に変更実施することが可能である。

１０ 液晶表示装置
１００ 第１基板
１５０ 液晶分子
２００ 第２基板
３００ 液晶パネル
４５０、４５１、４５２ ゲート電圧生成部（駆動電圧生成部）
４６０ クロック生成部
４７０ ゲート駆動部
５００ タイミングコントローラ
６１０、６１１ ゲートオン電圧生成部
６２０ 第１シフタ
６３０ 第２シフタ
６４０、７４０ ＡＶＤＤコントローラ（第１駆動電圧コントローラ）
６５０ ゲートオン電圧（Ｖｏｎ）コントローラ（第２駆動電圧コントローラ）
６６０ スイッチドライバ
６７０ ＳＲフリップフロップ
６８０、６８１ 基準電圧（Ｖｒｅｆ）生成器
６９０、６９１ 比較及び選択部
７１０、７１１ ゲートオフ電圧生成部
７２０ 第１降圧シフタ
７３０ 第２降圧シフタ
７５０ ゲートオフ電圧（Ｖｏｆｆ）コントローラ
８００ データ駆動部
４７１０ バッファ部
４７２０ 充電部
４７３０ プルアップ部
４７４０ プルダウン部
４７５０ 放電部
４７６０ ホールディング部
４７７０ キャリー信号生成部

Claims (10)

1. 入力電圧の入力を受けて該入力電圧の電圧レベルを第１シフトした第１駆動電圧を出力する第１シフタと、
   前記第１駆動電圧の電圧レベルを第２シフトした第２駆動電圧を出力する第２シフタと、
   前記第１シフタのシフトの程度又は前記第２シフタのシフトの程度を周辺の温度に応じて調節する駆動電圧コントローラと、を備え、
   前記第２駆動電圧は、アナログ方式で前記周辺の温度変化に応じて連続的に変化することを特徴とする駆動電圧生成回路。
2. 前記第２駆動電圧の電圧レベルは、前記周辺の温度の変化に実質的に反比例することを特徴とする請求項１に記載の駆動電圧生成回路。
3. 前記第２駆動電圧は、
   前記周辺の温度が第１温度以上である第１区間で第１電圧レベルを有し、
   前記周辺の温度が前記第１温度より低い第２温度以下である第２区間で前記第１電圧レベルより大きい第２電圧レベルを有し、
   前記第１区間と前記第２区間との間の第３区間で温度の低下に応じて前記第１電圧レベルから前記第２電圧レベルに単調増加する電圧レベルを有することを特徴とする請求項２に記載の駆動電圧生成回路。
4. 前記第１シフタ、前記第２シフタ、及び前記駆動電圧コントローラは、一つのチップ内に形成されることを特徴とする請求項１に記載の駆動電圧生成回路。
5. 前記駆動電圧生成回路は、バックコンバータ又はブースタコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の駆動電圧生成回路。
6. 前記駆動電圧コントローラは、
   前記周辺の温度に応じて抵抗値が変化する可変素子を具備して前記周辺の温度に応じて変化する基準電圧を出力する基準電圧生成器を含み、
   前記第２駆動電圧の電圧レベルに対応する第１フィードバック電圧を前記基準電圧と比較した結果によって前記第２駆動電圧の電圧レベルを調節することを特徴とする請求項１に記載の駆動電圧生成回路。
7. 前記第２駆動電圧の電圧レベルは、前記基準電圧の電圧レベルの変化に実質的に比例することを特徴とする請求項６に記載の駆動電圧生成回路。
8. 前記第１シフタ又は前記第２シフタは、スイッチング素子を含み、
   前記駆動電圧コントローラは、前記第１フィードバック電圧を前記基準電圧と比較する比較器を更に含み、
   前記駆動電圧コントローラは、前記スイッチング素子に流れる電流の大きさに比例する第２フィードバック電圧と、前記比較器の出力とを比較した結果によって前記スイッチング素子をオン又はオフすることを特徴とする請求項６に記載の駆動電圧生成回路。
9. 前記基準電圧生成器は、第１直流電圧と、前記可変素子の抵抗値に応じて変わる電圧レベルを有する可変電圧と、前記第１直流電圧より小さい第２直流電圧との入力を受けて、前記可変電圧の電圧レベルを前記第１直流電圧の電圧レベル又は前記第２直流電圧の電圧レベルと比較し、前記第１直流電圧、前記可変電圧、及び前記第２直流電圧のうちの何れか一つを前記基準電圧に選択して出力する比較及び選択部を含むことを特徴とする請求項６に記載の駆動電圧生成回路。
10. 前記第２駆動電圧は、ゲートオフ電圧であり、
    前記ゲートオフ電圧の電圧レベルは、前記周辺の温度の変化に実質的に比例し、
    前記ゲートオフ電圧は、前記周辺の温度が第１温度以上である第１区間で第１電圧レベルを有し、前記周辺の温度が前記第１温度より低い第２温度以下である第２区間で前記第１電圧レベルより小さい第２電圧レベルを有し、前記第１区間と前記第２区間との間の第３区間で温度の低下に応じて前記第１電圧レベルから前記第２電圧レベルに単調減少する電圧レベルを有することを特徴とする請求項１に記載の駆動電圧生成回路。

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