JP2010028897A - 受電制御装置、受電装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 無接点電力伝送システムにおいて、レギュレータのバイパス技術によって受電装置における電力損失および発熱を低減させ、一方、バイパス状態において、負荷への給電を一時的に停止し、あるいは停止していた給電を再開する場合でもオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないようにすること。
【解決手段】 バイパス制御部１０５は、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が低下すると、バイパス制御スイッチＡをオンさせてバイパス経由で負荷９４に給電する。バイパスがオンしている状態において電力供給制御トランジスタＭ３を一時的にオフさせて給電を停止する場合には、定期認証制御部１０１は、バイパス強制オフ信号ＳＡをアクティブレベルとして、バイパス経路を強制的に遮断する。
【選択図】 図６

Description

本発明は、受電制御装置、受電装置および電子機器等に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送が脚光を浴びている。この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

１次コイルと２次コイルを用いた無接点電力伝送装置は、例えば、特許文献１に記載されている。
特開２００６−６０９０９号公報

近年、携帯型電話機やノートブック型パーソナルコンピュータ等の携帯端末のバッテリとして、リチウムイオン電池やリチウムポリマー電池等の２次電池が広く利用されている。これらリチウムイオン電池やリチウムポリマー電池等の２次電池は、他の電池と比べてエネルギ密度が極めて高いという利点を有するが、一方で、劣化や安全性を考慮した厳密な充電制御を行う必要があり、高精度の充電管理技術が必要となる。

したがって、２次電池を充電するために、高精度な出力制御を行い得るレギュレータ（例えば、シリーズレギュレータ）を利用した充電回路を用いるのが好ましいといえる。

また、携帯端末のユーザの使い勝手を考慮すれば、２次電池の充電時間は短い方がよいが、無接点電力伝送を利用した場合の２次電池の充電効率は、通常の充電器（ＡＣアダプタを使用した充電器）による充電効率よりも低く、充電時間が長くなる傾向がある。したがって、無接点電力伝送を用いて携帯端末の充電を行う際、充電中の電力損失を、可能な限り低減することが重要となる。

本発明の発明者の検討によれば、例えば、消耗の激しい２次電池を充電するときのように、大量の充電電流を流す必要がある場合において、上述のレギュレータにおいて電力損失（電力ロス）が発生し、このことが充電時間の短縮の妨げとなる場合があることが明らかとなった。また、携帯端末の安全性を考慮すれば、充電中におけるレギュレータの発熱は最小限に抑制するのが望ましい。

そこで、本発明の発明者は、２次電池への給電能力が低下した場合に、レギュレータをバイパスするバイパス経路を形成し、このバイパス経路を経由して給電対象の負荷（２次電池等）に電流を供給することによって、レギュレータにおける損失と発熱の低減を図る技術を検討した。

その検討の結果、以下の事項が明らかとなった。すなわち、レギュレータをバイパスするバイパス経路を経由して電力を供給しているときは、電流（電圧）の制御（安定化）ができないため、給電対象の負荷に対する給電を一時的に停止する場合、あるいは一時的に停止していた給電を再開する場合に、オーバーシュートおよびアンダーシュートが生じる場合があることがわかった。

つまり、給電対象の負荷への給電を一時的に停止する場合は、電流が急にせき止められるため、レギュレータの出力ノードの電圧が急上昇してオーバーシュートが生じる。また、一時的に停止していた給電を再開する場合には、負荷が急激に大電流を引くため、電流供給が追いつかず、レギュレータの出力ノードの電圧が急激に低下してアンダーシュートが生じる。オーバーシュートやアンダーシュートが発生すると、２次側の回路の破損が生じる場合があり、また、給電対象の負荷への給電を制御する制御用ＩＣ（例えば、２次電池の充電を制御する充電装置）のリセット等の不具合が生じる場合がある。

ここで、給電対象の負荷への給電中において、給電を一時的に停止し、あるいは、停止していた給電を再開する制御は、例えば、２次側から１次側に負荷変調によって信号を送信する際に必要となる場合がある。すなわち、受電装置の負荷を変調するときに、負荷に大きな電流を供給していると、負荷変調による１次コイルのコイル端電圧の変化を１次側が検出しにくくなり、負荷変調による通信信号を１次側が識別することが困難となる。そこで、負荷変調期間においては、負荷への給電を一時的に停止させる。これによって、１次側は負荷変調による通信信号を確実に検出できる。また、負荷変調が終了すれば、負荷への給電を再開させる必要がある。

また、給電対象の負荷への給電中（通常送電期間中）における２次側から１次側への負荷変調による通信は、例えば、異物検出（乗っ取り検出）のための定期認証のために必要となる。すなわち、１次側から２次側への通常送電中に、１次コイルと２次コイルとの間に、例えば、大面積の異物（例えば、薄い金属板）が挿入されると、１次側から供給される電力は、異物ですべて消費される。１次側は、２次側機器が存在するものと判断して、通常送電は継続される。この状態を「乗っ取り状態」という。乗っ取り状態が発生すると、異物が発熱し、機器破損や火傷等の事故の原因となる。そこで、２次側は、定期的（例えば１秒毎）に負荷変調によって所与のパターンの信号（例えば、“０”，“１”，“０”）を送信する。乗っ取り状態が発生しなければ、１次側は、２次側から送信される所与のパターンの信号を定期的に検出することができる。一方、乗っ取り状態が発生すれば、２次側から送信される所与のパターンの信号は１次側で検出できなくなるため、これによって、１次側は、乗っ取り状態の発生を検出することができる。定期的に２次側から送信される信号を受信できるか否かによる乗っ取り状態の検出を、「定期認証」ということにする。

したがって、例えば、給電対象の負荷に大電流を供給するためにレギュレータをバイパスするバイパス経路がオンしている期間と、定期認証期間とが重複したとき、上述のオーバーシュートやアンダーシュートの発生という問題が生じ得る。

つまり、定期認証のタイミングでは、２次側から１次側への負荷変調による通信の必要が生じ、このとき、負荷変調期間中は、負荷への給電を一時的に停止するために、電流がせき止められて、レギュレータの出力ノードの電圧が上昇してオーバーシュートが生じ、一方、負荷変調（定期認証）が終了して、一時的に停止していた負荷への給電を再開すると、給電電流が追従できずに、アンダーシュートが生じる場合がある。このような事項が、本発明の発明者による検討によって、明らかとなった。

本発明は、このような考察に基づいてなされたものである。本発明の幾つかの態様によれば、例えば、レギュレータのバイパス技術によって受電装置における電力損失および発熱を低減させ、一方、バイパス状態において、負荷への給電を一時的に停止し、あるいは停止していた給電を再開する場合でも、大きなオーバーシュートや大きなアンダーシュートが発生しないようにすることができる。

（１）本発明の受電制御装置の一態様では、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から、整流回路およびレギュレータを含む受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の電圧出力ノードから給電対象の負荷に対して電力を供給すると共に、前記給電対象の負荷への給電期間中において、前記受電装置に含まれる負荷変調部による負荷変調によって、前記送電装置に負荷変調信号を送信する無接点電力伝送システムにおける、前記受電装置に設けられる受電制御装置であって、前記受電装置の動作を制御する受電側制御回路と、前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させる電力供給制御信号を出力するための電力供給制御信号出力端子と、を含み、前記受電側制御回路は、前記給電対象の負荷への給電能力の低下を検出すると、前記レギュレータの入力ノードと出力ノードとの間に設けられたスイッチ回路をオンさせて、前記レギュレータの前記入力ノードと前記出力ノードとを直結するバイパス経路をオン状態とし、また、前記バイパス経路が形成されている期間において、前記給電対象への負荷への給電を一時的に停止する場合に、前記電力供給制御信号出力端子から出力される前記電力供給制御信号の電圧レベルを非アクティブレベルからアクティブレベルに変化させて前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させるタイミングで、あるいは、前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させるタイミングの前に、前記スイッチ回路をオフさせて前記バイパス経路を強制的にオフ状態とし、かつ、前記給電対象の負荷への給電の一時停止を解除した後に、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態に復帰させる。

受電制御装置に含まれる受電側制御回路は、例えば、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧レベルを監視し、給電対象の負荷への給電能力の低下を検出すると、レギュレータをバイパスするバイパス経路をオンさせる。ここで、給電対象の負荷への給電能力が低下する状態は、例えば、給電対象の負荷への給電電流が不足する状態である。

バイパス経路をオンさせて、より低損失のバイパス経路（迂回経路）を経由して負荷に電流を供給することによって、負荷への給電能力を無理なく高めることができる。また、負荷に大量の電流を供給するとき（つまり、高負荷時）におけるレギュレータにおける発熱を抑制することができる。

また、パイパス経路が形成されるのは、例えば、レギュレータの入力ノードおよび出力ノードの少なくとも一方の電圧が低下している場合である。したがって、バイパス経路を経由して電流を供給している場合でも、過大な電圧が負荷に印加されるという心配はなく、レギュレータを迂回することに関して、特別な問題（例えば、耐圧の問題）は生じない。

一方、受電側制御回路は、負荷への給電を一時的に停止させるときは、電力供給制御信号出力端子から電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）を出力する。なお、負荷への給電を一時的に停止させる要因としては、定期認証の実行や、あるいは、通常送電中における２次側から１次側への負荷変調による通信の発生等がある。

電力供給制御信号は、例えば、２次電池の充電を制御する充電装置（チャージャ）に供給される。電力供給制御信号が非アクティブレベルからアクティブレベルに変化すると、例えば、充電装置（チャージャ）内の給電制御スイッチがオフとなって電流経路が遮断される。

ここで、バイパス経路がオン状態であるときに、電力供給制御信号によって負荷への給電を一時的に停止すると、上述のとおり、電流がせき止められ、例えば、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧レベルが急上昇してオーバーシュートが生じる。そこで、これを防止するために、受電側制御回路は、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）の電圧レベルを非アクティブレベルからアクティブレベルに変化させるとき（同時のタイミング）あるいは、その変化の前のタイミングにおいて、バイパス経路を強制的にオフ状態とする。これにより、レギュレータを経由して負荷に電流が供給される。

したがって、バイパスが強制的にオフされた状態で、負荷への給電が一時的に停止される。レギュレータは、出力電圧を、例えば負帰還制御によって安定化する機能をもっている。よって、上述の場合でも、レギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧は過大に上昇することがなく、瞬時に安定化されるため、大きなオーバーシュートは生じない。よって、電子回路の破壊等の問題は生じない。

また、負荷への給電の一時的な停止が不要となれば、受電側制御回路は、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベルから非アクティブレベルに変化させて、負荷への給電を再開する。このとき、バイパスの強制オフ状態は継続している。負荷への給電を再開したとき、例えば、充電装置（チャージャ）の給電経路に設けられたトランジスタは、負荷である２次電池に十分な電流を供給しようとして急激に電流を引く。よって、２次電池とレギュレータの出力ノードとが、あたかもショートされたような状態となり、レギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧は低下する。

しかし、レギュレータはある程度のオン抵抗を有しており、そのオン抵抗によって電流が制限されるため、ショート電流が流れない。つまり、レギュレータがバイパス状態であるときは、電流を制限する要素がないため、バイパス経路を経由してショート電流が流れるが、レギュレータがオンしている状態では、レギュレータ自体のオン抵抗が電流制限抵抗として機能するため、ショート電流が流れることが防止される。また、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベルから非アクティブレベルに変化させたタイミングから、バイパス強制オフが解除されるタイミングまでの時間が短いことから、レギュレータの出力ノードの電圧の変動の範囲が制限される。したがって、大きなアンダーシュートが生じない。よって、大きなアンダーシュートによって、例えば充電装置に設けられる充電制御ＩＣがリセットされるといった不都合が生じない。

このように、本態様によれば、レギュレータのバイパス技術によって受電装置における電力損失および発熱を低減させ、一方、バイパス状態において、負荷への給電を一時的に停止し、あるいは停止していた給電を再開する場合でもオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないようにすることができる。よって、負荷への給電能力の向上（２次電池の充電時間の短縮等）と、オーバーシュートやアンダーシュートの防止による信頼性の向上と、の双方を実現することができる。

（２）本発明の受電制御装置の他の態様では、前記受電側制御回路は、前記給電対象の負荷への給電の一時停止を解除した後、前記給電対象の負荷に供給する電圧が安定化するのに必要な時間が経過した後、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態に復帰させる。

上述のとおり、バイパスの強制オフ状態が継続しているときに、一時的に停止していた負荷への給電が再開される。本態様では、給電対象の負荷に供給する電圧が安定化するのに必要な時間が経過した後にバイパスの強制オフが解除され、バイパスがオンされた状態に復帰する。

すなわち、電力供給制御信号がアクティブレベルから非アクティブレベルに変化して、負荷に給電が再開された後、ある程度の時間が経過しないと、負荷への給電状態が安定化せず、その間は、レギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧は安定しない。この状態で、バイパスをオンさせると、負荷への安定した給電ができない場合がある。

そこで、本態様では、負荷への給電を再開した後、給電電圧が安定化するのに必要な時間の経過を待ち、その後、バイパス強制オフを解除して、バイパスをオン状態に復帰させる。これにより、中断していたバイパス経由の給電を、円滑に（安定的に）再開することができる。

（３）本発明の受電制御装置の他の態様では、前記受電制御回路は、前記レギュレータの入力ノードと出力ノードとの間に設けられた前記スイッチ回路のオン／オフを制御するためのバイパス制御信号を出力するバイパス制御部と、前記受電装置に含まれる前記負荷変調部の動作を制御することによって前記受電装置の負荷を定期的に変調して定期認証を実行し、かつ、前記定期的な負荷変調の実行の際に、前記電力供給制御信号を前記電力供給制御端子から出力して前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させ、かつ、前記バイパス制御部にバイパス強制オフ信号を供給する定期認証制御部と、を有し、前記バイパス制御部は、前記レギュレータの入力ノードの電圧および出力ノードの電圧の少なくとも一つの電圧レベルを検出し、検出結果を示す検出信号を出力する検出回路と、前記定期認証部から出力されるバイパス強制オフ信号が非アクティブレベルであるときは、前記検出回路から出力される前記検出信号に基づいて前記バイパス制御信号をアクティブレベルとするか非アクティブレベルとするかを切り換えることによって、前記スイッチ回路のオン／オフを制御すると共に、前記バイパス強制オフ信号がアクティブレベルであるときは、前記検出信号のレベルにかかわらず、前記バイパス制御信号を強制的に非アクティブレベルに固定して、前記スイッチ回路がオンすることを禁止する出力制御回路と、を有する。

本態様では、受電側制御回路は、バイパス制御部と、定期認証制御部と、を有する。バイパス制御部は、レギュレータの出力ノードあるいは入力ノードの電圧の少なくとも一方を検出する検出回路と、検出回路から出力される検出信号または定期認証制御部から出力されるバイパス強制オフ信号のいずれかに基づいて、バイパス制御信号の電圧レベルを切り換える出力制御回路と、を有する。

出力制御回路は、バイパス制御部から出力されるバイパス制御信号の電圧レベルを制御する回路である。この出力制御回路は、バイパスのオン／オフを制御するバイパスイネーブル回路として機能する。

上述のとおり、送電装置から受電装置への通常送電中に、乗っ取り状態の検出のために定期認証が実行される。すなわち、受電側制御回路に含まれる定期認証制御部は、例えば、負荷変調トランジスタをオン／オフさせて、受電装置の負荷を定期的に変調する。定期認証の際、負荷変調期間においては負荷への給電を一時的に停止する。負荷への給電を一時的に停止するときは、バイパスをオフする必要があり、また、定期認証期間が終了して負荷への給電を再開した後も、給電電圧が安定するまでは、バイパスのオフ状態を継続する必要がある。

定期認証に伴って生じるバイパスオフ期間を確実に確保するために、定期認証制御部は、バイパス強制オフ信号を生成してバイパス制御部に供給する。定期認証制御部から出力されるバイパス強制オフ信号は、バイパス制御部内の出力制御回路に供給される。

出力制御回路は、バイパス強制オフ信号が非アクティブレベルであるとき（つまり、定期認証が実行されないとき）は、検出回路の検出信号に基づいて、バイパス制御信号を出力するか否かの制御（つまり、バイパス制御信号をアクティブレベルにするか、非アクティブレベルにするかの切り換え制御）を実行する。

但し、バイパス強制オフ信号がアクティブレベルになると、バイパス強制オフ信号による制御が支配的となって、バイパス制御信号がアクティブレベルになること（バイパスがオンすること）が禁止される。つまり、検出回路によるレギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧レベルの検出結果に関係なく、出力制御回路は、バイパス制御信号を、強制的に非アクティブレベルに固定する。これによって、定期認証の際には、バイパスが確実にオフする。よって、定期認証を実行する際に、受電装置における給電経路において、給電電圧のオーバーシュートやアンダーシュートが生じない。

（４）本発明の受電制御装置の他の態様では、前記検出回路は、前記レギュレータの入力ノードの電圧および出力ノードの電圧の少なくとも一つの電圧が第１のしきい値電圧を下回った場合に前記検出信号をアクティブレベルとし、前記第１の電圧よりも高いレベルの第２のしきい値電圧を上回ったときに前記検出信号を非アクティブレベルとし、前記出力制御回路は、前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号が非アクティブレベルであるときは、前記検出信号がアクティブレベルである期間において前記バイパス制御信号をアクティブレベルとして、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態とし、かつ、前記検出信号が非アクティブレベルである期間において前記バイパス制御信号を非アクティブレベルとして、前記スイッチ回路をオフさせて前記バイパス経路をオフ状態とし、前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号がアクティブレベルであるときは、前記検出信号のレベルにかかわらず、前記バイパス制御信号を非アクティブレベルに固定する。

バイパス制御部は、定期認証が実行されない期間では、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧が第１のしきい値電圧より低下したことが検出回路によって検出されると、バイパスをオンさせる。バイパスがオンした後、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧が第２のしきい値電圧（第１のしきい値電圧＜第２のしきい値電圧）を超えたことが検出回路によって検出されると、バイパスをオフする。バイパスのオン判定のための第１のしきい値と、バイパスのオフ判定のための第２のしきい値との間に差を設けるのは、給電経路に重畳されるノイズ等によって、バイパスのオン／オフが切り換わるのを防止するためである。つまり、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧が低下してバイパスがオンすると、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧が十分に上昇しない限り、バイパスがオフにならない。

一方、定期認証が実行されるときは、バイパス強制オフ信号がアクティブレベルになる。これによって、検出回路による、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧の検出結果にかかわらず、バイパス制御信号が非アクティブレベルに固定され、バイパスが強制的にオフされ、バイパス経路を経由した給電からレギュレータを経由した給電に切り換わる。これによって、定期認証の際に、オーバーシュートやアンダーシュートが生じない。

（５）本発明の受電制御装置の他の態様では、前記検出回路はヒステリシスコンパレータで構成され、前記出力制御回路は、前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号によって前記バイパス経路が強制的にオフ状態となっている期間内の、前記給電対象の負荷への給電の一時的な停止が解除された後であって前記バイパス強制オフ状態が解除されるまでの期間において、前記検出回路として機能する前記ヒステリシスコンパレータのリセットを実行し、これによって、前記ヒステリシスコンパレータの入力信号の状態および出力信号の状態を、前記バイパス経路がオン状態であるときの状態に復帰させる。

検出回路は、例えば、ヒステリシスコンパレータによって構成される。ヒステリシスコンパレータは、コンパレータの出力を入力に正帰還することによって、ヒステリシスをもつ入出力特性を実現したコンパレータである。ヒステリシスコンパレータの出力レベルは、入力レベルに依存する。したがって、バイパスを強制的にオフした後、再び、バイパスのオン状態に復帰させるためには、ヒステリシスコンパレータをリセットして、ヒステリシスコンパレータの状態（つまり、ヒステリシスコンパレータの入力電圧や出力電圧等）を、バイパスのオン状態に対応した状態に戻す必要がある。

しかし、負荷への給電を一時的に停止したことによって生じる、給電電圧が不安定な状態は、給電の再開後、ある程度の時間が経過するまで継続する。給電電圧が不安定な期間では、レギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧も安定せず、したがって、バイパス制御部に設けられる検出回路としてのヒステリシスコンパレータの入力電圧レベルも安定せず、ヒステリシスコンパレータの状態を、バイパスのオン状態に対応した状態に確実に戻すことができない。

そこで、ヒステリシスコンパレータを強制的にリセットする。例えば、出力制御回路は、バイパス経路が強制的にオフ状態となっている期間内の、給電対象の負荷への給電の一時的な停止が解除された後であってバイパス強制オフ状態が解除されるまでの期間において、検出回路として機能する前記ヒステリシスコンパレータの入力電圧レベルを強制的に低下させ、ヒステリシスコンパレータの出力電圧レベルを、バイパスがオン状態のときの電圧レベルに確実に戻す。これによって、バイパスのオフ状態からバイパスをオン状態に戻す準備が完了する。この後、給電電圧が安定化した時点で、バイパス強制オフ信号を非アクティブレベルに戻し、バイパスをオン状態に復帰させる。これによって、強制的にオフされたバイパスを、円滑にオン状態に戻すことができる。

（６）本発明の受電装置の一態様は、上記いずれかの受電制御装置と、前記整流回路を含み、前記２次コイルの誘起電圧を直流電圧に変換する受電部と、前記レギュレータと、前記レギュレータの入力ノードおよび出力ノードとの間に設けられた前記スイッチ回路と、を含み、前記給電対象の負荷への給電を制御する給電制御部と、を含む。

本態様によれば、小型、低損失、低発熱という優れた特性をもち、かつ、通常送電中の負荷変調に伴うオーバーシュートやアンダーシュートが生じない、高い信頼性をもつ、無接点電力伝送システムの受電装置が実現される。

（７）本発明の電子機器の一態様は、上記の受電装置と、前記受電装置により電力が供給される、前記給電対象の負荷と、を含む。

本発明は、多様な電子機器（例えば、腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車など）に適用可能である。特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における２次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。また、通常送電中の負荷変調に伴うオーバーシュートやアンダーシュートが生じないため、２次側機器の破損や回路の不要なリセットが発生しない。よって、電子機器の信頼性はさらに向上する。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態について説明する。
なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

（第１の実施形態）
以下、無接点電力伝送システムについて説明する。

（電子機器の構成）
図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は、無接点電力システムの一例の構成を示す図である。図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させたりすることができる。

なお、本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、電動自転車、或いはＩＣカードなどの種々の電子機器に適用できる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

なお、図１（Ｂ）では１次コイルＬ１、２次コイルＬ２は、平面上でスパイラル状にコイル線を巻くことで形成された例えば空芯の平面コイルになっている。しかしながら、本実施形態のコイルはこれに限定されず、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて電力を伝送できるものであれば、その形状・構造等は問わない。

例えば図１（Ｃ）では、磁性体コアに対してＸ軸回りでコイル線をスパイラル状に巻くことで１次コイルＬ１が形成されている。携帯電話機５１０に設けられた２次コイルＬ２も同様である。図１（Ｃ）のようなコイルにも本実施形態は適用可能である。なお図１（Ｃ）の場合に、１次コイルＬ１や２次コイルＬ２として、Ｘ軸回りにコイル線を巻いたコイルに加えて、Ｙ軸周りにコイル線を巻いたコイルを組み合わせてもよい。

また、本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車などの種々の電子機器に適用できる。

特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における２次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。

特に、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）は、高負荷時の充電電流量が大きく、発熱の問題も顕在化しやすい。また、時計（ウオッチ）は小型化かつ低消費電力性が厳しく求められる機器であり、電池の充電時の低損失性が重要である。よって、これらの機器は、本発明が有する低損失かつ低発熱という特性を十分に活かすことが可能な機器といえる。

（送電装置および受電装置の構成の具体例）
図２は、送電装置、受電装置を含む無接点電力伝送システムにおける、各部の具体的な構成の一例を示す回路図である。

送電装置１０は、送電制御装置２０と、送電部１２と、波形モニタ回路１４と、表示部１６と、を有する。また、送電制御装置２０は、送電側制御回路２２と、発振回路２４と、ドライバ制御回路２６と、波形検出回路２８と、を有する。

また、受電装置４０には、受電部４２と、負荷変調部４６と、給電制御部４８と、受電制御装置５０と、が設けられている。また、無接点電力伝送システムにおける給電対象の負荷は、２次電池（例えば、リチウムイオン電池）９４である。２次電池９４の充電は、充電装置（チャージャ）９０により管理される。以下、具体的に説明する。

充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２に示される送電装置１０を含む。また、携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、少なくとも受電装置４０と、充電装置９０と、給電対象の負荷９４と、を含む。

そして、図２の構成により、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力端子ＴＡ１から、給電対象の負荷９４に対して電力を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、波形モニタ回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお、送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、波形モニタ回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。そして、送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えば、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（あるいはバッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば、電力伝送が必要なときには、図１に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

１次コイルＬ１と２次コイルＬ２としては、例えば、平面コイルを用いることができる。波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１の誘起電圧を検出する回路であり、例えば、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２や、ＲＡ１とＲＡ２の接続ノードＮＡ３とＧＮＤ（広義には低電位側電源）との間に設けられるダイオードＤＡ１を含む。具体的には、１次コイルの誘起電圧を抵抗ＲＡ１、ＲＡ２で分圧することによって得られた信号ＰＨＩＮが、送電制御装置２０の波形検出回路２８に入力される。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＣＤ（液晶表示装置）などにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、送電側制御回路２２と、発振回路２４と、ドライバ制御回路２６と、波形検出回路２８と、を含む。

また、送電側制御回路２２は、送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。

具体的には、送電側制御回路２２は、電力伝送、負荷検出、周波数変調、異物検出、あるいは着脱検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。送電側制御回路２２は、例えば、動作スイッチのオンを契機として、受電装置４０に対する、位置検出やＩＤ認証用の仮送電を開始する。

発振回路２４は、例えば、水晶発振回路により構成され、１次側のクロック（駆動クロックＤＲＣＫ）を生成する。ドライバ制御回路２６は、発振回路２４で生成されたクロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の送電ドライバ（不図示）に出力し、その送電ドライバの動作を制御する。

波形検出回路２８は、１次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する信号ＰＨＩＮの波形をモニタし、負荷検出、異物検出等を行う。例えば、受電装置４０の負荷変調部４６が、送電装置１０に対してデータを送信するための負荷変調を行うと、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形が、それに対応して変化する。

例えば、データ「０」を送信するために、受電装置４０の負荷変調部４６が負荷を低くすると、信号波形の振幅（ピーク電圧）が小さくなり、データ「１」を送信するために負荷を高くすると、信号波形の振幅が大きくなる。したがって、波形検出回路２８は、誘起電圧の信号波形のピークホールド処理などを行って、ピーク電圧がしきい値電圧を超えたか否かを判断することで、受電装置４０からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。なお、波形検出の手法は、上述の手法に限定されない。例えば、受電側の負荷が高くなったか低くなったかを、ピーク電圧以外の物理量（電流と電圧の位相差や、電圧波形に基づいて生成されるパルスのパルス幅等）を用いて判断してもよい。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお、受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧して得られる分圧電圧ＶＤ４は、信号線ＬＰ２を経由して、受電側制御回路５２および位置検出回路５６に入力される。位置検出回路５６に関しては、その分圧電圧ＶＤ４が、位置検出のための信号入力（ＡＤＩＮ）となる。

負荷変調部４６は、負荷変調処理を行う。具体的には、受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させ、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。

このトランジスタＴＢ３は、受電制御装置５０の受電側制御回路５２から信号線ＬＰ３を経由して与えられる制御信号Ｐ３Ｑによりオン／オフ制御される。本送電が開始される前の認証ステージにおいて、負荷変調トランジスタＴＢ３をオン／オフ制御して負荷変調を行って送電装置に信号を送信する。

例えば、データ「０」を送信するために２次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、負荷変調トランジスタＴＢ３の駆動信号Ｐ３ＱがＬレベルになって負荷変調トランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために２次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、負荷変調トランジスタＴＢ３の駆動信号Ｐ３ＱがＨレベルになって、負荷変調トランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は、給電対象の負荷９４への電力の給電を制御する。レギュレータ（ＬＤＯ）４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。ＶＤ５は、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧である。受電制御装置５０は、この電源電圧ＶＤ５によって動作する。

また、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の入力ノードと出力ノードとの間には、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）からなるスイッチ回路が設けられている。このスイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）をオンすることによって、レギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。例えば、高負荷時（例えば、消耗が激しい２次電池の充電の初期においては、ほぼ一定の大電流を定常的に流すことが必要となり、このようなときが高負荷時に該当する）においては、レギュレータ４９自体の等価インピーダンスによって電力ロスが増大し、発熱も増大することから、レギュレータを迂回して、バイパス経路を経由して電流を負荷に供給するようにする。

スイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタＭ１のオン／オフを制御するために、パイパス制御回路として機能するＮＭＯＳトランジスタＭ２およびプルアップ抵抗Ｒ８が設けられている。

受電側制御回路５２から、信号線ＬＰ４を介して、ハイレベルのバイパス制御信号ＶＰＢＰがＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに与えられると、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンする。すると、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲートがローレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオンしてレギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。一方、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオフ状態のときは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲートは、プルアップ抵抗Ｒ８を介してハイレベルに維持されるため、ＰＭＯＳトランジスタＭ１はオフし、バイパス経路は形成されない。

バイパス経路のオン／オフ（すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ２のオン／オフ）は、受電制御装置５０に含まれる受電側制御回路５２によって制御される。バイパスのオン／オフに関係する受電側制御回路５２の構成と、その動作については後述する。

また、トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、電源電圧ＶＤ５の生成ノードＮＢ５（レギュレター４９の出力ノード）とトランジスタＴＢ１（ノードＮＢ６）との間に設けられ、受電制御装置５０の受電側制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的には、トランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送を行う場合にはオン状態となる。

なお、電源電圧生成ノードＮＢ５とトランジスタＴＢ２のゲートのノードＮＢ８との間にはプルアップ抵抗ＲＵ２が設けられる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また、受電制御装置５０は、受電側制御回路５２と、位置検出回路５６と、発振回路５８と、周波数検出回路６０と、満充電検出回路６２と、を含むことができる。

受電側制御回路５２は、受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。この受電側制御回路５２は、シリーズレギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの定電圧（ＶＤ５）を電源として動作する。この電源電圧（ＶＤ５）は、電源供給線ＬＰ１を経由して、受電側制御回路５２に与えられる。

この受電側制御回路５２は、具体的には、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、満充電検出、認証用の通信のための負荷変調、異物挿入検出を可能とするための通信のための負荷変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

また、受電側制御回路５２には、通常送電中に、給電対象の負荷９４への給電を一時的に停止するための電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）を出力するための、電力供給制御信号出力端子ＴＳ１が設けられている。電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）は、負荷変調が実行される期間（つまり、負荷変調トランジスタＴＢ３がオン／オフされる期間）において、アクティブレベルとなる。電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）は、充電装置９０に与えられる。すなわち、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）は、電力供給制御信号出力端子ＴＳ１、ならびに、受電装置（受電モジュール）４０に設けられた端子ＴＡ３、さらに充電装置９０に設けられた端子ＴＡ７を経由して、充電装置９０に供給される。

充電装置９０には、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３が設けられている。電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３のゲートは、通常状態では、プルダウン抵抗Ｒ１６によって接地され、よって、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３はオン状態である。したがって、通常状態では、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３を経由して、２次電池（給電対象の負荷）９４に電流が供給される。

受電側制御回路５２の電力供給制御信号出力端子ＴＳ１から出力される電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がアクティブレベル（Ｈレベル）になると、充電装置９０には、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３のゲートがハイレベルになって、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３がオフする。これによって、２次電池（負荷）９４への給電が一時的に停止する。電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）が非アクティブレベル（Ｌレベル）になると、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３は、オン状態に復帰する。

また、位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には、信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、２次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）には、充電装置９０に含まれる充電制御装置９２から出力される信号ＬＥＤＲが、端子ＴＡ４および端子ＴＳ２を経由して入力される。充電制御装置９２は、給電対象の負荷である２次電池９４の充電状態を監視し、所定の条件（例えば、電圧が４．２Ｖであり、電流が所定値以下となる状態が所定時間だけ継続するという条件）を満足するか否かによって、２次電池９４の満充電を検出する。充電制御装置９２は、満充電が検出されると、信号ＬＥＤＲをＨレベルからＬレベルに変化させる。これによって、充電状態の表示に使用される発光ダイオード（ＬＥＤ）が順バイアスされて点灯する。また、満充電検出回路６２は、信号ＬＥＤＲの電圧レベルの変化に基づいて、２次電池９４が満充電状態になったことを知ることができる。

また、充電装置９０は、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３と、給電対象の負荷である２次電池（バッテリ）９４の充電制御等を行う充電制御装置９２と、充電制御トランジスタＭ５と、電流検出抵抗Ｒ１５と、を含む。充電制御装置９２は、例えば、電流検出抵抗Ｒ１５の両端の電位を検出し、検出結果に基づいて負帰還制御を実行し、例えば、充電電流が一定になるように（あるいは、充電電圧が一定になるように）、充電制御トランジスタＭ５のオン状態を制御する。また、充電制御装置９２は、上述のとおり、２次電池９４の満充電状態を検出することができる。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。

なお、受電装置４０は、４つの端子（ＴＡ１〜ＴＢ１）を有する。また、充電装置（チャージャ）９０も同様に、５つの端子（ＴＡ５〜ＴＡ８）を有する。受電制御装置５０は、２つの端子（ＩＣＵＴＸ信号の出力端子ＴＳ１，ＬＥＤＲ信号の入力端子ＴＳ２）を有する。なお、給電対象の負荷は、２次電池に限定されるものではない。例えば、所定の回路が動作することによって、その回路が負荷となる場合もあり得る。

次に、乗っ取り状態の検出（乗っ取り発熱対策）について具体的に説明する。

（通信方式の説明）

図３（Ａ），図３（Ｂ）は、送電装置と受電装置との間の通信方式を説明するための図である。図３（Ａ）は、送電装置から受電装置に信号を送信する場合の通信方式（周波数変調）を示し、図３（Ｂ）は、受電装置から送電装置に信号を送信する場合の通信方式（負荷変調）を示している。

図３（Ａ）に示すように、周波数変調によって、送信周波数を、ｆ１とｆ２との間で切り換えることによって、送電装置は、受電装置に「１」および「０」を送信することができる。

また、図３（Ｂ）に示すように、受電装置は、受電装置の負荷を変調することによって、送電装置に、「０」および「１」を送信することができる。すなわち、負荷変調部４６に設けられる負荷変調トランジスタＴＢ３がオン／オフされると、１次コイルＬ１のコイル端電圧は、例えば、図３（Ｂ）に示すように示すように変化する。したがって、送電側制御回路２２は、例えば、１次コイルＬ１のコイル端（ノードＮＡ２）の電圧をしきい値電圧と比較することによって、負荷変調信号が「０」であるか、「１」であるかを検出することができる。

（定期認証ならびに負荷軽減）
次に、乗っ取り状態を検出するための定期認証と、定期認証に伴う負荷軽減（負荷への給電の一時停止）について説明する。図４（Ａ），図４（Ｂ）は、乗っ取り状態について説明するための図である。

図４（Ａ）は、送電装置１０から受電装置４０に、通常送電（ＩＤ認証後の正規の送電）が実行されている状態を示す。ここで、図４（Ｂ）に示すように、例えば、薄い板状の、大面積の金属異物ＡＲが、１次側機器５００と２次側機器５１０との間に挿入されると、１次側から供給される電力は、金属異物ＡＲですべて消費される。

１次側は、２次側機器が存在するものと判断して、通常送電は継続される。この状態を「乗っ取り状態」という。乗っ取り状態が発生すると、金属異物（導電性異物）ＡＲが発熱し、機器破損や火傷等の事故の原因となる。

そこで、２次側は、定期的（例えば１秒毎）に負荷変調によって所与のパターンの信号（例えば、“０”，“１”，“０”）を送信する。乗っ取り状態が発生しなければ、１次側は、２次側から送信される所与のパターンの信号を定期的に検出することができる。一方、乗っ取り状態が発生すれば、２次側から送信される所与のパターンの信号は１次側で検出できなくなるため、これによって、１次側は、乗っ取り状態の発生を検出することができる。定期的に２次側から送信される信号を受信できるか否かによる乗っ取り状態の検出を、定期認証という。

図５（Ａ），図５（Ｂ）は、定期認証と、定期認証の際の負荷軽減（負荷への給電の一時停止）と、を説明するための図である。

受電側制御回路５２は、負荷変調を実行する場合（例えば、定期認証を実行する場合）に、負荷（２次電池）９４への給電を一時的に停止する。すなわち、負荷（２次電池）９４への充電電流の電流量が多い場合には、負荷変調トランジスタＴＢ３をオン／オフすることによって、２次側が１次側に送信する負荷変調信号を、１次側が正確に検出できない場合がある。そこで、負荷変調期間は、負荷９４への給電を一時的に停止する（この動作を負荷軽減という）。なお、給電が一時的に停止される期間は極めて短いため、負荷（２次電池）９４の充電時間が長くなるといった不都合は生じない。

受電側制御回路５２は、負荷（２次電池）９４への給電を一時的に停止させる場合、受電制御装置５０に設けられた電力供給制御信号出力端子ＴＳ１を経由して、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）を出力する。

負荷（２次電池）９４への給電を一時的に停止させる要因としては、乗っ取り状態の検出のための定期認証の実行や、あるいは、通常送電中における２次側から１次側への負荷変調による通信（例えば、２次電池９４の満充電を通知するための通信）の発生等がある。

電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）は、例えば、２次電池の充電を制御する充電装置（チャージャ）９０に供給される。電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）が非アクティブレベル（Ｌレベル）からアクティブレベル（Ｈレベル）に変化すると、例えば、充電装置（チャージャ）内の電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３がオフし、負荷９４への電流経路が遮断される。

すなわち、図５（Ａ）に示すように、負荷変調制御信号Ｐ３Ｑによって、負荷変調部４６内の負荷変調トランジスタＴＢ３がオン／オフ変調されるとき、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がアクティブレベル（Ｈレベル）となって、電力供給制御トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３がオフする。これによって、給電対象の負荷（２次電池）９４への給電が一時的に停止される。

図５（Ｂ）において、ＴＸは、定期認証の１周期を示す。ＴＱは負荷変調期間を示し、ＴＰは負荷軽減期間（給電の一時停止期間）を示す。図５（Ｂ）に示すように、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がアクティブとなっている期間ＴＱ（時刻ｔ２０〜時刻ｔ２３）において、負荷変調が実行され、“０”，“１”，“０”が送電装置に送信される。負荷変調は負荷変調期間ＴＱ（時刻ｔ２１〜時刻ｔ２２）において実行される。

次に、受電装置におけるバイパス制御の具体例について説明する。

（受電装置におけるバイパス制御の具体例）
図６は、受電装置の、バイパス制御に関係する部分の構成を示す図である。図６に示されるように、受電制御装置５０に含まれる受電側制御回路５２は、定期認証制御部１０１と、負荷変調制御部１０３と、バイパス制御部１０５と、を有する。

また、受電装置の給電制御部４８には、バイパス制御スイッチＡと、バイパス制御スイッチの制御回路Ｂとが設けられる。バイパス制御スイッチＡは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１により構成される。また、バイパス制御スイッチの制御回路Ｂは、ＮＭＯＳトランジスタＭ２と、プルアップ抵抗Ｒ８と、により構成される。バイパス制御スイッチＡと、バイパス制御スイッチの制御回路Ｂとによって、バイパス経路をオン／オフするためのスイッチ回路ＳＷ１０が構成される。

バイパス制御部１０５は、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５あるいは入力ノードの電圧Ｖｉｎの少なくとも一方を検出する検出回路１０６と、検出回路１０６から出力される検出信号（コンパレータ出力）ＳＣＭＰまたは定期認証制御部１０１から出力されるバイパス強制オフ信号ＳＡのいずれかに基づいて、バイパス制御信号ＶＰＢＰの電圧レベルを切り換えるロジック回路（出力制御回路）１０７と、を有する。

検出回路１０６は、例えば、ヒステリシスコンパレータによって構成される。図６の検出回路１０６は、コンパレータ１０９と、分圧抵抗Ｒ５０〜Ｒ５３と、コンパレータのしきい値を切り換えるためのトランジスタＭＡ，ＭＢと、を有する。コンパレータ１０９の反転端子には、分圧抵抗Ｒ５０とＲ５１の共通接続点Ｘ１の電圧が供給され、非反転端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば１．３Ｖ）が供給される。また、抵抗Ｒ５２の抵抗値は、抵抗Ｒ５３の抵抗値よりも大きく設定されている。

また、定期認証制御部１０１は、負荷変調制御部１０３に指示して、定期的に、負荷変調トランジスタＴＢ３をオン／オフさせ、負荷変調信号（０１０）を、１次側に送信させる。また、負荷変調が行われるとき、電力供給制御信号（ＩＣＵＴ）を、受電側制御回路５２に設けられた端子ＴＱ５、ならびに受電制御装置５０に設けられた電力供給制御信号出力端子ＴＳ１を経由して充電装置９０に出力して、負荷９４への給電を一時的に停止する。

また、定期認証制御部１０１は、バイパス制御部１０５のロジック回路（出力制御回路）１０７に、バイパス強制オフ信号ＳＡを供給する。

バイパス制御部１０５のロジック回路（出力制御回路）１０７は、バイパス強制オフ信号ＳＡが非アクティブレベルであるとき（つまり、定期認証が実行されないとき）は、検出回路１０６の検出信号（ＳＣＭＰ）に基づいて、バイパス制御信号（ＶＰＢＰ）を出力するか否かの制御（つまり、バイパス制御信号ＶＰＢＰをアクティブレベルにするか、非アクティブレベルにするかの切り換え制御）を実行する。

但し、バイパス強制オフ信号ＳＡがアクティブレベルになると、バイパス強制オフ信号による制御が支配的となって、ロジック回路（出力制御回路）１０７は、バイパス制御信号ＶＰＢＰの出力を禁止する。つまり、検出回路１０６による、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５の電圧レベルに関係なく、バイパス制御信号ＶＰＢＰを、強制的に非アクティブレベルに固定する。これによって、定期認証に伴って生じるバイパスオフ期間が確実に確保され、定期認証を実行する際に、受電装置における給電経路において、給電電圧のオーバーシュートやアンダーシュートが生じない。

以下、バイパス制御部１０５の動作等について、具体的に説明する。

受電側制御回路５２に含まれるバイパス制御部１０５は、例えば、レギュレータ４９の出力ノード（の電圧ＶＤ５（あるいは入力ノードの電圧Ｖｉｎ）の電圧レベルを監視する。この電圧レベルの監視は、検出回路１０６が実行する。

レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が上昇するときは、入力ノードの電圧Ｖｉｎも上昇するため、どちらの電圧を監視してもよいが、この電圧監視の目的は、給電対象の負荷（２次電池）９４への給電能力の低下を検出するためであるため、負荷９４に近いノードの電圧（つまり、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５）を監視するのが好ましい。また、レギュレータ４９の両端の電圧ＶｉｎとＶＤ５の双方を監視することもできる。以下の説明では、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５を検出するものとする。

レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５の電圧レベルの低下は、検出回路１０６によって検出される。バイパス制御部１０５に含まれるロジック回路（出力制御回路）１０７は、レギュレータ４９の出力ノードの電圧（電源電圧）ＶＤ５が所与のしきい値電圧（例えば、４．９Ｖ）よりも低下すると、給電対象の負荷９４への給電能力が低下している状態であると判定する。そして、バイパス制御信号ＶＰＢＰをアクティブレベル（Ｈレベル）として、レギュレータ４９をバイパスするバイパス経路（バイパストランジスタＭ１を経由する迂回経路）をオン（導通）させる。

低損失のバイパス経路（迂回経路）を経由して負荷９４に電流を供給することによって、負荷９４への給電能力を無理なく高めることができる。また、負荷９４に大量の電流を供給するとき（つまり、高負荷時）におけるレギュレータ４９における発熱を抑制することができる。また、パイパス経路が形成されるのは、レギュレータ４９の入力ノード（あるいは出力ノード）の電圧が低下している場合である。したがって、バイパス経路を経由して電流を供給している場合でも、過大な電圧が負荷９４に印加されるという心配はなく、レギュレータ４９を迂回することに関して、特別な問題は生じない。

一方、受電側制御回路５２は、上述のとおり、負荷変調を実行する場合に、負荷９４への給電を一時的に停止する。

ここで、バイパス経路がオン状態であるときに、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）によって負荷９４への給電を一時的に停止すると、図７（Ａ）〜図７（Ｃ）に示すように、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５に、オーバーシュートやアンダーシュートが発生する。

図７（Ａ）〜図７（Ｃ）は、バイパス経路がオン状態のときに、負荷への給電を一時的に停止したときに生じる問題点を説明するための図である。図７（Ａ）〜図７（Ｃ）において、ＳＷ１０は、バイパス経路をオン／オフするためのスイッチ回路であり、ＳＷ２０は、給電制御スイッチ（充電装置９０内に設けられるトランジスタＭ３に相当）である。

図７（Ａ）では、スイッチ回路ＳＷ１０がオンしており、また、給電制御スイッチＳＷ２０もオンしている。よって、バイパス経路を経由して、負荷９４に電流が供給される。

バイパス経路がオンしている状態において、図７（Ｂ）のように、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がアクティブレベルになって、給電制御スイッチＳＷ２０がオフすると、電流がせき止められる。バイパス経路がオンしているときは、レギュレータ（ＬＤＯ）４９による電流（電圧）の安定化動作は実行されないため、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧レベルが急上昇してオーバーシュートが生じる。

また、図７（Ｃ）のように、負荷９４への給電を再開したとき、例えば、充電装置（チャージャ）の給電経路に設けられた給電制御トランジスタＭ５は、負荷である２次電池９４に十分な電流を供給しようとして急激に電流を引く。よって、２次電池９４とレギュレータ４９の出力ノードとが、あたかもショートされたような状態となり、レギュレータの出力ノードの電圧は急激に低下する。バイパス経路がオンしているときは、電流（電圧）の安定化動作は実行されないため、アンダーシュートが発生する。

オーバーシュートが発生すると、電子回路の破損が生じる場合がある。また、アンダーシュートが生じると、充電制御装置（充電制御ＩＣ）９２がリセットされるといった不都合が生じる場合がある。このような問題は、バイパスがオンしている状態では、電流（電圧）の制御ができないことによって生じる。

そこで、上述の不都合を回避するために、受電側制御回路５２は、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）の電圧レベルを非アクティブレベルからアクティブレベルに変化させるとき（同時のタイミング）あるいは、その変化の前のタイミングにおいて、バイパス経路を強制的にオフ状態とする。具体的には、定期認証制御部１０１が、バイパス強制オフ信号ＳＡをアクティブレベルとする。これにより、バイパス経路は遮断され、レギュレータ（ＬＤＯ）４９を経由して負荷９４に電流が供給される。

そして、バイパスが強制的にオフされた状態で、負荷９４への給電が一時的に停止される。
レギュレータ４９は、電流（電圧）を、例えば負帰還制御によって安定化する機能をもっている。よって、この場合でも、レギュレータの出力ノード（入力ノード）の電圧は過大に上昇することがなく、瞬時に安定化されるためオーバーシュートは生じない。よって、電子回路の破壊等の問題は生じない。

また、負荷への給電の一時的な停止が不要となれば、受電側制御回路５２は、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベル（Ｈ）から非アクティブレベル（Ｌ）に変化させて、負荷９４への給電を再開する。このとき、バイパスの強制オフ状態は継続している。負荷への給電を再開したとき、例えば、充電装置（チャージャ）９０の給電経路に設けられたトランジスタＭ５は、負荷である２次電池９４に十分な電流を供給しようとして急激に電流を引く。よって、２次電池９４とレギュレータ４９の出力ノードとが、あたかもショートされたような状態となり、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５は低下する。しかし、レギュレータ（ＬＤＯ）４９は、ある程度のオン抵抗を有しており、そのオン抵抗によって電流が制限されるため、ショート電流が流れない。つまり、レギュレータ（ＬＤＯ）４９がバイパス状態であるときは、電流を制限する要素がないため、しバイパス経路を経由してショート電流が流れる。これに対して、レギュレータ（ＬＤＯ）４９がオンしている状態では、レギュレータ（ＬＤＯ）４９自体のオン抵抗が電流制限抵抗として機能するため、ショート電流が流れることが防止される。また、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベル（Ｈ）から非アクティブレベル（Ｌ）に変化させたタイミングから、バイパス強制オフが解除されるタイミングまでの時間が短いことから、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧の変動の範囲が制限される。

このような理由により、電圧ＶＤ５の極端な低下は生じず、大きなアンダーシュートが生じない。したがって、大きなアンダーシュートによって、例えば充電装置９０に設けられる充電制御装置（充電制御ＩＣ）９２がリセットされるといった不都合が生じない。

このように、本実施形態によれば、レギュレータ４９をバイパスすることによって受電装置における電力損失および発熱を低減させ、一方、バイパス状態において、負荷への給電を一時的に停止し、あるいは停止していた給電を再開する場合でもオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないようにすることができる。よって、負荷への給電能力の向上（２次電池の充電時間の短縮等）と、オーバーシュートやアンダーシュートの防止による信頼性の向上と、の双方を実現することができる。また、円滑かつ信頼性の高い定期認証が実現される。

（バイパス強制オフの解除タイミング）
上述のとおり、バイパスの強制オフ状態が継続しているときに、一時的に停止していた負荷９４への給電が再開される。その後、給電対象の負荷９４に供給する電圧が安定化するのに必要な時間が経過した後において、バイパスの強制オフを解除して、バイパスがオンされた状態に復帰させるのが好ましい。

すなわち、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がアクティブレベルから非アクティブレベルに変化して、負荷に給電が再開された後、ある程度の時間が経過しないと、負荷９４への給電状態が安定化せず、その間は、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５は安定しない。この状態で、バイパスをオンさせると、負荷９４への安定した給電ができない場合がある。そこで、負荷９４への給電を再開した後、給電電圧が安定化するのに必要な時間の経過を待ち、その後、バイパス強制オフを解除して、バイパスをオン状態に復帰させる。これにより、中断していたバイパス経由の給電を、円滑に（安定的に）再開することができる。

（バイパス制御におけるヒステリシス特性）
図８は、バイパス制御におけるヒステリシス特性について説明するための図である。バイパス制御部１０５は、定期認証が実行されない期間では、レギュレータの出力ノードの電圧ＶＤ５が第１のしきい値電圧（４．９Ｖ）より低下したことが検出回路１０６によって検出されると、バイパスをオンさせる。

バイパスがオンした後、レギュレータの出力ノード（あるいは入力ノード）の電圧が第２のしきい値電圧（５．２Ｖ）を超えたことが検出回路１０６によって検出されると、バイパスをオフする。バイパスのオン判定のための第１のしきい値（４．９Ｖ）と、バイパスのオフ判定のための第２のしきい値（５．２Ｖ）との間に差を設けるのは、給電経路に重畳されるノイズ等によって、バイパスのオン／オフが切り換わるのを防止するためである。つまり、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が低下してバイパスがオンすると、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が十分に上昇しない限り、バイパスがオフにならない。

図８において、期間Ｔ９９，期間Ｔ１０１がバイパスオフ期間であり、期間Ｔ１００がバイパスオン期間である。バイパスオフ期間Ｔ９９，Ｔ１０１においては、検出回路１０６に設けられる第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオン状態となり、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢがオフ状態となる。また、バイパスオン期間Ｔ１００においては、検出回路１０６に設けられる第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオフ状態となり、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢがオン状態となる。

なお、上述のとおり、定期認証が実行されるときは、バイパス強制オフ信号ＳＡがアクティブレベルになる。これによって、検出回路１０６による、レギュレータ４９の出力ノードの電圧ＶＤ５の電圧レベルにかかわらず、バイパス制御信号ＶＰＢＰが非アクティブレベルに固定され、バイパスが強制的にオフされ、バイパス経路を経由した給電からレギュレータを経由した給電に切り換わる。これによって、定期認証の際に、オーバーシュートやアンダーシュートが生じない。

（受電側制御回路の動作タイミング）
図９（Ａ），図９（Ｂ）は、受電側制御回路のバイパス制御動作（負荷変調、負荷軽減ならびにバイパス強制オフ等）のタイミングを説明するための図である。図９（Ａ）は、受電側制御回路の、バイパスの制御に関係する部分の構成を示す図であり、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示される回路の動作タイミングを示す波形図である。

図９（Ｂ）に示されるように、時刻ｔ１〜時刻ｔ７の期間において、バイパス強制オフ信号ＳＡがＨレベルとなる。これに伴い、バイパス制御信号ＶＰＢＰは、時刻ｔ１〜時刻ｔ７の期間において、非アクティブレベル（Ｌレベル）となり、バイパスが強制的にオフ状態となる。すなわち、時刻ｔ１〜時刻ｔ７の期間Ｔ３００は、バイパスのマスク期間(バイパス強制オフ期間)となる。時刻ｔ１以前の期間Ｔ２００ならびに時刻ｔ７以降の期間Ｔ４００は、バイパスがオン状態となっている期間（バイパスオン期間）である。

時刻ｔ２〜時刻ｔ５において、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）がＨレベル（アクティブレベル）となる。これによって、充電装置９０内の電力供給制御トランジスタＭ３がオフして、負荷９４への給電が一時的に停止される。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４において、負荷変調制御信号Ｐ３ＱがＨレベルとなり、これによって、負荷変調トランジスタＴＢ３がオンする。これにより、例えば、定期的な負荷変調（定期認証）が実行される。

ロジック回路（出力制御回路）１０７から出力される、第１のしきい値切換信号ＲＶＬ(トランジスタＭＡのオン／オフ制御信号)は、時刻ｔ１〜時刻ｔ７の期間においてＨレベルになる。また、ロジック回路（出力制御回路）１０７から出力される、第２のしきい値切換信号ＲＶＨ(トランジスタＭＢのオン／オフ制御信号)は、時刻ｔ１〜時刻ｔ６の期間においてＬレベルになる。時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間Ｔ３５０には、ＲＶＬおよびＲＶＨが共にＨレベルとなる。この期間Ｔ３５０は、検出回路（ヒステリシスコンパレータ）の出力信号ＳＣＭＰをリセットするためのリセット期間である。

また、検出回路（ヒステリシスコンパレータ）の出力信号ＳＣＭＰは、時刻ｔ１〜時刻ｔ６の期間においてＬレベルとなる。

レギュレータ（ＬＤＯ）の出力ノードの電圧ＶＤ５の電圧レベルは、電力供給制御信号ＩＣＵＴＸが立ち上がる時刻ｔ２において上昇するが、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の電圧安定化作用によって、例えば、５．２Ｖ程度でクランプされ、大きなオーバーシュートは生じない。また、レギュレータ（ＬＤＯ）の出力ノードの電圧ＶＤ５の電圧レベルは、電力供給制御信号ＩＣＵＴＸが立ち下がる時刻ｔ５において低下するが、しかし、レギュレータ（ＬＤＯ）４９のオン抵抗が大きく、そのオン抵抗によって電流が制限されるためショート電流が流れず、また、図９（Ｂ）における時刻ｔ５〜時刻ｔ７の期間が短いことから、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧の変動の範囲が制限される。よって、大きなアンダーシュートは生じない。

なお、図９（Ｂ）に示される例では、バイパス強制オフ信号ＳＡは、時刻ｔ１にアクティブレベルになり、その後、時刻ｔ２において、電力供給制御信号ＩＣＵＴＸがアクティブレベルとなっているが、これに限定されるものではない。例えば、バイパス強制オフ信号ＳＡが、電力供給制御信号ＩＣＵＴＸがアクティブレベルとなるタイミング（時刻ｔ２）において、同時にアクティブレベルになる場合もあり得る。

（一連のバイパス制御手順の例）
図１０〜図１５は、一連のバイパス制御手順の例を説明するための図である。図１０〜図１５においては、（１），（２），（３）・・・という括弧付きの番号が記載される場合がある。この括弧付きの番号は、主要な動作の手順（ステップ）を示している。また、各図において、主要な動作は、太い実線で示されている。また、検出回路に含まれる抵抗Ｒ５２の抵抗値は、抵抗Ｒ５３の抵抗値よりも大きく設定されている。

（１）バイパスオフ、負荷変調無しのときの動作（図１０）
バイパス経路をオン／オフするためのスイッチ回路ＳＷ１０はオフである。電力供給制御スイッチＳＷ２０はオンしている。したがって、レギュレータ（ＬＤＯ）４９を経由して電流ＩＸが流れる。また、給電制御スイッチＳＷ２０を経由して、負荷電流ＩＥが流れる。

また、検出回路においては、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオンしている。したがって、分圧抵抗Ｒ５０，Ｒ５１ならびにＲ５２を経由してバイアス電流Ｉ１が流れている。

抵抗Ｒ５２の抵抗値は大きいため、バイアス電流Ｉ１の電流量は小さい。よって、分圧抵抗Ｒ５０で発生する電圧降下は小さい。

したがって、レギュレータの出力ノードの電圧ＶＤ５が十分に小さくならない限り、コンパレータ１０９の反転端子に供給される電圧レベル（ノードＸ１の電位）は、非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば１．３Ｖ）よりも高い。よって、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰはＬレベルである。

具体的には、バイアス電流ＩＸ１の電流量をＩＸ１と表記し、分圧抵抗Ｒ５０、Ｒ５１、Ｒ５２の各抵抗値をＲ５０、Ｒ５１、Ｒ５２と表記する場合、電流量ＩＸ１は下記の式（１）で示される。
ＩＸ１＝ＶＤ５／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５２）・・・（１）
また、ノードＸ１の電位をＶＸ１とすれば、ＶＸ１は、下記の式（２）で示される。
ＶＸ１＝{ＶＤ５・（Ｒ５１＋Ｒ５２）}／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５２）・・・（２）
また、コンパレータ１０９の非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆを１．３Ｖとする。上述のとおり、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰは、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が第１のしきい値電圧（４．９Ｖ）まで低下したとき、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰはＬレベルからＨレベルに反転する。したがって、下記の式（３）が成立する。
（Ｒ５１＋Ｒ５２）／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５２）＝１．３／４．９・・・（３）
よって、式（３）が成立するように、Ｒ５０、Ｒ５１、Ｒ５２の各値が決定される。

（２）バイパスオン，負荷変調無しのときの動作（図１１）
上述のとおり、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が低下し、第１のしきい値電圧（４．９Ｖ）を下回ると（ステップ（１））、コンパレータ１０９の反転端子に供給される電圧レベルは、非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば１．３Ｖ）よりも低くなり、よって、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰはＬレベルからＨレベルに変化する（ステップ（２））。

ロジック回路（出力制御回路）１０７は、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰがＬレベルからＨレベルに変化したことを検出し、バイパス制御信号ＶＰＢＰを非アクティブレベル（Ｌ）からアクティブレベル（Ｈ）に変化させる（ステップ（３））。これによって、スイッチ回路ＳＷ１０がオンし、バイパスがオン状態となる（ステップ（４））。これによって、バイパスを経由して電流ＩＸが流れる。

また、ロジック回路（出力制御回路）１０７は、第１のしきい値切換信号ＲＶＬをＬレベルとし、第２のしきい値切換信号ＲＶＨをＨレベルとする。これによって、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオフし、一方、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢがオンする（ステップ（５））。抵抗Ｒ５３の抵抗値は、抵抗Ｒ５２の抵抗値よりも小さいため、バイアス電流Ｉ２の電流量は、バイパス電流Ｉ１の電流量よりも大きい。よって、抵抗Ｒ５０における電圧降下が大きくなる。したがって、電圧ＶＤ５の電圧レベルが十分に高くならないと、コンパレータ１０９の反転端子の電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆを超えない。つまり、バイパスがオンした後は、電圧ＶＤ５が第２のしきい値電圧（５．２Ｖ）を超えたときに、コンパレータ１０９の出力レベルが反転するようになる。このようにして、検出回路の入出力特性にヒステリシス特性が付与される。

具体的には、バイアス電流ＩＸ２の電流量をＩＸ２と表記し、分圧抵抗Ｒ５３の抵抗値をＲ５３と表記する場合、電流量ＩＸ２は下記の式（４）で示される。
ＩＸ２＝ＶＤ５／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５３）・・・（４）
また、ノードＸ１の電位をＶＸ１とすれば、ＶＸ１は、下記の式（５）で示される。
ＶＸ１＝{ＶＤ５・（Ｒ５１＋Ｒ５３）}／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５３）・・・（５）
上述のとおり、コンパレータ１０９の非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆは１．３Ｖである。また、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰは、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が第２のしきい値電圧（５．２Ｖ）まで上昇したとき、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰはＨレベルからＬレベルに反転する。また、コンパレータ１０９の入力オフセット電圧（入力ヒステリシス電圧）は、０．０４Ｖに設定されているものとする。なお、入力オフセット電圧（入力ヒステリシス電圧）は、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰの電圧レベルが、微小なノイズの入力によって変化するのを防止するために設けられる。
この場合、下記の式（６）が成立する。
（Ｒ５１＋Ｒ５３）／（Ｒ５０＋Ｒ５１＋Ｒ５３）＝（１．３＋０．０４）／５．２・・・（６）
よって、式（６）が成立するように、Ｒ５３の値が決定される。

（３）バイパス強制オフ（図１２）
定期認証制御部１０１は、バイパス強制オフ信号ＳＡをアクティブレベルにする（ステップ（１））。ロジック回路（出力制御回路）１０７は、バイパス制御信号ＶＰＢＰを非アクティブレベルにする（ステップ（２））。これによって、バイパス制御スイッチＳＷ２０がオフし、バイパスが遮断される（ステップ（３））。この結果、レギュレータ（ＬＤＯ）４９を経由して電流ＩＸが流れる（ステップ（４））。

（４）負荷軽減（給電の一時停止）と負荷変調（図１３）
定期認証制御部１０１は、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベルにし、これによって、電力供給制御スイッチＳＷ２０がオフする（ステップ（１））。これによって、電流ＩＸがせき止められ、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５が上昇するが、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の電圧安定化作用により、電圧ＶＤ５は、例えば５．２Ｖ程度でクランプされ、オーバーシュートはほとんど生じない（ステップ（２））。よって、電子回路や２次側機器が破損する心配はない。

また、ＶＤ５の電圧レベルが第２のしきい値電圧（５．２Ｖ）を超えることによって、コンパレータ１０９の出力ＳＣＭＰがＨレベルからＬレベルに変化する（ステップ（３））。ロジック回路（出力制御回路）１０７は、第１のしきい値切換信号ＲＶＬをＨレベルとし、第２のしきい値切換信号ＲＶＨをＬレベルとする。これに伴い、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオンし、一方、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢがオフする（ステップ（４））。

定期認証制御部１０１から出力されるバイパス強制オフ信号ＳＡは、アクティブレベル（Ｈレベル）のままである。定期認証制御部１０１は、負荷変調制御部１０３に指示して、定期認証のための負荷変調を実行させる。すなわち、負荷変調制御部１０３は、負荷変調トランジスタＴＢ３をオン／オフさせる。これにより、例えば、定期認証パターンである「０１０」が１次側に送信される（ステップ（５））。

（５）給電の一時停止解除とコンパレータのリセット（図１４）
定期認証制御部１０１は、定期認証のための負荷変調が終了すると、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）を非アクティブレベルとする（ステップ（１））。これによって、電力供給制御スイッチＳＷ２０がオン状態となり、負荷９４への給電が再開される（ステップ（２））。

負荷９４への給電を再開したとき、例えば、充電装置（チャージャ）９０の給電経路に設けられた給電制御トランジスタＭ５は、電流が不足する状態であったことから、充電制御装置９２による負帰還制御によって全オンに近い状態となっている。よって、給電制御トランジスタＭ５は、負荷である２次電池９４に十分な電流を供給しようとして急激に電流を引く。よって、２次電池とレギュレータの出力ノードとが、あたかもショートされたような状態となり、レギュレータの出力ノードの電圧ＶＤ５は低下する。

しかし、レギュレータ（ＬＤＯ）４９のオン抵抗が大きく、そのオン抵抗によって電流が制限されるため、ショート電流が流れない。また、電力供給制御信号（ＩＣＵＴＸ）をアクティブレベル（Ｈ）から非アクティブレベル（Ｌ）に変化させたタイミング（図９（Ｂ）の時刻ｔ５）から、バイパス強制オフが解除されるタイミング（図９（Ｂ）の時刻ｔ７）までの時間が短いことから、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力ノードの電圧ＶＤ５の変動の範囲が制限される。したがって、電圧ＶＤ５の極端な低下は生じず、アンダーシュートはほとんど生じない（ステップ（３））。

したがって、大きなアンダーシュートによって、例えば充電装置９０に設けられる充電制御装置（充電制御ＩＣ）９２がリセットされるといった不都合が生じない。

給電対象の負荷９４への給電が再開された直後は、充電制御装置９２による負荷電流の制御動作が有効に働かず、電圧ＶＤ５の電圧レベルが安定化しない場合がある。したがって、バイパスのオン状態への復帰は、電圧ＶＤ５がある程度、安定化するのに要する時間の経過を待って行うのが好ましい。

この待ち時間の間に、検出回路１０６（ヒステリシスコンパレータ）のリセットを実行し、バイパスオン状態への復帰の準備を行う。上述のとおり、検出回路１０６は、実質的にヒステリシスコンパレータによって構成される。ヒステリシスコンパレータは、コンパレータの出力を入力に正帰還することによって、ヒステリシスをもつ入出力特性を実現したコンパレータである。ヒステリシスコンパレータの出力レベルは、入力レベルに依存する。したがって、バイパスを強制的にオフした後、再び、バイパスのオン状態に復帰させるためには、ヒステリシスコンパレータをリセットして、ヒステリシスコンパレータの状態（つまり、ヒステリシスコンパレータの入力電圧や出力電圧等）を、バイパスのオン状態に対応した状態に戻す必要がある。しかし、上述のとおり、負荷への給電を一時的に停止したことによって生じる、給電電圧が不安定な状態は、給電の再開後、ある程度の時間が経過するまで継続する。

給電電圧が不安定な期間では、レギュレータの出力ノードの電圧ＶＤ５も安定せず、したがって、バイパス制御部１０５に設けられる検出回路１０６としてのヒステリシスコンパレータの入力電圧レベルも安定せず、ヒステリシスコンパレータの状態を、バイパスのオン状態に対応した状態に確実に戻すことができない場合も想定され得る。

そこで、ヒステリシスコンパレータを強制的にリセットする。つまり、図１４に示されるように、ロジック回路（出力制御回路）１０７は、第１のしきい値切換信号ＲＶＬならびに第２のしきい値切換信号ＲＶＨを共にＨレベルとする。これに伴い、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡおよび第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢが共にオンする（ステップ（４））。これによって、抵抗Ｒ５０と、抵抗Ｒ５１と、抵抗Ｒ５２とＲ５３の並列抵抗と、による電流バイアス経路が形成され、この電流バイアス経路を経由してバイアス電流Ｉ３が流れる（ステップ（５））。

抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５３の並列抵抗の抵抗値は十分に小さいため、電流バイアス経路に流れるバイアス電流Ｉ３の電流量は大きく、よって、抵抗Ｒ５０に生じる電圧降下は増大する。したがって、通常の電圧ＶＤ５の電圧レベルでは、コンパレータ１０９の反転端子の電圧レベルは、非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆの電圧レベルよりも低くなる。よって、コンパレータ１０９の出力はＬレベルからＨレベルに反転する（ステップ（６））。例えば、ＶＤ５が５．６Ｖ（かなり高めの電圧値）であったとしても、コンパレータ１０９の出力はＬレベルからＨレベルに反転する。

図１４における、コンパレータ１０９の出力がＬレベルからＨレベルに反転した状態は、図１１に示される、バイパスオン時のコンパレータ１０９の出力状態と同じである。

このように、ロジック回路（出力制御回路）１０７は、バイパス経路が強制的にオフ状態となっている期間内の、給電対象の負荷９４への給電の一時的な停止が解除された後であってバイパス強制オフ状態が解除されるまでの期間において、検出回路１０６として機能するヒステリシスコンパレータの入力電圧レベルを強制的に低下させ（電圧ＶＤ５が十分に低下した状態と同じ状態を強制的につくり）、これによって、ヒステリシスコンパレータの出力電圧レベルを、バイパスがオン状態のときの電圧レベルに確実に戻す。つまり、ヒステリシスコンパレータがリセットされる。これによって、バイパスのオフ状態からバイパスをオン状態に戻す準備が完了する。

（６）バイパスオン状態への復帰（図１５）
この後、負荷９４への給電電圧が、少なくともある程度まで安定化した時点で、定期認証制御部１０１は、バイパス強制オフ信号ＳＡを非アクティブレベル（Ｌレベル）に戻す(ステップ（１）)。ロジック回路（出力制御回路）１０７は、バイパス制御信号ＶＰＢＰをＬレベルからＨレベルに変化させる（ステップ（２））。これによって、スイッチ回路ＳＷ１０がオンしてバイパス経路が形成され、バイパス経路を経由して電流ＩＸが流れる（ステップ（３））。

また、ロジック回路（出力制御回路）１０７は、第１のしきい値切換信号ＲＶＬをＬレベルとし、第２のしきい値切換信号ＲＶＨをＨレベルとする。これに伴い、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡがオフし、一方、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＢがオンする（ステップ（４））。

このようにして、強制的にオフ状態とされていたバイパスを、円滑にオン状態に戻すことができる。

（第２の実施形態）
図１６は、受電側制御回路の変形例の回路構成を示す図である。第１の実施形態では、図１４に示されるように、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡおよび第２のＮＭＯＳトラトランジスタＭＢを同時にオンさせることによって、ヒステリシスコンパレータのリセットを行っている。

本実施形態では、図１６に示すように、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡおよび第２のＮＭＯＳトラトランジスタＭＢに並列に、リセットスイッチＱ１０（例えば、リセットトランジスタＭＣによって構成される）を設ける。また、抵抗Ｒ５４の抵抗値を、抵抗Ｒ５２や抵抗Ｒ５３の抵抗値に比べて、十分に小さな値に設定する。

リセット時には、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＡおよび第２のＮＭＯＳトラトランジスタＭＢが共にオフしている状態で、リセットスイッチＱ１０（リセットトランジスタＭＣ）をオンさせる。抵抗５４の抵抗値が小さいため、抵抗Ｒ５０と、抵抗Ｒ５１と、抵抗Ｒ５４とによって形成されるバイアス電流経路には大きな電流が流れ、抵抗Ｒ５１における電圧降下が増大する。よって、電圧ＶＤ５の電圧レベルに関係なく、コンパレータ１０９の反転端子の電圧レベルは、非反転端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆの電圧レベルよりも低くなる。よって、コンパレータ１０９の出力はＬレベルからＨレベルに反転する。このようにして、ヒステリシスコンパレータのリセットが実行される。

以上説明したように、本発明の幾つかの態様によれば、例えば、レギュレータのバイパス技術によって受電装置における電力損失および発熱を低減させ、一方、バイパス状態において、負荷への給電を一時的に停止し、あるいは停止していた給電を再開する場合でもオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないようにすることができる。

したがって、小型、低損失、低発熱という優れた特性をもち、かつ、通常送電中の負荷変調に伴うオーバーシュートやアンダーシュートが生じない、高い信頼性をもつ、無接点電力伝送システム用の受電装置ならびに受電制御装置が実現される。

本発明は、多様な電子機器（例えば、腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車など）に適用可能である。特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における２次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。

また、通常送電中の負荷変調に伴う大きなオーバーシュートや大きなアンダーシュートが生じないため、２次側機器の破損や回路の不要なリセットが発生しない。よって、電子機器の信頼性はさらに向上する。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。したがって、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。

例えば、スイッチ回路をオンしてレギュレータをバイパスするときに、併せてレギュレータ自体の動作を停止させることによって、無駄な電力消費および発熱をさらに抑制し、受電した電力のロスを最小限化することができる。レギュレータの構成要素の全部を非動作とする場合には、レギュレータにおける消費電力および発熱を零にすることができる。また、一部の構成要素だけを非動作状態とする場合にも、レギュレータの消費電力および発熱の低減が可能である。したがって、この態様によれば、無接点電力伝送を用いた受電装置における、受電した電力のロスを最小化しつつ、負荷に対する給電能力を効果的に向上させることができ、レギュレータにおける発熱の問題も解消する。

また、例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（外部電源供給装置、低電位側電源、電子機器等）と共に記載された用語（ＡＣアダプタ、ＧＮＤ、携帯電話端末・充電器等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また受電制御装置、その他の制御回路の構成・動作や、ＡＣアダプタ接続検出時の送電手法等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

レギュレータ（ＬＤＯ）をバイパスさせるためのスイッチ回路の構成、そのオン／オフのためのバイパス制御部の構成も適宜、最適なものを選択することができる。例えば、複数の半導体素子からなる高機能な回路を用いることもできる。また、レギュレータ周りの温度を検出し、その温度が高温となったときに、バイパス経路をオンさせてレギュレータの発熱を積極的に低減する、といった使用方法も可能である。

本発明は、無接点電力伝送技術を利用する受電装置（電力供給を受ける側の装置）における電力損失および発熱を、簡単な構成によって効果的に低減することができ、かつ、給電の一時停止／一時停止の解除に伴う大きなオーバーシュートや大きなアンダーシュートの発生を確実に防止することができるという効果を奏し、したがって、例えば、無接点電力伝送を用いた受電制御装置（受電制御ＬＳＩ）、受電装置（受電用ＩＣモジュール）および電子機器（携帯端末等）等として有用である。

図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は、無接点電力システムの一例の構成を示す図 送電装置、受電装置を含む無接点電力伝送システムにおける、各部の具体的な構成の一例を示す回路図 図３（Ａ），図３（Ｂ）は、送電装置と受電装置との間の通信方式を説明するための図 図４（Ａ），図４（Ｂ）は、乗っ取り状態について説明するための図 図５（Ａ），図５（Ｂ）は、定期認証と、定期認証の際の負荷軽減（負荷への給電の一時停止）と、を説明するための図 受電装置の、バイパス制御に関係する部分の構成を示す図 図７（Ａ）〜図７（Ｃ）は、バイパス経路がオン状態のときに、負荷への給電を一時的に停止したときに生じる問題点を説明するための図 バイパス制御におけるヒステリシス特性について説明するための図 図９（Ａ），図９（Ｂ）は、受電側制御回路のバイパス制御動作（負荷変調、負荷軽減ならびにバイパス強制オフ等）のタイミングを説明するためのタイミング図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 一連のバイパス制御手順の例を説明するための図 受電側制御回路の変形例の回路構成を示す図

符号の説明

Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、１０ 送電装置、１２ 送電部、
１４ 波形モニタ回路、１６ 表示部、２０ 送電制御装置、２２ 送電側制御回路、
２４ 発振回路、２６ ドライバ制御回路、２８ 波形検出回路、４０ 受電装置、
４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、４８ 給電制御部、
４９ レギュレータ（ＬＤＯ）、５０ 受電制御装置、５２ 受電側制御回路、
５６ 位置検出回路、５８ 発振回路、６０ 周波数検出回路、６２ 満充電検出回路、
７２ 電圧検出回路、９０ 充電装置（チャージャ）、
９２ 充電制御装置（充電制御ＩＣ）、９４ 給電対象の負荷（２次電池，バッテリ）、
１０１ 定期認証制御部、１０３ 負荷変調制御部、１０５ バイパス制御部、
１０６ 検出回路、
１０７ ロジック回路（バイパス制御信号ＶＰＢＰの出力を制御する出力制御回路）
ＳＷ１０ バイパス経路をオン／オフするためのスイッチ回路、
ＳＷ２０ 給電制御スイッチ
Ｍ１ バイパス制御スイッチとしてのＰＭＯＳトランジスタ、
Ｍ２ バイパス制御スイッチの制御回路としてＮＭＯＳトランジスタ、
Ｍ５ 充電制御トランジスタ、ＶＰＢＰ バイパス制御信号、
ＳＡ バイパス強制オフ信号

Claims (7)

1. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から、整流回路およびレギュレータを含む受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の電圧出力ノードから給電対象の負荷に対して電力を供給すると共に、前記給電対象の負荷への給電期間中において、前記受電装置に含まれる負荷変調部による負荷変調によって、前記送電装置に負荷変調信号を送信する無接点電力伝送システムにおける、前記受電装置に設けられる受電制御装置であって、
   前記受電装置の動作を制御する受電側制御回路と、
   前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させる電力供給制御信号を出力するための電力供給制御信号出力端子と、を含み、
   前記受電側制御回路は、
   前記給電対象の負荷への給電能力の低下を検出すると、前記レギュレータの入力ノードと出力ノードとの間に設けられたスイッチ回路をオンさせて、前記レギュレータの前記入力ノードと前記出力ノードとを直結するバイパス経路をオン状態とし、
   また、前記バイパス経路が形成されている期間において、前記給電対象への負荷への給電を一時的に停止する場合には、前記電力供給制御信号出力端子から出力される前記電力供給制御信号の電圧レベルを非アクティブレベルからアクティブレベルに変化させて前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させるタイミングで、あるいは、前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させるタイミングの前に、前記スイッチ回路をオフさせて前記バイパス経路を強制的にオフ状態とし、
   かつ、前記給電対象の負荷への給電の一時停止を解除した後に、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態に復帰させる、
   ことを特徴とする受電制御装置。
2. 請求項１記載の受電制御装置であって、
   前記受電側制御回路は、
   前記給電対象の負荷への給電の一時停止を解除した後、前記給電対象の負荷に供給する電圧が安定化するのに必要な時間が経過した後、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態に復帰させる、
   ことを特徴とする受電制御装置。
3. 請求項１または請求項２記載の受電制御装置であって、
   前記受電側制御回路は、
   前記レギュレータの入力ノードと出力ノードとの間に設けられた前記スイッチ回路のオン／オフを制御するためのバイパス制御信号を出力するバイパス制御部と、
   前記受電装置に含まれる前記負荷変調部の動作を制御することによって前記受電装置の負荷を定期的に変調して定期認証を実行し、かつ、前記定期的な負荷変調の実行の際に、前記電力供給制御信号を前記電力供給制御端子から出力して前記給電対象の負荷への給電を一時的に停止させ、かつ、前記バイパス制御部にバイパス強制オフ信号を供給する定期認証制御部と、を有し、
   前記バイパス制御部は、
   前記レギュレータの入力ノードの電圧および出力ノードの電圧の少なくとも一つの電圧レベルを検出し、検出結果を示す検出信号を出力する検出回路と、
   前記定期認証部から出力されるバイパス強制オフ信号が非アクティブレベルであるときは、前記検出回路から出力される前記検出信号に基づいて前記バイパス制御信号をアクティブレベルとするか非アクティブレベルとするかを切り換えることによって、前記スイッチ回路のオン／オフを制御すると共に、前記バイパス強制オフ信号がアクティブレベルであるときは、前記検出信号のレベルにかかわらず、前記バイパス制御信号を非アクティブレベルに固定して、前記スイッチ回路がオンすることを禁止する出力制御回路と、
   を有することを特徴とする受電制御装置。
4. 請求項３記載の受電制御装置であって、
   前記検出回路は、前記レギュレータの入力ノードの電圧および出力ノードの電圧の少なくとも一つの電圧が第１のしきい値電圧を下回った場合に前記検出信号をアクティブレベルとし、前記第１の電圧よりも高い第２のしきい値電圧を上回ったときに前記検出信号を非アクティブレベルとし、
   前記出力制御回路は、
   前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号が非アクティブレベルであるときは、前記検出信号がアクティブレベルである期間において前記バイパス制御信号をアクティブレベルとして、前記スイッチ回路をオンさせて前記バイパス経路をオン状態とし、かつ、前記検出信号が非アクティブレベルである期間において前記バイパス制御信号を非アクティブレベルとして、前記スイッチ回路をオフさせて前記バイパス経路をオフ状態とし、
   前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号がアクティブレベルであるときは、前記検出信号のレベルにかかわらず、前記バイパス制御信号を非アクティブレベルに固定して、前記スイッチ回路がオンすることを禁止する、
   ことを特徴とする受電制御装置。
5. 請求項３または請求項４記載の受電制御装置であって、
   前記検出回路はヒステリシスコンパレータで構成され、
   前記出力制御回路は、
   前記定期認証部から出力される前記バイパス強制オフ信号によって前記バイパス経路が強制的にオフ状態となっている期間内の、前記給電対象の負荷への給電の一時的な停止が解除された後であって前記バイパス強制オフ状態が解除されるまでの期間において、前記検出回路として機能する前記ヒステリシスコンパレータのリセットを実行し、これによって、前記ヒステリシスコンパレータの入力信号の状態および出力信号の状態を、前記バイパス経路がオン状態であるときの状態に復帰させる、
   ことを特徴とする受電制御装置。
6. 請求項１〜請求項５のいずれかに記載の受電制御装置と、
   前記整流回路を含み、前記２次コイルの誘起電圧を直流電圧に変換する受電部と、
   前記レギュレータと、前記レギュレータの入力ノードおよび出力ノードとの間に設けられた前記スイッチ回路と、を含み、前記給電対象の負荷への給電を制御する給電制御部と、
   を含むことを特徴とする受電装置。
7. 請求項６記載の受電装置と、
   前記受電装置により電力が供給される、前記給電対象の負荷と、を含むことを特徴とする電子機器。

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