JP2010021639A - フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】ディスク状電極を有する超伝導フィルタにおいて、入出力ラインとの間に強い結合を実現する。
【解決手段】誘電体基板と、前記誘電体基板の第１の側を覆って連続的に形成された電極層２２と、前記誘電体基板の第２の側に、前記電極層とともに前記誘電体基板を挟持するように設けられた設けられたディスク状の電極パターンと、前記電極層２２のうち、前記ディスク状の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する円形領域に、前記円形領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する開口部よりなるグランドスロット２２Ｂと、前記電極層２２に、前記円形領域に到達するように形成され、第１の方向に延在する入力側カットアウト部と、前記第１の方向に直交する第２の方向に延在する出力側カットアウト部と、前記入力側カットアウト部に形成された入力側導体パターンと、前記出力側カットアウト部に形成された出力側導体パターンと、を含む。
【選択図】図２Ｂ

Description

本発明はフィルタに係り、特にディスク型電極パターンを有するフィルタに関する。

超伝導膜を用いたマイクロストリップラインからなるフィルタは低損失であり、移動体通信の基地局など、ＧＨｚ帯域の高出力送信装置への応用が期待されている。

しかし、超伝導膜は電力集中が生じると超伝導性が破壊されやすく、高出力用途への適用が困難であった。

これに対し、耐電力特性を向上すべく、ディスク状の電極パターンを使い、電力集中を回避した構成のフィルタが提案されている。

また急峻なフィルタ特性を得るため、かかるディスク状電極パターンを使った共振器を複数誘電体基板上に配設し、これらを結合して多段構成のフィルタを構成する技術が提案されている。
特許第３２７５５３８号 特開昭５２−０００１５２号公報 特開２００８−０２８８３５号公報

図１は、特許文献３による超伝導チューナブルフィルタ１０の概略的構成を示す。

図１を参照するに、フィルタ１０は誘電体基板１１上に形成されており、前記誘電体基板１１の裏側面を覆う超伝導グランド層１２と、前記基板１１の表側面に形成された超伝導ディスク状電極パターン１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄと、前記ディスク状電極パターン１３Ａに結合する超伝導入力側フィーダパターン１４Ａと、前記ディスク状電極パターン１３Ｄに結合する超伝導出力側フィーダパターン１４Ｅと、前記ディスク状電極パターン１４Ａとディスク状電極パターン１４Ｂを結合する超伝導フィーダパターン１４Ｂと、前記ディスク状電極パターン１４Ｂとディスク状電極パターン１４Ｃを結合する超伝導フィーダパターン１４Ｃと、前記ディスク状電極パターン１４Ｃとディスク状電極パターン１４Ｄを結合する超伝導フィーダパターン１４Ｄとを含んでいる。また前記基板１１の表側面には離間して誘電体板１５が近接離間自在に設けられており、フィルタ中心周波数の調整を可能としている。

このような構成の超伝導チューナブルフィルタ１０では、電極パターン１３Ａ〜１３Ｄがディスク状に形成されているため電界集中が回避され、高出力用途への適用が可能となる。

また前記誘電体板１５には誘電体または磁性体の調整ロッドを通す孔１５Ａ〜１５Ｅが形成されている。さらに図示はしていないが、磁性体あるいは誘電体の調整ロッドが、前記ディスク状電極パターン１４Ａ〜１４Ｄあるいはフィーダパターン１４Ｂ，１４Ｄに対して前記孔１５Ａ〜１５Ｅを介して前記表側から近接・離間自在に形成されている。かかる構成によれば、前記調整ロッドにより、フィルタの帯域幅を調整することが可能である。

一方、図１の従来の超伝導チューナブルフィルタ１０では、前記誘電体板１５は前記超伝導電極パターン１３Ａ〜１３Ｄのみならず、前記フィーダパターン１４Ａ〜１４Ｅとも結合している。このため、前記誘電体板１５を近接・離間させてフィルタ中心周波数を調整すると、同時にフィーダパターン１４Ａ〜１４Ｅと超伝導電極パターン１３Ａ〜１３Ｄの結合の状態も変化してしまう。その結果、図１の超伝導チューナブルフィルタでは、中心周波数や帯域幅などのフィルタ特性の調整が複雑になる問題が生じる。また図１の超伝導チューナブルフィルタでは、例えば入力側フィーダライン１４Ａあるいは出力側フィーダライン１４Ｅはディスク状電極パターン１３Ａあるいはディスク状電極パターン１３Ｄの湾曲した外周に外側から結合している。このため、結合部の面積、すなわちキャパシタンスが小さく、十分な結合を確保するのが困難である。フィーダライン１４Ｂ〜１４Ｄについても同様である。このため図１の従来の超伝導チューナブルフィルタ１０では、損失を十分に抑制するのが困難である問題があった。

一の側面によればフィルタは、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１の側を覆って連続的に形成された電極層と、前記誘電体基板の第２の側に、前記電極層とともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の電極パターンと、前記電極層のうち、前記ディスク状の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する円形の領域に、前記円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する開口部よりなるグランドスロットと、前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、第１の方向に延在する入力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、前記第１の方向に直交する第２の方向に延在する出力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成された入力側導体パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成された出力側導体パターンと、を含む。

他の側面によればフィルタは、第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に直交する方向に延在する入力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第３の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第１の円形の領域に、前記第１の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第１の開口部よりなる第１のグランドスロットと、前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第４の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第２の円形の領域に、前記第２の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第２の開口部よりなる第２のグランドスロットと、を含む。

さらに他の側面によればフィルタは、第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に平行に延在する入力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、を含むフィルタ。

本発明の実施形態では、入力側および出力側フィーダラインを誘電体基板の第２の側、すなわちディスク状電極パターンが形成される側の反対側において、電極層中に形成された入力側あるいは出力側カットアウト中に形成する。その結果、フィルタと入力側フィーダラインあるいは出力側フィーダラインとの間に非常に強い結合を実現することができ、フィルタの損失を低減することができる。また入力側および出力側フィーダラインを前記第２の側に形成することにより、前記第１の側に配置された誘電体板を近接・離間してフィルタ中心周波数を調整する場合でも、前記誘電体板と入力側あるいは出力側フィーダラインとの結合を解消できる。このため、本発明実施形態によれば、前記誘電体板を近接あるいは離間させてフィルタ中心周波数を変化させる場合、同時に入力側あるいは出力側フィーダラインとの結合係数も変化してしまい調整が複雑になる問題を解消することが可能となる。

さらに本発明の実施形態によれば、前記誘電体基板の第１の側において電極層中にグランドスロットを形成することにより、入力フィーダライン中の第１のモードを、これに直交する出力フィーダライン中の第２のモードと結合させることができ、単一のディスク状電極を使ってデュアルモードフィルタを構成することが可能となる。その際、前記グランドスロットを円形の開口部の形に形成することにより、グランドスロット周辺への電界集中を回避でき、超伝導状態が破れるのが回避される。さらにこのようなデュアルモードフィルタを縦続接続することにより、わずかな段数で、非常に急峻な特性を有するフィルタを実現することができる。

［第１の実施形態］
図２Ａ〜図２Ｃは、第１の実施形態による超伝導デュアルモード共振器２０の構成を示す、それぞれ平面図、底面図、および図２Ｂ中、線Ａ−Ａ’に沿った断面図である。

図２Ａ〜２Ｃを参照するに、前記デュアルモード共振器２０は例えば厚さが０．５ｍｍのＭｇＯなどの低損失誘電体基板２１上に形成されている。前記基板２１の下面には、厚さが０．５μｍの、例えばＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）系の高温超伝導体よりなる電極層２２が一様に形成されている。また前記基板２１の上面には、同じ高温超伝導体よりなる、厚さが０．５μｍのディスク状電極パターン２３が、５．６ｍｍの半径で形成されている。

前記電極層２２には、前記ディスク状電極パターン２３とともに前記誘電体基板２１を挟持する円形の領域２２ａの中心から外れた位置に、径が例えば１ｍｍの円形の開口部２２Ｂが、前記基板２１の下面を露出するように形成されている。さらに前記電極層２２には、前記誘電体基板２１の外周の一部から前記円形領域２２ａに到達するように、第１のフィーダカットアウト部２２ａが前記基板２１の下面を露出するように形成されている。また前記電極層２２には、前記誘電体基板２１の外周の一部から前記円形領域２２Ａに到達するように、第２のフィーダカットアウト部２２ｂが形成されている。前記第２のフィーダカットアウト部２２ｂも前記誘電体基板２１の下面を露出するが、前記第１のフィーダカットアウト部に対して直角の角度で形成されている。

さらに前記第１のフィーダカットアウト部２２ａには、前記電極層２２と同じ超伝導体よりなる入力側導体パターン２２ｃが形成され、前記入力導体パターン２２ｃはコプレーナ型フィーダラインを形成する。同様に前記第２のフィーダカットアウト部２２ｂには、前記電極層２２と同じ超伝導体よりなる出力側導体パターン２２ｄが形成される。前記出力側導体パターン２２ｄも前記入力側導体パターン２２ｃと同様なコプレーナ型フィーダラインを形成する。

前記入力側フィーダライン２２ｃから供給された入力信号の電界成分は前記デュアルモード共振器２０中において図２Ａのモード１で示す方向に振動するのに対し、前記出力側フィーダライン２２ｄに出力される出力信号の電界成分は図２Ｂのモード２で示す方向に振動する。前記電極層２２に形成されたグランドスロット２２は、これら二つのモードを結合させる働きをする。

図３は、前記図２Ａ〜２Ｃのデュアルモード共振器２０について７０Ｋにおいて求めた反射特性（Ｓ１１パラメータ）を示す。周知のように、Ｓ１１パラメータは、入力側から見たフィルタの反射特性を示している。ただし図３では、前記カットアウト部２２ａの半径を１．０ｍｍ，１．２ｍｍ，１．３ｍｍ，１．４ｍｍと変化させている。

図３を参照するに、反射特性には、低周波側および高周波側にそれぞれ共振周波数ｆ１およびｆ２が出現しているが、周波数ｆ１とｆ２の隔たりは、グランドスロット２２Ｂの径が増大するにつれて増大していることがわかる。これは、前記グランドスロット２２Ｂのモード間結合が、グランドスロット２２Ｂの径とともに増加することを示している。

図４は、前記図３の反射特性から求めた前記モード間結合の結合係数ｋ_slotと、前記グランドスロット２２Ｂの径との関係を示す。ただし前記結合係数ｋ_slotは、式
ｋ_slot＝（ｆ₂ ²−ｆ₁ ²）／（ｆ₂ ²＋ｆ₁ ²） （ｆ₂＞ｆ₁）
により求めている。

図４を参照するに、前記グランドスロット２２Ｂの径と結合係数ｋ_slotとの間には、略直線的な関係が成立していることがわかる。なお図４におけるスロット半径が１．１ｍｍの場合は前記図３に示していないが、これは図面が複雑になるのを避けるために他ならない。

本実施形態では、入力側フィーダライン２２ａ，２２ｃおよび出力側フィーダライン２２ｂ，２２ｄを前記誘電体基板２１の裏側の連続的な電極層２２中の円形領域２２ａに到達するように形成している。その結果、本発明によれば、導体パターン２２ｃ、２２ｄと電極層２２との間に強い結合を実現できる。すなわち、本実施形態によれば、共振器２０あるいはこれを使ったフィルタの損失を、フィーダラインを基板２１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

なお本実施形態において前記誘電体基板２１としてはＭｇＯ単結晶基板に限定されるものではなく、ＬａＡｌＯ₃単結晶基板あるいはサファイア基板を使うことも可能である。

さらに前記電極層２２および電極パターン２３、導体パターン２２ｃおよび２２ｄは、前記ＹＢＣＯ系高温超伝導材料に限定されるものではなく、例えばＲ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ（ＲＢＣＯ）系の高温超伝導薄材料、すなわち前記ＹＢＣＯ系におけるイットリウム（Ｙ）をネオジム（Ｎｄ），サマリウム（Ｓｍ），ガドリニウム（Ｇｄ），ジスプロシウム（Ｄｙ），ホルミウム（Ｈｏ）で置き換えた薄膜を使ってもよい。

さらに本実施形態において、Ｂａ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＢＳＣＣＯ）系、Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＰＢＳＣＣＯ）系、Ｃｕ−Ｂａｐ−Ｃａｑ−Ｃｕｒ−Ｏｘ（１．５＜ｐ＜２．５，２．５＜ｑ＜３．５，３．５＜ｒ＜４．５：ＣＢＣＣＯ）系の高温超伝導材料を使うことも可能である。

本実施形態においては前記グランドスロット２２Ｂを円形に形成することにより、電界集中が回避され、超伝導電極層５２が強電界により超伝導性を失う問題を回避することができる。

なお本実施形態の共振器２０において前記電極層２２，電極パターン２３，入力側導体パターン２２ｃ，出力側導体パターン２２ｄは高温超伝導体である必要はなく、常伝導体であってもよい。

本実施形態の超伝導デュアルモード共振器は、それ自体でＧＨｚ帯域のフィルタを構成することができる。

［第２の実施形態］
図５は、前記デュアルモード共振器２０を使った第２の実施形態による超伝導フィルタ３０を示す。

図５を参照するに、超伝導フィルタ３０は、底部にマイクロストリップラインを構成する配線パターン（図示せず）を担持するパッケージ容器３１を備え、前記共振器２０が前記パッケージ容器３１の前記底部にフリップチップ実装されている。また前記パッケージ容器３１の底部には、前記グランドスロット２２Ｂに対応して開口部３１Ｂが形成されている。

さらに前記パッケージ容器３１中には前記共振器２０の上方に、ＭｇＯやサファイアなどよりなる誘電体板３２が配設され、前記誘電体板３２は前記パッケージ容器３１の蓋３１Ｌに、ねじ３２Ａ，３２Ｂなどにより、前記共振器２０に対して、０．０１ｍｍから１０ｍｍの範囲で近接・離間自在に保持されている。

図６は、前記フィルタ３０の６０Ｋにおける通過特性を示す。

図６を参照するに、通過特性は図３の反射特性に対応しており、前記グランドスロット２２Ｂの大きさを設定することにより、中心周波数を実質的に変化させることなく通過帯域幅を自在に設定できることがわかる。

図５の超伝導フィルタ３０では、さらに前記誘電体板３２の前記共振器２０に対する距離を前記ねじ３２Ａ，３２Ｂにより調節することで、図６の通過特性において帯域幅を実質的に変化させることなく中心周波数を変化させることができる。より具体的には前記誘電体板３２を前記共振器２０に近接させることにより中心周波数が増大し、離間させることにより、中心周波数が減少する。

なお図５の超伝導フィルタ３０において前記誘電体板３２およびねじ３２Ａ，３２Ｂを省略することも可能である。

本実施形態では、先にも述べたように入力側フィーダライン２２ａ，２２ｃおよび出力側フィーダライン２２ｂ，２２ｄを前記誘電体基板２１の裏側の連続的な電極層２２に円形領域２２ａに到達するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン２２ｃ、２２ｄと電極層２２との間に強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、共振器２０あるいはこれを使ったフィルタの損失を、フィーダラインを基板２１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

［第３の実施形態］
図７は、第３の実施形態による超伝導フィルタ４０を示す。

図７を参照するに、超伝導フィルタ４０は、底部にマイクロストリップラインを構成する配線パターン（図示せず）を担持するパッケージ容器４１を備え、前記共振器２０が前記パッケージ容器４１の前記底部にフリップチップ実装されている。また前記パッケージ容器４１の底部には、前記グランドスロット２２Ｂに対応して開口部４１Ｂが形成されている。

さらに前記パッケージ容器４１中には前記共振器２０の上方に、ＭｇＯやサファイアなどよりなる誘電体板４２が配設され、前記誘電体板４２は前記パッケージ容器４１の蓋４１Ｌに、ねじ４２Ａ，４２Ｂなどにより、前記共振器２０に対して、０．０１ｍｍから１０ｍｍの範囲で近接・離間自在に保持されている。

さらに超伝導フィルタ４０は、前記開口部４１Ｂに、前記グランドスロット２２Ｂに対応してロッド４１Ｃが、前記誘電体基板２１に対する距離ｈ_slotが０．０１ｍｍ〜１ｍｍの範囲で近接・離間自在に、ねじの形で形成されている。

先に図３，図４で説明したように、前記共振器２０の通過帯域幅は、前記グランドスロット２２Ｂの径により制御され、一方前記グランドスロット２２Ｂの径により、前記共振器２０におけるモード間結合係数ｋ_slotが制御される。

そこで本実施形態では、前記グランドスロット２２Bに対して前記ロッド４１Ｃを近接・離間自在に設けることにより、前記モード間結合係数ｋ_slotを制御し、これにより、前記フィルタ４０の通過帯域特性を制御する。

図８は、６０Ｋにおける前記フィルタ４０の反射特性（Ｓ１１）を、また図９は前記フィルタ４０の通過帯域特性を、それぞれｈ_slot＝０．０２ｍｍ，ｈ_slot＝０．０７ｍｍ，ｈ_slot＝０．１２ｍｍ，ｈ_slot＝０．４２ｍｍの場合について示す。ただし図８の例では、前記ロッド４１Ｃとして径が２ｍｍの金属よりなるねじを使っている。なお前記ロッド４１Ｃとしては、磁性体やＭｇＯ，ＬａＡｌＯ₃，ＴｉＯ₂などの誘電体を使うことが可能である。

図８，図９を参照するに、フィルタ４０の通過帯域幅は前記距離ｈ_slotが小さい場合に狭くなり、大きい場合に広くなることがわかる。また前記ロッド４１Ｃにより前記距離ｈ_slotを変化させた場合には、中心周波数が変化するのがわかる。より具体的には、前記距離ｈ_slotを減少させた場合に前記中心周波数が低周波側にずれ、増加させた場合に高周波側にずれる。しかしこのような中心周波数のずれは、前記誘電体板４２の共振器２０に対する距離を前記ねじ４２Ａ，４２Ｂにより変化させることで補償できる。

図１０は、図８の反射特性から求めた、前記フィルタ４０における７０Ｋでのモード間結合係数ｋ_slotと距離ｈ_slotの関係を示す。

図１０を参照するに、前記距離ｈ_slotが小さくなるとモード間結合係数ｋ_slotは減少し、フィルタ４０の特性はシングルモードフィルタに近くなる。これに伴い、通過帯域幅が減少する。これに対し、前記距離ｈ_slotが大きくなると前記グランドスロット２２Ｂの効果が増大し、フィルタ４０はデュアルモードフィルタの特性を強く示すようになる。これに伴い、図８，９に示すように通過帯域幅が増大する。

なお図７の超伝導フィルタ４０において、前記誘電体板４２およびねじ４２Ａ，４２Ｂを省略することも可能である。

本実施形態では、先にも述べたように入力側フィーダライン２２ａ，２２ｃおよび出力側フィーダライン２２ｂ，２２ｄを前記誘電体基板２１の裏側の連続的な電極層２２に侵入するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン２２ｃ、２２ｄと電極層２２との間に強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、フィルタ損失を、フィーダラインを基板２１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

［第４の実施形態］
図１１Ａ〜図１１Ｃは、第４の実施形態による共振器５０の構成を示す、それぞれ平面図、底面図、および図１１Ｂ中、線Ｂ−Ｂ’に沿った断面図である。

図１１Ａ〜１１Ｃを参照するに、前記共振器５０は例えば厚さが０．５μｍのＭｇＯなどの低誘電率誘電体基板５１上に形成されている。前記誘電体基板５１には共振器領域５１Ａおよび５１Ｂが中間領域５１Ｃにより隔てられて画成されている。

前記基板５１の下面には、厚さが０．５μｍの、例えばＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）系の高温超伝導体よりなる電極パターン５２Ａが、前記共振器領域５１Ａを覆って形成されている。さらに前記基板５１の下面には、同様な高温超伝導体よりなる電極パターン５２Ｂが、前記共振器領域５１Ｂを覆って形成されている。

さらに前記基板５１の下面には、前記中間領域５１Ｃにおいて前記電極パターン５２Ａおよび５２Ｂを、それぞれの中央部で接続して、同様な高温超伝導体よりなる接続電極パターン５２Ｃが、幅Ｗおよび長さＬで形成されている。前記高温超伝導電極パターン５２Ａ〜５２Ｃは、前記誘電体基板５１の下面を一様に覆う高温超伝導膜に、前記中間領域５１Ｃにおいて、前記共振器領域５１Ａと共振器領域５１Ｂを結ぶ仮想的なセンターラインに向かって側方から、カットアウト５１ａ，５１ｂを形成することにより形成することができる。

前記基板５１の上面には、前記共振器領域５１Ａにおいて同じ高温超伝導体よりなる、厚さが０．５μｍのディスク状電極パターン５３Ａが５．６ｍｍの径で、前記電極層５２Ａの一部領域５２ａと共に前記誘電体基板５１を挟持するように形成されている。同様に、前記基板５１の上面には、前記共振器領域５１Ｂにおいて同じ高温超伝導体よりなる、厚さが０．５μｍのディスク状電極パターン５３Ｂが５．６ｍｍの径で、前記電極層５２Ｂの一部領域５２ｂと共に前記誘電体基板５１を挟持するように形成されている。

前記誘電体基板５１の下面において電極パターン５２Ａには、前記誘電体基板５１の外周の一部から前記領域５２ａに到達するように、第１のフィーダカットアウト部５２ｃが前記基板５１の下面を露出するように形成されている。同様に前記電極パターン５２Ｂには、前記誘電体基板５１の外周の一部から前記領域５２ｂに到達するように、第２のフィーダカットアウト部５２ｄが形成されている。前記第２のフィーダカットアウト部５２ｄも前記誘電体基板５１の下面を露出し、前記第１のフィーダカットアウト部に平行に、対向する向きで形成されている。

さらに前記第１のフィーダカットアウト部５２ｃには前記誘電基板５１の露出下面に、同じ高温超伝導体よりなる導電パターン５２ｅが形成される。ここで前記導電パターン５２ｅは前記フィーダカットアウト部５２ｃとともに入力側コプレーナ型フィーダラインを形成する。同様に前記第２のフィーダカットアウト部５２ｄには前記誘電基板５１の露出下面に、同じ高温超伝導体よりなる導電パターン５２ｆが形成される。ここで前記導電パターン５２ｆは前記フィーダカットアウト部５２ｄとともに出力側コプレーナ型フィーダラインを形成する。

図１１Ａ〜１１Ｃの共振器５０では、前記共振器領域５１Ａおよび５１Ｂにそれぞれの共振器が形成されており、これらの共振器が前記中間領域５１Ｃにおいて前記接続電極パターン５２Ｃにより接続され、２段構成のデュアルモード共振器が形成されている。

図１２は、前記共振器５０について、前記ディスク上電極パターン５３Ａおよび５３Ｂとして径が５．６ｍｍの電極パターンを前記誘電体基板５１上に中心間距離で１５．２ｍｍ離間させて配置し、前記接続電極パターン５２Ｃの幅Ｗを４ｍｍに設定し、長さＬを８．７ｍｍ〜１３ｍｍの範囲で変化させた場合の反射特性（Ｓ１１パラメータ）を示す図である。

図１２を参照するに、前記長さＬが短い場合、すなわち前記電極パターン５２Ａ，５２Ｂがカットアウト部５１ａ，５１ｂのそれぞれの両側で近接して配置されている場合、共振周波数ｆ１およびｆ２は近接し、共振器５０はシングルモードに近い動作を示すのがわかる。これに対し前記長さＬを増加させた場合には、周波数ｆ１とｆ２は離間し、デュアルモード動作の特徴が強くなる。また長さＬが増加すると、周波数ｆ１とｆ２はともに低周波側にシフトするのがわかる。

図１３は、前記図１２の共振周波数ｆ１およびｆ２より求めた共振器間結合係数ｋ_ddと長さＬの関係を示す。ただし結合係数ｋ_ddは、式
ｋ_dd＝（ｆ₂ ²−ｆ₁ ²）／（ｆ₂ ²＋ｆ₁ ²） （ｆ₂＞ｆ₁）
により求めている。

図１３を参照するに、結合係数ｋ_ddは距離Ｌとともに略直線的に変化することがわかる。

本実施形態では、入力側フィーダライン５２ｃ，５２ｅおよび出力側フィーダライン５２ｄ，５２ｆを、前記誘電体基板５１の裏側の連続的な電極パターン５２Ａあるいは５２Ｂに、前記円形領域５２ａあるいは５２ｂに到達するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン５２ｅ、５２ｆと電極パターン５２Ａあるいは５２Ｂとの間においてキャパシタンスが増大し、強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、共振器５０あるいはこれを使ったフィルタの損失を、フィーダラインを基板５１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

本実施形態において前記誘電体基板５１としてはＭｇＯ単結晶基板に限定されるものではなく、ＬａＡｌＯ₃単結晶基板あるいはサファイア基板を使うことも可能である。

さらに前記電極パターン５２Ａ〜５２Ｃおよび電極パターン５３Ａ，５３Ｂ、導体パターン５２ｅおよび５２ｆは、前記ＹＢＣＯ系高温超伝導材料に限定されるものではなく、例えばＲ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ（ＲＢＣＯ）系の高温超伝導薄材料、すなわち前記ＹＢＣＯ系におけるイットリウム（Ｙ）をネオジム（Ｎｄ），サマリウム（Ｓｍ），ガドリニウム（Ｇｄ），ジスプロシウム（Ｄｙ），ホルミウム（Ｈｏ）で置き換えた薄膜を使ってもよい。

さらに本実施形態において、Ｂａ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＢＳＣＣＯ）系、Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＰＢＳＣＣＯ）系、Ｃｕ−Ｂａｐ−Ｃａｑ−Ｃｕｒ−Ｏｘ（１．５＜ｐ＜２．５，２．５＜ｑ＜３．５，３．５＜ｒ＜４．５：ＣＢＣＣＯ）系の高温超伝導材料を使うことも可能である。

なお本実施形態の共振器５０において前記電極パターン５２Ａ〜５２Ｃ，ディスク状電極パターン５３Ａおよび５３Ｂ，入力側導体パターン５２ｅ，出力側導体パターン５２ｆは高温超伝導体である必要はなく、常伝導体であってもよい。

図１１Ａ〜１１Ｃの共振器５０は、それ自体でフィルタとして使うことができる。

［第５の実施形態］
図１４は、第５の実施形態による超伝導フィルタ６０を示す。

図１４を参照するに、超伝導フィルタ６０は、底部にマイクロストリップラインを構成する配線パターン（図示せず）を担持するパッケージ容器６１を備え、前記共振器５０が前記パッケージ容器６１の前記底部にフリップチップ実装されている。また前記パッケージ容器６１の底部には、前記接続電極５２Ｃの中央部に対応して開口部６１Ｂが形成されている。

さらに前記パッケージ容器６１中には前記共振器５０の上方に、ＭｇＯやサファイアなどよりなる誘電体板６２が配設され、前記誘電体板６２は前記パッケージ容器６１の蓋６１Ｌに、ねじ６２Ｂなどにより、前記共振器５０に対して、０．０１ｍｍから１０ｍｍの範囲で近接・離間自在に保持されている。

さらに超伝導フィルタ６０は、前記開口部６１Ｂに、前記グランドスロット２２Ｂに対応してロッド６１Ｃが、前記誘電体基板５１に対する距離ｈ_ddが０．０ｍｍ〜０．７ｍｍの範囲で近接・離間自在に、ねじの形で形成されている。

図１５Ａ〜１５Ｃは、前記パッケージ容器６１中における共振器５０を示す、それぞれ平面図、底面図および図１５Ｂ中、線Ｃ−Ｃ’に沿った断面図である。ただし図１５Ａ〜１５Ｃ中、先に説明した部分には同一の参照符号を付し、説明を省略する。

図１５Ｂよりわかるように、前記ロッド６１Ｃは前記接続電極５２Ｃの長さ（Ｌ）方向上の中央部および幅（Ｗ）方向の中央部に対応して設けられている。本実施形態では、前記接続電極５２Ｃに対して前記ロッド６１Ｃを近接・離間自在に設けることにより、前記モード間結合係数ｋ_ddを前記距離ｈ_ddを介して制御し、これにより、前記フィルタ６０の通過帯域特性を制御する。

図１６は、６０における前記フィルタ６０の反射特性（Ｓ１１）を、また図１７は前記フィルタ６０の通過帯域特性を、それぞれｈ_dd＝０．０１ｍｍ，ｈ_dd＝０．０６ｍｍ，ｈ_dd＝０．１１ｍｍ，ｈ_dd＝０．６１ｍｍの場合について示す。ただし図１６，２７では前記長さLはｍｍに、幅Ｗは４ｍｍに設定している。図１６の例では、前記ロッド６１Ｃとして径が２ｍｍの金属よりなるねじを使っている。なお前記ロッド６１Ｃとしては、磁性体やＭｇＯ，ＬａＡｌＯ₃，ＴｉＯ₂などの誘電体を使うことが可能である。

図１６，図１７を参照するに、フィルタ６０の通過帯域幅は前記距離ｈ_ddが大きい場合に狭くなり、小さい場合に広くなることがわかる。また前記ロッド６１Ｃにより前記距離ｈ_ddを変化させた場合には、中心周波数が変化するのがわかる。より具体的には、前記距離ｈ_ddを減少させた場合に前記中心周波数が高周波側にずれ、増加させた場合に低周波にずれる。しかしこのような中心周波数のずれは、前記誘電体板６２の共振器５０に対する距離を前記ねじ６２Ｂにより変化させることで補償できる。

図１８は、図１６の反射特性から求めた、前記フィルタ６０における６０Ｋでのモード間結合係数ｋと距離ｈ_ddの関係を示す。

図１８を参照するに、前記距離ｈ_ddが小さくなると共振器間結合係数ｋ_ddは急激に増大し、これに伴い、通過帯域幅が減少する。これに対し、前記距離ｈ_slotが大きくなると前記グランドスロット２２Ｂの効果が増大し、これに伴い、図８，９に示すように通過帯域幅が増大する。

本実施形態においても、入力側フィーダライン５２ｃ，５２ｅおよび出力側フィーダライン５２ｄ，５２ｆを、前記誘電体基板５１の裏側の連続的な電極パターン５２Ａあるいは５２Ｂに、前記円形領域５２ａあるいは５２ｂに到達するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン５２ｅ、５２ｆと電極パターン５２Ａあるいは５２Ｂとの間においてキャパシタンスが増大し、強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、フィルタ損失を、フィーダラインを基板５１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

本実施形態では、二つの共振器を結合することにより、図１７に示すように急峻な通過帯域特性を実現することができる。なお本実施形態において、結合される共振器の数は二つに限定されることはなく、３つ以上の共振器を結合することも可能である。

フィルタ６０において、前記誘電体板６２およびねじ６２Ａ，６２Ｂを省略することも可能である。

［第６の実施形態］
図１９Ａ〜図１９Ｃは、第６の実施形態による共振器７０を示す、それぞれ平面図、底面図、および図１９Ｂ中、線Ｄ−Ｄ’に沿った断面図である。

図１９Ａ〜１９Ｃを参照するに、前記共振器７０は例えば厚さが０．５ｍｍのＭｇＯなどの低損失誘電体基板７１上に形成されている。前記誘電体基板７１には共振器領域７１Ａおよび７１Ｂが中間領域７１Ｃにより隔てられて画成されている。

前記基板７１の下面には、厚さが０．５μｍの、例えばＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）系の高温超伝導体よりなる電極パターン７２Ａが、前記共振器領域７１Ａを覆って形成されている。さらに前記基板７１の下面には、同様な高温超伝導体よりなる電極パターン７２Ｂが、前記共振器領域７１Ｂを覆って形成されている。

さらに前記基板７１の下面には、前記中間領域７１Ｃにおいて前記電極パターン７２Ａおよび７２Ｂを、それぞれの中央部で接続して、同様な高温超伝導体よりなる接続電極パターン７２Ｃが、幅Ｗおよび長さＬで形成されている。前記高温超伝導電極パターン７２Ａ〜７２Ｃは、前記誘電体基板５１の下面を一様に覆う高温超伝導膜に、前記中間領域７１Ｃにおいて、前記共振器領域７１Ａと共振器領域７１Ｂを結ぶ仮想的なセンターラインに向かって側方から、カットアウト７１ａ，７１ｂを形成することにより形成することができる。

前記基板７１の上面には、前記共振器領域７１Ａにおいて同じ高温超伝導体よりなる、厚さが０．５μｍのディスク状電極パターン７３Ａが５．６ｍｍの径で、前記電極層７２Ａの一部のディスク状領域７２ａと共に前記誘電体基板７１を挟持するように形成されている。同様に、前記基板７１の上面には、前記共振器領域７１Ｂにおいて同じ高温超伝導体よりなる、厚さが０．５μｍのディスク状電極パターン７３Ｂが５．６ｍｍの径で、前記電極層７２Ｂの一部のディスク状領域７２ｂと共に前記誘電体基板７１を挟持するように形成されている。

前記誘電体基板７１の下面において電極パターン７２Ａには、前記誘電体基板７１の外周の一部から前記領域７２ａに到達するように、第１のフィーダカットアウト部７２ｃが前記基板７１の下面を露出するように形成されている。同様に前記電極パターン７２Ｂには、前記誘電体基板７１の外周の一部から前記領域７２ｂに到達するように、第２のフィーダカットアウト部７２ｄが形成されている。前記第２のフィーダカットアウト部７２ｄも前記誘電体基板７１の下面を露出し、前記第１のフィーダカットアウト部７２ｃに平行に、前記ディスク状領域７２ａと７２ｂのそれぞれの中心を結ぶ方向に対して直交する向きで形成されている。

前記電極パターン７２Ａにおいてはその領域７２ａの一部に、前記図２Ｂのグランドスロット２２Ｂと同様な円形のグランドスロット７２ＡＧが、領域７２ａの中心から外れて形成されている。同様に前記電極パターン７２Ｂにおいてはその領域７２ｂの一部に、同様な円形のグランドスロット７２ＢＧが領域７２ｂの中心から外れて形成されている。

さらに前記第１のフィーダカットアウト部７２ｃには前記誘電基板７１の露出下面に、同じ高温超伝導体よりなる導電パターン７２ｅが形成される。ここで前記導電パターン７２ｅは前記フィーダカットアウト部７２ｃとともに入力側コプレーナ型フィーダラインを形成する。同様に前記第２のフィーダカットアウト部７２ｄには前記誘電基板７１の露出下面に、同じ高温超伝導体よりなる導電パターン７２ｆが形成される。ここで前記導電パターン７２ｆは前記フィーダカットアウト部７２ｄとともに出力側コプレーナ型フィーダラインを形成する。

図１９Ａ〜１９Ｃの共振器７０では、前記共振器領域７１Ａおよび７１Ｂにそれぞれの共振器が形成されており、これらの共振器が前記中間領域７１Ｃにおいて前記接続電極パターン７２Ｃにより接続され、２段構成のデュアルモード共振器が形成されている。

図２０は、前記共振器７０について、前記ディスク上電極パターン５３Ａおよび５３Ｂとして径が５．６ｍｍの電極パターンを前記誘電体基板５１上に中心間距離で１５．２ｍｍ離間させて配置し、前記接続電極パターン５２Ｃの幅Ｗを４ｍｍに設定し、長さＬを８．７ｍｍに設定し、前記グランドスロット７２ＡＧ，７２ＢＧの半径を０．９７ｍｍに設定した場合の反射特性（Ｓ１１パラメータ）および通過特性（Ｓ２１パラメータ）を示す図である。

図２０を参照するに、通過特性には、前記２段構成のデュアルモード共振器、すなわち４段構成の共振器に対応して共振周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４が生じており、共振周波数ｆ２とｆ３の間に通過帯域が形成されているのがわかる。図２０の例では、−３ｄＢ帯域幅が８７ＭＨｚであり、急峻性は−３０ｄＢ／（２６〜２９ＭＨｚ）であった。

本実施形態では、入力側フィーダライン７２ｃ，７２ｅおよび出力側フィーダライン７２ｄ，７２ｆを、前記誘電体基板７１の裏側の連続的な電極パターン７２Ａあるいは７２Ｂに、前記円形領域７２ａあるいは７２ｂに到達するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン７２ｅ、７２ｆと電極パターン７２Ａあるいは７２Ｂとの間においてキャパシタンスが増大し、強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、共振器７０あるいはこれを使ったフィルタの損失を、フィーダラインを基板７１の表側に形成した場合に比べて大きく減少させることができる。

本実施形態において前記誘電体基板７１としてはＭｇＯ単結晶基板に限定されるものではなく、ＬａＡｌＯ₃単結晶基板あるいはサファイア基板を使うことも可能である。

さらに前記電極パターン７２Ａ〜７２Ｃおよび電極パターン７３Ａ，７３Ｂ、導体パターン７２ｅおよび７２ｆは、前記ＹＢＣＯ系高温超伝導材料に限定されるものではなく、例えばＲ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ（ＲＢＣＯ）系の高温超伝導薄材料、すなわち前記ＹＢＣＯ系におけるイットリウム（Ｙ）をネオジム（Ｎｄ），サマリウム（Ｓｍ），ガドリニウム（Ｇｄ），ジスプロシウム（Ｄｙ），ホルミウム（Ｈｏ）で置き換えた薄膜を使ってもよい。

さらに本実施形態において、Ｂａ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＢＳＣＣＯ）系、Ｐｂ−Ｂｉ−Ｓｒ−Ｃａ−Ｃｕ−Ｏ（ＰＢＳＣＣＯ）系、Ｃｕ−Ｂａｐ−Ｃａｑ−Ｃｕｒ−Ｏｘ（１．５＜ｐ＜２．５，２．５＜ｑ＜３．５，３．５＜ｒ＜４．５：ＣＢＣＣＯ）系の高温超伝導材料を使うことも可能である。

本実施形態においては前記グランドスロット７２ＡＧおよび７２ＢＧを円形に形成することにより、電界集中が回避され、超伝導電極層５２が強電界により超伝導性を失う問題を回避することができる。

なお本実施形態の共振器７０において前記電極パターン７２Ａ〜７２Ｃ，ディスク状電極パターン７３Ａおよび７３Ｂ，入力側導体パターン７２ｅ，出力側導体パターン７２ｆは高温超伝導体である必要はなく、常伝導体であってもよい。

本実施形態では、二つのデュアルモード共振器を結合することにより、図１７に示すように急峻な通過帯域特性を実現することができる。なお本実施形態において、結合されるデュアルモード共振器の数は二つに限定されることはなく、３つ以上のデュアルモード共振器を結合することも可能である。

図１９Ａ〜１９Ｃの共振器７０は、それ自体でフィルタを構成することが可能である。

［第７の実施形態］
図２１は、第７の実施形態による超伝導フィルタ８０を示す。

図２１を参照するに、超伝導フィルタ８０は、底部にマイクロストリップラインを構成する配線パターン（図示せず）を担持するパッケージ容器８１を備え、前記共振器７０が前記パッケージ容器８１の前記底部にフリップチップ実装されている。また前記パッケージ容器８１の底部には、前記パッケージ容器８１の底部には、前記グランドスロット７２Ａ，７２Ｂに対応して開口部８１Ａ，８１Ｂが形成されており、前記接続電極７２Ｃの中央部に対応して開口部８１Ｃが形成されている。

さらに前記パッケージ容器８１中には前記共振７０の上方に、ＭｇＯやサファイアなどよりなる誘電体板８２が配設され、前記誘電体板８２は前記パッケージ容器８１の蓋８１Ｌに、ねじ８２Ａ，８２Ｂなどにより、前記共振器７０に対して、０．０１ｍｍから１０ｍｍの範囲で近接・離間自在に保持されている。

さらに超伝導フィルタ８０は、前記開口部８１Ａ，８１Ｂに、前記グランドスロット７２ＡＧ，７２ＢＧに対応してロッド８１Ｄ，８１Ｆが、前記誘電体基板７１に対する距離ｈ_slotが０．０１ｍｍ〜１ｍｍの範囲で近接・離間自在に、ねじの形でそれぞれ形成されている。また前記パッケージ容器８１の前記底部には、前記接続電極７２Ｃの中央部に対応して開口部８１Ｃが形成され、前記開口部８１Ｃにはロッド８１Ｆが、前記電極７２Ｃに対する距離ｈ_ddが０．０ｍｍから０．７ｍｍの範囲で、近接・離間自在に保持されている。前記ロッド８１Ｄ〜８１Ｆとしては、径が磁性体やＭｇＯ，ＬａＡｌＯ₃，ＴｉＯ₂などの誘電体を使うことが可能である。

図２２Ａ〜２２Ｃは、前記パッケージ容器８１中における共振器７０を示す、それぞれ平面図、底面図および図２２Ｂ中、線Ｅ−Ｅ’に沿った断面図である。ただし図２２Ａ〜２２Ｃ中、先に説明した部分には同一の参照符号を付し、説明を省略する。なお前記図２１の断面図も、実際には前記線Ｅ−Ｅ’に沿った断面図になっている。

図２２Ｂよりわかるように、前記ロッド８１Ｆは、前記図１５Ｂのロッド６１Ｃと同様に、前記接続電極７２Ｃの長さ（Ｌ）方向上の中央部および幅（Ｗ）方向の中央部に対応して設けられている。本実施形態では、前記接続電極７２Ｃに対して前記ねじ８１Ｃを近接・離間自在に設けることにより、前記共振器間結合係数ｋ_ddを前記距離ｈ_ddを介して制御し、これにより、前記フィルタ８０の通過帯域特性を制御することができる。また前記ロッド８１Ｄ，８１Ｅを前記基板７１に対して近接・離間自在に設けることにより、前記モード間結合係数ｋ_ddを介してフィルタ８０の通過帯域特性を制御することができる。

前記超伝導フィルタ８０において、誘電体板８２およびねじ８２Ａ，８２Ｂは省略することも可能である。

本実施形態でも、入力側フィーダライン７２ｃ，７２ｅおよび出力側フィーダライン７２ｄ，７２ｆを、前記誘電体基板７１の裏側の連続的な電極パターン７２Ａあるいは７２Ｂに、前記円形領域７２ａあるいは７２ｂに到達するように形成している。その結果本発明によれば、導体パターン７２ｅ、７２ｆと電極パターン７２Ａあるいは７２Ｂとの間においてキャパシタンスが増大し、強い結合を実現できる。すなわち本実施形態によれば、共振器７０を使ったフィルタ８０の効率を、フィーダラインを基板７１の表側に形成した場合に比べて大きく向上させることができる。

［第８の実施形態］
図２３は、前記第１〜第７の実施形態のいずれかによる超伝導フィルタを使ったＧＨｚ帯域の送受信機９０の概略的構成を示す。

図２３を参照するに、前記送受信機９０が集積回路装置よりなる信号処理部９１を備え、前記信号処理部９１で形成された送信信号が変調器９２Ａにより変調信号を形成し、形成された変調信号がアップコンバータ９３Ａでマイクロ波信号に変換され、電力増幅器９４Ａにより増幅された後、前記いずれかの実施形態の超伝導フィルタ９５Ａを通ってアンテナ９６に供給される。

また前記アンテナ９６に入来した信号は、前記フィルタ９５Ｂを通って低雑音増幅器９４Ｂに供給され、増幅の後、ダウンコンバータ９３Ｂにより高周波信号に変換され、さらに復調器９２Ｂにより復調された後、前記信号処理部９１に供給される。さらに超伝導フィルタ９５Ａを冷却するためにクライオスタット９７が設けられている。

図２３の送受信機９０では、前記フィルタ９３および９５が超伝導電極を有するため損失が少なく、効率の良い動作が可能で、消費電力を低減することができる。また前記超伝導電極として酸化物よりなるいわゆる高温超伝導体を使うことにより、６０〜８０Ｋの液体窒素温度領域でも超伝導性が維持されるため、クライオスタット９７の消費電力を低減することができる。

前記送受信機９０は、例えば移動体通信の基地局などへの適用が可能である。

以上、本発明を好ましい実施形態について説明したが、本発明はかかる特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した要旨内において様々な変形・変更が可能である。
（付記１）
誘電体基板と、
前記誘電体基板の第１の側を覆って連続的に形成された電極層と、
前記誘電体基板の第２の側に、前記電極層とともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の電極パターンと、
前記電極層のうち、前記ディスク状の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する円形の領域に、前記円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する開口部よりなるグランドスロットと、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、第１の方向に延在する入力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、前記第１の方向に直交する第２の方向に延在する出力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成された入力側導体パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成された出力側導体パターンと、
を含むフィルタ。
（付記２）
前記入力側導体パターンは、前記入力側カットアウト部の形状に整合した形状を有し、前記出力側導体パターンは、前記出力側カットアウト部の形状に整合した形状を有する付記１記載のフィルタ。
（付記３）
前記入力側カットアウト部と前記入力側導体パターンは、第１のコプレーナ型フィーダラインを形成し、前記出力側カットアウト部と前記出力側導体パターンは、第２のコプレーナ型フィーダラインを形成する、付記２記載のフィルタ。
（付記４）
前記グランドスロットは、円形の開口部である付記１〜３のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
（付記５）
前記誘電体基板の前記第１の側に、前記グランドスロットに対向して磁性体または誘電体よりなる調整ロッドをさらに備えた付記１〜４のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
（付記６）
前記調整ロッドは、前記グランドスロットに対して近接・離間自在に保持される付記５記載のフィルタ。
（付記７）
前記電極層、前記電極パターン、前記入力側導体パターンおよび前記出力側導体パターンは、超伝導体よりなる付記１〜６のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
（付記８）
第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、
前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、
前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に直交する方向に延在する入力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、
前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第３の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第１の円形の領域に、前記第１の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第１の開口部よりなる第１のグランドスロットと、
前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第４の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第２の円形の領域に、前記第２の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第２の開口部よりなる第２のグランドスロットと、
を含むフィルタ。
（付記９）
前記入力側カットアウト部と前記入力側導体パターンは、第１のコプレーナ型フィーダラインを形成し、前記出力側カットアウト部と前記出力側導体パターンは、第２のコプレーナ型フィーダラインを形成する、付記８記載のフィルタ。
（付記１０）
さらに前記接続電極パターンに形成され前記誘電体基板を露出する第３の開口部よりなる第３のグランドスロットを含む付記８または９記載のフィルタ。
（付記１１）
前記第１〜第３のグランドスロットの各々には、各々磁性体または誘電体よりなる第１〜第３の調整ロッドが、それぞれ近接・離間自在に設けられている付記１０記載のフィルタ。
（付記１２）
前記第１〜第４の電極パターン、前記接続電極パターン、前記入力側導体パターンおよび前記出力側導体パターンは、超伝導体よりなる付記８〜１１のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
（付記１３）
第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、
前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、
前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に平行に延在する入力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、
前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、
を含むフィルタ。
（付記１４）
前記入力側カットアウト部と前記入力側導体パターンは、第１のコプレーナ型フィーダラインを形成し、前記出力側カットアウト部と前記出力側導体パターンは、第２のコプレーナ型フィーダラインを形成する、付記１３記載のフィルタ。
（付記１５）
前記接続電極パターンのうち、前記第３の電極パターンの中心と前記第４の電極パターンの中心を結ぶ仮想的な線分の中央に対応して、前記グランドスロットに対向して近接・離間自在に、磁性体または誘電体よりなる調整ロッドをさらに備えた付記１３または１４記載のフィルタ。
（付記１６）
前記第１〜第４の電極パターン、前記接続電極パターン、前記入力側導体パターンおよび前記出力側導体パターンは、超伝導体よりなる付記１３〜１５のうち、いずれか一項記載のフィルタ。

従来の超伝導フィルタを示す図である。 第１の実施形態による超伝導共振器を示す平面図である。 第１の実施形態による超伝導共振器を示す底面図である。 第１の実施形態による超伝導共振器を示す、図２Ｂ中、線Ａ−Ａ’に沿った断面図である。 図２Ａ〜２Ｃの超伝導共振器の反射特性を示す図である。 図２Ａ〜２Ｃの超伝導共振器のモード間結合係数を示す図である。 第２の実施形態による超伝導フィルタを示す断面図である。 図５の超伝導フィルタの通過特性を示す図である。 第３の実施形態による超伝導フィルタを示す断面図である。 図７の超伝導フィルタの反射特性を示す図である。 図７の超伝導フィルタの反射特性を示す図である。 図７の超伝導フィルタのモード間結合係数を示す図である。 第４の実施形態による超伝導共振器を示す平面図である。 第４の実施形態による超伝導共振器を示す底面図である。 第４の実施形態による超伝導共振器を示す、図１１Ｂ中、線Ｂ−Ｂ’に沿った断面図である。 図１１Ａ〜１１Ｃの超伝導共振器の反射特性を示す図である。 図１１Ａ〜１１Ｃの超伝導共振器の共振器間結合係数を示す図である。 第５の実施形態による超伝導フィルタを示す断面図である。 図１４の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す平面図である。 図１４の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す底面図である。 図１４の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す、図１５Ｂ中、線Ｂ−Ｂ’に沿った断面図である。 図１４の超伝導フィルタの反射特性を示す図である。 図１４の超伝導フィルタの通過特性を示す図である。 図１４の超伝導フィルタの共振器間結合係数を示す図である。 第６の実施形態による超伝導共振器を示す平面図である。 第６の実施形態による超伝導共振器を示す底面図である。 第６の実施形態による超伝導共振器を示す、図１９Ｂ中、線Ａ−Ａ’に沿った断面図である。 図１９Ａ〜１９Ｃの超伝導フィルタの反射特性を示す図である。 第７の実施形態による超伝導フィルタを示す断面図である。 図２１の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す平面図である。 図２１の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す底面図である。 図２１の超伝導フィルタで使われる超伝導共振器を示す、図１５Ｂ中、線Ｂ−Ｂ’に沿った断面図である。 第8の実施形態による送受信機を示すブロック図である。

符号の説明

１０ 超伝導チューナブルフィルタ
１１ 誘電体基板
１２ 電極層
１３Ａ〜１３Ｄ ディスク状電極パターン
１４Ａ〜１４Ｅ フィーダライン
１５ 誘電体板
１５Ａ 開口部
２０ 超伝導共振器
２１ 誘電体基板
２２ 電極層
２２ａ，５２ａ，５２ｂ，７２ａ，７２ｂ 円形領域
２２Ｂ グランドスロット
２２ａ，２２ｃ 入力側フィーダライン
２２ｂ，２２ｄ 出力側フィーダライン
２３ ディスク状電極パターン
３０，４０，６０，８０ 超伝導フィルタ
３１，４１，６１，８１ パッケージ容器
３１Ｂ，４１Ｂ，６１Ｂ，８１Ａ，８１Ｂ，８１Ｃ 開口部
３１Ｌ，４１Ｌ，６１Ｌ，８１Ｌ 蓋
３２，４２，６２ 誘電体板
３２Ａ，３２Ｂ，４２Ａ，４２Ｂ，６２Ａ，６２Ｂ、８２Ａ，８２Ｂ ロッド
５０，７０ 超伝導共振器
５１Ａ，５１Ｂ，７１Ａ，７１Ｂ 共振器領域
５１Ｃ，７１Ｃ 中間領域
５１ａ，５１ｂ カットアウト
５２Ａ，５２Ｂ 電極パターン
５２Ｃ 接続電極
５２ｃ，５２ｅ，７２ｃ，７２ｄ 入力側フィーダライン
５２ｄ，５２ｆ，７２ｄ，７２ｆ 出力側フィーダライン
４１Ｃ，６１Ｃ，８１Ｄ，８１Ｅ，８１Ｆ ロッド
７２ＡＧ，７２ＢＧ グランドスロット
９０ 送受信機
９１ 信号処理部
９２Ａ 変調器
９２Ｂ 復調器
９３Ａ アップコンバータ
９３Ｂ ダウンコンバータ
９４Ａ 電力増幅器
９４Ｂ 低雑音増幅器
９５Ａ 超伝導フィルタ
９５Ｂ フィルタ
９６ アンテナ
９７ クライオスタット

Claims (8)

1. 誘電体基板と、
   前記誘電体基板の第１の側を覆って連続的に形成された電極層と、
   前記誘電体基板の第２の側に、前記電極層とともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の電極パターンと、
   前記電極層のうち、前記ディスク状の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する円形の領域に、前記円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する開口部よりなるグランドスロットと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、第１の方向に延在する入力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記電極層に、前記円形の領域に到達するように形成され、前記第１の方向に直交する第２の方向に延在する出力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成された入力側導体パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成された出力側導体パターンと、
   を含むフィルタ。
2. 前記入力側カットアウト部と前記入力側導体パターンは、第１のコプレーナ型フィーダラインを形成し、前記出力側カットアウト部と前記出力側導体パターンは、第２のコプレーナ型フィーダラインを形成する、請求項１記載のフィルタ。
3. 前記グランドスロットは、円形の開口部である請求項１または２記載のフィルタ。
4. 前記誘電体基板の前記第１の側に、前記グランドスロットに対向して磁性体または誘電体よりなる調整ロッドをさらに備えた請求項１〜３のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
5. 前記調整ロッドは、前記グランドスロットに対して近接・離間自在に保持される請求項３記載のフィルタ。
6. 前記電極層、前記電極パターン、前記入力側導体パターンおよび前記出力側導体パターンは、超伝導体よりなる請求項１〜５のうち、いずれか一項記載のフィルタ。
7. 第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、
   前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、
   前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に直交する方向に延在する入力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、
   前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第３の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第１の円形の領域に、前記第１の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第１の開口部よりなる第１のグランドスロットと、
   前記第１の電極パターンのうち、前記ディスク状の第４の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持する第２の円形の領域に、前記第２の円形の領域の中心に対して非対称に形成され前記誘電体基板を露出する第２の開口部よりなる第２のグランドスロットと、
   を含むフィルタ。
8. 第１の領域および第２の領域を含む誘電体基板と、
   前記誘電体基板の第１の側において、前記第１の領域に形成された第１の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記第２の領域に形成された第２の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側に、前記第１の電極パターンと前記第２の電極パターンとを接続して延在する接続電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側とは反対の第２の側に、前記第１の領域において前記第１の電極パターンとともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第３の電極パターンと、
   前記誘電体基板の第２の側に、前記第２の領域において前記第２の電極パターンともに前記誘電体基板を挟持するように設けられたディスク状の第４の電極パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記第１の電極パターンに、前第１の領域にまで到達するように形成され、前記接続電極パターンの延在する方向に平行に延在する入力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において前記第２の電極パターンに、前記第２の領域にまで到達するように、前記入力側カットアウト部に対して平行に形成される出力側カットアウト部と、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記入力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第１の信号伝送路を形成する入力側導体パターンと、
   前記誘電体基板の前記第１の側において、前記出力側カットアウト部に形成され前記第１の電極層とともに第２の信号伝送路を形成する出力側導体パターンと、
   を含むフィルタ。

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