JP2010011596A - 圧電トランスを用いた電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】設計と品質管理が容易である圧電トランスを用いた電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路Ａは、圧電トランス３０と、ＭＯＳＦＥＴからなる駆動用スイッチング素子Ｑ１を有する圧電トランス駆動回路部１０と、駆動用スイッチング素子Ｑ１をターンオフするターンオフ回路部６０とを備える。圧電トランス３０は、圧電トランス３０の固有共振周波数に一致する周波数で電圧が変化する検出電圧を出力する検出電極３４を備える。駆動用スイッチング素子Ｑ１は、検出電極３４が出力する検出電圧により圧電トランス３０の固有共振周波数でターンオンされる。ターンオフ回路部６０は、駆動用スイッチング素子Ｑ１に流れる電流により充電され充電されることにより駆動用スイッチング素子Ｑ１をターンオフするターンオフ用コンデンサＣ５を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、圧電トランスを備え直流電圧を昇圧して出力する圧電トランスを用いた電源回路に関するものである。

従来から、図７に示すように、圧電素子３０’の固有共振周波数で自励発振する発振回路が提供されている（特許文献１参照）。この発振回路は、コンパレータＣＰ１の出力端に接続される相補型の２個のトランジスタＱ１０，Ｑ１１からなるバッファによりコンパレータＣＰ１の出力信号を増幅して圧電素子３０’に入力し、圧電素子３０’の出力を帰還信号としてコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力する。

コンパレータＣＰ１は、反転入力端子に入力される一定電圧と圧電素子３０’から帰還される脈動電圧とを比較して矩形波信号を出力する。すなわち、コンパレータＣＰ１が出力する矩形波信号の周波数は、圧電素子３０’の固有共振周波数に一致する。

この発振回路の圧電素子３０’に代えて圧電トランス３０を用いることにより電源回路が構成される（特許文献２参照）。

特許文献２に記載の構成では、図８に示すように、直流電源Ｅの両端間にインダクタＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ１に波形整形のためのコンデンサＣ１を並列接続するとともに、コンデンサＣ１の両端電圧を圧電トランス３０に印加する。圧電トランス３０から出力される２次電圧は負荷７０に印加される。

圧電トランス３０は、圧電振動体３１と、電圧が印加される一対の１次側電極３２と、電圧を出力する２次側電極３３と、検出電極（電圧検出電極）３４とを備えている。

圧電振動体３１は板状に形成され、一対の１次側電極３２は厚み方向に対向する一対の面における長手方向の一端部にそれぞれ形成され、２次側電極３３は長手方向に対向する一対の面のうち１次側電極３２から遠い方の面に形成されている。

検出電極３４は一方の１次側電極３２が形成された表面の一端部（２次側電極３３に近い方の端部）において前記表面に沿うように、圧電トランス３０が実装される基板上にパターンとして形成されている。検出電極３４からは圧電トランス３０の固有共振周波数に相当する周波数で電圧が変動する検出電圧が出力される。

検出電極３４から出力される検出電圧はコンパレータＣＰ１’の非反転入力端子に入力される。すなわち、図８に示す構成における圧電素子３０’からの帰還信号の代わりに検出電圧を用いている。

コンパレータＣＰ１’の出力信号は、バッファを通してスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される。また、コンパレータＣＰ１’の反転入力端子には、図８に示す構成における定電圧信号の代わりに、バッファの出力電圧の平均値となる電圧が入力される。

したがって、コンパレータＣＰ１’は、圧電トランス３０の固有共振周波数に相当する周波数の矩形波信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１は圧電トランス３０の固有共振周波数に相当する周波数でオンオフが行われるから、圧電トランス３０は圧電トランス３０の固有共振周波数で駆動さることになる。

ところで、電圧検出電極３４が出力する検出電圧の位相は、電圧検出電極３４の形状や圧電振動体３１との相対位置により変化する。特許文献２では、発振を正常に起こさせるため、検出電圧の位相を調整している。すなわち、電圧検出電極３４の形状を枠状や渦巻き状に形成することにより電圧検出電極３４にインダクタンスを付与し、検出電圧の位相を調整している。
特開昭５５−５８６０４号公報 特開２００５−１８４８９６号公報

特許文献２に記載された構成では、発振が正常に起きる位相に検出電圧の位相がなるように電圧検出電極３４を設計しなければならないから、電源回路の設計が困難になるという問題があり、また、検出電圧の位相は電圧検出電極３４と圧電振動体３１の表面との間の隙間寸法などによっても変化するから、電源回路の品質管理が困難になるという問題があった。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、圧電トランスの固有共振周波数で圧電トランスを駆動させる電源回路において、従来構成よりも設計が容易であり、また、品質管理が容易である圧電トランスを用いた電源回路を提供することにある。

請求項１の発明は、入力直流電圧を昇圧して出力する電源回路であって、電圧が印加される一対の１次側電極と圧電材料で形成され１次側電極に印加された電圧を昇圧する昇圧部と昇圧部の変形量に応じた電圧を出力する検出電極と昇圧部で昇圧された電圧を出力する２次側電極とを備え２次側電極から負荷への出力電圧を取り出す圧電トランスと、駆動用スイッチング素子を有し１次側電極に電圧を印加することにより圧電トランスを駆動させる圧電トランス駆動回路部と、駆動用スイッチング素子の制御端子に接続され駆動用スイッチング素子をターンオフさせるターンオフ回路部とを備え、駆動用スイッチング素子は、検出電極が出力する検出電圧によりターンオンされ、ターンオフ回路部は、駆動用スイッチング素子に流れる電流の積算値に応じて駆動用スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記ターンオフ回路部は、入力直流電圧が印加される入力端の低圧側に一端が接続され他端が前記駆動用スイッチング素子の制御端子に接続されるターンオフ用スイッチング素子と、入力直流電圧が印加される入力端の低圧側に一端が接続され他端がターンオフ用スイッチング素子の制御端子に接続されるターンオフ用コンデンサと、２個の抵抗からなる直列回路であって入力端の低圧側に一端が接続され他端が駆動用スイッチング素子の制御端子に接続され２個の抵抗の接続点が駆動用スイッチング素子の一端に接続される充放電回路部とを備え、ターンオフ用コンデンサは、駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電され駆動用スイッチング素子がオフ状態である間に駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電された電荷を放電することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２に記載の発明において、入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に一端が接続され他端が前記ターンオフ用コンデンサの一端に接続される抵抗を備えることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１または請求項２に記載の発明において、入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に一端が接続される起動抵抗と、起動抵抗と前記駆動用スイッチング素子の制御端子との間に接続される起動抵抗用スイッチング素子と、入力直流電圧を分圧して分圧した電圧を起動抵抗用スイッチング素子の制御端子に印加する分圧回路部とを備えることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１または請求項２の何れか１項に記載の発明において、前記負荷が接続される出力端間にダミー抵抗を接続したことを特徴とする。

請求項１の発明の構成によれば、駆動用スイッチング素子は、検出電極が出力する検出電圧によりターンオンされ、駆動用スイッチング素子に流れる電流の積算値に応じてターンオフ回路部によりターンオフされるから、コンパレータを用いる従来構成とは異なり、検出電極が出力する検出電圧の位相に関わりなく圧電トランスの固有共振周波数で駆動用スイッチング素子を駆動させることができるという利点がある。

請求項２の発明の構成によれば、ターンオフ用コンデンサは、駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電され駆動用スイッチング素子がオフ状態である間に駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電された電荷を放電するから、駆動用スイッチング素子のオン時間が一定に保たれ、出力電圧が安定するという利点がある。

請求項３の発明の構成によれば、入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に一端が接続され他端が前記ターンオフ用コンデンサの一端に接続される抵抗を備えるから、入力直流電圧の大きさに応じてターンオフ用コンデンサが充電され、入力直流電圧の大きさに応じて前記駆動用スイッチング素子のオン時間を短くすることができ、駆動用スイッチング素子として、より定格電圧と定格電流の低いものを使用できるという利点がある。

請求項４の発明の構成によれば、起動抵抗の一端は入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に接続され、起動抵抗と前記スイッチング素子の制御端子との間には起動抵抗用スイッチング素子が接続されるから、直流電源投入開始時において起動抵抗によりスイッチング素子をターンオンさせることができるとともに起動抵抗用スイッチング素子により駆動用スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを調整することができる。駆動抵抗用スイッチング素子の制御端子には分圧された入力直流電圧が印加されるから、入力直流電圧の大きさに応じて駆動用スイッチング素子の最初のターンオンのタイミングが変化する。したがって、圧電トランスの駆動を圧電トランスの固有共振周波数近傍の周波数で開始することができるという利点がある。

請求項５の発明の構成によれば、負荷が接続される出力端間にダミー抵抗を接続するから、負荷のインピーダンスの変動に比べ出力端間のインピーダンスの変動が小さくなり、負荷のインピーダンスの変動に比べスイッチング素子の駆動周波数およびオン時間の変動を抑えることができるという利点がある。

以下の各実施形態では、直流電圧を昇圧して負荷に直流電圧を供給する電源回路を例示する。

（実施形態１）
図１を参照して本実施形態の構成について説明する。本実施形態の電源回路Ａは、圧電トランス３０と、駆動用スイッチング素子Ｑ１を有し圧電トランス３０を駆動させる圧電トランス駆動回路部１０と、圧電トランス３０が出力する交流電圧を整流して直流電圧にする整流回路部４０と、負荷８０に供給する直流電圧を検出する出力検出回路部５０と、駆動用スイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるターンオフ回路部６０と、起動抵抗Ｒ２と、出力調整回路部７０とを備える。

圧電トランス３０は、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）などの圧電材料で形成される昇圧部３１と、圧電トランス駆動回路部１０により電圧が印加される一対の１次側電極３２と、昇圧した電圧を出力する２次側電極３３と、検出電極３４とを備える。

昇圧部３１は矩形板状に形成され、一対の１次側電極３２は厚み方向に対向する一対の面における長手方向の一端部にそれぞれ形成され、２次側電極３３は長手方向に対向する一対の面のうち１次側電極３２から遠い方の面に形成される。

検出電極３４は一方の１次側電極３２が形成された表面の一端部（２次側電極３３に近い方の端部）において前記表面に沿って配設され、昇圧部３１の変形量に応じた電圧を出力する。すなわち、検出電極３４からは、圧電トランス３０の固有共振周波数に一致する周波数で電圧が変化する検出電圧が出力される。

圧電トランス駆動回路部１０は、共振用コイルＬ１と共振用コンデンサＣ１とで形成される共振回路部２０を備える。共振用コイルＬ１と共振用コンデンサＣ１とは直列に接続され、共振用コイルＬ１の一端は直流電源Ｅの高圧側に接続され、共振用コンデンサＣ１の一端は直流電源Ｅの低圧側に接続される。一対の１次側電極３２は共振用コンデンサＣ１の両端にそれぞれ接続される。すなわち、圧電トランス３０は共振回路部２０とともに共振回路を形成する。

駆動用スイッチング素子Ｑ１にはＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインは共振用コンデンサＣ１の一端（共振用コイルＬ１に接続されている側の一端）に接続される。

駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲート（制御端子）は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とからなる直列回路を介して検出電極３４に接続される。

起動抵抗Ｒ２は、直流電源Ｅの高圧側と駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に接続される。

ターンオフ回路部６０は、ターンオフ用スイッチング素子Ｑ２と、ターンオフ用コンデンサＣ５と、充放電回路部６１とを備える。ターンオフ用スイッチング素子Ｑ２にはＮＰＮ型のトランジスタが用いられる。ターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のコレクタはスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、エミッタは直流電源Ｅの低電圧側に接続される。ターンオフ用コンデンサＣ５の両端は、ターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のベースとエミッタとにそれぞれ接続され、充電されることによりターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のベース（制御端子）、エミッタ間に電圧を印加する。

充放電回路部６１は、抵抗Ｒ６，Ｒ７を備える。抵抗Ｒ６とＲ７とは直列接続され、抵抗Ｒ６の一端は直流電源Ｅの低圧側に接続され、抵抗Ｒ７の一端はターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のベース（すなわち、ターンオフ用コンデンサＣ５の一端）に接続される。また、抵抗Ｒ６とＲ７との接続点は駆動用スイッチング素子Ｑ１の一端（ソース）に接続される。

すなわち、充放電回路部６１は、駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流によりターンオフ用コンデンサＣ５が充電される充電経路と、駆動用スイッチング素子Ｑ１がオフ状態にあるときにターンオフ用コンデンサＣ５が放電する放電経路とを形成する。

整流回路部４０は、２個の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ２とから構成される。整流ダイオードＤ１のカソードと整流ダイオードＤ２のアノードとは２次側電極３３に接続され、整流ダイオードＤ１のアノードは直流電源Ｅの低圧側に接続される。平滑コンデンサＣ２の両端は、整流ダイオードＤ２のカソードと直流電源Ｅの低圧側とにそれぞれ接続される。

出力検出回路部５０は、ダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４と平滑用のコンデンサＣ３とで構成される。ダミー抵抗Ｒ３とＲ４とは直列接続され、ダミー抵抗Ｒ４の一端は直流電源Ｅの低圧側に接続され、ダミー抵抗Ｒ３の一端は平滑コンデンサＣ２の一端（整流ダイオードＤ２のカソードに接続されている側の一端）に接続される。

出力調整回路部７０は、オペアンプ７１と、２個の抵抗Ｒ８，Ｒ９からなる直列回路と、オペアンプ７１の反転入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサＣ６と、出力調整用トランジスタＱ３と、出力調整用トランジスタＱ３のベースとオペアンプ７１の出力端子との間に接続される抵抗Ｒ１０とを備える。

抵抗Ｒ９の一端は直流電源Ｅの高圧側（直流電圧源）に接続され、抵抗Ｒ８の一端は直流電源Ｅの低圧側に接続され、抵抗Ｒ８とＲ９との接続点はオペアンプ７１の反転入力端子に接続される。すなわち、抵抗Ｒ８，Ｒ９は直流電源Ｅの直流電圧を分圧してオペアンプ７１の反転入力端子に入力する。また、オペアンプ７１の非反転入力端子は、ダミー抵抗Ｒ３とＲ４との接続点に接続される。すなわち、オペアンプ７１の非反転入力端子には出力検出回路５０から出力される検出直流電圧が入力される。

出力調整用トランジスタＱ３にはＮＰＮ型が用いられ、コレクタは直流電源Ｅの高圧側に接続され、エミッタはターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のベース（すなわち、ターンオフ用コンデンサＣ５の一端）に接続される。

平滑コンデンサＣ２の一端には抵抗Ｒ５が接続され、負荷８０は、抵抗Ｒ５の一端と直流電源Ｅの低圧側との間に接続される。

次に、電源回路Ａの動作について説明する。直流電源Ｅから電源回路Ａに直流電圧が供給されると、共振用コイルＬ１に電流が流れ、共振用コンデンサＣ１が充電されるとともに１次側電極３２に電圧が印加される。

一方、共振用コンデンサＣ１が充電されるにしたがい共振用コイルＬ１に流れる電流が減少し、起動抵抗Ｒ２を介して直流電源Ｅの高圧側に接続された駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートの電圧が上昇する。駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートの電圧が駆動用スイッチング素子Ｑ１のオンオフが切り替わる閾値電圧を超えると駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンする。

駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると駆動用スイッチング素子Ｑ１に電流が流れ、１次側電極３２に印加されていた電圧の電圧値が低下する。１次側電極３２の電圧が低下することにより検出電極３４から検出電圧が出力される。ここに、検出電極３４は、出力される検出電圧により駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートの電圧が前記閾値電圧よりも高い電圧に維持されるように形成される。したがって、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン状態が維持される。

また、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンすることにより駆動用スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は抵抗Ｒ６とＲ７とで分流され、ターンオフ用コンデンサＣ５は抵抗Ｒ７を流れる電流により充電される。充電される電荷によりターンオフ用コンデンサＣ５の両端間の電圧が時間の経過とともに大きくなる。ターンオフ用コンデンサＣ５の両端間の電圧がターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のオンオフが切り替わる電圧（例えば、約０．６Ｖ）を超えるとターンオフ用スイッチング素子Ｑ２がターンオンし、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオフする。

ここに、ターンオフ用コンデンサＣ５の容量と抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値とは、検出電極３４が出力する検出電圧が前記閾値電圧より低い電圧になるまでターンオフ用スイッチング素子Ｑ２をオン状態に維持できるように設定される。したがって、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオフ状態が維持される。

駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、抵抗Ｒ６，Ｒ７で形成される放電経路でターンオフ用コンデンサＣ５が放電し、ターンオフ用スイッチング素子Ｑ２がターンオフする。

一方、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンし共振用コイルＬ１に電圧が加わると、共振用コイルＬ１には電磁エネルギーが蓄えられる。駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、共振用コイルＬ１に蓄えられた電磁エネルギーにより共振回路部２０と圧電トランス３０とで形成される共振回路（以下、単に共振回路と呼ぶ）において共振電圧が発生し、図２（ａ）に示すように１次側電極３２に共振電圧が印加される。

１次側電極３２に共振電圧が印加されることにより、図２（ｃ）に示すように、検出電極３４は圧電トランス３０の固有共振周波数に一致する周波数の検出電圧を出力する。出力された検出電圧により駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。

一方、共振回路に共振電圧が発生した後においては、図２（ｂ）に示すように、共振回路に流れる共振電流により駆動用スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流はターンオン時において負の値となる。図２（ｄ）に示すように、ドレイン電流が正の値になった時からターンオフ用コンデンサＣ５の充電が始まる。

ターンオフ用コンデンサＣ５が充電されると、前述と同様に駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が低下して駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオフし、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、ターンオフ用コンデンサＣ５の放電が開始される。したがって、駆動用スイッチング素子Ｑ１は検出電極３４が出力する検出電圧の周波数（すなわち、圧電トランス３０の固有共振周波数）でオンオフされる。

ここにおいて、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間を一定に保つために、ターンオフ用コンデンサＣ５の容量と抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値とは、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでにターンオフ用コンデンサＣ５が放電を終えるような値に設定される。

ところで、１次側電極３２に印加する電圧と２次側電極３３が出力する電圧との比の値である昇圧比は、図３に示すように、圧電トランス３０の駆動周波数に応じて変化し、複数個の極大値が存在する。昇圧比が最も高くなる周波数で圧電トランス３０を駆動させるためには、昇圧比が最も高くなる周波数（図におけるｂ点）の近傍の周波数で圧電トランス３０の駆動を開始する必要がある。ａ点やｃ点近傍の周波数で圧電トランス３０の駆動を開始すると、圧電トランス３０は、ａ点やｃ点の周波数で駆動することになり、必要な出力を得ることができなくなる虞がある。

したがって、起動抵抗Ｒ２により行われる最初のターンオンから検出電極３４が出力する検出電圧により行われる次のターンオンまでの時間を周期とする周波数が、昇圧比が最も高くなるｂ点近傍の周波数になるように、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の抵抗値と、コンデンサＣ４の容量とが決められるとともに検出電極３４が形成される。

なお、駆動用スイッチング素子Ｑ１がゼロボルトスイッチングできるように、共振用コイルＬ１と共振用コンデンサＣ１とは、共振回路の共振周波数が圧電トランス３０の固有共振周波数の半分より大きくなるように設定される。

上述のように駆動用スイッチング素子Ｑ１がオンオフを繰り返し１次側電極３２に共振電圧が印加されると、２次側電極３３からは昇圧された交流電圧が出力される。出力される交流電圧は、整流回路部４０で倍電圧整流される。ここに、電源回路Ａには負荷８０が接続され、また、平滑コンデンサＣ２に並列にダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４が接続されるから、平滑コンデンサＣ２の両端間の電圧は、図２（ｅ）に示すような、鋸歯状で変動する。

また、平滑コンデンサＣ２に並列にダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４が接続されるから、負荷８０のインピーダンスの変化に比べて平滑コンデンサＣ２の両端間のインピーダンスの変化が小さくなり、駆動用スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数およびオン時間の変動が抑えられる。

出力調整回路部７０は、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間を変えることにより負荷８０に供給する直流電圧の電圧値を安定に保つ。具体的に説明すると、ダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４は平滑コンデンサＣ２の両端間の電圧を分圧し、分圧された直流電圧はコンデンサＣ３により変動成分が除去され、図２（ｆ）に示すような安定した検出直流電圧として出力される。

オペアンプ７１は、検出直流電圧と抵抗Ｒ８，Ｒ９で生成される直流電圧との差を増幅して出力する。抵抗Ｒ８，Ｒ９の抵抗値は、抵抗Ｒ８，Ｒ９で生成される電圧が検出直流電圧に一致する場合に電源回路Ａの出力電圧が設計時に規定した目標値になるように設定される。

オペアンプ７１の出力は、出力調整用トランジスタＱ３のベースに入力され、出力調整用トランジスタＱ３は、ベースに入力された電圧に応じてターンオフ用コンデンサＣ５を充電する。

したがって、検出直流電圧が抵抗Ｒ８，Ｒ９で生成される電圧（以下、基準電圧と呼ぶ）よりも大きい場合、検出直流電圧と基準電圧との差に応じた電圧が出力調整用トランジスタＱ３のベースに印加され、ベースに印加された電圧に応じてターンオフ用コンデンサＣ５が充電され、駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流によって充電されるターンオフ用コンデンサＣ５の電圧がターンオフ用スイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる電圧（約０．６Ｖ）に上昇するまでの時間が短くなり、結果、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなる。

駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなることにより電源回路Ａの出力電圧が低下し、出力電圧が前記目標値に合わせ込まれる。

上述のように本実施形態では、検出電極３４が出力する検出電圧により駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンするから、検出電極３４が出力する検出電圧の位相に関わりなく駆動用スイッチング素子Ｑ１は圧電トランス３０の固有共振周波数で駆動され、コンパレータを用いる従来構成のように検出電圧の位相を調整するために検出電極３４を枠状や渦巻き状に形成する必要がなく、電源回路Ａの設計が容易になり、また、電源回路Ａの品質管理が容易になる。

また、上述のように駆動用スイッチング素子Ｑ１のターンオフは、駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流の一部を用いてターンオフ用コンデンサＣ５を充電することにより行うから、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間は駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流の積算値に応じて決まり、負荷８０のインピーダンスが変化して共振電流が変化しない限り駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間は一定に保たれ、出力が安定する。

さらに、負荷８０のインピーダンスが変化する場合は、ダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４により出力端間のインピーダンスの変化抑えられるとともに、出力調整回路部により出力が安定に保たれる。

（実施形態２）
本実施形態の電源回路Ｂは、図４に示すように、一端が直流電源Ｅの高圧側に接続され、他端がターンオフ用スイッチング素子Ｑ２のベースに接続される抵抗Ｒ１１が付加されている点が実施形態１と異なる。他の構成は実施形態１と同様である。

抵抗Ｒ１１により、直流電源Ｅが出力する直流電圧の電圧値に応じてターンオフ用コンデンサＣ５が充電される。すなわち、直流電源Ｅが出力する直流電圧の大きさに合わせて駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなる。

ここに、抵抗Ｒ１1の抵抗値は、抵抗Ｒ１１により充電される電荷のみによってターンオフ用スイッチング素子Ｑ２がオン状態にならない範囲で設定される。すなわち、駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流によりターンオフ用スイッチング素子Ｑ２はターンオンする。

ところで、駆動用スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに駆動用スイッチング素子Ｑ１を流れる電流と、駆動用スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のときにソース、ドレイン間に加わる電圧とは、入力直流電圧が高いほど大きくなり、駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短いほど小さくなる。

したがって、本実施形態では、入力直流電圧が設計時に規定した値よりも大きくなっても、入力直有電圧の増加に応じて駆動用スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなり、駆動用スイッチング素子Ｑ１に流れる電流と、ソース、ドレイン間に加わる電圧との増加を抑えることができる。したがって、定格電圧と定格電流とがより低い仕様のＭＯＳＦＥＴを駆動用スイッチング素子Ｑ１として使用することができる。

（実施形態３）
本実施形態の電源回路Ｃは、図５に示すように直流電源Ｅの低圧側と高圧側に両端がそれぞれ接続されるコンデンサＣ７と、直列に接続される２個の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３からなる分圧回路部９０と、起動抵抗Ｒ２と駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に挿入される起動抵抗用スイッチング素子Ｑ４とを備える点が実施形態１の構成と異なる。他の構成は実施形態１と同様である。

起動抵抗用スイッチング素子Ｑ４にはＮＰＮ型のトランジスタが用いられ、起動抵抗用スイッチング素子Ｑ４のコレクタは起動抵抗Ｒ２の一端に接続され、エミッタは駆動用スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。

抵抗Ｒ１２の一端は直流電源Ｅの高圧側に接続され、抵抗Ｒ１３の一端は直流電源Ｅの低圧側に接続され、抵抗Ｒ１２とＲ１３との接続点は起動抵抗用スイッチング素子Ｑ４のベースに接続される。すなわち、抵抗Ｒ１２とＲ１３とでコンデンサＣ７の両端間の電圧を分圧し、分圧した電圧を起動抵抗用スイッチング素子Ｑ４のベースに印加する。

ところで、１次側電極３１に印加される電圧が低いとその分２次側電極３３が出力する電圧が低くなり、駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンするタイミングがずれ、昇圧比が最も高くなる周波数近傍の周波数で圧電トランス３０の駆動を開始することができなくなる虞がある。

本実施形態では、入力直流電圧が変動しても、起動抵抗Ｒ２により駆動用スイッチング素子Ｑ１がターンオンしてから次に検出電圧によりターンオンされるまでの時間がほぼ一定に保たれるように、抵抗１２とＲ１３との抵抗値が設定されている。

したがって、電源投入開始時において入力直流電圧が変動しても、昇圧比が高くなる周波数近傍の周波数で圧電トランス３０の駆動を開始することができる。

（実施形態４）
本実施形態では、図６に示すように、静電霧化装置に負の直流電圧を供給する電源回路Ｄを例示する。本実施形態の電源回路Ｄにおいては、整流回路部４０と出力検出回路部５０’とが実施形態１と異なる。

具体的には、整流ダイオードＤ１のアノードと整流ダイオードＤ２のカソードとは２次側電極３３に接続され、整流ダイオードＤ１のカソードは直流電源Ｅの低圧側に接続され、整流ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の一端（直流電源Ｅの低圧側に接続されていない側の一端）に接続される。すなわち、実施形態１とは整流ダイオードＤ１，Ｄ２の向きが逆向きになっている。

したがって、整流回路部４０は、２次側電極３３が出力する交流電圧を負の直流電圧に倍電圧整流する。

ダミー抵抗Ｒ３とダミー抵抗Ｒ４とは直列に接続され、ダミー抵抗Ｒ３の一端はコンデンサＣ２の一端に接続され、ダミー抵抗Ｒ４の一端は直流電源Ｅの高圧側に接続される。ダミー抵抗Ｒ３とＲ４との抵抗値は、ダミー抵抗Ｒ３とＲ４との接続点から出力される検出電圧が、平滑コンデンサＣ２により平滑された直流電圧の電圧値に応じた電圧であるとともに正の電圧になるように設定される。

出力検出回路部５０’が出力する検出直流電圧は、オペアンプ７１の非反転入力端子に入力される。他の構成は実施形態１の構成と同様である。

静電霧化装置は、負荷８０として、霧化電極７１と、霧化電極７１に対向して配設される対極７２とを備える。霧化電極７１は平滑コンデンサＣ２の一端に接続され、霧化電極７１には負の電圧が印加される。

また、静電霧化装置は、霧化電極７１に水を供給する給水手段（図示せず）を備える。給水手段としては、例えば霧化電極７１を冷却することにより霧化電極７１に結露水を生じさせる冷却手段がある。

上述したように霧化電極７１には負の電圧が印加されるから、霧化電極７１に供給された水は負に帯電され、負に帯電された水はクーロン力により対極７２に引き寄せられて霧化電極７１より放出され、帯電微粒子水（ナノミクロオーダーの水粒子）となって空中に飛散する。

静電霧化装置においては、霧化される水の量に応じて負荷８０のインピーダンスが変化する。上述したように本実施形態では、ダミー抵抗Ｒ３，Ｒ４により圧電トランス３０の駆動周波数の変化とオン時間の変化とが抑えられ、また、出力調整回路部７０により出力が前記目標値に維持されるから、静電霧化装置は、霧化量に関わらず安定して静電霧化を行うことができる。

実施形態１の回路図である。 実施形態１の電圧または電流の波形図であり、（ａ）は駆動用スイッチング素子のコレクタ、ドレイン間の電圧の波形図、（ｂ）は駆動用スイッチング素子のドレイン電流の波形図、（ｃ）は検出電極から出力される検出電圧の波形図、（ｄ）はターンオフ用スイッチング素子のベース電圧の波形図、（ｅ）は電源回路の出力電圧の波形図、（ｆ）は出力検出回路部の出力電圧の波形図である。 実施形態２の回路図である。 実施形態３の回路図である。 圧電トランスの駆動周波数と昇圧比との関係を表す図である。 実施形態４の回路図である。 従来例を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。

符号の説明

１０ 圧電トランス駆動回路部
３０ 圧電トランス
３１ 昇圧部
３２ １次側電極
３３ ２次側電極
３４ 検出電極
６０ ターンオフ回路部
６１ 充放電回路部
８０ 負荷
９０ 分圧回路部
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ 電源回路
Ｅ 直流電源
Ｃ５ ターンオフ用コンデンサ
Ｑ１ 駆動用スイッチング素子
Ｑ２ ターンオフ用スイッチング素子
Ｑ３ 起動抵抗用スイッチング素子
Ｒ２ 起動抵抗
Ｒ３，Ｒ４ ダミー抵抗

Claims (5)

1. 入力直流電圧を昇圧して出力する電源回路であって、電圧が印加される一対の１次側電極と圧電材料で形成され１次側電極に印加された電圧を昇圧する昇圧部と昇圧部の変形量に応じた電圧を出力する検出電極と昇圧部で昇圧された電圧を出力する２次側電極とを備え２次側電極から負荷への出力電圧を取り出す圧電トランスと、駆動用スイッチング素子を有し１次側電極に電圧を印加することにより圧電トランスを駆動させる圧電トランス駆動回路部と、駆動用スイッチング素子の制御端子に接続され駆動用スイッチング素子をターンオフさせるターンオフ回路部とを備え、駆動用スイッチング素子は、検出電極が出力する検出電圧によりターンオンされ、ターンオフ回路部は、駆動用スイッチング素子に流れる電流の積算値に応じて駆動用スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする圧電トランスを用いた電源回路。
2. 前記ターンオフ回路部は、入力直流電圧が印加される入力端の低圧側に一端が接続され他端が前記駆動用スイッチング素子の制御端子に接続されるターンオフ用スイッチング素子と、入力直流電圧が印加される入力端の低圧側に一端が接続され他端がターンオフ用スイッチング素子の制御端子に接続されるターンオフ用コンデンサと、２個の抵抗からなる直列回路であって入力端の低圧側に一端が接続され他端が駆動用スイッチング素子の制御端子に接続され２個の抵抗の接続点が駆動用スイッチング素子の一端に接続される充放電回路部とを備え、ターンオフ用コンデンサは、駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電され駆動用スイッチング素子がオフ状態である間に駆動用スイッチング素子を流れる電流で充電された電荷を放電することを特徴とする請求項１に記載の圧電トランスを用いた電源回路。
3. 入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に一端が接続され他端が前記ターンオフ用コンデンサの一端に接続される抵抗を備えることを特徴とする請求項２に記載の圧電トランスを用いた電源回路。
4. 入力直流電圧が印加される入力端の高圧側に一端が接続される起動抵抗と、起動抵抗と前記駆動用スイッチング素子の制御端子との間に接続される起動抵抗用スイッチング素子と、入力直流電圧を分圧して分圧した電圧を起動抵抗用スイッチング素子の制御端子に印加する分圧回路部とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の圧電トランスを用いた電源回路。
5. 前記負荷が接続される出力端間にダミー抵抗を接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の圧電トランスを用いた電源回路。

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