JP2009524951A - 入力音声信号に超音波信号を加えることによってデジタルアンプの性能を改善するためのシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

音声信号がスイッチングアンプによって増幅される前に音声信号の中に超音波信号が導入されるシステム及び方法。付加した超音波信号（例えば、アンプのスイッチング周波数の半分の周波数でのトーン）が、ほぼ同時に１組の出力切り替え器が切り替わらないように、１組の出力切り替え器に入力される信号をシフトさせる。超音波信号により、出力電流から低い信号レベルでの不感時間歪みが明確に除去される。トーン超音波信号の付加により、歪みがゼロよりも大きい振幅にシフトする。このような振幅を超える信号は、歪みが認められるが、歪みは低い振幅の信号の場合よりもあまり目立たない。このような振幅を超えない信号は、歪みが全く認められない。また、超音波信号の付加によりスイッチング周波数及びその高調波からエネルギを引き離してＡＭラジオ受信と干渉する。
【選択図】図３

Description

パルス幅変調（ＰＷＭ）アンプは、音声信号を増幅するよう時々使用される。２段階ＰＷＭ変調方式では、１組の信号（Ａ，Ｂ）を使用して１組のＦＥＴをオンオフ切り替えすることで、負荷（スピーカ）にわたる電圧を交互に上下させる（図１参照）。信号Ａ及びＢは、それぞれ幅が可変な一連のパルスから成る。音声信号が増加すると、高い側の信号（Ａ）のパルス幅が広くなり、低い側の信号（Ｂ）のパルス幅が狭くなる。同様に、音声信号が減少すると、高い側の信号（Ａ）のパルス幅が狭くなり、低い側の信号（Ｂ）のパルス幅が広くなる。

あるＰＷＭアンプは、２段階の方式の代わりに３段階（クラスＢＤ）の変調方式を用いている。３段階のＰＷＭ変調方式では、信号Ａ及びＢの組を使用して２組のＦＥＴをオンオフ切り替えする。スピーカの電圧を上下させ得るだけではなく、同じ電圧（すなわち、電圧を上下させない）で負荷の両側に結合されるようＦＥＴを制御してもよい。典型的なシステムを図２に示す。

３段階の変調方式は、同時発生する歪み及び不感時間の歪みを含む２つの歪みの原因を有する。同時発生する歪みは、低い信号レベルでブリッジの両側がほぼ同時に切り替わることによる。不感時間の歪みは、出力電流が０に近い際に不感時間が生じるため、低い信号レベルで現れるか又は最も顕著になる。不感時間の歪みにより、ゼロ交差で信号が通常平らになる。

本発明は、音声信号の中に超音波信号（例えば、スイッチング周波数Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}の半分のトーン）が導入されるシステム及び方法を有する。負荷超音波信号は、入力信号がほぼ同時にスイッチしないように、そして入力信号により出力電流が低い信号レベルで不感時間歪みを明らかに除去するように、入力信号（Ａ，Ｂ）をシフトさせる。負荷超音波信号により、歪みがゼロよりも大きい振幅にシフトする。このような振幅を超える信号は、歪みに悩むが、この歪みは、低い振幅の信号における場合よりもあまり目立つものではない。このような振幅を超えない信号は、全く歪みに悩まないであろう。また、信号Ａ及びＢを互いに歪めることによって（すなわち、信号の相対的なタイミングを調整することによって）同じような効果を達成することができるが、信号を加えることはより簡単で、実行し易く、同じような効果を有する。超音波信号を加える別の利点は、スイッチング周波数及びその高調波からスイッチングエネルギを切り離すことである。これを用いて、ＡＭラジオ受信との干渉の問題の可能性を防止することができる。

一実施例が、変調器と出力切り替え器と超音波信号発生器とモディファイアとを有するスイッチングアンプを具えている。モディファイアは、超音波信号に応じて音声信号を受信し、変調器に変更音声信号を出力する。変調器は、変更音声信号からスイッチング波形を発生させ、スイッチング波形に基づいて出力を発生させる出力切り替え器にスイッチング波形を出力する。

一実施例では、モディファイアが、超音波信号と入力音声信号とを加算する加算器を具えている。超音波信号は、例えば、アンプのスイッチング周波数の半分のトーンである。超音波信号を、入力音声信号に応じて動作する非線形波形発生器の出力に従ってスケーリングしてもよい。音声信号がアンプが直線的に対応し得る最大値に近い値を有する場合に、非線形波形発生器を入力音声信号の振幅を減らすよう構成してもよい。モディファイアは、代替的に、プログラム可能なゲイン係数に応じて入力音声信号を変更するよう構成してもよい。

一実施例では、アンプがアンプの動作に関してモディファイアに情報を提供するよう構成された監視装置を有する。そして、モディファイアは、監視装置によって与えられた情報に基づいて（例えば、超音波信号、又は超音波信号と乗算する音声信号の非線形関数に乗算されるゲイン係数を調整することによって）その動作を調整する。監視装置によって与えられる情報は、例えば、音量調節、入力信号のタイプ、入力信号の強度、又はアンプにおけるクリッピング発生の設定を有する。モディファイアを、信号がアンプからの放射によりラジオ受信との干渉を示すか否かに応じて動作可能又は動作不可としてもよい。また、アンプ、これらの信号は、ラジオ受信機によって受信される周波数及び帯域幅を示してもよい。アンプは、それ自身ラジオ受信機を有してもよい。また、一実施例では、アンプが、超音波信号の周波数でのノイズ伝達関数を実質的に減らすゼロ値を有するノイズ伝達関数を有するノイズシェーピング型量子化器を含んでいる。

別の実施例は、音声信号を増幅するスイッチングアンプにおいて実施される方法を具えている。本方法は、超音波信号を発生させるステップと、音声信号を増幅する前に音声信号に超音波信号を加えるステップとを有する。本方法は、アンプの中における低い信号レベルでのコインシデンス歪みを減らし、アンプの中における不感時間歪みを減らし、及び/又はＡＭラジオ帯域での信号の放射を減らす。超音波信号は、一実施例では、スイッチングアンプのスイッチング周波数の半分の周波数を有するトーンを具えてもよい。本方法は、プログラム可能なメモリにゲイン係数を記憶するステップと、超音波信号とゲイン係数とを乗算するステップとを有する。また、本方法は、超音波信号と音声信号の非線形関数とを乗算するステップを有する。さらに、本方法は、音声信号が大きい場合に非線形関数により減らすことよって、アンプにおける過負荷の可能性を減らすステップを有している。一実施例では、本方法が、アンプの動作を監視して、クリッピング又は過負荷に関連する状態を検出するステップと、検出した状態に応じて超音波信号を調整するステップとを有する。検出した状態は、実際の又は初期のクリッピング、又は実際の又は初期の過負荷を有してよい。一実施例では、本方法が、ノイズシェーピング型量子化器を有するアンプにおいて実施される。本実施例では、この方法が、超音波信号の周波数に近い周波数で振幅が減少するよう量子化器のノイズ伝達関数を設定することによって、超音波信号及び量子化器によって生成されるノイズ間の可聴周波数相互変調積を減少させるステップを有してもよい。

さらに別の実施例は、スイッチングアンプと、コントローラと、ネットワーク受信部とを有するシステムを具えている。アンプは、基本周波数を有するスイッチング波形を使用しており、アンプが調整可能な少なくとも１の動作パラメータを有している。コントローラは、ネットワーク受信部からメッセージを受信して、アンプの動作パラメータを調整し、アンプがラジオ受信機と干渉する可能性があることを示すメッセージを受信するネットワーク受信部に応じて基本周波数及びその高調波での信号の振幅を小さくするよう構成されている。ネットワークは、有線ネットワーク、無線ネットワーク、光ネットワーク、イーサネット（登録商標）ネットワーク、電力線ネットワーク、ＭＯＳＴネットワーク、ＣＡＮネットワーク、ＩＥＥＥ ８０２．１１ネットワーク、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈネットワーク、又は他の様々なタイプのネットワークといった、様々なタイプのネットワークを具えてよい。

また、多くの他の実施例が可能である。

本発明は、様々な改善及び代替的な形式を前提としているが、それらの特定の実施例が、図面及び添付の詳細な説明の中の一例によって示される。しかしながら、図面及び詳細な説明は記載される特定の実施例に本発明を限定することを意図するものでないことに留意されたい。その代わりに、本開示は、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の範囲内の全ての改善、等価なもの、代替的なものをカバーすることを意図するものである。

本発明の他の目的及び利点が、以下の詳細な説明を読み、添付の図面を参照することによって明らかとなろう。

本発明は、音声信号の中に（例えば、スイッチング周波数，Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}の半分の）トーンを導入するシステム及び方法を有している。付加されたトーンは、入力信号がほぼ同時に切り替わらないように入力信号（Ａ，Ｂ）をシフトさせ、これにより、出力電流から低い信号レベルにおいて不感時間による歪みが明確に除去される。Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２でトーンを加えることにより、歪みがゼロよりも大きい振幅にシフトする。このような振幅を超える信号は歪みが認められるが、この歪みは、低振幅の信号における場合よりもあまり顕著ではない。このような振幅を超えない信号は、全く歪みが認められないであろう。また、互いに信号Ａ及びＢを歪めることによって同じような効果を達成し得るが、スイッチング周波数の半分でトーンを付加することはより簡単であり、実施がより容易で同じような効果を得る。スイッチング周波数の半分でトーンを付加した場合の別の利点は、スイッチングエネルギをスイッチング周波数及びその高調波から引き離すことである。これを使用して、ＡＭラジオの受信との干渉に関する潜在的な問題を防止できる。

図３を参照すると、ある実施例に従ったシステムの構成を表す機能的なブロック図を示している。このような実施例では、モディファイア１１０が音声信号及び超音波信号発生器１２０からの信号を入力として受信する。モディファイア１１０は、超音波信号発生器１２０からの超音波信号に基づいて音声信号を変更し、変調器１３０に変更信号を出力する。変調器１３０は、変更した音声信号からパルス幅変調信号を発生させ、出力切り替え器１４０にパルス幅変調信号を出力する。出力切り替え器１４０は、スピーカといった負荷１５０を駆動させるために使用するアナログ出力信号を発生させる。図３が負荷１５０の一方の側のみに加えられる出力切り替え器１４０の出力を示すが、負荷への出力切り替え器の結合が簡略化した方法で描かれていることに留意されたい。実際には、三段階のシステムの出力切り替え器による２つのアナログ信号出力が、図２に示すように負荷の対向する側に印加される。このような簡略化が以下のシステム図において同じようになされている。

図４を参照すると、ある実施例に従ったモディファイアの構成を表す機能的なブロック図を示している。この実施例では、モディファイア２１０が音声信号を受信するための第１の入力部と、超音波信号発生器２２０によって発生された超音波信号を受信するための第２の入力部とを有している。音声信号が加算器２４０及び非線形波形発生器２３０に出力される。この非線形波形信号は、乗算器２５０に出力される。乗算器２５０は、信号発生器２２０からの超音波信号を受信して非線形波形発生器２３０からの信号出力で超音波信号をスケーリングする。そして、スケーリングされた超音波信号を加算器２４０に出力して、そこで超音波信号が入力音声信号に加えられてモディファイア２１０からの出力である変更した音声信号を生成する。

３段階ブリッジ出力の不感時間
図５から図７は、シミュレーションによる時間領域プロットを示しており、３段階のブリッジ出力についての不感時間の影響を示す。デモンストレーションのために、不感時間が誇張されており、約７０ｎｓに設定されている。図５のプロットは、４８Ｖの電源の８オームの負荷に関するフルスケールが−２０ｄＢの３２０Ｈｚのトーンの１サイクルについての、出力電圧及びインダクタ電流を示す。３段階の変調に関して言えば、小さな信号レベルについてはインダクタ電流にリップルあまり存在しない。これは、小さな信号レベルではゼロ交差が生じていることを意味する。全ての信号が３段階のシステムにおいてこのようなタイプの歪みを呈するであろうが、信号と比較して歪みが顕著であるため、低い信号レベルでは歪みが悪化するものと思われる。図６及び図７はゼロ交差領域の重要な部分の詳細をさらに拡大している。

ブリッジの一方の側のＰＷＭ出力の遅れが電流リップルを形成し、２段階の変調に関して言えば電流のゼロ交差を低い出力レベルから逸らせる。図８及び図９の時間領域のプロットは、スイッチング周期の１／４だけＡ信号に対してＢ信号を遅らせることによって取得される。

３段階の変調歪みに関するＦ_{ｓｗｉｃｈ}／２でのトーンの付加の効果
３段階の変調（クラスＢＤ）に関する２つの歪みの原因は、トーンを加えることによる影響を受ける可能性がある。

コインシデンス歪み：
・低い信号レベルにおいて、ブリッジの２つの側がほぼ同時に切り替わる。一方の端部から他方の端部への結合を最小限にするために、２つの切り替えの事実を引き離すのが好都合である。

不感時間歪み：
・出力ステージにおける不感時間が、出力電流が０に近い際に不感時間が生じることで不感時間の際の出力レベルが信号依存となるため、低い信号レベルにおいて現れる。

図１０は、Ｆ_{ｓｗｉｃｈ}／２でトーンを加えることが３段階の変調のＰＷＭ波形にどのような影響を及ぼすのかを示す。Ｆ_{ｓｗｉｃｈ}／２でのトーンはスイッチング速さの半分であり、３８４ｋＨｚのスイッチング速さに対して１９２ｋＨｚに相当する。振幅ａｌｐｈａのＦ_{ｓｗｉｃｈ}／２トーンを一連のサンプル、＋ａｌｐｈａ、−ａｌｐｈａ、＋ａｌｐｈａ、−ａｌｐｈａ等として、効果的に発生できる。図１０は、これが０入力信号に加えられる場合に何が起きるかを示す。位相＝０では、−ａｌｐｈａが加えられる。位相＝１では、＋ａｌｐｈａが加えられる。

２組の曲線Ａ及びＢは、コインシデンス歪みの影響を示す。上側の曲線の組は、０入力でａｌｐｈａ＝０であり、これは２つの変調出力Ａ及びＢが同時に切り替わることを意味する。下側の曲線の組は、ａｌｐｈａ＝０．２５である。位相＝０では、変調入力が−ａｌｐｈａであり、これはＡ側が高くなる前にＢ側が低くなることを意味する。位相＝１では、変調入力が＋ａｌｐｈａであり、これはＢ側が高くなる前にＡ側が低くなることを意味する。Ａ及びＢ側は、同時には切り替わらない。

不感時間歪みは、出力ステージの非常に簡略化したモデルを用いて説明されている。問題は、図１０に示すような負荷にわたって１つのコンデンサを具えたＬＣフィルタを使用する場合に生じる。不感時間の間に−−２つのハーフブリッジのうちの一方の上部又は下部ＦＥＴのいずれもが導通しない場合に−−出力レベルが電流Ｉの方向によって判定される。ハーフブリッジからのインダクタ電流が正の場合（Ｉ＞０）、不感時間の際にその出力が低く引き下げられる。ハーフブリッジからのインダクタ電流が負の場合（Ｉ＜０）、不感時間の際にその出力が高く引き上げられる。

２組の曲線は、ゼロ入力信号に関する電流の影響を示している。上側の曲線の組ではＡ及びＢが同時に切り替わり電流Ｉが０となる。下側の曲線の組では、ＢがＡの前に切り替わり、この場合電流が０付近で変動する。電流は位相＝０で負になり、位相＝１で正になるが、Ａ及びＢが切り替わる場合にそれは明確な正又は負の値である。

小さな入力信号を加える場合、電流Ｉは信号によって変調される。ａｌｐｈａ＝０の第１のケースでは、これにより出力レベルが不感時間の際に信号に依存するため、歪みを形成する。ａｌｐｈａ＞０のケースでは、信号による電流の変調がＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンからの電流リップルよりも小さい限り、切り替わる場合に明確な正及び負の電流を得るため、歪みを形成しない。

信号電流がＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２リップル電流よりも大きいもっと大きな振幅の信号の場合には、歪みは消えないが、この場合歪みは影響を「覆う」のを助ける程度の信号レベルで生じる。

Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを加えると、「交差する」不感時間歪みを０からそらして、歪みが最も目立つ低いレベルの入力信号ではそれを基本的に除去する。

トーンを付加することは、負荷のそれぞれの側に別々のコンデンサを具えた出力ＬＣフィルタを使用する場合、ブリッジモードで一つの負荷を駆動させる２つのハーフブリッジ出力フィルタと同様に、不感時間歪みに小さな影響を有する。

トーンを負荷することは、フルブリッジ３段階の変調方式の一方の側の遅延と同じような利点を有するが、全く異なる方法でこれらの利点を得る。例えば、Ｒｉｓｂｏ及びＡｎｄｅｒｓｋｏｕｖによる、特許出願ＰＣＴ／ＤＫ９９／００４１８（ＵＳ，６，３７３，３３６Ｂ１）を参照されたい。

トーンを付加することに関する１つの問題は、広帯域の出力スペクトルを示すことである。トーンのレベルは、ブログラム可能なファクタであるａｌｐｈａによってスケーリングされて、プロットにおけるトーンの「可視性」とどのくらい歪みが０レベルからそれるのかとの間のトレードオフ（ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ）が可能となる。

トーンを付加すると、通常、アンプの次の段階に供給される信号のピークの振幅が増加するため、クリッピング又は他の過負荷の挙動が生じる前に扱い得る最大の入力信号が減少する。ノイズシェーパーを有するアンプでは、それは一般的に、初めにクリッピングするノイズシェーパーである。このようなアンプが、機能的なブロック図がノイズシェーパーを含むシステムの構成を示す図１１に表されている。このシステムは、入力音声信号を受信して、超音波信号発生器４２０から受信した超音波信号でこの音声信号を変更するよう構成されたモディファイア４１０を有する。このような変更した音声信号を直接変調器４３０に出力するのではなく、信号がノイズシェーパー４２５に出力される。ノイズシェーパー４２５は、変調器４３０に信号を通す前に信号を量子化する。そして、変調器４３０は、音声信号からの変調信号を具えたパルスを発生させ、これらの信号を出力切り替え器４４０に出力する。そして、出力切り替え器４４０の出力を使用して負荷４５０を駆動する。

ノイズシェーパーの中でクリッピングを固定するために、トーンを多項式Ｐ（ｘ）＝１−ｘ^２によってスケーリングできる。ここで、ｘはトーンを加える前の信号レベルである。ｘは−１から１までの範囲であるため、ｘが−１及び１の高いレベルのときに１−ｘ^２は０に近付く一方で、ｘが０に近づいて低い信号レベルのときに１−ｘ^２は１に近づく。

さらに別の問題は、トーンが、ＰＷＭの非線形出力でＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２付近でノイズシェーパーのノイズと相互変調する可能性があることである。ノイズ量の中に「部屋」がある場合、Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２トーンの付近に小さな凹部を具えたノイズシェーパーのためのノイズ伝達関数を構成し、相互変調して可聴帯域に戻るノイズの量を減らすことが役に立つ可能性がある。

図１２及び図１３のプロットは、Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２でトーンを付加することで、同じ周波数で電流リップルを発生させることを示している。低い信号レベルでは、これは電流がスイッチ周期毎に０を横切って、出力が線形となることを意味する。Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２トーンの振幅ａｌｐｈａが電流の振幅を制御することで、線形領域の「幅」を制御する。ａｌｐｈａ＝１／１６で取得された図１４に示すプロットは、このようなことを示している。

ＡＭラジオ受信に関する影響
また、Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２トーンを使用して、スイッチトーンＦ_{ｓｗｉｉｃｈ}からエネルギを追い出すことが可能である。アンプをゼロ入力信号で駆動する場合、非常に小さな信号エネルギが音声帯域の中に分布し、わずかな部分がノイズシェーパーによって高周波数に広がり、その一方で、スイッチング周波数におけるエネルギのレベルがそのピークとなる。入力信号が変調される際に、より大きなエネルギが他の周波数に位置するため、スイッチングトーンにおけるエネルギの量が減少する。

スイッチングトーンからの信号の追い出しを使用して、「ＡＭラジオ回避」を実行できる。ＡＭラジオ（５００から１５００ｋＨｚ）についての搬送波の周波数帯域は、クラスＤのアンプ（基本周波数が２５０から１０００ＭＨｚ）で使用するスイッチング周波数の基本及び高調波周波数の範囲内に存在する。このため、ＡＭラジオに近いクラスＤのアンプを使用すると、スイッチングトーンの基本及び高調波がＡＭラジオの帯域と干渉する可能性がある。これを避ける１つの方法は、例えば、Ｍｅｌａｎｓｏｎによる米国特許出願番号第２００４／０１００３２８号に記載されているように、ラジオと干渉する場合、クラスＤのアンプのスイッチング周波数を変更することである。しかしながら、クラスＤのアンプのスイッチング周波数を急いで変更することは問題があるため、代替的な方法は、Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２トーンを使用することである。Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}トーンがＡＭラジオの受信と干渉する場合、Ｆ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２トーンを増加させてＦ_{ｓｗｉｉｃｈ}からエネルギを追い出すことが可能である。

最大エネルギを追い出すために、クリッピング無しにＦ_{ｓｗｉｉｃｈ}／２で付加されるトーンのレベルを最大限にすることが必要である。一般に、多項式Ｐ（ｘ）及びファクターａｌｐｈａによってトーンをスケーリングする場合、信号に加えて付加したトーンが｜ｘ｜＋ａｌｐｈａ＊｜Ｐ（ｘ）｜よりも小さいか又は等しい最大信号を有する。信号がクリッピングしないことを確実にするために、｜Ｐ（ｘ）｜＜＝（１−｜ｘ｜）／ａｌｐｈａ、又はａｌｐｈａ＝１で、｜Ｐ（ｘ）｜＜＝１−｜ｘ｜となるように、Ｐ（ｘ）を選択する必要がある。

３段階の変調に関する低レベルでの歪みを避けるために使用するＰ（ｘ）＝ｌ−ｘ^２の形式の二次の多項式を処理できる「ベスト」なことは、ａｌｐｈａ＝０．５（０＜＝ｘ＜＝１に対してａｌｐｈａ＊（１−ｘ^２）＋ｘ＜＝１を解くによって求められる）に設定することである。しかしながら、このような多項式のスケーリングは、入力信号ｘ＝０に対して最大レベルの１／２のＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２でのトーンのみを発生させる。

四次の多項式Ｐ（ｘ）＝ｂ４＊ｘ^４＋ｂ２＊ｘ^２＋ｂ０を使用し、ｂ４＝１．３８６３，ｂ２＝−２．２７２５，ｂ０＝０．８８６３及びａｌｐｈａ＝１を選択することによってより良い解を求めることができる。しかしながら、提案された実施例は２よりも大きい係数を取り扱わないため、ｂ４＝１．２２００，ｂ２＝−２及びｂ０＝０．７８００に対して、この係数を２／ｂ２で割り、ａｌｐｈａ＝ｂ２／２＝１．１３６３を用いることができる。

図１５を参照すると、本実施例に従ったモディファイアの実施を示す機能的なブロック図を示す。本実施例では、モディファイアがスイッチング周波数の半分の方形波を使用する。この方形波は、四次の多項式ｂ４＊ｘ^４＋ｂ２＊ｘ^２＋ｂ０で定義される非線形関数によってスケーリングされる。

図１６は、多項式スケーリング関数のいくつかの候補を示す。実線は、クリッピングせずに可能なスケーリング関数の最大レベル１−｜ｘ｜である。多項式は、同じような下限値｜ｘ｜−１よりも高い状態が続いて、確実に｜Ｐ（ｘ）｜＜＝１−｜ｘ｜となるようにしなければならない。

点線は、ａｌｐｈａ＝０．５に設定した最大値を具えた二次のＰ（ｘ）＝１−ｘ^２である。ダイヤモンド形で示す線は、ａｌｐｈａ＝１の場合の四次の多項式Ｐ（ｘ）＝１．３８６３＊ｘ^４−２．２７２５＊ｘ^２＋０．８８６３で、一方、点状の線は、最大係数値が２であるＰ（ｘ）＊２／２．２７２５＝１．２２＊ｘ^４−２．００＊Ｘ^２＋０．７８を示す。四次の多項式では、ａｌｐｈａについてより大きな範囲を有し、入力音声（ｘ）が０又は低いレベルの場合にＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}出力がより一層抑制される。

多項式は、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンのスケーリングの「予測可能な」方法として選択される。他の非線形スケーリング関数とは対照的に、例えばクリッピングせずに最大レベルでＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを得るＰ（ｘ）＝１−｜ｘ｜のように、入力信号から発生する高調波が可聴帯域性能に影響を及ぼさないことを予測して確かめることが可能である。より高次の多項式に進んで最大レベルに近付くことができるが、余分な計算コスト及び高調波により、それを価値のあるものにしない。

付加するＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンの効果が、図１７及び図１８のプロットによって示されており、それらはシミュレーションから作製される。セットアップは、スイッチング速度３８４ｋＨｚ、７６８レベル、８オームの負荷への２２ｕＨ／０．４７ｕＦ ＬＣフィルタを具えた「完全な」ハーフブリッジ出力ステージである。入力は、フルスケール−６０ｄＢの５ｋＨｚの純粋な正弦波である。ａｌｐｈａ＝０における図１７のプロットは、３８４ｋＨｚで基本的なスイッチングトーン及び１１５２ｋＨｚで３次の高調波を示す。７６８ｋＨｚの２次の高調波の周辺では、５ｋＨｚの出力トーンの「複製」のみが確認される。

図１８は、同じセットアップであるが、係数ａｌｐｈａは１６０／１２８＝１．２５で、多項式１．２２＊ｘ^４−２．００＊Ｘ^２＋０．７８を乗算したものである。ここで、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２でのトーン及びその高調波が見られ−そして、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}及び３Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}トーンが実質的に減少していることが分かる。

以下の表は、ａｌｐｈａ＝０，１４０／１２８及び１６０／１２８での性能をまとめている。ａｌｐｈａ＝１６０／１２８に設定すると、基本周波数Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}が２０ｄＢ以上減少し、３次の高調波が１０ｄＢ以上減少する。コストは、−６０ｄＢの入力レベルを参照して、７０ｄＢから約４０ｄＢに減少し、すなわち、ノイズがフルスケールを参照して−１３０ｄＢから−１００ｄＢに増加する。増加したノイズは、上記のように、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンとノイズシェーパによって生成されるＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２に近いノイズ成分との間の相互変調に起因する。

しかしながら都合の悪いことに、設定したａｌｐｈａ＝１６０／１２８は、全ての信号レベルでクリッピングを避けられない。これは、図１６を参照して理解できる：すなわち、設定したａｌｐｈａ＝１４５．５／１２８がダイヤモンド形によって示される効果を与える。設定したａｌｐｈａ＝１６０／１２８は、ダイヤモンド形によって示される曲線をスケーリングするため、ａｌｐｈａによってスケーリングされる場合に、多項式がクリッピングを避けるために１−｜ｘ｜よりも小さくなければならないという要請に違反し、違反は大体ｘ＝０．２７からｘ＝０．４２２の範囲にわたって生じる。ａｌｐｈａ＝１４０／１２８という値により、−１から１までの範囲の全てのｘについてクリッピングを避けることができ、適度な安全範囲を具える一方で、依然として周波数Ｆｓｗｉｔｃｈにおいて１１．５ｄＢの出力トーンの減少を与える。このため、非常に低い信号レベルでａｌｐｈａ＝１６０／１２８という値を使用して、入力信号レベルが０．０２７といった閾値を超えることが検出される場合に、例えば、１４０／１２８にアルファの値を減少させるための手段を提供するのが好適である。

Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンが十分なレベルで付加される場合に取得する増加したノイズレベルは、ＡＭラジオの複製物に照らして容認できるであろう。Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを十分なレベルで付加する理由は、ＡＭラジオ干渉の成分を減らすためであるため、必要に応じてダイナミックにＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンで切り替えることは有利である。これを行うために、アンプは、いつスイッチング速さＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}又はその高調波がＡＭ受信といつ干渉するのかを認識する必要がある。アンプに情報を提供するよう構成された典型的なシステムを図１９に示す。

図１９を参照すると、アンプがＡＭラジオ受信機に結合されたにシステムを表した機能的なブロック図を示す。本システムは、モディファイア５１０と、超音波発生器５２０と、変調器５３０と、出力切り替え器５４０及び負荷５５０とを有しており、それぞれが基本的に上記のように構成されている。しかしながら、本システムでは、ラジオ受信機５６０がモディファイア５１０に入力音声信号を出力するだけではなく、制御信号ライン５７０を介してモディファイアに制御情報を出力する。このような制御情報は、例えば、受信した音声信号に対応する搬送波の周波数及びラジオ受信機が感知できる周波数帯域の幅、又は超音波信号がラジオ信号の受信と干渉する否かを示すロジック信号といった情報を有する。

例えば、所定のスイッチ速さＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}、ＡＭラジオ中心周波数Ｆｃ及びＦｃの周辺の所望の「トーンレス」帯域幅ｂｗといった上記のセットアップのために：

（（Ｆ_{ｓｗｉｔｅｈ}＞Ｆｃ−ｂｗ＆＆Ｆ_{ｓｗｉｔｅｈ}＜Ｆｃ＋ｂｗ）｜｜（３＊Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}＞Ｆｃ−ｂｗ＆＆３＊Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}＜Ｆｃ＋ｂｗ））の場合、
Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２を作動させる必要があり、
それ以外の場合、
Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２を止める。

当然ながら、不感時間歪み又コインシデンス歪みを減らすことを目的としてＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを必要とし、「Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンオフ」という命令は、完全にトーンを無くすのではなく係数ａｌｐｈａを下げて低い値を使用するための命令として解釈される。

アンプの処理装置は、帯域幅ｂｗ及び電流の周波数Ｆｃが、ラジオの周波数について「知っている」外部のコントローラから供給される場合にこれを計算でき、−又は外部のコントローラは、−通信インターフェイスを介して又は単にＧＰＩＯ入力ピンをアクティブにすることによって、これを計算して単一のロジック信号を供給しＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを作動させる。多くのアプリケーション（例えば、ＡＶＲ，ＭｅｄｉａＰＣ ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ｈｅａｄ ｕｎｉｔｓ等）では、ＡＭラジオ及びクラスＤのアンプが、ＦＣ又はロジックＦ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２作動信号のいずれかの通信を制御できる「グローバルの」コントローラを具えた単一のユニットの中にある。他のアプリケーションでは、ある種のネットワーク接続によって接続されたＡＭラジオ及びクラスＤアンプが別々の装置の中にあり、ＡＭラジオ受信機に影響を及ぼすスイッチトーンに関して十分近くにある。このようなタイプのシステムの例として、家庭内でネットワーク接続した（イーサネット（登録商標）上のＵＰｎＰ又はＷｉＦｉ）アクティブスピーカ又は自動車の中で別にネットワーク接続した（ＭＯＳＴシステム）装置がある。このようなタイプのシステムでは、周波数Ｆ_ｃを示す信号、又はＦ_{ＳＷｉＴＣＨ}／２トーンの必要性を示すロジック信号がネットワーク接続を越えて送信される。

図２０を参照すると、アンプがネットワークによって他の音声システムの部品に結合されたシステムを表す機能的なブロック図を示す。本例では、スイッチングアンプ６１０が上記のように作動して負荷６２０を駆動させる。アンプ６１０は、ＡＭラジオ受信機といった別のネットワークの部品からの入力音声信号を受信する。アンプ６１０は、コントローラ６３０から動作パラメータを受信するよう構成されている。コントローラ６３０は、音声ネットワークを介して制御情報を受信してコントローラ６３０に制御情報を出力するようよう構成されたネットワーク受信部６４０に結合されている。

Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンの実施例
トーンでスケールされた同じタイプの多項式：
ｙ＝ｘ＋ａｌｐｈａ＊（ｂ４＊ｘ^４＋ｂ２＊ｘ^２＋ｂ０）＊ｔｏｎｅ
を付加することによって、不感時間歪み及びＡＭラジオの回避の双方を実施可能である。ここで、ｘは入力信号、ｙは信号＋スケールされたトーンに等しい出力、ａｌｐｈａはスケーリングファクタ、ｂ０，ｂ２及びｂ４は、多項式の係数である。一般に、これは特注のハードウェア及びより一般的なＤＳＰのようなデータパスの組み合わせで実行される。

ａｌｐｈａの設定をレジスタのビットによって制御できる。例えば、ａｌｐｈａを１／１２８のユニットを具えたレジスタの８ビットの値で制御できる。これにより、ａｌｐｈａを１／１２８の最小単位で０から２５５／１２８の範囲に設定し得る。

デジタルＰＷＭアンプの典型的な実施例は、上記のように、乗算−累算タイプの命令を実行する特注のハードウェア及びより一般的なＤＳＰのようなデータパスの組み合わせである。Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２でのトーンは、単に一連の−１，１，−１，１等である。このため、スケーリングされたタイプのａｌｐｈａ＊トーンをハードウェアに効果的に発生させて、「係数」ＰＷＭｔｏｎｅａとしてデータパスに出力することができる。トーンがサンプル毎に０及び１の間で変化する信号「ｆｓ２ｔｏｎｅ」として表される場合、ハードウェアは：
ＰＷＭｔｏｎｅａ＝（ｆｓ２ｔｏｎｅ？ａｌｐｈａ：−ａｌｐｈａ）
ｆｓ２ｔｏｎｅ＝〜ｆｓ２ｔｏｎｅ
を生成できる。

入力信号ＰＷＭｘを与えると、データパスは、信号及びスケーリングされたトーンの出力の総和ＰＷＭｙを計算する：そして、データパスは：
ＰＷＭｘｘ＝ＰＷＭｘ＊ＰＷＭｘ
ｓｃａｌｅ＝（ｂ４＊ＰＷＭｘｘ＋ｂ２）＊ＰＷＭｘｘ＋ｂ０
ＰＷＭｙ＝ＰＷＭｘ＋ｓｃａｌｅ＊ＰＷＭｔｏｎｅａ
を計算する。

「ＰＷＭｘｘ」及び「ｓｃａｌｅ」の値は中間記憶装置に保持されるため、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２のブロックに関してデータレジスタを要しない。

係数ｂ０−ｂ４は係数メモリの中に記憶される。

Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンを使用して３段階の変調モードでの不感時間歪みを移動させる場合、多項式Ｐ（ｘ）＝１−ｘ^２は、ｘ＝０で１の値を有し、ｘ＝１及びｘ＝−１で０の値を有するため、ｂ４＝０，ｂ２＝−１及びｂ０＝１を選択することが良い選択である。一般に、ａｌｐｈａは約０．１に選択される。

アンプの処理装置は、スケーリングファクタであるａｌｐｈａ及び係数ｂ０，ｂ２及びｂ４を更新できる。これを用いて、音量調整、入力信号のタイプ及び強さ、ノイズシェーパーのクリッピング等といったアンプの作動状態の変化に対してダイナミックに対応し、Ｆ_{ｓｗｉｔｃｈ}／２トーンの付加による利点と欠点との間の最適なバランスを維持することが可能である。

図２１を参照すると、監視装置を採用したシステムの構成を表す代替的な実施例に従った機能的なブロック図を示す。本実施例では、モディファイア３１０が、入力として音声信号及び信号発生器３２０からの超音波信号を受信し、これらの入力に基づいて変更した音声信号を発生させる。変更した音声信号は変調器３３０に出力され、変調器３３０が変更した音声信号から変調した出力信号を具えたパルスを出力する。次に、パルス幅変調信号を使用して出力切り替え器３４０を駆動させる。変調信号とともにこれらのパルスを使用することで、出力切り替え器３４０が負荷３５０を駆動させるのに使用するアナログ音声信号を発生させる。このようなシステムは、図３に示すシステムとは異なり、監視装置３６０がシステムに含まれている。監視装置３６０は変調器３３０及び出力切り替え器３４０から情報を受信し、このような情報を監視して超音波信号を変更又はオンオフ切り替えすべきか否かを判断する。変更が必要であると監視装置３６０が判断する場合、監視装置はモディファイア３１０に適切な制御信号を出力できる。

上記の実施例は実例を表すことを意図することに留意されたい。代替的な実施例は、上記以外の機構又はアルゴリズムを用いて１又はそれ以上の上記の態様を実施してもよく、又は、上記の例で使用されているのとは異なるパラメータを使用してもよい。例えば、ある実施例がスイッチング周波数の半分の周波数でトーンを付加するが、これは全ての実施例において当てはまるわけではなく、他の周波数でトーン又はトーン、又は超音波信号を使用してもよい。同様に、有線ネットワーク、無線ネットワーク、光ネットワーク、電力線ネットワーク、ＣＡＮネットワーク、ＩＥＥＥ ８０２．１１ネットワーク、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈネットワーク、Ｚｉｇｂｅｅネットワーク等を含む、特に上述されていないネットワークのタイプにおいて代替的な実施例を実行してもよい。代替的な実施例は、ラジオ干渉の監視又は音声信号の非線形関数による付加した超音波信号の変更といった、上記の実施例とともに上記の全ての態様を含んでいる必要はない。

当業者は、様々な異なる技術及び方法を用いて情報及び信号を表してよいことを理解するであろう。例えば、上記にわたって表されているデータ、情報、信号、ビット等を、電圧、電流、電磁波等、又はそれらの組み合わせで表してもよい。電線、金属配線等を含む適切な移送媒体を使用して開示したシステムの成分間で情報及び信号を伝えてもよい。

さらに、当業者は、様々な実例的な論理ブロック、モジュール、回路、及び本書で開示された実施例に従って記載されたアルゴリズムのステップを、電子機器、コンピュータソフトウェア、又は双方の組み合わせとして実施してもよいことを理解するであろう。ハードウェア及びソフトウェアのこのような互換性を明確に説明するために、様々な実例的な部品、ブロック、モジュール、回路、及びステップが、一般にそれらの機能の観点で上述されている。このような機能をハードウェア又はソフトウェアで実施するか否かは、特定の適用及びシステム全体に課される構成上の制約によって決まる。当業者は、それぞれの特定の適用に関する様々な方法で上記の機能を実施してよいが、このような実施は、本発明の範囲からの逸脱をもたらすと解釈すべきではない。

本書に記載の実施例に従った上述の様々な実例の論理ブロック、モジュール、及び回路を、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、汎用プロセッサ、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）又は他の論理デバイス、別々のゲート又はトランジスタ論理、別々のハードウェア部品、又は本書に記載の機能を実行するよう構成されたそれらの任意の組み合わせとともに実施又は実行してもよい。

本発明によって提供される利益及び利点が、特定の実施例に関して上述されている。これらの利益及び利点、及びそれらを生じさせ又はより明白にする構成要素又は限定は、特許請求の範囲のうちのいくつか又はその全ての、重要な、必須の、又は本質的な態様であると解釈されるべきではない。本書で使用されているように、「具える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「具えている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、又はそれらの他のバリエーションは、これらの用語に続く要素又は限定を非排他的に含むものとして解釈されることを意図するものである。従って、１組の要素を具えるシステム、方法、又は他の実施例は、これらの要素のみに限定されず、明確に記載されていない又は記載した実施例に固有の他の要素を含む。

特定の実施例に関連して本発明を説明したが、当該実施例は実例のためのものであり本発明の範囲をこれらの実施例に限定するものではないことに留意されたい。上記の実施例に対する多くのバリエーション、改良、付加及び改善が可能である。これらのバリエーション、改良、付加及び改善は、上記の特許請求の範囲の中で詳述された本発明の範囲内にあると考えられる。

図１は、２段階の変調システムの信号によって駆動され、スピーカに適用される出力音声信号を発生させる１組のＦＥＴを表す概要図である。 図２は、３段階の変調システムの信号によって駆動され、スピーカに適用される出力音声信号を発生させる２組のＦＥＴを表す概要図である。 図３は、１つの実施例に従ったシステムの構成を表す機能的なブロック図である。 図４は、１つの実施例に従ったモディファイアの構成を表す機能的なブロック図である。 図５は、３段階のブリッジ出力に関する不感時間の影響を示す時間領域プロットである。 図６は、３段階のブリッジ出力に関する不感時間の影響を示す時間領域プロットである。 図７は、３段階のブリッジ出力に関する不感時間の影響を示す時間領域プロットである。 図８は、電流リップルを形成して電流のゼロ交差を低い出力レベルから追い出す３段階システムの一方の側の遅延するＰＷＭ出力の影響を示す時間領域プロットである。 図９は、電流リップルを形成して電流のゼロ交差を低い出力レベルから追い出す３段階システムの一方の側の遅延するＰＷＭ出力の影響を示す時間領域プロットである。 図１０は、３段階の出力ステージを単純化した構成、及びスイッチング周波数の半分の周波数でのトーンの付加が３段階の変調にどのように影響するのかを示す波形を示すダイヤグラムである。 図１１は、１つの実施例に従ったノイズシェーパーを有するシステムの構成を表す機能的なブロック図である。 図１２は、スイッチング周波数の半分の周波数でのトーンの付加が同じ周波数で電流リップルを発生させることを示す時間領域プロットである。 図１３は、スイッチング周波数の半分の周波数でのトーンの付加が同じ周波数で電流リップルを発生させることを示す時間領域プロットである。 図１４は、付加したトーンの振幅が電流の振幅を制御することで線形領域の「幅」を制御することを示す時間領域プロットである。 図１５は、１つの実施例に従ったモディファイアの実施を表す機能的なブロック図である。 図１６は、付加した超音波信号のスケーリングに使用する多項式関数の候補を示す図である。 図１７は、スイッチング周波数の半分の周波数でトーンを付加したことの影響を示す周波数領域プロットである。 図１８は、スイッチング周波数の半分の周波数でトーンを付加したことの影響を示す周波数領域プロットである。 図１９は、１つの実施例に従ったアンプが結合されたシステムを表す機能的なブロック図である。 図２０は、１つの実施例に従った、アンプがネッツワークによって他のシステム部品に結合されたシステムを表す機能的なブロック図である。 図２１は、１つの実施例に従った、監視装置を採用したシステムの構成を表す機能的なブロック図である。

Claims (30)

1. 音声信号を受信する入力部と、
   前記音声信号に応じてスイッチング波形を生成する変調器と、
   前記スイッチング波形に応じて出力を発生させる出力切り替え器と、を具えるスイッチングアンプであって、
   改善した前記アンプが、さらに、超音波信号を発生させる超音波信号発生器と、前記超音波信号に応じて前記音声信号を変更するモディファイアと、を具えることを特徴とするスイッチングアンプ。
2. 前記モディファイアが加算器を具えることを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
3. 前記モディファイアが、前記音声信号に応じて入力される非線形波形発生器と、
   乗算器と、を具えており、
   前記乗算器が、前記超音波信号と前記非線形波形発生器の出力とを乗算するよう構成されており、
   前記モディファイアが、前記乗算器の出力と前記音声信号とを加算するよう構成されていることを特徴とする請求項２に記載のアンプ。
4. 前記超音波信号発生器が、前記アンプが実質的に直線的に対応し得る最大値に近い値を前記音声信号が有する場合に、前記超音波信号の振幅を小さくするよう構成されていることを特徴とする請求項３に記載のアンプ。
5. 前記スイッチング波形が周波数Ｆｓを有しており、前記超音波信号が周波数Ｆｓ／２を有するトーンであることを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
6. ゲイン係数を記憶するためのプログラム可能なメモリを具えており、
   前記モディファイアが前記ゲイン係数に応じて前記音声信号を変更するよう構成されていることを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
7. さらに、前記アンプの動作に関する情報を前記モディファイアに与えるよう構成されたを監視装置を具えており、
   前記モディファイアが前記情報に応じて、
   （ａ）前記超音波信号に掛け合わせるゲイン係数
   （ｂ）前記超音波信号に掛け合わせる前記音声信号の非線形関数
   のうちの少なくとも１つを調整することを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
8. 前記監視装置によって提供される前記情報が、
   （１）音量調節の設定
   （２）入力信号のタイプ
   （３）入力信号の強度
   （４）前記アンプにおけるクリッピングの発生
   のうちの１つに関する情報を具えていることを特徴とする請求項７に記載のアンプ。
9. さらに、ノイズ伝達関数を有するノイズシェーピング型量子化器を具えており、
   前記超音波信号が周波数を有するトーンを具えており、
   前記ノイズ伝達関数が前記トーンの周波数で前記ノイズ伝達関数を実質的に減らすゼロ点を有していることを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
10. 前記スイッチング波形が周波数Ｆｓを有しており、前記トーンの周波数がＦｓ／２であることを特徴とする請求項９に記載のアンプ。
11. 前記モディファイアが、前記アンプからの放射がラジオ受信との干渉の原因となるか否かを表す１又はそれ以上の信号に応じて動作可能又は動作不可となることを特徴とする請求項１に記載のアンプ。
12. さらに、前記アンプからの放射がラジオ受信との干渉の原因となるか否かを表す信号を受信するよう構成された制御入力部を具えていることを特徴とする請求項１１に記載のアンプ。
13. 前記制御入力部が電気入力部であることを特徴とする請求項１２に記載のアンプ。
14. 前記制御入力部が制御ポートの論理ビット位置にあることを特徴とする請求項１２に記載のアンプ。
15. 前記アンプからの放射がラジオ受信との干渉の原因となるか否かを表す信号が、ラジオ受信機によって受信される周波数も表すことを特徴とする請求項１１に記載のアンプ。
16. 前記アンプからの放射がラジオ受信との干渉の原因となるか否かを表す信号が、前記ラジオ受信機によって受信される帯域幅も示すことを特徴とする請求項１５に記載のアンプ。
17. さらに、ラジオ受信機を具えていることを特徴とする請求項１５に記載のアンプ。
18. 基本周波数を有するスイッチング波形を使用するスイッチングアンプであって、少なくとも１の調整可能な動作パラメータを有するアンプと、
    前記アンプに結合されたコントローラと、
    前記コントローラ及びネットワークに結合されたネットワーク受信部と、を具えた装置であって、
    前記コントローラが前記ネットワーク受信部からメッセージを受信するよう構成されており、
    前記コントローラが、前記動作パラメータを調整して、前記アンプがラジオ受信機と干渉を生じる可能性があることを示すメッセージを受信する前記ネットワーク受信部に応じて、前記基本周波数又は前記基本周波数の高調波での信号の振幅を小さくするよう構成されていることを特徴とする装置。
19. 前記ネットワークが、有線ネットワーク、無線ネットワーク、及び光ネットワークのうちの１を具えていることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
20. 汎用型の前記ネットワークが、
    イーサネット（登録商標）ネットワーク、
    電力線ネットワーク、
    ＭＯＳＴネットワーク、
    ＣＡＮネットワーク、
    ＩＥＥＥ ８０２．１１ネットワーク、
    Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈネットワーク、
    及びＺｉｇｂｅｅネットワークのうちの１から選択されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
21. 音声信号を増幅するスイッチングアンプにおいて、前記アンプの性能を改善するための方法であって、
    超音波信号を発生させるステップと、
    前記音声信号に前記超音波信号を加えるステップと、
    を具えることを特徴とする方法。
22. 前記アンプの性能の改善が、前記アンプの中の低い信号レベルでのコインシデンス歪みを減少させることを具えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
23. 前記アンプの性能の改善が、前記アンプの中の不感時間歪みを減少させることを具えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
24. 前記アンプの性能の改善が、ＡＭラジオ帯域での信号の放射を減少させることを具えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
25. 前記超音波信号を発生させるステップがトーンを発生させるステップを具えており、
    前記トーンの周波数が前記スイッチングアンプのスイッチング周波数の半分であることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
26. さらに、プログラム可能なメモリにゲイン係数を記憶するステップと、
    前記超音波信号と前記ゲイン係数とを乗算するステップと、を具えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
27. さらに、前記超音波信号と前記音声信号の非線形関数とを乗算するステップを具えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
28. さらに、前記音声信号が大きい場合に前記非線形関数が減少するよう設定することによって、前記アンプの過負荷の可能性を減らすステップを具えていることを特徴とする請求項２７に記載の方法。
29. さらに、前記アンプの動作を監視して、
    （ａ）クリッピング
    （ｂ）過負荷
    （ｃ）初期のクリッピング
    （ｄ）初期の過負荷
    から成る群から選択される状態を検出し、
    検出された前記状態に応じて前記超音波信号を調整することによって、クリッピング又は過負荷の可能性を減らすステップを具えていることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
30. 前記超音波信号が対応する周波数を有するトーンを具えており、
    前記方法が、ノイズ伝達関数を有するノイズシェーピング型量子化器を有するアンプで実行され、
    前記方法が、さらに、前記トーンの周波数に近い周波数で振幅が減少するよう前記量子化器の前記ノイズ伝達関数を設定することによって、前記トーン及び前記量子化器によって生成されるノイズ間の可聴周波数相互変調積を減少させるステップを具えていることを特徴とする請求項２１に記載の方法。

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